JP3188097B2 - インバータの制御装置 - Google Patents
インバータの制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電動機の駆動装置など
に利用されるインバータの制御装置に関するものであ
る。
に利用されるインバータの制御装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、速度制御やトルク制御を必要とす
る電動機としては制御が容易な直流電動機が広く用いら
れてきた。しかしながら、直流電動機は回転子に巻線を
持つために構造上複雑であり高価であること、ブラシが
摩耗するため定期的に保守が必要であることなどの問題
があった。近年、半導体素子の発達にともなってインバ
ータと呼ばれる電力変換器が考案され、このインバータ
によって駆動される交流電動機は出力トルクまたは速度
を任意に制御できるので、直流電動機に代わってブラシ
交換の不要な交流電動機が多く用いられる傾向にある。
図５にインバータおよび従来のインバータの制御装置の
システム構成の一例を示す。図中のモータ１を駆動する
インバータは直流電源３に接続されたトランジスタ２
ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆによって構成されて
いる。これらのトランジスタはそれぞれコンパレータ４
ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆの出力信号によって
ＯＮ／ＯＦＦされており、そのデューティは指令された
各相の出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*に応じてコンパ
レータ５ａ、５ｂ、５ｃの働きによって以下のように制
御される。すなわちコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃにお
いて入力された出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*は三角
波発振回路９の出力した三角波信号と比較され、パルス
化される。このパルス信号のデューティは出力電圧指令
値ｅu*、ｅv*、ｅw*に比例しているので、前記三角波信
号の周波数が十分に高いと考えるとモータ１に印加され
る電圧の平均値は前記出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*
に比例する。
る電動機としては制御が容易な直流電動機が広く用いら
れてきた。しかしながら、直流電動機は回転子に巻線を
持つために構造上複雑であり高価であること、ブラシが
摩耗するため定期的に保守が必要であることなどの問題
があった。近年、半導体素子の発達にともなってインバ
ータと呼ばれる電力変換器が考案され、このインバータ
によって駆動される交流電動機は出力トルクまたは速度
を任意に制御できるので、直流電動機に代わってブラシ
交換の不要な交流電動機が多く用いられる傾向にある。
図５にインバータおよび従来のインバータの制御装置の
システム構成の一例を示す。図中のモータ１を駆動する
インバータは直流電源３に接続されたトランジスタ２
ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆによって構成されて
いる。これらのトランジスタはそれぞれコンパレータ４
ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆの出力信号によって
ＯＮ／ＯＦＦされており、そのデューティは指令された
各相の出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*に応じてコンパ
レータ５ａ、５ｂ、５ｃの働きによって以下のように制
御される。すなわちコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃにお
いて入力された出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*は三角
波発振回路９の出力した三角波信号と比較され、パルス
化される。このパルス信号のデューティは出力電圧指令
値ｅu*、ｅv*、ｅw*に比例しているので、前記三角波信
号の周波数が十分に高いと考えるとモータ１に印加され
る電圧の平均値は前記出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*
に比例する。
【０００３】この従来のインバータの制御装置におい
て、インバータを構成するトランジスタの例えば、２
