JP3424319B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ装置に関し、
特に、電圧帰還制御を行うＰＷＭインバータ装置の出力
電圧検出回路の改良に関する。
特に、電圧帰還制御を行うＰＷＭインバータ装置の出力
電圧検出回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧帰還制御を行うＰＷＭ方式の電圧形
インバータにおいては、これまで低周波帯域、低電圧ま
で正確な正弦波形に制御することが極めて難しかった。
これは、このインバータでは、三角波状の搬送波形と正
弦波状の信号波形をコンパレータで比較するＰＷＭ制御
回路が設けられているが、指令正弦波波形等をいかに正
確にしても主回路トランジスタのデットタイムを確保す
るための遅れや、トランジスタ回路自体の遅れ等によっ
てどうしても出力電圧に相当の波形歪が生じてしまう。
特に、上記のインバータでモータ等を運転する場合は、
モータを円滑に制御できなくなる。
インバータにおいては、これまで低周波帯域、低電圧ま
で正確な正弦波形に制御することが極めて難しかった。
これは、このインバータでは、三角波状の搬送波形と正
弦波状の信号波形をコンパレータで比較するＰＷＭ制御
回路が設けられているが、指令正弦波波形等をいかに正
確にしても主回路トランジスタのデットタイムを確保す
るための遅れや、トランジスタ回路自体の遅れ等によっ
てどうしても出力電圧に相当の波形歪が生じてしまう。
特に、上記のインバータでモータ等を運転する場合は、
モータを円滑に制御できなくなる。
【０００３】また、近年では、高周波スイッチングトラ
ンジスタが出現し、パルス幅変調のチョッピング周波数
が高くなるにつれて、トランジスタ回路の回路出力の遅
れと、そのバラツキ等による出力波形の歪がより大きく
なる。この出力波形に歪のある回路出力によりモータを
駆動させる場合には、モータ電流がハンテングを生じた
り、大きな回転リップル等を生じたりして使用に耐える
ことができなくなる。また、ＡＳＲ（自動変速）制御を
行わないＰＷＭインバータでは、例えば定速速度の数１
０分の１の速度をコンスタントに得ようとすることも非
常に難しくなる。
ンジスタが出現し、パルス幅変調のチョッピング周波数
が高くなるにつれて、トランジスタ回路の回路出力の遅
れと、そのバラツキ等による出力波形の歪がより大きく
なる。この出力波形に歪のある回路出力によりモータを
駆動させる場合には、モータ電流がハンテングを生じた
り、大きな回転リップル等を生じたりして使用に耐える
ことができなくなる。また、ＡＳＲ（自動変速）制御を
行わないＰＷＭインバータでは、例えば定速速度の数１
０分の１の速度をコンスタントに得ようとすることも非
常に難しくなる。
【０００４】そこで、本願の出願人は、先に、インバー
タ本体の交流出力電圧を、スター結線した抵抗の両端か
ら検出し、この検出電圧を増幅した電圧と、正弦波電圧
指令信号とを突き合わせ、これを低周波部に対して有限
ゲインを得るＰ−Ｉ増幅器（比例積分増幅器）で増幅制
御することにより、モータを極低速まで安定して制御で
きるＰＷＭインバータを提案した。（特願昭６３−９４
８９９） 図２は、この先願にかかわるＰＷＭインバータの回路図
を示す。このＰＷＭインバータでは、インバータの出力
電圧をスター結線した抵抗より成る出力電圧検出部４で
検出し、この検出した電圧を差動増幅部５で差動増幅す
る。この出力信号は正弦波電圧指令部６から送られてく
る電圧波形指令信号と逆相で、しかも直流分を含めた直
接の出力波形が検出される。これは抵抗４ａ〜４ｃの両
端から直接インバータ出力を検出し、トランス等を用い
ていないため、直流分を含めた電圧波形が検出できるか
らである。差動増幅部５の出力は突合わせ部７で正弦波
