JPH03265495A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、主スイツチング素子として自己消弧素子を用
いてなるコンバータやインバータなどの電力変換装置に
係り、特に主スイツチング素子を駆動制御して所望の電
力変換を行なわせる制御装置に関する。

〔従来の技術〕 インバータ装置は電圧、電流、周波数を可変できること
から、誘導電動機の駆動・制御装置等に広く用いられて
いる。例えば、エレベータの巻上げ機駆動用の誘導電動
機を制御する装置として、インバータ装置が用いられて
いる。

一般に、インバータ装置などの電力変換装置は、スイッ
チング素子をブリッジ接続して変換主回路を形成し、そ
れらのスイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）方式
のゲートパルスによりオン・オフ駆動して、所望の電圧
又は電流の交流出力や直流出力を得るようにしている。

例えば、文献「半導体電力変換回路、Ｐ２１１〜Ｐ２１
５　（電気学会）１９８７年３月３１日発行）」に記載
されたものによれば、あらかじめ記憶装置に記憶した正
弦波ＰＷＭパルス列を、電源周波数又は出力する周波数
に応じて読み出し、ＰＷＭパルスを発生する方式の制御
装置が知られている。

また、特願昭６１−２８７６号公報に記載の制御装置は
、ワンチップマイクロコンピュータを用いて、基準とな
る正弦波データを記憶し、このデータを基に正弦波ＰＷ
Ｍパルスを演算して求める方式を採用している。なお、
特開昭５６−４９６９３号公報、特開昭６２−１１４４
７２号公報、特開昭６２−２０７１７３号公報に記載さ
れてＰＷＭパルス制御についても、上記と同様な方式を
採用している。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上記従来技術におけるＰＷＭパルスの作
成方法は、電力変換主回路を構成するパワートランジス
タなどの主スイツチング素子に加わっている電圧や、主
スイツチング素子に流れている電流の大きさが配慮され
ていない。

すなわち、電力変換主回路のトランジスタ等の主スイツ
チング素子は、そのバイアス状態により転流条件が異な
ってくる。また、電流の大きさにより主スイツチング素
子のオフ時間が異なってくる。そのため、ゲートに与え
るＰＷＭパルスと一致した駆動が行えないという問題が
あった。したがって、従来の制御装置では、駆動される
電力変換主回路の出力電流・電圧をＰＷＭパルスパター
ン生成時に期待したような精度のよい正弦波にすること
が困難である。これによって、制御される誘導電動機に
はトルクリプルが発生するとともに、エレベータ−に適
用した場合には振動要因となる不具合がある。

本発明の目的は、上記従来の問題点を解決すること、言
い換えれば、主スイツチング素子を真のＰＷＭパルスパ
ターンに一致させて駆動することができる電力変換の制
御装置およびこれを用いてなる電力変換装置を提供する
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の電力変換装置は、上記目的を達成するため、複
数のスイッチング素子をブリッジ接続してなる電力変換
主回路と、与えられる出力電力指令に応じて前記スイッ
チング素子を駆動制御するＰＷＭパルス列を生成するＰ
ＷＭパルス生成手段と、該生成されたＰＷＭパルス列を
所定の順序に従って前記スイッチング素子に分配するパ
ルス分配手段と、前記スイッチング素子の印加電圧を検
出する電圧検出手段と、前記ＰＷＭパルス列のパルス幅
を補正する補正手段とを備え、該補正手段は前記電圧検
出手段の検出結果に基づき、転流される一のスイッチン
グ素子がその転流時に順バイアスにあり、該スイッチン
グ素子の次に転流される他のスイッチング素子がその転
流時に逆バイアスにあるときは、前記一のスイッチング
素子のオンパルス幅を該スイッチング素子のターンオフ
時間分減算補正し、転流される一のスイッチング素子が
その転流時に逆バイアスにあり、該スイッチング素子の
次に転流される他のスイッチング素子がその転流時に順
バイアスにあるときは、前記一のスイッチング素子のオ
ンパルス幅を該スイッチング素子のターンオフ時間分加
算補正することを特徴とする。

