JP3285323B2 - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータの制御装置Info
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Description
御あるいはトルク制御等を目的としたブラシレスモータ
の制御装置に関するものである。
ている従来のブラシレスモータの制御装置の機能ブロッ
ク図である。図3においてモータ制御装置は、位置制御
部10、速度制御部20、電流制御部30に区分するこ
とができ、位置制御部10は、位置指令Comと位置セ
ンサ50及び位置検出回路12により検出した位置検出
値Pfとを比較し、誤差を位置補償器11で増幅し、出
力は速度指令ω*となる。速度制御部20は、速度指令
ω*と位置センサ50及び速度検出回路22により検出
した速度検出値ωfを比較し、誤差を速度補償器21で
増幅し、出力は電流指令i*となる。電流制御部30
は、電流指令i*と電流検出器31により検出した電流
検出値ifを比較し、誤差を電流補償器32で増幅し、
出力はモータ電流となる。ここで、ブラシレスモータ4
0は多相交流機であるが、図3では1相分のみの簡略化
表現とした。各制御部は最近のデジタル技術の進歩によ
りマイクロコンピュータ(以下MPUと記する)やデジ
タルシグナルプロセッサ(以下DSPと記する)などの
デジタル演算素子を使用し各部機能を実現する例が多
く、特に位置制御部10、速度制御部20は機能的にア
ナログ演算素子を用いた構成よりも有利な面が多く一般
的となっている。しかし電流制御部30においては、M
PUを用いたデジタルサンプリング処理では電流制御部
30で必要とする処理速度に対し無駄時間が大きく、十
分な性能を得ることが困難である。電流制御部30のデ
ジタル化のための手段として高速演算素子であるDSP
やソフトウエアを介さないハードウエアロジック回路で
構成する例もあるが、低価格で高性能を実現するために
はアナログ演算回路のほうが有利な場合がある。
で構成した場合の構成例である。なお、今後の説明で前
出の内容と同一機能要素は同一の符号を付けて示す。図
4に示すように、図には明記していないが交流電源を整
流し直流に変換するコンバータ回路の出力を主電源受電
端子301から入力し、直流を交流に再変換するインバ
ータ回路302でブラシレスモータ40に供給する電力
を制御している。この電流制御部30では、モータ電流
を検出する電流検出器31U、31Vの出力すなわち電
流検出信号uf、vfおよびwfと、速度制御部20の
出力信号である電流指令信号u*、v*、w*とを入力
とし、該電流指令信号と該電流検出信号の差分を増幅す
る電流制御器(以下ACRと記す)303を備え、AC
R303の出力信号Pu*、Pv*、Pw*をパルス幅
変調(以下PWMと記す)回路304でオン、オフの二
値信号に変換した後、ゲート駆動回路305を介して、
トランジスタなどの半導体素子を用いたブリッジ構成の
インバータ回路302を動作させて、ブラシレスモータ
40に所定の電流が流れるように制御する。なお、第3
相目の電流検出信号wfは、第3の電流検出器を設けて
発生しても良いが、対称三相交流の特性から従属な第3
相目の電流検出信号wfは独立なuf、vfを合成する
ことで得られる。PWM回路304は、ACR303の
出力信号と、数kHzから数十kHzの周波数の変調信
号発生回路307から発生する三角波又は鋸歯状波信号
Sc(以下キャリアと記す)をコンパレータ306でレ
ベル比較する三角波比較方式が用いられる。図5には変
調信号発生回路307の具体的回路例を示す。
に、ブラシレスモータ40、ACR303及びPWM回
路304の各定数を適正に設定する必要がある。図には
明記していないが、回転子慣性モーメントJm、巻線抵
抗Rm、インダクタンスLm、トルク定数kt及び発電
定数keなどのモータ内部定数は構造で決定される固定
値である。またACR303は、一般に比例増幅器又は
比例+積分増幅器で構成され、これら増幅器の比例ゲイ
ン、積分時定数も回路部品の値で決定される。PWM回
路304は、周波数及び振幅が一定のキャリアScを用
いてACR303の出力信号とコンパレータ306で比
較するもので、モータ印加電圧はインバータ印加電圧で
ある直流主電源とPWMキャリア振幅の電圧比だけ増幅
されるため、(直流主電源電圧/キャリア振幅)倍のゲ
インを持つ。つまり、図4に示す制御要素の特性は製作
時に決定された固定値となるが、各定数個々のばらつき
や主電源の電源電圧変動があるため、制御回路全体のゲ
インは通常これら変動を考慮し適当なゲイン余裕を持つ
ように各定数が決定されることになる。
来のブラシレスモータの制御装置においては、電源電圧
の変動が数十パーセント以上になる場合や、異なる電源
仕様に対応しようとした場合、PWM回路304のゲイ
ンが電圧変動に比例して変化するため、一定の制御定数
では安定動作を維持するのが困難であり、特に、高速応
答が要求されるサーボモータでは制御系のゲインを大き
く設定する必要があるのに対し、広い電圧範囲にわたり
駆動装置が安定な動作を維持することは困難である。こ
のため、電圧の異なる環境においては、制御装置の制御
定数を再調整するか、電源電圧の範囲を区分し各区分電
圧ごとに適正に調整された複数の異なる仕様の装置で対
応する必要があった。すなわち、従来の電流制御部30
がアナログ演算回路で構成されているブラシレスモータ
の制御装置では、大きな電源電圧変動や異なる電圧仕様
の電源で安定に動作するためにはハードウエアの変更か
定数の再調整を行う必要があり、製品の信頼性、均質性
を損なう問題があった。
れたもので、電源電圧変動等があっても、ハードウエア
の変更や調整作業が不要となり、製品の信頼性、均質性
を向上させることのできるブラシレスモータの制御装置
の実現を目的としている。
に、本発明のブラシレスモータの制御装置は、相電流を
対称三相正弦波状に制御するための電流制御部を有する
3相ブラシレスモータの制御装置であって、上記電流制