電圧指令信号と突き合わされ、Ｐ−Ｉ増幅部８に入力さ
れる。Ｐ−Ｉ増幅部８の出力は突合わせ部１０で搬送波
電圧指令部９の信号と突き合わされ、コンパレータ部１
１を介してインバータ本体２を制御する。この際Ｐ−Ｉ
増幅部８は低周波部に対して有限な比較増幅制御を行
い、常に安定した制御特性を得る。つまり、インバータ
本体２の３相出力電圧は３相間トランジスタのオン，オ
フによる相対関係で定まるが、増幅回路８ａ〜８ｃの出
力値が搬送波の中心に対して対称でなくても増幅回路８
ａ〜８ｃの出力値が一定の関係にあれば増幅回路８ａ〜
８ｃの出力電圧が略目標値になる。もしＰ−Ｉ増幅部８
の一相（例えば、増幅回路８ａ）に直流分が入り、正弦
波電圧波形の中心点がＯＶよりズレた場合には、他の２
相（増幅回路８ｂ，８ｃ）もそれに追従して変化をはじ
め、出力電圧を全体として目標値通りになるようにする
が、中心の安定点は定まらず、常に変化をし、過渡的に
波形制御のできない相を生じたり、電圧波形指令信号の
急変に対して安定した高速応答が困難になる。上記直流
分が混入すると必ず不安定になる。
タ本体の交流出力電圧を、スター結線した抵抗の両端か
ら検出し、この検出電圧を増幅した電圧と、正弦波電圧
指令信号とを突き合わせ、これを低周波部に対して有限
ゲインを得るＰ−Ｉ増幅器（比例積分増幅器）で増幅制
御することにより、モータを極低速まで安定して制御で
きるＰＷＭインバータを提案した。（特願昭６３−９４
８９９） 図２は、この先願にかかわるＰＷＭインバータの回路図
を示す。このＰＷＭインバータでは、インバータの出力
電圧をスター結線した抵抗より成る出力電圧検出部４で
検出し、この検出した電圧を差動増幅部５で差動増幅す
る。この出力信号は正弦波電圧指令部６から送られてく
る電圧波形指令信号と逆相で、しかも直流分を含めた直
接の出力波形が検出される。これは抵抗４ａ〜４ｃの両
端から直接インバータ出力を検出し、トランス等を用い
ていないため、直流分を含めた電圧波形が検出できるか
らである。差動増幅部５の出力は突合わせ部７で正弦波
電圧指令信号と突き合わされ、Ｐ−Ｉ増幅部８に入力さ
れる。Ｐ−Ｉ増幅部８の出力は突合わせ部１０で搬送波
電圧指令部９の信号と突き合わされ、コンパレータ部１
１を介してインバータ本体２を制御する。この際Ｐ−Ｉ
増幅部８は低周波部に対して有限な比較増幅制御を行
い、常に安定した制御特性を得る。つまり、インバータ
本体２の３相出力電圧は３相間トランジスタのオン，オ
フによる相対関係で定まるが、増幅回路８ａ〜８ｃの出
力値が搬送波の中心に対して対称でなくても増幅回路８
ａ〜８ｃの出力値が一定の関係にあれば増幅回路８ａ〜
８ｃの出力電圧が略目標値になる。もしＰ−Ｉ増幅部８
の一相（例えば、増幅回路８ａ）に直流分が入り、正弦
波電圧波形の中心点がＯＶよりズレた場合には、他の２
相（増幅回路８ｂ，８ｃ）もそれに追従して変化をはじ
め、出力電圧を全体として目標値通りになるようにする
が、中心の安定点は定まらず、常に変化をし、過渡的に
波形制御のできない相を生じたり、電圧波形指令信号の
急変に対して安定した高速応答が困難になる。上記直流
分が混入すると必ず不安定になる。
【０００５】このインバータはＰ−Ｉ増幅部８の増幅回
路８ａ〜８ｃのゲイン回路に抵抗Ｒ１を設け、直流分に
対して有限なゲインとしているので、どの相も中心点が
ズレることなく、ＯＶに対して対象な増幅出力が得ら
れ、その結果常に安定した応答の早い出力が得られる。
路８ａ〜８ｃのゲイン回路に抵抗Ｒ１を設け、直流分に
対して有限なゲインとしているので、どの相も中心点が
ズレることなく、ＯＶに対して対象な増幅出力が得ら
れ、その結果常に安定した応答の早い出力が得られる。
【０００６】また、抵抗による出力電圧検出部４、Ｐ−
Ｉ増幅部８等によって閉ループを構成することによっ