〔作用〕

このように構成されることから、本発明によれば、次の
作用により上記目的が達成される。

転流される一のスイッチング素子がその転流時に順バイ
アスにあり、該スイッチング素子の次に転流される他の
スイッチング素子がその転流時に逆バイアスにあるとき
は、前記一のスイッチング素子のゲートパルスがオフし
てから実際にターンオフするまで、前記逆バイアスにあ
る他のスイッチング素子はターンオンできない。したが
って、前記一のスイッチング素子のオン時間はターンオ
フ時間分だけ長くなり、一方前記他のスイッチング素子
のオン時間はその分短くなる。そこで、本発明は、前記
一のスイッチング素子のオンパルス幅を該スイッチング
素子のターンオフ時間分減算補正することにより、それ
らのスイッチング素子のオン時間を真のＰＷＭパルスの
パルス幅に一致させているのである。

また、転流される一のスイッチング素子がその転流時に
逆バイアスにあり、該スイッチング素子の次に転流され
る他のスイッチング素子がその転流時に順バイアスにあ
るときは、上記と同様に逆バイアスにある前記一のスイ
ッチング素子のターンオンが遅れる一方、ターンオフは
順バイアスにある他のスイッチング素子が速やかにター
ンオンすることから遅れない。したがって、前記一のス
イッチング素子のオン時間はターンオフ時間分だけ短く
なる。そこで１本発明は、前記一のスイッチング素子の
オンパルス幅を該スイッチング素子のターンオフ時間分
加算補正することにより、真のＰＷＭパルスのパルス幅
に一致させているのである。

これにより、生成された真のＰＷＭパルス列のパルス幅
に一致させてスイッチング素子が藪動されるので、リッ
プルなどの少ない所望の正弦波状の出力電圧、電流、ま
たは直流電圧、電流をうろことができるのである。

〔実施例〕 以下、本発明を実施例に基づいて説明する。

第１図に本発明を適用してなる電流形電力変換装置のブ
ロック構成図を示す。本実施例の電力変換装置は１図示
のように、３相の交流電源１に接続されるコンバータ２
と、このコンバータ２の出力に接続されたインバータ３
とを有してなり、インバータ３の出力により例えば誘導
電動機４を鮭動制御するものである。コンバータ２はス
イッチング素子ＲＰｔ　ＳＰ＋　’ｒｐ、Ｒｎ、Ｓｎ、
Ｔｎをブリッジ接続してなり、同様にインバータ３はス
イ　ッチング素子Ｕｐｔ　Ｖｐｔ　ｗｐ、Ｕｎ、Ｖｎ。

Ｗｎをブリッジ接続してなる。各スイッチング素子は公
知の自己消弧形スイッチング素子が適用可能であり、図
示例はパワートランジスタとダイオードからなるトラン
ジスタモジュールを用いた例を示す。以下、本実施例の
説明上、各スイッチング素子をトランジスタと呼び代え
て説明する。

コンバータ２とインバータ３の接続部には平滑リアクト
ル５が挿入されている。コンバータ２とインバータ３の
交流端にそれぞれ平滑コンデンサ６゜７が接続されてい
る。

上記のコンバータ２とインバータ３を制御するため、そ
れぞれコンバータ制御装置１３とインバータ制御装置１
４とが設けられている。コンバータ制御装置ｉ１３は、
電圧ゼロクロス検出器８から交流電源１の各相のゼロク
ロス検出信号θ。が入力され、また直流電流検出器９に
より検出されたコンバータ出力電流Ｉｄと与えられる電
流指令Ｉｄｒとの偏差が電圧指令Ｖａとして入力され、
さらに交流電源１の角周波数ωＣが入力され、これらに
基づいて前記トランジスタＲｐ　＝　Ｔ　ｎを開動する
ＰＷＭパルスを生成する。一方、インバータ制御装置１
４は、電圧ゼロクロス検出器１０からインバータ出力電
圧の各相のゼロクロス検出信号と周波数指令１１とが入
力され、これらに基づいて前記トランジスタＵ　ｐ　−
Ｗ　ｎを即動するＰＷＭパルスを生成する。コンバータ
制御装置１３とインバータ制御装置１４は、それぞれワ
ンチップマイコンにより形成されている。