ａ、２ｂが同時にＯＮした場合、直流電源３を２つのト
ランジスタで短絡する結果となる。このとき大電流が流
れて回路が破壊する可能性があることから、図５の例で
は抵抗器６ａ、６ｂ、６ｃとコンデンサ７ａ、７ｂ、７
ｃおよび抵抗器８ａ、８ｂ、８ｃの回路によって上下の
トランジスタ２ａ、２ｂのＯＮ信号を互いに規定の時間
だけ間隔がおかれる。この時間間隔は一般的にデッドタ
イムと呼ばれる。
て、インバータを構成するトランジスタの例えば、２
ａ、２ｂが同時にＯＮした場合、直流電源３を２つのト
ランジスタで短絡する結果となる。このとき大電流が流
れて回路が破壊する可能性があることから、図５の例で
は抵抗器６ａ、６ｂ、６ｃとコンデンサ７ａ、７ｂ、７
ｃおよび抵抗器８ａ、８ｂ、８ｃの回路によって上下の
トランジスタ２ａ、２ｂのＯＮ信号を互いに規定の時間
だけ間隔がおかれる。この時間間隔は一般的にデッドタ
イムと呼ばれる。
【０００４】このデッドタイムの存在によって、一般的
にインバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値ｅ
u*、ｅv*、ｅw*に対して非線形となり、例えば出力電圧
をｅu 、出力電流をｉu とすると式（１）のように近似
できる。
にインバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値ｅ
u*、ｅv*、ｅw*に対して非線形となり、例えば出力電圧
をｅu 、出力電流をｉu とすると式（１）のように近似
できる。
【数１】 ｅu ＝ｅu*−ｅd(ｉu)−Ｋ1 ・ｉu ・・・（１） ただし、Ｋ1 は比例定数、ｅd(ｉu)は式（２）で表され
るｉu の関数である。
るｉu の関数である。
【数２】ｅd(ｉu)＝Ｅd （ｉu ＞０のとき） ＝−Ｅd （ｉu ＜０のとき） ＝０（ｉu ＝０のとき）・・・（２） ただし、Ｅd は前記デッドタイムによって決まる定数で
ある。
ある。
【０００５】図６は従来のインバータの制御装置のシス
テム構成の一例を示す。このインバータの制御装置にお
いて式（１）のようにインバータの出力電圧ｅu と出力
電圧指令値ｅu*との誤差が出力電流ｉu をもとにして近
似できることを利用して、出力電圧ｅu が所望の値にな
るよう補正される。すなわち補償電圧発生回路１０ａ、
１０ｂ、１０ｃにおいて式（３）で表される関数演算が
行なわれ、補償電圧Δｅu 、Δｅv 、Δｅw が出力され
る。
テム構成の一例を示す。このインバータの制御装置にお
いて式（１）のようにインバータの出力電圧ｅu と出力
電圧指令値ｅu*との誤差が出力電流ｉu をもとにして近
似できることを利用して、出力電圧ｅu が所望の値にな
るよう補正される。すなわち補償電圧発生回路１０ａ、
１０ｂ、１０ｃにおいて式（３）で表される関数演算が
行なわれ、補償電圧Δｅu 、Δｅv 、Δｅw が出力され
る。
【数３】Δｅu ＝ｅd(ｉu)＋Ｋ1 ・ｉu ・・・（３） ただし、Ｋ1 は比例定数、ｅd(ｉu)は式（２）で表され
るｉu の関数である。図中の電流検出器１１ａ、１１
ｂ、１１ｃは式（２）および式（３）で使用される出力
電流ｉu を検出するものである。また加算器１２ａ、１
２ｂ、１２ｃでは補償電圧Δｅu 、Δｅv 、Δｅw と出
力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*を加算して新たな出力電
圧指令値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* が生成される。この出
力電圧指令値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* はＰＷＭ回路１３
に入力され、トランジスタ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２
ｅ、２ｆはこの出力電圧指令値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w*
に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。なお、ＰＷＭ回路１３
は図５のコンパレータ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、
４ｆやコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃ、三角波発振回路
９などによって構成された回路と等価なものであり、そ
の説明は重複するので省略する。
るｉu の関数である。図中の電流検出器１１ａ、１１
ｂ、１１ｃは式（２）および式（３）で使用される出力