て、交流出力波形が正弦波電圧指令信号と増幅回路８ａ
〜８ｃの増幅利得を中心とするループ利得によって定ま
るので、極低周波まで正確な電圧波形、出力電圧値が得
られ、オープンループでもモータを極低速まで、トルク
リップルの小さな安定した回転で制御できるという効果
を生ずる。
Ｉ増幅部８等によって閉ループを構成することによっ
て、交流出力波形が正弦波電圧指令信号と増幅回路８ａ
〜８ｃの増幅利得を中心とするループ利得によって定ま
るので、極低周波まで正確な電圧波形、出力電圧値が得
られ、オープンループでもモータを極低速まで、トルク
リップルの小さな安定した回転で制御できるという効果
を生ずる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】製品の開発に当って
は、新技術が開発されると、次に、その製品をいかに低
価格で市場に提供することができるかという課題が常に
課せられる。
は、新技術が開発されると、次に、その製品をいかに低
価格で市場に提供することができるかという課題が常に
課せられる。
【０００８】上記のインバータは、上述した優れた効果
を発揮するがインバータ本体の交流出力側に抵抗をスタ
ー結線し、その抵抗端から電圧を検出する出力電圧検出
部と、この出力電圧検出部の検出電圧を入力とし、これ
を増幅する差動増幅部を備えているので、構成が複雑な
ものとなり、低価格化には限界があった。
を発揮するがインバータ本体の交流出力側に抵抗をスタ
ー結線し、その抵抗端から電圧を検出する出力電圧検出
部と、この出力電圧検出部の検出電圧を入力とし、これ
を増幅する差動増幅部を備えているので、構成が複雑な
ものとなり、低価格化には限界があった。
【０００９】また、インバータ主回路と制御回路とは、
絶縁されていないため、制御回路を高圧に耐える設計と
する必要があり、低価格化を困難にしていた。
絶縁されていないため、制御回路を高圧に耐える設計と
する必要があり、低価格化を困難にしていた。
【００１０】そこで、本発明は構成が簡単で低価格化を
図るとともにインバータ主回路と制御回路が絶縁される
検出回路を提案することを目的とする。
図るとともにインバータ主回路と制御回路が絶縁される
検出回路を提案することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明において、上記の
課題を解決するための手段は、インバータの出力電圧を
インバータ出力電圧検出回路で検出し、この検出信号を
ＰＷＭ制御信号に加えてインバータを駆動して直流主回
路の直流電力を交流電力に変換するインバータ装置にに
おけるインバータ出力電圧検出回路を、インバータの出
力の各相と直流主回路のマイナス側とを入力側に接続し
た各相毎のホトカプラと、これら各ホトカプラの出力側
と前記直流主回路の直流検出電圧とを合成して出力する
合成回路とで構成する。また、前記の合成回路は、直流
主回路の直流検出電圧と、この検出電圧と逆極性で振幅
が５０％の出力とをホトカプラのオン／オフ比が５０％
のとき出力が零ボルトとなるように合成することを好適
とする。
課題を解決するための手段は、インバータの出力電圧を
インバータ出力電圧検出回路で検出し、この検出信号を
ＰＷＭ制御信号に加えてインバータを駆動して直流主回
路の直流電力を交流電力に変換するインバータ装置にに
おけるインバータ出力電圧検出回路を、インバータの出
力の各相と直流主回路のマイナス側とを入力側に接続し
た各相毎のホトカプラと、これら各ホトカプラの出力側
と前記直流主回路の直流検出電圧とを合成して出力する
合成回路とで構成する。また、前記の合成回路は、直流
主回路の直流検出電圧と、この検出電圧と逆極性で振幅
が５０％の出力とをホトカプラのオン／オフ比が５０％
のとき出力が零ボルトとなるように合成することを好適