次に、コンバータ制御装置！１３の詳細な機能構成を動
作とともに説明する。第１図に示すように、コンバータ
制御装置１３は関数発生手段１３１と、総合位相作成手
段１３２と、ＰＷＭパルスのパルスパターン演算手段１
３３と、パルスパターン補正手段１３４と、パルス分配
手段１３５とを含んで構成される。前記関数発生手段１
３１は電圧指令Ｖ−を取り込み、通流率指令γと位相指
令αを発生する。この場合において、電圧指令Ｖ４の絶
対値が小さい領域では位相制御が動作し、ｖｄの絶対値
が大きい領域ではパルス幅制御が動作する。

総合位相作成手段１３２は、電源１の周波数指令ωＣを
トランジスタＲｐ　”　Ｔ　ｎのチョッピング周期に対
応するＴｃ（＝Δｔ）ごとに加算して、今回制御周期の
位相θ＝ｆω。、△ｔを求め、これから位相指令αを減
算して、総合位相指令０丁を求める。ここで、位相θは
交流電源１の相電圧の電気角であり、電圧ゼロクロス検
出器８の出力に応じ電源同期補正（相電圧の電気角６０
°毎の補正）を行っているので、相電圧と一致した位相
となる。

パルスパターン演算手段１３３は、前記総合位相指令θ
Ｔと通流率指令γから、ＰＷＭパルスを生成する演算処
理を行う。この処理内容について第２図と第３図を用い
て説明する。

始めに、総合位相指令０丁を第２図に示すように、６０
’毎の６つの制御モードＭＤに分割し、各制御モード毎
に００〜６０’で表わすパルスパターン位相指令θＰに
変換する。すなわち、側割モードＭｌ　（０＜θＴく６
０″）でのパルスパターン位相指令θＰは０２２０丁、
制御モードＭ２（６０’＜θＴ＜１２０°）でのθＰは
８２２０丁−１２０’の変換を行う。同様にして各制御
モードに対応するθＰを求めることができる０次に、第
３図の（ａ）はパルスパターン位相指令θＰに対応する
正弦波データＨυ、Ｈｖ、Ｈｗを示している。この正弦
波データから同図（ｂ）に示すパルスパターンＰυ、Ｐ
ｖ、Ｐｗを求める。ここで、パルスパターンＰｕ、Ｐｖ
、Ｐｗのパルス幅Ｔｕ、Ｔｖ。

Ｔｗは次式の関係の演算で求める。

Ｔυ＝γ・Ｈｖ（θＰ）・Ｔｃ Ｔｖ＝ｙ　・Ｈｖ　（θｐ）＋（１ｙ）・ＴｃＴ　ｗ　
＝γ０Ｈｗ（θＰ）＠Ｔｃ なお、パルスパターンのａ力順序は図示の方法に限定さ
れるものではないが、以下の説明では図示のようにＰｖ
、Ｐｗ＋　Ｐｕの順序で出力されるものとして説明する
。

以上のようにして演算されたパルスパターンＰｕ、Ｐｖ
、Ｐｗを補正する本発明の特徴部のパルスパターン補正
手段１３４に移行するが、説明の都合上パルス分配手段
１３５を先に説明する。なお、ここでは、パルス分配手
段１３５に入力される補正後のパルスパターンＰ　ＬＩ
Ｈ、Ｐ　ＶＨ、Ｐ　ｗＨを補正前のパルスパターンＰｕ
、Ｐｖ、Ｐｗにおきかえて説明を行う。

さて、パルス分配手段１３５では制御モードＭＤ（Ｍｌ
〜Ｍ６）にもとづいて、パルスパターンＰｕ、Ｐｖ、Ｐ
ｖを第４図に示すような分配処理を行う。図において制
御モードＭ１ではトランジスタＲｐ＋　Ｓｐ＋　Ｔｐに
それぞれＰｕ、Ｐｖ、Ｐｗのパルスパターンを割り当て
る。また、この制御モードＭ１の期間、トランジスタＲ
ｎ、Ｔｎにはオフ信号を、トランジスタＳｎにはオン信
号を割り当てる。また、制御モードＭ２ではトランジス
タＲｎ。