電流ｉu を検出するものである。また加算器１２ａ、１
２ｂ、１２ｃでは補償電圧Δｅu 、Δｅv 、Δｅw と出
力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*を加算して新たな出力電
圧指令値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* が生成される。この出
力電圧指令値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* はＰＷＭ回路１３
に入力され、トランジスタ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２
ｅ、２ｆはこの出力電圧指令値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w*
に基づいてＯＮ／ＯＦＦされる。なお、ＰＷＭ回路１３
は図５のコンパレータ４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、
４ｆやコンパレータ５ａ、５ｂ、５ｃ、三角波発振回路
９などによって構成された回路と等価なものであり、そ
の説明は重複するので省略する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図５の従来のインバー
タの制御装置においては、デッドタイムの存在によって
インバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値に対
して非線形であり、正確な出力電圧が得られない。また
図６の従来のインバータの制御装置においては、インバ
ータの出力電圧の非線形性を補償電圧発生回路によって
補償しているものの、式（２）および式（３）で表され
る演算において予め固定された比例定数Ｋ1 、定数Ｅd
を使用しているが、温度変化等による回路素子の特性変
化によって、これらの定数Ｋ1 、Ｅd は変化する。その
ため正確な補償が得られないため、インバータの出力電
圧を正確に制御できない。これらの結果、例えばモータ
を駆動する場合などにおいてはモータに流れる電流を所
望の値に制御できないという問題があった。本発明は上
記課題を解決するためになされたものであり、本発明は
インバータの出力電圧を精度良く制御できるインバータ
制御装置の提供を目的とする。
タの制御装置においては、デッドタイムの存在によって
インバータの出力電圧は入力された出力電圧指令値に対
して非線形であり、正確な出力電圧が得られない。また
図６の従来のインバータの制御装置においては、インバ
ータの出力電圧の非線形性を補償電圧発生回路によって
補償しているものの、式（２）および式（３）で表され
る演算において予め固定された比例定数Ｋ1 、定数Ｅd
を使用しているが、温度変化等による回路素子の特性変
化によって、これらの定数Ｋ1 、Ｅd は変化する。その
ため正確な補償が得られないため、インバータの出力電
圧を正確に制御できない。これらの結果、例えばモータ
を駆動する場合などにおいてはモータに流れる電流を所
望の値に制御できないという問題があった。本発明は上
記課題を解決するためになされたものであり、本発明は
インバータの出力電圧を精度良く制御できるインバータ
制御装置の提供を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明にかかるインバー
タの制御装置は、前記インバータの出力電圧検出値を出
力する電圧検出手段と、出力電圧指令値から前記出力電
圧検出値を減算して電圧誤差を算出し、これを誤差電圧
値として出力する減算器と、前記誤差電圧値の各相の値
の内から前記出力電圧指令値の各相の大小関係に応じて
選択された誤差電圧値に基づいて電圧指令補正値を出力
する選択回路と、前記選択された電圧指令補正値と前記
出力電圧指令値とを加算してデューティ指令値を算出
し、このデューティ指令値を出力する加算器と、前記デ
ューティ指令値を入力として、このデューティ指令値に
応じて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号を出力
するＰＷＭ回路と、を備えている。さらに前記電圧検出
手段は、前記インバータの交流出力端子間の電位差が正
の場合に信号を伝達する第１のフォトカプラと、前記イ
ンバータの交流出力端子間の電位差が負の場合に信号を
伝達する第２のフォトカプラと、前記第１のフォトカプ
ラの出力信号がＯＮの場合にカウントアップし、前記第
２のフォトカプラの出力信号がＯＮの場合にカウントダ
ウンするカウンタとを備えている。
タの制御装置は、前記インバータの出力電圧検出値を出