とする。
【００１２】更に、前記インバータ出力電圧検出回路
は、インバータの出力の各相と直流主回路の直流検出電
圧を入力とするホトカプラと、直流主回路の直流検出電
圧を入力とした第１のオペアンプと、この第１のオペア
ンプの出力と逆極性で振幅５０％の出力を出す第２のオ
ペアンプと、第１と第２のオペアンプの出力を合成し、
ホトカプラの出力のオン／オフ比が５０％のときに出力
が零ボルトとなるようにした第３のオペアンプにより構
成することを好適とし、この第３のオペアンプに波形積
分用のコンデンサを設けることを好適とするものであ
る。
は、インバータの出力の各相と直流主回路の直流検出電
圧を入力とするホトカプラと、直流主回路の直流検出電
圧を入力とした第１のオペアンプと、この第１のオペア
ンプの出力と逆極性で振幅５０％の出力を出す第２のオ
ペアンプと、第１と第２のオペアンプの出力を合成し、
ホトカプラの出力のオン／オフ比が５０％のときに出力
が零ボルトとなるようにした第３のオペアンプにより構
成することを好適とし、この第３のオペアンプに波形積
分用のコンデンサを設けることを好適とするものであ
る。
【００１３】
【作用】インバータ出力電圧検出回路２０における電圧
検出部２１の各相のホトカプラｐｃｕ，ｐｃｖ，ｐｃｗ
の入力側には、インバータ本体２の出力のｕ相，ｖ相，
ｗ相と直流主回路４のマイナス側Ｎが接続されているの
で、インバータ本体２を構成するプラス側アームのトラ
ンジスタＵ，Ｖ，Ｗがオンすると、ホトカプラの入力側
に電流が流れ、ホトカプラの出力側は“０”レベルとな
り、またマイナス側アームのトランジスタＸ，Ｙ，Ｚが
オンの場合は、ホトカプラの入力側には電流が流れない
ため、ホトカプラの出力は“１”レベルとなる。その出
力と直流主回路の直流検出電圧ＶＤＣとを合成部２２で
合成し、その合成出力を増幅し正弦波電圧指令部６の主
出力信号と比較し、その出力をＰ−Ｉ（比例積分）増幅
器で増幅し、この増幅出力と搬送波電圧指令部９の出力
信号を突き合わせ、この突き合わされた出力をコンパレ
ータで比較して、ＰＷＭ制御信号を得てインバータ本体
２を制御する。
検出部２１の各相のホトカプラｐｃｕ，ｐｃｖ，ｐｃｗ
の入力側には、インバータ本体２の出力のｕ相，ｖ相，
ｗ相と直流主回路４のマイナス側Ｎが接続されているの
で、インバータ本体２を構成するプラス側アームのトラ
ンジスタＵ，Ｖ，Ｗがオンすると、ホトカプラの入力側
に電流が流れ、ホトカプラの出力側は“０”レベルとな
り、またマイナス側アームのトランジスタＸ，Ｙ，Ｚが
オンの場合は、ホトカプラの入力側には電流が流れない
ため、ホトカプラの出力は“１”レベルとなる。その出
力と直流主回路の直流検出電圧ＶＤＣとを合成部２２で
合成し、その合成出力を増幅し正弦波電圧指令部６の主
出力信号と比較し、その出力をＰ−Ｉ（比例積分）増幅
器で増幅し、この増幅出力と搬送波電圧指令部９の出力
信号を突き合わせ、この突き合わされた出力をコンパレ
ータで比較して、ＰＷＭ制御信号を得てインバータ本体
２を制御する。
【００１４】直流主回路の直流検出電圧ＶＤＣはオペア
ンプＡ１で増幅され、オペアンプＡ２はこれと極性が逆
で、振幅が５０％の出力を出し、オペアンプＡ３で、オ
ペアンプＡ１とＡ２の出力を合成する。このように接続
することにより、ホトカプラのオン／オフ比が５０％の
時に、オペアンプＡ３の出力がＯＶとなり、オン／オフ
比を変わることによって、オペアンプＡ３の出力が正負
に振れる。
ンプＡ１で増幅され、オペアンプＡ２はこれと極性が逆
で、振幅が５０％の出力を出し、オペアンプＡ３で、オ
ペアンプＡ１とＡ２の出力を合成する。このように接続
することにより、ホトカプラのオン／オフ比が５０％の
時に、オペアンプＡ３の出力がＯＶとなり、オン／オフ
比を変わることによって、オペアンプＡ３の出力が正負