Ｓｎ、Ｔｎに対し、Ｐｖ、Ｐｗ、Ｐｕのパルスパターン
を割り当てるとともに、トランジスタＲｐにはオン信号
、トランジスタＳ　Ｐ　ｖ　Ｔ　Ｐにはオフ信号を割り
当てる。以下、同様に各制御モードに対応する図示のパ
ルスパターンを各トランジスタに割り当てることにより
、トランジスタには第５図に示す正弦波ＰＷＭパルスが
与えられる。

以上のようにコンバータ制御装！１３で作成された正弦
波ＰＷＭパルスによりトランジスタＲｐ〜Ｔｐ、Ｒｎ”
Ｔｎが駆動される。しかし、トランジスタはコレクタ・
エミッタ間の印加電圧の状態如何でオン期間が異なるた
め、前記パルスパターンに一致した駆動が行えない。す
なわち、順バイアス状態（エミッタに対しコレクタの電
位が高い場合）では、トランジスタに与えられるゲート
パルス（オン信号）とほぼ同時刻でオンする。しかし、
逆バイアス状態（エミッタに対しコレクタの電位が低い
場合）ではゲートが与えられてもオンすることはできな
い。この場合は、他のトランジスタがオンすることで電
位の移動が生じて順バイアス状態になりオンする。

これらの関係から、ブリッジ回路のトランジスタがター
ンオン、ターンオフするときの転流動作は、第６図に示
すように４つの条件に区分することができる。第６図の
条件Ｂの場合のように、転流される（オンする）トラン
ジスタがその転流時に順バイアスにあり、そのトランジ
スタのターンオフにより次に転流される（オンする）ト
ランジスタがその転流時に逆バイアスにあるときは、先
のトランジスタが実際にターンオフして順ノペイアスに
変るまで、次のトランジスタはゲートパルスを与えられ
てもオンできない。このため、先のトランジスタのオン
時間がゲートに与えられるＰＷＭパルスの幅よりも長く
なる。一方、同図条件Ｃの場合のように、転流されるト
ランジスタがその転流時に逆バイアスにあり、そのトラ
ンジスタのターンオフにより次に転流されるトランジス
タがその転流時に順バイアスにあるときは、先の逆ノヘ
イアスのトランジスタは上述と同様遅れてオンされる一
方、次に転流されるトランジスタは直ちにオンされるの
で、先のトランジスタのオン時間がＰＷＭパルスの幅よ
りも短くなる。

ここで、コンバータ２を構成するトランジスタの場合、
ターンオンする以前のバイアス状態は第７図に示す関係
にある。すなわち、トランジスタＲｐには線間電圧ＣＲ
Ｔ（トランジスタＲｐがターンオンする以前にはトラン
ジスタＴＰがオンしている関係にあるため）が印加され
ることなる。したがって、トランジスタＲｐのバイアス
状態は電気角３０°〜２１０°の間順バイアス状態、Ｏ
。

〜３０’間及び２１０°〜３６０＠間、逆バイアス状態
にある。同様に他のトランジスタにおいても図示のよう
に、１８０゛周期で順バイアス状態と逆バイアス（斜線
部）状態が生じる。−例として、ＰＷＭパルスパターン
とトランジスタのオン期間の関係を第８図に示す。図示
したパターンは電気角Ｏ°〜３０°間のパターンである
。第７図に示す関係から、トランジスタＲＰ＋　ＳＰｙ
　Ｔｐの転流条件は第６図に示すり、Ｃ，Ｂにそれぞれ
対応する。したがって、トランジスタＳｐのオン期間は
パルスパターンＰｖのパルス幅Ｔｖに対してトランジス
タＲＰのオフ遅れＴ１４だけ減少する。

また、トランジスタＴＰのオン期間はパルスパターンＰ
ｗのパルス幅Ｔｗに対してトランジスタのオフ遅れＴＨ
だけ増加する。このように、トランジスタのバイアス状
態により、トランジスタのオン期間が異なるのである。