力する電圧検出手段と、出力電圧指令値から前記出力電
圧検出値を減算して電圧誤差を算出し、これを誤差電圧
値として出力する減算器と、前記誤差電圧値の各相の値
の内から前記出力電圧指令値の各相の大小関係に応じて
選択された誤差電圧値に基づいて電圧指令補正値を出力
する選択回路と、前記選択された電圧指令補正値と前記
出力電圧指令値とを加算してデューティ指令値を算出
し、このデューティ指令値を出力する加算器と、前記デ
ューティ指令値を入力として、このデューティ指令値に
応じて前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信号を出力
するＰＷＭ回路と、を備えている。さらに前記電圧検出
手段は、前記インバータの交流出力端子間の電位差が正
の場合に信号を伝達する第１のフォトカプラと、前記イ
ンバータの交流出力端子間の電位差が負の場合に信号を
伝達する第２のフォトカプラと、前記第１のフォトカプ
ラの出力信号がＯＮの場合にカウントアップし、前記第
２のフォトカプラの出力信号がＯＮの場合にカウントダ
ウンするカウンタとを備えている。
【０００８】
【作用】以上のインバータの制御装置においては、出力
電圧検出値を出力する電圧検出手段によってインバータ
の出力電圧を検出し、出力電圧指令値と出力電圧検出値
との誤差に基づいてスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信
号をフィードバック制御している。さらに出力電圧検出
値を出力する電圧検出手段としてインバータの出力端子
間の電位差に応じて信号を伝達するフォトカプラとカウ
ンタを用いており、出力電圧検出値を正確に検出できる
のでインバータの出力電圧を精度良く制御できる。
電圧検出値を出力する電圧検出手段によってインバータ
の出力電圧を検出し、出力電圧指令値と出力電圧検出値
との誤差に基づいてスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ信
号をフィードバック制御している。さらに出力電圧検出
値を出力する電圧検出手段としてインバータの出力端子
間の電位差に応じて信号を伝達するフォトカプラとカウ
ンタを用いており、出力電圧検出値を正確に検出できる
のでインバータの出力電圧を精度良く制御できる。
【０００９】
【実施例】図１は本発明に係るインバータの制御装置の
一実施例のシステム構成を示す。図５および図６に示す
従来のインバータの制御装置と同じ構成要素は同一符号
で示してあり、その説明は重複するので省略する。図中
の電圧検出器１４はインバータの出力端子間の線間電
圧、すなわち出力電圧検出値ｅuv、ｅvw、ｅwuを検出し
ている。指令として入力された出力電圧指令値ｅu*、ｅ
v*、ｅw*は相電圧を表すので前記電圧検出器１４の出力
と誤差演算を行なうために、変換回路１５で出力電圧指
令値ｅu*、ｅv*、ｅw*を式（４）、（５）、（６）に表
わされる演算により線間電圧指令値ｅuv* 、ｅvw* 、ｅ
wu* に変換している。
一実施例のシステム構成を示す。図５および図６に示す
従来のインバータの制御装置と同じ構成要素は同一符号
で示してあり、その説明は重複するので省略する。図中
の電圧検出器１４はインバータの出力端子間の線間電
圧、すなわち出力電圧検出値ｅuv、ｅvw、ｅwuを検出し
ている。指令として入力された出力電圧指令値ｅu*、ｅ
v*、ｅw*は相電圧を表すので前記電圧検出器１４の出力
と誤差演算を行なうために、変換回路１５で出力電圧指
令値ｅu*、ｅv*、ｅw*を式（４）、（５）、（６）に表
わされる演算により線間電圧指令値ｅuv* 、ｅvw* 、ｅ
wu* に変換している。
【数４】ｅuv* ＝ｅu*−ｅv*・・・（４） ｅvw* ＝ｅv*−ｅw*・・・（５） ｅwu* ＝ｅw*−ｅu*・・・（６） この変換された線間電圧指令値ｅuv* 、ｅvw* 、ｅwu*
から減算器１６ａ、１６ｂ、１６ｃにおいて出力電圧検
出値ｅuv、ｅvw、ｅwuを減算し、電圧誤差を求めてい
る。この電圧誤差は増幅器１７ａ、１７ｂ、１７ｃによ
って増幅され、その出力として誤差電圧Δｅuv、Δｅv
w、Δｅwuが得られる。
から減算器１６ａ、１６ｂ、１６ｃにおいて出力電圧検
出値ｅuv、ｅvw、ｅwuを減算し、電圧誤差を求めてい
る。この電圧誤差は増幅器１７ａ、１７ｂ、１７ｃによ
って増幅され、その出力として誤差電圧Δｅuv、Δｅv
w、Δｅwuが得られる。
【００１０】この補償電圧Δｅuv、Δｅvw、Δｅwuはそ
れぞれ、線間電圧における非線形性を補償する信号であ
り、ＰＷＭ回路１３に入力される出力電圧指令値が相電
圧を表わす信号であることから、補償電圧Δｅuv、Δｅ