御部がアナログ演算回路で構成されたインバータ回路を
備えたブラシレスモータの制御装置において、電流を制
御するために上記インバータ回路をパルス幅変調方式で
所定のモータ電流となるようモータ印加電圧を制御する
制御装置であって、上記パルス幅変調方式の変調信号に
キャリアを使用し、これとは別に主電源電圧を検出する
電圧検出回路を有し、上記キャリアの振幅を上記電圧検
出回路の検出値に比例して変化するように構成したこと
を特徴とする。
ータの制御装置の実施の形態を示す図である。図に示す
ように、主電源受電端子301に接続されている直流主
電源電圧はアナログ演算回路で構成された電流補償器で
あるインバータ回路302および電圧検出回路308に
接続され、変調信号発生回路309は電圧検出回路30
8の出力に比例した振幅のキャリアScを発生する。一
方、モータ電流を検出する電流検出器31U、31Vの
出力すなわち電流検出信号uf、vfおよびwfと、電
流指令信号u*、v*、w*とを入力とし、該電流指令
信号と該電流検出信号の差分を増幅するACR303を
備え、キャリアScとACR303の出力Pu*、Pv
*、Pw*をコンパレータ306に入力し、ゲート制御
信号に変換する。該ゲート制御信号はゲート駆動回路3
05を介して、トランジスタなどの半導体素子を用いた
ブリッジ構成のインバータ回路302を動作させて、ブ
ラシレスモータ40に所定の電流が流れるように制御す
る。キャリアScが主電源電圧に比例した振幅の三角波
電圧信号であるため、PWM回路304のゲインすなわ
ち(直流主電源電圧/キャリア振幅)が一定に保たれる
ことになり、したがって主電源電圧の変動に伴う電流制
御系の開ループゲインは一定となるため電圧変動の影響
を受けない電流制御部が実現できる。
発生回路309の具体的回路構成図である。図に示すよ
うに、電圧検出回路308で電源電圧を検出し、変調信
号発生回路309でキャリアScを発生するが、ここで
三角波信号発信部309aの振幅を制御するため電圧ク
ランプ回路309bを設けている。電圧クランプ回路3
09bは、電圧検出回路308の出力信号と、増幅度1
倍の反転増幅器309cで極性反転した信号とで、正負
対称に、かつ主電源電圧に比例した信号を発生し、三角
波信号発信部309aの振幅電圧を制御するように機能
している。
WM制御方式を用いた制御装置全般に適用可能である。
例えばブラシ付DCサーボモータの制御装置の場合、図
1に示した実施の形態で、インバータ回路構成をHブリ
ッジに、3相構成の各部制御回路を1信号制御回路に置
き換えることで同一の機能を実現できる。
圧に比例して変調信号発生回路309のキャリアScを
変化させることにより、PWM変換による電圧ゲインを
電圧変化に関係なく一定に維持できるため、電圧変動に
よる制御系のゲイン変化を抑えることができ、ハードウ
エアの変更や調整工程を伴わずに広範囲の電圧条件に対
応することができる。
シレスモータの制御装置においては、大きな電源電圧変
動や異なる電圧仕様の電源でも安定に動作することが可
能になり、ハードウエアの変更や調整作業を省略し、製
品の信頼性、均質性を向上することが可能となる。
施の形態を示す図である。
回路構成図である。
ック図である。
構成図である。
Claims (1)
- 【請求項1】相電流を対称三相正弦波状に制御するため
の電流制御部を有する3相ブラシレスモータの制御装置
であって、上記電流制御部がアナログ演算回路で構成さ
れたインバータ回路を備えたブラシレスモータの制御装
置において、 電流を制御するために上記インバータ回路をパルス幅変
調方式で所定のモータ電流となるようモータ印加電圧を
制御する制御装置であって、上記パルス幅変調方式の変
調信号にキャリアを使用し、これとは別に主電源電圧を
検出する電圧検出回路を有し、上記キャリアの振幅を上
記電圧検出回路の検出値に比例して変化するように構成
した ことを特徴とするブラシレスモータの制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP09748698A JP3285323B2 (ja) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | ブラシレスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP09748698A JP3285323B2 (ja) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | ブラシレスモータの制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11299279A JPH11299279A (ja) | 1999-10-29 |
JP3285323B2 true JP3285323B2 (ja) | 2002-05-27 |
Family
ID=14193614
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP09748698A Expired - Fee Related JP3285323B2 (ja) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | ブラシレスモータの制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3285323B2 (ja) |
-
1998
- 1998-04-09 JP JP09748698A patent/JP3285323B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
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JPH11299279A (ja) | 1999-10-29 |
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