したがってトランジスタをパルスパターンに同期させて
駆動するためには。

第６図に示す転流条件において、Ｂの場合はパルス幅を
減算補正し、Ｃの場合はパルス幅を加算補正する補正を
行うことで可能になる。

ここで、転流条件を把握するための各トランジスタのバ
イアス状態の検出（電圧検出手段）について説明する。

各トランジスタのターンオン前に加わる電圧和（線間電
圧）は、これまでに説明したようにパルスパターンを出
力する順番から分かる。したがって、この電圧和の位相
角を検知できればトランジスタのバイアス状態が分かる
。そこで、各トランジスタに加わる電圧和の位相角を次
のような処理により求める。すなわち、総合位相作成手
段１３２において、制御する電圧和の位相θ（＝／ω・
Δｔ）を求めており、この位相θは電圧ゼロクロス検出
器８からの３相交流電源１における相電圧の電気角６０
°毎に出力される信号θ。によって修正される。このた
め、位相θは実測の電圧位相角と一致した位相角となる
。つまり、基準電正相を第７図に示す相電圧ｅＲにした
ときには、相電圧ｅＨの電気角が位相θに一致する。

したがって、位相θの値から各トランジスタに加わる電
圧の電気角を求め、バイアス状態を検出するようにした
。

このようにして、コンバータ２を構成する各トランジス
タの転流条件（第６図）は、パルスパターンを出力する
順序（第４図）と、オン時前のバイアス状態（第７図）
の関係から決まる。例えば、制御モードＭ１における転
流条件を説明すると総合位相指令θＴがｏくθＴ＜３０
”間において、パルスパターンＰｕで駆動されるトラン
ジスタの転流条件は第４図、第７図から分かるように第
６図に示すＤになる。同様にパルスパターンＰｖ。

Ｐｗで駆動されるトランジスタの転流条件はそれぞれ第
６図に示すＣ，Ｂにあたる。

また、３０’＜θＴく６０でのパルスパターンＰυ、Ｐ
ｖ、Ｐｗで駆動されるトランジスタの転流条件はそれぞ
れ第６図に示すＢ、Ｃ，Ａにあたる。

以下、制御モードＭ２〜Ｍ６におけるトランジスタの転
流条件は制御モードＭ１と同一になる。これは第７図（
ｂ）に示すようにパルスパターンに対応するトランジス
タのバイアス状態が点線で示す各制御モードとも同一で
あるためである。

上述したパルス幅補正の原理に基づき、パルスパターン
補正手段１３４は第９図の補正モードと第１０図に示す
フローチャートの手順に沿って、パルスパターン演算手
段１３３によって求められたパルスパターンの各パルス
幅を補正する。

まず、第９図のように、パルス補正を行う領域θＨ（＝
θＰ＋α）は制御モード対応のパルスパターン位相指令
の６０’と位相指令αの１８０’を加算した２４０″に
なる。また、パルス補正は、図示するように、５つのモ
ード（補正モード）に区分される。このことから、パル
スパターン補正手段１３３では第１０図に示す処理手順
のようにステップ１３３０でパルスパターン位相指令θ
Ｐと制御位相指令αを加算しパルス補正位相θＨを求め
る。そして、ステップ１３３１〜１３３４でパルス補正
位相θＨから補正モードを判定し、補正モードに対応ず
パルス幅補正処理ステップ１３３５〜１３３９に移行す
る。例えば、α＝０″θｐ＝１０’の条件ではθＨ＝１
０”でありステップ１３３１の判定処理からステップ１
３３５の補正モードＥ（１の下記の演算を行う。

ＴＵ）Ｉ　（ＰＵＨ）　：ＴＵ　（Ｐｕ）ＴＶ）Ｉ　（
ＰＶＨ）　＝Ｔｖ　（Ｐｖ）　＋ＴＨＴＩＮ　（ＰＷＨ
）　：ＴＷ　（Ｐｗ）　−ＴＨここで、Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐ
ｗは、補正前のパルスパターン、ＴＵ、Ｔｖ、Ｔｗはパ
ルスパターンＰυ。