vw、Δｅwuを相電圧を表わす信号に変換する必要があ
る。そこで本発明では選択回路１８によって、相電圧補
償値Δｅu 、Δｅv 、Δｅw を生成している。この選択
回路１８の動作を図４のタイムチャートを用いて説明す
る。選択回路１８は出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*の
大小関係をもとに図４のＡ〜Ｆの６つの期間を検出す
る。例えば期間Ａについて示すと、式（７）、式（８）
を同時に満たす期間を検出することによって認識でき
る。
れぞれ、線間電圧における非線形性を補償する信号であ
り、ＰＷＭ回路１３に入力される出力電圧指令値が相電
圧を表わす信号であることから、補償電圧Δｅuv、Δｅ
vw、Δｅwuを相電圧を表わす信号に変換する必要があ
る。そこで本発明では選択回路１８によって、相電圧補
償値Δｅu 、Δｅv 、Δｅw を生成している。この選択
回路１８の動作を図４のタイムチャートを用いて説明す
る。選択回路１８は出力電圧指令値ｅu*、ｅv*、ｅw*の
大小関係をもとに図４のＡ〜Ｆの６つの期間を検出す
る。例えば期間Ａについて示すと、式（７）、式（８）
を同時に満たす期間を検出することによって認識でき
る。
【数５】 ｜ｅu*｜＞｜ｅv*｜かつ｜ｅu*｜＞｜ｅw*｜・・・（７）
【数６】ｅu*＞０・・・（８） ただし、｜ｅ｜はｅの絶対値を示す。この期間はＵ相、
Ｖ相、Ｗ相のうちでＵ相の電圧が最大となっている期間
である。そこでＵ相の出力電圧は正の比較的高い一定電
圧に保持しておき、Ｖ相およびＷ相の電圧を可変するこ
とによって３相電圧の各相の線間電圧は任意に制御する
ことが可能である。したがって選択回路１８は期間Ａに
おいて、前記一定電圧をＥc とすると式（９）、（１
０）、（１１）に表わされる相電圧補償値Δｅu 、Δｅ
v 、Δｅw を出力する。
Ｖ相、Ｗ相のうちでＵ相の電圧が最大となっている期間
である。そこでＵ相の出力電圧は正の比較的高い一定電
圧に保持しておき、Ｖ相およびＷ相の電圧を可変するこ
とによって３相電圧の各相の線間電圧は任意に制御する
ことが可能である。したがって選択回路１８は期間Ａに
おいて、前記一定電圧をＥc とすると式（９）、（１
０）、（１１）に表わされる相電圧補償値Δｅu 、Δｅ
v 、Δｅw を出力する。
【数７】Δｅu ＝Ｅc ・・・・・（９） Δｅv ＝−Δｅuv・・・（１０） Δｅw ＝Δｅwu・・・・（１１） なお、期間Ａ〜Ｆの各期間の検出条件およびそれぞれの
期間における相電圧補償値Δｅu 、Δｅv 、Δｅw の出
力を図３に示す。図１の加算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃ
は相電圧補償値Δｅu 、Δｅv 、Δｅwと出力電圧指令
値ｅu*、ｅv*、ｅw*を加算して新たな出力電圧指令値
ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* を生成する。この出力電圧指令
値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* はＰＷＭ回路１３に入力さ
れ、インバータの出力電圧が制御される。
期間における相電圧補償値Δｅu 、Δｅv 、Δｅw の出
力を図３に示す。図１の加算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃ
は相電圧補償値Δｅu 、Δｅv 、Δｅwと出力電圧指令
値ｅu*、ｅv*、ｅw*を加算して新たな出力電圧指令値
ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* を生成する。この出力電圧指令
値ｅ'u* 、ｅ'v* 、ｅ'w* はＰＷＭ回路１３に入力さ
れ、インバータの出力電圧が制御される。
【００１１】次に、図４は図１に示した電圧検出器１４
の回路構成を示す。入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗはインバータの
各出力端子に接続され、出力端子間の線間電圧を検出す
る。ここでインバータの出力電圧の瞬時値はトランジス
タのスィッチングによって出力されていることから直流
電源３の電圧をＥdcとすると、０または−Ｅdcまたは＋
Ｅdcの３通りの電圧が出力される。そこで図４のフォト
カプラ１９ａは入力端子Ｕと入力端子Ｖの電位差が＋Ｅ
dcの場合に信号を伝達し、フォトカプラ１９ｂは−Ｅdc
の場合に信号を伝達する。また電位差が０の場合にはフ
ォトカプラ１９ａ、１９ｂともに信号を伝達しない。カ
ウンタ２０はフォトカプラ１９ａの出力が”１”の間の
みカウントアップし、フォトカプラ１９ｂの出力が”