に振れる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明を図面に示す一実施例に基づい
て説明する。図１は本発明の一実施例の回路図で、図２
のインバータ出力電圧を検出する検出回路を改良したも
のである。
て説明する。図１は本発明の一実施例の回路図で、図２
のインバータ出力電圧を検出する検出回路を改良したも
のである。
【００１６】しかして、図１の２０は本発明の一実施例
のインバータ出力電圧検出回路（以下、電圧検出回路と
略称する）で、この電圧検出回路２０は、インバータ本
体２のｕ相，ｖ相，ｗ相の各相の出力電圧を検出する電
圧検出部２１と、これら各電圧検出部２１各相の出力信
号とインバータの直流主回路４の直流電圧の検出電圧と
を合成する合成回路２２とから構成されている。
のインバータ出力電圧検出回路（以下、電圧検出回路と
略称する）で、この電圧検出回路２０は、インバータ本
体２のｕ相，ｖ相，ｗ相の各相の出力電圧を検出する電
圧検出部２１と、これら各電圧検出部２１各相の出力信
号とインバータの直流主回路４の直流電圧の検出電圧と
を合成する合成回路２２とから構成されている。
【００１７】なお、電圧検出部および合成部は各相とも
みな同じであるので、以下、ｕ相の一相について説明す
る。
みな同じであるので、以下、ｕ相の一相について説明す
る。
【００１８】電圧検出部２１のｕ相は、ホトカプラｐｃ
ｕにより形成され、該ホトカプラｐｃｕの入力側（発光
ダイオード側）は、インバータ本体２のインバータ主回
路のｕ相とインバータの直流主回路のマイナス側Ｎに接
続され、ホトカプラｐｃｕの出力側（光トランジスタ
側）は合成部２２のｕ相用の合成回路に入力される。そ
して、このホトカプラｐｃｕで、インバータを構成する
プラス側アームのトランジスタＵとマイナス側アームの
トランジスタＸのどちらがオンしているかを検出する。
即ち、プラス側アームのトランジスタＵがオンしていれ
ば、ホトカプラｐｃｕの入力側に電流が流れ、その出力
は“０”レベルとなり、マイナス側アームのトランジス
タＸがオンしていれば、ホトカプラｐｃｕの入力側に電
流は流れないので、ホトカプラ出力は“１”レベルとな
る。
ｕにより形成され、該ホトカプラｐｃｕの入力側（発光
ダイオード側）は、インバータ本体２のインバータ主回
路のｕ相とインバータの直流主回路のマイナス側Ｎに接
続され、ホトカプラｐｃｕの出力側（光トランジスタ
側）は合成部２２のｕ相用の合成回路に入力される。そ
して、このホトカプラｐｃｕで、インバータを構成する
プラス側アームのトランジスタＵとマイナス側アームの
トランジスタＸのどちらがオンしているかを検出する。
即ち、プラス側アームのトランジスタＵがオンしていれ
ば、ホトカプラｐｃｕの入力側に電流が流れ、その出力
は“０”レベルとなり、マイナス側アームのトランジス
タＸがオンしていれば、ホトカプラｐｃｕの入力側に電
流は流れないので、ホトカプラ出力は“１”レベルとな
る。
【００１９】合成部２２は第１，第２，第３の３個のオ
ペアンプＡ1，Ａ2，Ａ3から成り、第１のオペアンプＡ1
の入力側には、インバータの直流主回路の直流検出電圧
ＶＤＣが入力される。インバータ装置においては、通
常、直流主回路に設けてある電解コンデンサＣの両端の
電圧を検出して、インバータ内部で過電圧、不足電圧等
の検出・制御に使用しているので、この電解コンデンサ
の両端の検出電圧を直流検出電圧ＶＤＣとして利用す
る。
ペアンプＡ1，Ａ2，Ａ3から成り、第１のオペアンプＡ1
の入力側には、インバータの直流主回路の直流検出電圧
ＶＤＣが入力される。インバータ装置においては、通
常、直流主回路に設けてある電解コンデンサＣの両端の
電圧を検出して、インバータ内部で過電圧、不足電圧等