Ｐｖ、Ｐｗのパルス幅、Ｐ　ＵＨ、Ｐ　ＶＨ、Ｐ　ＷＨ
は補正後のパルスパターン、Ｔ　ＵＮ　、　Ｔ　ｖＨ，
Ｔ　ｗＨはパルスパターンＰ　Ｌｌ）Ｉ　、　Ｐ　ＶＨ
、Ｐ　ＷＨのパルス幅、ＴＨはパルス補正値である。

以下、同様に補正モードに対応した図示の演算を行い、
パルス幅補正処理を終了し、パルス分配手段１３５の処
理に移行する。

第１１図にパルス幅補正したパルスパターンにより駆動
されるトランジスタのオン期間の一例を示す。条件は制
御位相指令α＝０でθｐ＝ｏ〜３０°の間である。同図
（ａ）は補正前のパルスパターン、同図（ｂ）は補正後
のパルスパターン、同図（ｃ）は（ｂ）に示す補正後の
パルスパターンにより駆動されるトランジスタのオン期
間を示す。図示のごとく、トランジスタは補正後のパル
スパターンで駆動することにより、あらかじめ演算した
（ａ）に示すパルスパターン（出力を正弦波状に制御す
るようにしたパターン）と同一のオン期間が得られる。

このように、トランジスタに加わる電圧の状態（バイア
ス状態）に応じて正弦波ＰＷＭパルスのパルス幅を補正
することにより、正弦波状の出力電圧・電流が得られる
。以上、コンバータ制御袋！１３で作成するＰＷＭパル
スについて、説明したが、インバータ制御装置１４で作
成するＰＷＭパルスについても同一である。

また、トランジスタに加わる電圧検出手段は電力変換主
回路の交流入力端電圧を検出し、かつトランジスタの駆
動順序を基に検出する方式とじたが、これに限定される
ことなく、トランジスタの端子電圧を直接検出してもよ
い。

また、パルスパターンのパルス幅の補正は、トランジス
タのバイアス状態による補正方法に加え、トランジスタ
に流れる電流の大きさによりパルス幅の補正値Ｔｏを変
えるようにすることが望ましい、すなわち、トランジス
タのオフ遅れはトランジスタに流れる電流の大きさに依
存するとともに、このオフ遅れは逆バイアス状態のトラ
ンジスタに転流するときのトランジスタのオフ時に生ず
る。

そこで、まずトランジスタのオフ遅れをＴｄ（ｉ　）と
したとき、Ｔｄ　（ｉ）を関数あるいはデータとしてあ
たえておく。そして、第６図に示す転流条件において、
バイアス状態による補正のほかにＢの転流条件ではＴｄ
　（ｉ）減算し、Ｃの転流条件ではＴｄ　（ｉ）加算す
るパルス幅の補正を行えばよい。

この場合の電流の検出方法は、第１図に示すように、直
流電流検出器９の帰還値Ｉｄを制御装置１３．１４に入
力することで検出できる。

また、電流の検出方法は、上記の方法に限定することな
く、電力変換器を構成するコンバータの入力側（交流側
）又は出力側、インバータの入力側又は出力側（交流側
）の少なくとも１箇所の電流の大きさを検出するように
してもよい。

また、パルスパターンのパルス幅の補正値ＴＨはトラン
ジスタに流れる電流の大きさにより定めるようにしても
よい。

また、上記パルス幅の補正は、電力変換主回路を構成す
るコンバータ２とインバータ３の少なくとも一方の制御
装置に適用しても、出力電圧、電流の正弦波化に効果が
ある。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、次の効果が得ら
れる。

（１）転流される一のスイッチング素子がその転流時に
順バイアスにあり、該スイッチング素子の次に転流さ九
る他のスイッチング素子がその転流時に逆バイアスにあ
るときは、前記一のスイッチング素子のオンパルス幅を
該スイッチング素子のターンオフ時間分減算補正してい
ることから、前記一のスイッチング素子のオン時間を真
のＰＷＭパルスのパルス幅に一致させることができる。