１”の間のみカウントダウンするよう構成されている。
以上よりカウンタ２０のカウント値はある一定期間の入
力端子Ｕと入力端子Ｖの電位差の平均値、すなわちイン
バータの出力電圧を表わしている。以上のように本実施
例によれば、インバータの出力電圧を検出し、これによ
って出力電圧指令値をフィードバック制御することによ
り、従来の装置のようにインバータの出力電流から近似
式に基づき補償電圧を算出する必要がない。すなわち、
インバータの出力電圧から式（１）などに基づき近似的
に補償電圧を求める場合、温度変化など環境条件によっ
て十分に近似できない場合があるが、本実施例によれ
ば、直接インバータの出力電圧を検出するので、近似式
を用いる必要がない。したがって、より正確なフィード
バック制御に基づき出力電圧指令値を発生させることが
でき、よってインバータの出力電圧を正確に制御でき
る。
の回路構成を示す。入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗはインバータの
各出力端子に接続され、出力端子間の線間電圧を検出す
る。ここでインバータの出力電圧の瞬時値はトランジス
タのスィッチングによって出力されていることから直流
電源３の電圧をＥdcとすると、０または−Ｅdcまたは＋
Ｅdcの３通りの電圧が出力される。そこで図４のフォト
カプラ１９ａは入力端子Ｕと入力端子Ｖの電位差が＋Ｅ
dcの場合に信号を伝達し、フォトカプラ１９ｂは−Ｅdc
の場合に信号を伝達する。また電位差が０の場合にはフ
ォトカプラ１９ａ、１９ｂともに信号を伝達しない。カ
ウンタ２０はフォトカプラ１９ａの出力が”１”の間の
みカウントアップし、フォトカプラ１９ｂの出力が”
１”の間のみカウントダウンするよう構成されている。
以上よりカウンタ２０のカウント値はある一定期間の入
力端子Ｕと入力端子Ｖの電位差の平均値、すなわちイン
バータの出力電圧を表わしている。以上のように本実施
例によれば、インバータの出力電圧を検出し、これによ
って出力電圧指令値をフィードバック制御することによ
り、従来の装置のようにインバータの出力電流から近似
式に基づき補償電圧を算出する必要がない。すなわち、
インバータの出力電圧から式（１）などに基づき近似的
に補償電圧を求める場合、温度変化など環境条件によっ
て十分に近似できない場合があるが、本実施例によれ
ば、直接インバータの出力電圧を検出するので、近似式
を用いる必要がない。したがって、より正確なフィード
バック制御に基づき出力電圧指令値を発生させることが
でき、よってインバータの出力電圧を正確に制御でき
る。
【００１２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、出力電圧検出値を出力する電圧検出手段によってイ
ンバータの出力電圧を検出し、出力電圧指令値と出力電
圧検出値との誤差に基づいてスイッチング素子のＯＮ／
ＯＦＦ信号をフィードバック制御しているので、インバ
ータの出力電圧を正確に制御できる。この結果、モータ
を駆動する場合などにおいてはモータに流れる電流を正
確に制御できるため、精密なモータ出力トルクまたは速
度の制御が実現できる。
は、出力電圧検出値を出力する電圧検出手段によってイ
ンバータの出力電圧を検出し、出力電圧指令値と出力電
圧検出値との誤差に基づいてスイッチング素子のＯＮ／
ＯＦＦ信号をフィードバック制御しているので、インバ
ータの出力電圧を正確に制御できる。この結果、モータ
を駆動する場合などにおいてはモータに流れる電流を正
確に制御できるため、精密なモータ出力トルクまたは速
度の制御が実現できる。
【００１３】
【図１】本発明に係るインバータの制御装置の好適な実
施例のシステム構成を示すブロック図である。
施例のシステム構成を示すブロック図である。
【図２】本実施例の選択回路の動作を説明するタイムチ
ャートである。
ャートである。
【図３】本実施例の選択回路において、期間の分割の方
法と分割期間ごとの相電圧の関係を示す表図である。
法と分割期間ごとの相電圧の関係を示す表図である。
【図４】本実施例の電圧検出回路の回路図である。
【図５】従来のインバータの制御装置のシステム構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図６】従来のインバータの制御装置の他のシステム構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