の検出・制御に使用しているので、この電解コンデンサ
の両端の検出電圧を直流検出電圧ＶＤＣとして利用す
る。
【００２０】第２のオペアンプＡ2は、オペアンプＡ1の
出力と極性が逆で振幅が５０％の出力を出し、第３のオ
ペアンプＡ3の出力が０Ｖとなり、ホトカプラのオン／
オフ比が変わることによって、オペアンプＡ3の出力が
正負に振れるようにする。
出力と極性が逆で振幅が５０％の出力を出し、第３のオ
ペアンプＡ3の出力が０Ｖとなり、ホトカプラのオン／
オフ比が変わることによって、オペアンプＡ3の出力が
正負に振れるようにする。
【００２１】第３のオペアンプＡ3には、波形積分用の
コンデンサＣ１が設けられており、インバータ装置のス
イッチング周波数に対して充分なフィルタ時間をとり、
波形の整形を行なう。このオペアンプＡ3の出力が電圧
検出回路２０の出力信号として正弦波電圧指令部６に入
力され、正弦波電圧指令信号と逆の位相で加算され、Ｐ
−Ｉ増幅部８に入力される。
コンデンサＣ１が設けられており、インバータ装置のス
イッチング周波数に対して充分なフィルタ時間をとり、
波形の整形を行なう。このオペアンプＡ3の出力が電圧
検出回路２０の出力信号として正弦波電圧指令部６に入
力され、正弦波電圧指令信号と逆の位相で加算され、Ｐ
−Ｉ増幅部８に入力される。
【００２２】そして、図２と同様にＰ−Ｉ増幅部８の出
力は突き合わせ部１０で搬送電圧指令部９の信号と突き
合わされ、コンパレータ部１１を介してインバータ本体
２を制御する。
力は突き合わせ部１０で搬送電圧指令部９の信号と突き
合わされ、コンパレータ部１１を介してインバータ本体
２を制御する。
【００２３】以上はインバータの出力のｕ相の電圧検出
について説明したが、ｖ相，ｗ相の出力電圧の検出もｕ
相と同様に行なわれる。
について説明したが、ｖ相，ｗ相の出力電圧の検出もｕ
相と同様に行なわれる。
【００２４】このように本発明におけるインバータ出力
電圧検出回路２０は、図２と同様の性能を有するととも
に、図２の出力電圧検出部４，差動増幅部５を必要とせ
ず、ホトカプラとオペアンプのみで構成しているので、
電圧検出回路２０の回路構成は極めて簡単化され、ま
た、ホトカプラを使用しているので、ホトカプラの入力
側は出力側と電気的に絶縁され、出力側に接続される合
成回路およびそれ以降に接続される制御回路はすべて低
圧制御回路となすことができる。
電圧検出回路２０は、図２と同様の性能を有するととも
に、図２の出力電圧検出部４，差動増幅部５を必要とせ
ず、ホトカプラとオペアンプのみで構成しているので、
電圧検出回路２０の回路構成は極めて簡単化され、ま
た、ホトカプラを使用しているので、ホトカプラの入力
側は出力側と電気的に絶縁され、出力側に接続される合
成回路およびそれ以降に接続される制御回路はすべて低
圧制御回路となすことができる。
【００２５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、性能につ
いては、従来と同様に極低周波まで正確な電圧波形、出
力電圧値が得られ、従ってモータ制御用として使用すれ
ば、超定速までトルクリップルの小さな安定した回転で
制御することができる。
いては、従来と同様に極低周波まで正確な電圧波形、出
力電圧値が得られ、従ってモータ制御用として使用すれ
ば、超定速までトルクリップルの小さな安定した回転で
制御することができる。
【００２６】また、スター結線の出力電圧検出部および
差動増幅部を必要としないので、電圧検出回路の回路構
成が簡単化できると同時に、ホトカプラにより、制御回
路をインバータの出力電圧と絶縁しているので、ホトカ
プラの出力側に接続されている制御回路の低圧化が可能
となり、制御回路全体が安価にできる。
差動増幅部を必要としないので、電圧検出回路の回路構
成が簡単化できると同時に、ホトカプラにより、制御回