また、転流される一のスイッチング素子がその転流時に
逆バイアスにあり、該スイッチング素子の次に転流され
る他のスイッチング素子がその転流時に順バイアスにあ
るときは、前記一のスイッチング素子のオンパルス幅を
該スイッチング素子のターンオフ時間分加算補正してい
ることから。

前記他のスイッチング素子のオン時間を真のＰＷＭパル
スのパルス幅に一致させることができる。

これにより、生成されたＰＷＭパルス列のパルス幅に一
致させてスイッチング素子が駆動されるので、リップル
などの少ない所望の正弦波状の出力電圧、電流、または
直流電圧、電流をうろことができる。

（２）本発明を誘導電動機の制御装置に適用したものに
よれば、出力電圧のリップルが少ないので、トルクリッ
プルの少ない制御を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す全体構
成図、第２図は総合位相指令と制御モードの関係の説明
図、第３図はパルスパターン演算手段におけるＰＷＭパ
ルスパターン生成原理の説明図、第４図はパルス分配手
段におけるパルス分配方法を示す説明図、第５図はパル
ス分配処理によってトランジスタに割り当てられる正弦
波ＰＷＭパルスの説明図、第６図はトランジスタの転流
条件の説明図、第７図はコンバータを構成するトランジ
スタに加わる電圧状態の説明図、第８図は従来方式のパ
ルスパターンにより能動されるトランジスタのオン期間
の説明図、第９図はパルスパターン補正手段における一
パルス幅の補正方法の説明図、第１０図はパルスパター
ン補正処理手順を示すフローチーヤード、第１１図はパ
ルスパターン補正処理後のパルスパターンにより駆動さ
れるトランジスタのオン期間説明図である。 符号の説明 １・・・三相交流電源、２・・・コンバータ、３・・・
インバータ、４・・・誘導電動機、８，１０・・・電圧
零クロス検出器、９・・・直流電流検出器、１３・・・
コンバータ制御装置、１４・・・インバータ制御装置、
１３３・・・パルスパターン演算手段、１３４・・・パ
ルスパターン補正手段、１３５・・・パルス分配手段、
θＴ・・・総合位相指令、θＰ・・・パルスパターン位
相指令、Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗ−パルスパターン、Ｐ　ＬＩ
Ｈ、Ｐ　ｖＨ＋ＰＷＨ・・・補正後のパルスパターン、
ＭＤ・・・制御モード、ＴＨ・・・パルス幅の補正値−
ＲＰｐ　ＳＰＩ　ＴＰｙＲｎ、Ｓｎ、Ｔｎ・・・コンバ
ータのトランジスタ、Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ、Ｕｎ、Ｖｎ、
Ｗｎ−＝インバータのトランジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなる電
   力変換主回路と、与えられる出力電力指令に応じて前記
   スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭパルス列を生成
   するＰＷＭパルス生成手段と、該生成されたＰＷＭパル
   ス列を所定の順序に従って前記スイッチング素子に分配
   するパルス分配手段とを備えてなる電力変換装置におい
   て、前記スイッチング素子の印加電圧を検出する電圧検
   出手段と、前記ＰＷＭパルス列のパルス幅を補正する補
   正手段とを設け、該補正手段は前記電圧検出手段の検出
   結果に基づき、転流される一のスイッチング素子がその
   転流時に順バイアスにあり、該スイッチング素子の次に
   転流される他のスイッチング素子がその転流時に逆バイ
   アスにあるときは、前記一のスイッチング素子のオンパ
   ルス幅を該スイッチング素子のターンオフ時間分減算補
   正し、転流される一のスイッチング素子がその転流時に
   逆バイアスにあり、該スイッチング素子の次に転流され
   る他のスイッチング素子がその転流時に順バイアスにあ
   るときは、前記一のスイッチング素子のオンパルス幅を
   該スイッチング素子のターンオフ時間分加算補正するこ
   とを特徴とする電力変換装置。 ２、前記ターンオフ時間が一定時間に設定されたことを
   特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 ３、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流
   検出手段を設け、前記一のスイッチング素子に流れる検
   出電流に応じて前記一定時間の設定値を補正することを
   特徴とする請求項２記載の電力変換装置。 ４、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流
   検出手段を設け、前記一のスイッチング素子に流れる検
   出電流に応じて前記ターンオフ時間を設定することを特
   徴とする請求項１記載の電力変換装置。 ５、前記電圧検出手段は、前記電力変換主回路の交流端
   の電圧位相を検出し、該検出された電圧位相と前記ＰＷ
   Ｍパルス列のパルス出力順序から定まる前記スイッチン
   グ素子の印加電圧を検出するものであることを特徴とす
   る請求項１、２、３、４いずれかに記載の電力変換装置
   。 ６、前記電圧検出手段は、前記スイッチング素子の端子
   電圧を検出するものであることを特徴とする請求項１、
   ２、３、４いずれかに記載の電力変換装置。 ７、前記電流検出手段は、前記電力変換主回路の入力端
   と出力端の少なくとも１箇所の電流を検出することによ
   り、前記スイッチング素子の電流を検出するものである
   ことを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６いずれ
   かに記載の電力変換装置。 ８、それぞれ複数のスイッチング素子をブリッジ接続し
   てなるコンバータと該コンバータの出力に接続されたイ
   ンバータと、与えられる出力電力指令に応じて前記コン
   バータとインバータのスイッチング素子を駆動制御する
   ＰＷＭパルス列をそれぞれ生成するＰＷＭパルス生成手
   段と、該生成されたＰＷＭパルス列を所定の順序に従っ
   て前記コンバータとインバータのスイッチング素子にそ
   れぞれ分配するパルス分配手段とを備えてなる電力変換
   装置において、前記コンバータとインバータの少なくと
   も一方に前記スイッチング素子の印加電圧を検出する電
   圧検出手段と、前記ＰＷＭパルス列のパルス幅を補正す
   る補正手段とを設け、該補正手段は前記電圧検出手段の
   検出結果に基づき、転流される一のスイッチング素子が
   その転流時に順バイアスにあり、該スイッチング素子の
   次に転流される他のスイッチング素子がその転流時に逆
   バイアスにあるときは、前記一のスイッチング素子のオ
   ンパルス幅を該スイッチング素子のターンオフ時間分減
   算補正し、転流される一のスイッチング素子がその転流
   時に逆バイアスにあり、該スイッチング素子の次に転流
   される他のスイッチング素子がその転流時に順バイアス
   にあるときは、前記一のスイッチング素子のオンパルス
   幅を該スイッチング素子のターンオフ時間分加算補正す
   ることを特徴とする電力変換装置。 ９、請求項８記載の電力変換装置を備え、前記コンバー
   タが誘導電動機の電流指令に基づいて駆動され、前記イ
   ンバータが前記誘導電動機の周波数指令に基づいて駆動
   されることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 １０、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなる
   電力変換主回路の前記スイッチング素子を、与えられる
   出力電力指令に応じて駆動制御するＰＷＭパルス列を生
   成するＰＷＭパルス生成手段と、該生成されたＰＷＭパ
   ルス列を所定の順序に従って前記スイッチング素子に分
   配するパルス分配手段とを備えてなる電力変換装置の制
   御装置において、前記スイッチング素子の印加電圧を検
   出する電圧検出手段と、前記ＰＷＭパルス列のパルス幅
   を補正する補正手段とを設け、該補正手段は前記電圧検
   出手段の検出結果に基づき、転流される一のスイッチン
   グ素子がその転流時に順バイアスにあり、該スイッチン
   グ素子の次に転流される他のスイッチング素子がその転
   流時に逆バイアスにあるときは、前記一のスイッチング
   素子のオンパルス幅を該スイッチング素子のターンオフ
   時間分減算補正し、転流される一のスイッチング素子が
   その転流時に逆バイアスにあり、該スイッチング素子の
   次に転流される他のスイッチング素子がその転流時に順
   バイアスにあるときは、前記一のスイッチング素子のオ
   ンパルス幅を該スイッチング素子のターンオフ時間分加
   算補正することを特徴とする電力変換装置のＰＷＭ制御
   装置。