１ モータ ２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ トランジスタ ３ 直流電源 １２ａ、１２ｂ、１２ｃ 加算器 １３ ＰＷＭ回路 １４ 電圧検出器 １５ 変換回路 １８ 選択回路 １９ａ、１９ｂ フォトカプラ ２０ カウンタ ２２ クロック発振回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02P 7/63 302
Claims (2)
- 【請求項１】 複数のスイッチング素子のオンオフ動作
により直流電圧を三相交流電圧に変換して出力するイン
バータを、三相ごとの相電圧指令値ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅ
ｗ＊に基づき制御するインバータの制御装置において、 前記インバータの三相ごとの出力電圧を検出する電圧検
出手段と、前記相電圧指令値を、三相の線間電圧を示す線間電圧指
令値に変換する相電圧線間電圧変換回路と、 前記線間電圧指令値から前記検出された出力電圧値を減
算して三相ごとの誤差電圧値Δｅuv，Δｅvw，Δｅwuを
算出する 減算器と、次表のとおり、前記相電圧指令値ｅｕ＊，ｅｖ＊，ｅｗ
＊の大小関係に応じて指令値の１周期を６区間に分割
し、各々の区間ごとに、あらかじめ定められた値Ｅｃお
よび前記誤差電圧値Δｅuv，Δｅvw，Δｅwuのうちか
ら、次表に示すとおりに選択して電圧指令補正値Δｅ
ｕ，Δｅｖ，Δｅｗとする 選択回路と、 【表１】 前記選択された電圧指令補正値と前記相電圧指令値とを
加算して、デューティ指令値を生成する加算器と、 前記デューティ指令値に応じて前記スイッチング素子の
オン時間幅／オフ時間幅を制御するＰＷＭ回路と、 を備えたことを特徴とするインバータの制御装置。 - 【請求項２】 前記電圧検出手段は、前記インバータの
交流出力端子間の電位差が正の場合に信号を伝達する第
１のフォトカプラと、 前記インバータの交流出力端子間の電位差が負の場合に
信号を伝達する第２のフォトカプラと、 前記第１のフォトカプラの出力信号がオンの場合にカウ
ントアップし、前記第２のフォトカプラの出力信号がオ
ンの場合にカウントダウンするカウンタと、 を備え、前記カウンタのカウント値を前記線間電圧検出
値とすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ
の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09653594A JP3188097B2 (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09653594A JP3188097B2 (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | インバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07308071A JPH07308071A (ja) | 1995-11-21 |
| JP3188097B2 true JP3188097B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=14167821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09653594A Expired - Fee Related JP3188097B2 (ja) | 1994-05-10 | 1994-05-10 | インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3188097B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4513937B2 (ja) * | 2000-07-13 | 2010-07-28 | 株式会社安川電機 | Ｐｗｍ方式電圧形インバータのデッドバンドによる電圧誤差の補正方法およびｐｗｍ方式電圧形インバータ |
| JP3548540B2 (ja) | 2001-03-29 | 2004-07-28 | Ｎｅｃマイクロシステム株式会社 | トリガ生成回路 |
| JP2003002562A (ja) * | 2001-06-25 | 2003-01-08 | Sugiyasu Industries Co Ltd | 階段昇降機 |
-
1994
- 1994-05-10 JP JP09653594A patent/JP3188097B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07308071A (ja) | 1995-11-21 |
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