路をインバータの出力電圧と絶縁しているので、ホトカ
プラの出力側に接続されている制御回路の低圧化が可能
となり、制御回路全体が安価にできる。
【００２７】更に、ホトカプラのオン／オフ比が５０％
の時に、検出出力を零とする構成にすると、どの相にお
いても検出の中心がずれることなく安定した制御を行な
うことが可能となる等、種々の効果を奏するものであ
る。
の時に、検出出力を零とする構成にすると、どの相にお
いても検出の中心がずれることなく安定した制御を行な
うことが可能となる等、種々の効果を奏するものであ
る。
【図１】本発明の一実施例の回路図。
【図２】従来のインバータ装置の回路図。
２…インバータ
４…直流主回路
８…Ｐ−Ｉ（比例積分）増幅部
９…搬送波電圧指令部
１１…コンパレータ部
１２…ベースドライブ回路部
２０…インバータ出力電圧検出回路
２１…電圧検出部
２２…合成部
Ｃ…電解コンデンサ
ＶＣＤ…直流検出電圧
ｐｃｕ，ｐｃｖ，ｐｃｗ…ホトカプラ
Claims (2)
- 【請求項１】 インバータの出力電圧をインバータ出力
電圧検出回路で検出し、この検出信号を正弦波電圧指令
と突き合わせ、三角波状の搬送波電圧とコンパレータに
て比較するＰＷＭ制御信号に加えてインバータを駆動し
て直流主回路の直流電力を交流電力に変換するインバー
タ装置において、 前記インバータ出力電圧検出回路を、インバータの出力
の各相と直流主回路のマイナス側とを入力側に接続した
各相毎のホトカプラと、これら各ホトカプラの出力側と
前記直流主回路の直流検出電圧とを合成して出力する合
成回路とで構成すると共に、この合成回路の各相におい
てそれぞれ前記直流主回路の直流検出電圧を入力とした
第１のオペアンプと、この第１のオペアンプの出力と逆
極性で振幅が５０％の出力を出す第２のオペアンプと、
第１と第２のオペアンプの出力を合成し、前記ホトカプ
ラの出力のオン／オフ比が５０％のときに出力が零ボル
トとなるようにした第３のオペアンプとにより構成した
ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 第３のオペアンプに波形積分用のコンデ
ンサを設けたことを特徴とする請求項１記載のインバー
タ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10734894A JP3424319B2 (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10734894A JP3424319B2 (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07322635A JPH07322635A (ja) | 1995-12-08 |
| JP3424319B2 true JP3424319B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=14456783
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10734894A Expired - Fee Related JP3424319B2 (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3424319B2 (ja) |
-
1994
- 1994-05-23 JP JP10734894A patent/JP3424319B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07322635A (ja) | 1995-12-08 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |