JP2777605B2 - コンバータの制御装置 - Google Patents
コンバータの制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電力を直流電力に変換するコンバータ
に係り、特にコンバータの負荷状態量に応じてコンバー
タを制御する方法および装置に関する。
に係り、特にコンバータの負荷状態量に応じてコンバー
タを制御する方法および装置に関する。
従来、コンバータの制御装置についてはアイ・イー・
イー・イー、アイペック、トウキョウ'83,第720頁から
第731頁（IEEE,IPEC−TOKYO'83 March 27−31.（1983）
PP720−731）において、論じられている。この場合，コ
ンバータの制御はコンバータの入力信号（入力電圧検出
信号、入力電流検出信号）及び出力信号（出力電圧検出
信号）に基づいて行われ、コンバータの負荷側の状態量
情報にかかわりなく制御するものであった。
イー・イー、アイペック、トウキョウ'83,第720頁から
第731頁（IEEE,IPEC−TOKYO'83 March 27−31.（1983）
PP720−731）において、論じられている。この場合，コ
ンバータの制御はコンバータの入力信号（入力電圧検出
信号、入力電流検出信号）及び出力信号（出力電圧検出
信号）に基づいて行われ、コンバータの負荷側の状態量
情報にかかわりなく制御するものであった。
しかし、負荷状態量にかかわりなくコンバータを制御
すると、次に述べるような不都合がある。
すると、次に述べるような不都合がある。
負荷としてインバータ等が接続されている場合、その
インバータの負荷電流（電動機などの場合は負荷トルク
と同等）が増大すると、インバータの内部電圧降下が増
大するが、これをコンバータ側で補償することができな
い。
インバータの負荷電流（電動機などの場合は負荷トルク
と同等）が増大すると、インバータの内部電圧降下が増
大するが、これをコンバータ側で補償することができな
い。
また、インバータの出力周波数（角周波数）が高くな
ると、PWM制御等に係る搬送波との関係で変調度が１以
上になることがある。このような場合には変調度を変化
させてもインバータ出力電圧の変化が比例しなくなるの
で、いわゆる非線形動作となり、V/f一定の制御が難か
しくなる。
ると、PWM制御等に係る搬送波との関係で変調度が１以
上になることがある。このような場合には変調度を変化
させてもインバータ出力電圧の変化が比例しなくなるの
で、いわゆる非線形動作となり、V/f一定の制御が難か
しくなる。
また、従来のコンバータは交流電源に対する力率につ
いては何ら配慮していないことから、電力料金の点で不
経済な場合があった。
いては何ら配慮していないことから、電力料金の点で不
経済な場合があった。
本発明の目的は、上記従来の問題点を解決すること、
言い換えれば、負荷量に適したコンバータ出力とするこ
とができるコンバータの制御装置を提供することにあ
る。
言い換えれば、負荷量に適したコンバータ出力とするこ
とができるコンバータの制御装置を提供することにあ
る。
上記目的を達成するため、本発明は以下の構成を具備
したことを特徴とする。
したことを特徴とする。
本発明は、基本的に、コンバータの入力電流指令を負
荷量に応じて補正することを特徴とする。なお、入力電
流指令がコンバータの出力電圧指令に応じて定められる
ものにあっては、該出力電圧指令を負荷量に応じて補正
することができる。
荷量に応じて補正することを特徴とする。なお、入力電
流指令がコンバータの出力電圧指令に応じて定められる
ものにあっては、該出力電圧指令を負荷量に応じて補正
することができる。
また、本発明は、負荷がインバータのときは、そのイ
ンバータの角周波数が所定値以上のとき該角周波数に応
じて前記入力電流指令を増大補正することを特徴とす
る。
ンバータの角周波数が所定値以上のとき該角周波数に応
じて前記入力電流指令を増大補正することを特徴とす
る。
また、負荷電流又は負荷トルクなどの大きさに応じて
前記入力電流指令を増大補正することを特徴とする 〔作用〕 このように構成されることから、本発明によれば、以
下の作用により前記目的が達成される。
前記入力電流指令を増大補正することを特徴とする 〔作用〕 このように構成されることから、本発明によれば、以
下の作用により前記目的が達成される。
負荷量に応じてコンバータの入力電流が補正制御され
るから、これによりコンバータの出力電圧が負荷にとっ
て最適な状態に制御又は保持されることになる。
るから、これによりコンバータの出力電圧が負荷にとっ
て最適な状態に制御又は保持されることになる。
特に、負荷がインバータのときに、インバータの角周
波数によりコンバータの入力電流を補正するようにした
ものによれば、角周波数の高領域における変調度の増大
をインバータ入力電圧増大により抑え得る。また、いわ
ゆるV/f特性の線形性を保持できる。
波数によりコンバータの入力電流を補正するようにした
ものによれば、角周波数の高領域における変調度の増大
をインバータ入力電圧増大により抑え得る。また、いわ
ゆるV/f特性の線形性を保持できる。
また、負荷電流増大に応じてコンバータ出力電圧が高
くされることから、インバータ内部や配線における電圧
降下が補償されることになる。
くされることから、インバータ内部や配線における電圧
降下が補償されることになる。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第１図に本発明の一実施例の全体系統構成図を示す。
図示のように、３相の交流電源10はACリアクトル11,12,
13及び電流検出器20,21,22を介してコンバータ30に接続
される。コンバータ30は第２図のように構成されてい
る。すなわち３相のＵ相電源はトランジスタ30aのカソ
ード側とトランジスタ30bのアノード側にそれぞれ接続
される。また、トランジスタ30a,30bの各アノード及び
カソードにはそれぞれダイオード30g,30hのカソード及
びアノードが逆並列接続されている。３相のＶ相電源、
Ｗ相電源についても、Ｕ相電源と同様に、それぞれ対応
するトランジスタ及びダイオードに接続さている。な
お、コンバータを構成するパワー素子としては、第２図
に示したトランジスタ以外に、GTO,MOS FET,IGBT等を使
用してもよい。
図示のように、３相の交流電源10はACリアクトル11,12,
13及び電流検出器20,21,22を介してコンバータ30に接続
される。コンバータ30は第２図のように構成されてい
る。すなわち３相のＵ相電源はトランジスタ30aのカソ
ード側とトランジスタ30bのアノード側にそれぞれ接続
される。また、トランジスタ30a,30bの各アノード及び
カソードにはそれぞれダイオード30g,30hのカソード及
びアノードが逆並列接続されている。３相のＶ相電源、
Ｗ相電源についても、Ｕ相電源と同様に、それぞれ対応
するトランジスタ及びダイオードに接続さている。な
お、コンバータを構成するパワー素子としては、第２図
に示したトランジスタ以外に、GTO,MOS FET,IGBT等を使
用してもよい。
コンバータ30の出力端子は平滑コンデンサ40を介して
インバータ50に接続される。インバータ50の主回路構成
はコンバータ30と同一であるので説明を省略する。イン
バータ50の３相の出力端子U,V,Wは電流検出器23,24,25
を介して、交流電動機60に接続されている。電流検出器
23,24,25の２次側は有効分電流検出器70に接続されてい
る。有効分電流検出器70の出力はコンバータ出力電圧指
令発生器100に入力されている。
インバータ50に接続される。インバータ50の主回路構成
はコンバータ30と同一であるので説明を省略する。イン
バータ50の３相の出力端子U,V,Wは電流検出器23,24,25
を介して、交流電動機60に接続されている。電流検出器
23,24,25の２次側は有効分電流検出器70に接続されてい
る。有効分電流検出器70の出力はコンバータ出力電圧指
令発生器100に入力されている。
また、インバータ50はPWM制御回路80によって駆動さ
れるようになっておりPWM制御回路80には、ポテンショ
メータ90と91から、それぞれ磁束指令φＳとインバータ
角周波数指令ωISが入力されている。
れるようになっておりPWM制御回路80には、ポテンショ
メータ90と91から、それぞれ磁束指令φＳとインバータ
角周波数指令ωISが入力されている。
一方、コンバータ出力電圧発生器100は後述する式
（４），（５）に基づいてコンバータ出力電圧指令EDS
を生成するようになっている。
（４），（５）に基づいてコンバータ出力電圧指令EDS
を生成するようになっている。
この出力電圧指令発生器100にはポテンショメータ92
により設定されたコンバータの出力電圧指令EDRと、前
述した有効分電流検出器70から有効分電流検出値Iqと、
前記ポテンショメータ91からインバータ角周波数指令ω
ISが入力されている。
により設定されたコンバータの出力電圧指令EDRと、前
述した有効分電流検出器70から有効分電流検出値Iqと、
前記ポテンショメータ91からインバータ角周波数指令ω
ISが入力されている。
コンバータ出力電圧指令発生器100からは出力電圧指
令EDRが有効分電流検出値Iqとインバータ角周波数ωIS
に基づいて補正された補正値EDSが出力される。このEDS
は減算器110において、コンバータ出力電圧の検出回路4
1から出力される出力電圧検出値EDが減算され、その偏
差ΔEDは増幅器130を介して、コンバータの入力電流指
令Iqsとして３相交流信号発生回路160に入力されてい
る。
令EDRが有効分電流検出値Iqとインバータ角周波数ωIS
に基づいて補正された補正値EDSが出力される。このEDS
は減算器110において、コンバータ出力電圧の検出回路4
1から出力される出力電圧検出値EDが減算され、その偏
差ΔEDは増幅器130を介して、コンバータの入力電流指
令Iqsとして３相交流信号発生回路160に入力されてい
る。
この３相交流信号発生回路160には電源電圧零位相検
出回路170から零位相検出信号Ｃが入力されている。そ
して、３相交流信号発生回路160は前記零位相検出信号
Ｃに同期させて、３相分の正弦波からなる電流指令波形
を減算器111に出力するようになっている。この入力電
流基準指令iUS,iVS,iWSは前記電流指令Iqsに比例した振
幅値を有している。
出回路170から零位相検出信号Ｃが入力されている。そ
して、３相交流信号発生回路160は前記零位相検出信号
Ｃに同期させて、３相分の正弦波からなる電流指令波形
を減算器111に出力するようになっている。この入力電
流基準指令iUS,iVS,iWSは前記電流指令Iqsに比例した振
幅値を有している。
減算器111で、電流基準指令iUS,iVS,iWSと入力電流検
出値iU,iV,iWがそれぞれ比較され、その偏差が増幅器13
1を介して比較器150に入力されている。この比較器150
の他方の端子には、PWM制御の搬送波発生器140から搬送
波信号が入力されている。そして、比較器150においてP
WM制御信号が生成され、図示していないゲート駆動回路
を介してコンバータ30のパワー素子ゲートに印加される
ようになっている。なお、これらの３相交流信号発生回
路160、減算器111、増幅器131、搬送波発生器140、比較
器150によりコンバータ30のPWM制御回路200が形成され
ている。
出値iU,iV,iWがそれぞれ比較され、その偏差が増幅器13
1を介して比較器150に入力されている。この比較器150
の他方の端子には、PWM制御の搬送波発生器140から搬送
波信号が入力されている。そして、比較器150においてP
WM制御信号が生成され、図示していないゲート駆動回路
を介してコンバータ30のパワー素子ゲートに印加される
ようになっている。なお、これらの３相交流信号発生回
路160、減算器111、増幅器131、搬送波発生器140、比較
器150によりコンバータ30のPWM制御回路200が形成され
ている。
ここで、電源電圧零位相検出回路170の詳細構成を第
３図に示し、その動作を第４図のタイムチャートを使っ
て説明する。
３図に示し、その動作を第４図のタイムチャートを使っ
て説明する。
交流電圧10は抵抗177aを介して、ダイオード171のア
ノードＢとカソードＡに間に印加される。フォトカプラ
172のダイオードのアノードはダイオード171のカソード
に、カソードはダイオード171のアノードに接続されて
いる。交流電圧がＢ点に対してＡ点の電位が高い場合、
フォトカプラ172の１次側のダイオードが導通して、２
次側のトランジスタが点弧する。この時、比較器173の
Ｃ点の電位は零になる。比較器のもう一方の入力端子Ｄ
は抵抗177cと抵抗177dの分圧比で決定される電圧が入力
されている。そして比較器173はＣ点とＤ点の電圧の大
小関係を比較し、Ｃ点よりＤ点の電圧が大きい場合、ハ
イレベルＨの信号を出力し、逆に小さい場合、ローレベ
ルＬの信号を出力する。比較器173から出力される信号
ａは一旦バッファ回路174を介して２入力の排他論理和
回路175の一方の入力端子に導びかれる。排他論理和回
路175のもう一方の入力端子は、抵抗177eを介して接続
される。更に、この入力端子はコンデンサ178を介して
接地される。この結果、信号ａは抵抗177eとコンデンサ
178で決まる時定数分遅れ，信号ｂとして排他論理和回
路175に入力される。排他論理和回路175の出力端子は２
入力の論理積回路176の一方の入力端子に接続されてい
る。論理積回路176のもう一方の入力端子はバッファ回
路174の出力端子に接続され、信号ａと同一のレベルを
持つ信号が論理積回路176に入力される。この結果、論
理積回路176から電源電圧の零位相に同期した零位相検
出信号Ｃが出力される。
ノードＢとカソードＡに間に印加される。フォトカプラ
172のダイオードのアノードはダイオード171のカソード
に、カソードはダイオード171のアノードに接続されて
いる。交流電圧がＢ点に対してＡ点の電位が高い場合、
フォトカプラ172の１次側のダイオードが導通して、２
次側のトランジスタが点弧する。この時、比較器173の
Ｃ点の電位は零になる。比較器のもう一方の入力端子Ｄ
は抵抗177cと抵抗177dの分圧比で決定される電圧が入力
されている。そして比較器173はＣ点とＤ点の電圧の大
小関係を比較し、Ｃ点よりＤ点の電圧が大きい場合、ハ
イレベルＨの信号を出力し、逆に小さい場合、ローレベ
ルＬの信号を出力する。比較器173から出力される信号
ａは一旦バッファ回路174を介して２入力の排他論理和
回路175の一方の入力端子に導びかれる。排他論理和回
路175のもう一方の入力端子は、抵抗177eを介して接続
される。更に、この入力端子はコンデンサ178を介して
接地される。この結果、信号ａは抵抗177eとコンデンサ
178で決まる時定数分遅れ，信号ｂとして排他論理和回
路175に入力される。排他論理和回路175の出力端子は２
入力の論理積回路176の一方の入力端子に接続されてい
る。論理積回路176のもう一方の入力端子はバッファ回
路174の出力端子に接続され、信号ａと同一のレベルを
持つ信号が論理積回路176に入力される。この結果、論
理積回路176から電源電圧の零位相に同期した零位相検
出信号Ｃが出力される。
この零位相検出信号Ｃにより動作される３相交流信号
発生回路160は第５図のように、クロック発生器161,カ
ウンタ162,メモリ163,164,D/A変換器165,166,減算器166
から成る。クロック発生器161から発せられるクロック
パルスによってカウンタ162は動作する。カウンタ162は
零位相検出信号Ｃが発せられる毎に初期化される。カウ
ンタ162の出力端子はメモリ163,164のアドレス端子に接
続されており、カウンタの値で指定されたアドレスに対
応した内容がメモリ163,164から出力される。一方，メ
モリ163及び164にはそれぞれ正弦波sinθ,sin（θ＋２
π/3）の１周期分の波形データがカウンタで特定される
アドレスを対応させて格納されている。このため、メモ
リ163,164からは零位相検出信号Ｃの周期に対応した正
弦波sinθ,sin（θ＋２π/3）が出力される。メモリ16
3,164から出力されるsinθ,sin（θ＋２π/3）の各デー
タはD/A変換器165,166によってアナログ量に変換され
る。D/A変換器165,166のREF端子には演算増幅器130から
得られる電流指令信号Iqが入力される。このIqはsinθ,
sin（θ＋２π/3）の各データと乗算され、電流基準信
号iUS,iWSが作られる。
発生回路160は第５図のように、クロック発生器161,カ
ウンタ162,メモリ163,164,D/A変換器165,166,減算器166
から成る。クロック発生器161から発せられるクロック
パルスによってカウンタ162は動作する。カウンタ162は
零位相検出信号Ｃが発せられる毎に初期化される。カウ
ンタ162の出力端子はメモリ163,164のアドレス端子に接
続されており、カウンタの値で指定されたアドレスに対
応した内容がメモリ163,164から出力される。一方，メ
モリ163及び164にはそれぞれ正弦波sinθ,sin（θ＋２
π/3）の１周期分の波形データがカウンタで特定される
アドレスを対応させて格納されている。このため、メモ
リ163,164からは零位相検出信号Ｃの周期に対応した正
弦波sinθ,sin（θ＋２π/3）が出力される。メモリ16
3,164から出力されるsinθ,sin（θ＋２π/3）の各デー
タはD/A変換器165,166によってアナログ量に変換され
る。D/A変換器165,166のREF端子には演算増幅器130から
得られる電流指令信号Iqが入力される。このIqはsinθ,
sin（θ＋２π/3）の各データと乗算され、電流基準信
号iUS,iWSが作られる。
一方、減算器166で（３）式の演算が行われ、電流基
準信号iVSが得られる。
準信号iVSが得られる。
iVS＝−（iUS＋iWS） …（３） ３相の電流基準信号iUS,iVS,iWS（以下iSと総称す
る）は電流検出器20,21,22から検出される３相入力電流
iU,iV,iW（以下ｉと総称する）から減算器（第１図では
111,1相分のみ図示）によって差引かれ、電流基準信号i
Sと実際に流れる電流ｉとの偏差が求められる。この偏
差は増幅器（第１図では131、１相分のみ示し、他相は
省略）によって増幅され、比較器150（１相分のみ図
示）の一方の入力端子に入力される。比較器150のもう
一方の入力端子には搬送波発生器140から発せられる三
角波が入力される。比較器150から電流基準信号iSと入
力電流ｉとの偏差に応じたパルス幅を持つPWM信号が発
生する。このPWM信号は図示していないゲート駆動回路
によって増幅され，コンバータ30を構成する。
る）は電流検出器20,21,22から検出される３相入力電流
iU,iV,iW（以下ｉと総称する）から減算器（第１図では
111,1相分のみ図示）によって差引かれ、電流基準信号i
Sと実際に流れる電流ｉとの偏差が求められる。この偏
差は増幅器（第１図では131、１相分のみ示し、他相は
省略）によって増幅され、比較器150（１相分のみ図
示）の一方の入力端子に入力される。比較器150のもう
一方の入力端子には搬送波発生器140から発せられる三
角波が入力される。比較器150から電流基準信号iSと入
力電流ｉとの偏差に応じたパルス幅を持つPWM信号が発
生する。このPWM信号は図示していないゲート駆動回路
によって増幅され，コンバータ30を構成する。
このようにして、コンバータの入力電流ｉは電源の交
流電圧に同期させた電流基準信号iSに常に一致するよう
に補償されるため、電源に対するコンバータ30の力率は
常に「１」に維持されるので、電源側の利用効率が高く
なり、電力費用が低減される。
流電圧に同期させた電流基準信号iSに常に一致するよう
に補償されるため、電源に対するコンバータ30の力率は
常に「１」に維持されるので、電源側の利用効率が高く
なり、電力費用が低減される。
次に、コンバータ出力電圧指令発生器100の構成およ
び動作について説明する。コンバータ出力電圧指令発生
器100は、コンバータの負荷状態に応じて出力電圧指令E
DRを補正した補正値EDSを出力するようになっている。
そして、この補正値EDSに基づいて入力電流指令Iqsを決
定することにより、負荷に適したコンバータ制御を行う
ようにするものである。
び動作について説明する。コンバータ出力電圧指令発生
器100は、コンバータの負荷状態に応じて出力電圧指令E
DRを補正した補正値EDSを出力するようになっている。
そして、この補正値EDSに基づいて入力電流指令Iqsを決
定することにより、負荷に適したコンバータ制御を行う
ようにするものである。
負荷状態又は状態量としては負荷電流，電動機等の負
荷トルク，インバータの角周波数，回生運転，投入・遮
断等種々あるが、ここでは第１図に示した電動機60を駆
動するインバータ50を負荷とする場合について説明す
る。また、本実施例では負荷として１個のインバータ50
が接続されたものについて示しているが、同種又は異種
の複数負荷が接続される場合にも、同様に適用できる。
荷トルク，インバータの角周波数，回生運転，投入・遮
断等種々あるが、ここでは第１図に示した電動機60を駆
動するインバータ50を負荷とする場合について説明す
る。また、本実施例では負荷として１個のインバータ50
が接続されたものについて示しているが、同種又は異種
の複数負荷が接続される場合にも、同様に適用できる。
本実施例では、負荷状態量としての交流電動機60のの
負荷トルクとインバータ角周波数をコンバータ制御に反
映するようにしている。負荷トルクは直接検出すること
も可能であるが、本実施例では負荷トルクに代えて比例
関係にある有効分電流Iqを検出し、これに応じてインバ
ータ出力電圧指令EDRを補正するようにしている。
負荷トルクとインバータ角周波数をコンバータ制御に反
映するようにしている。負荷トルクは直接検出すること
も可能であるが、本実施例では負荷トルクに代えて比例
関係にある有効分電流Iqを検出し、これに応じてインバ
ータ出力電圧指令EDRを補正するようにしている。
すなわち、有効分電流Iqが増大するとインバータ内部
や配線における電圧降下が増大し、インバータ出力電圧
VIが低下する。交流電動機60等が負荷である場合は、負
荷トルクが変化しても、インバータ出力電圧指VIを一定
に保持しなければならないことがある（例えばV/f一定
制御等）。この場合、インバータ50のPWM制御により、
上記電圧降下分を補償することも可能であるが、コンバ
ータ30の出力電圧EDにより補償することが望ましい。な
お、有効分電流は３相の１次電流を磁束位相を基準にｄ
−ｑ軸座標変換し、そのｑ軸成分から得られる。
や配線における電圧降下が増大し、インバータ出力電圧
VIが低下する。交流電動機60等が負荷である場合は、負
荷トルクが変化しても、インバータ出力電圧指VIを一定
に保持しなければならないことがある（例えばV/f一定
制御等）。この場合、インバータ50のPWM制御により、
上記電圧降下分を補償することも可能であるが、コンバ
ータ30の出力電圧EDにより補償することが望ましい。な
お、有効分電流は３相の１次電流を磁束位相を基準にｄ
−ｑ軸座標変換し、そのｑ軸成分から得られる。
また、インバータのPWM制御は一般にインバータの出
力要求に係る正弦波としての三角波とを比較してゲート
パルス列を生成する。インバータ角周波数ωＩが高くな
ってくると相対的に搬送波周波数に近くなるため、変調
度KHが大きくなる。変調度が１以上になると、インバー
タ出力電圧の１サイクル中のPWM信号のパルス数が減少
し始める。このような現象は、上述した三角波比較法に
よるPWM制御に限らず、搬送波に相当するサンプリング
タイミングで直接的に比較してPWM信号を生成する方式
の場合も同じである。
力要求に係る正弦波としての三角波とを比較してゲート
パルス列を生成する。インバータ角周波数ωＩが高くな
ってくると相対的に搬送波周波数に近くなるため、変調
度KHが大きくなる。変調度が１以上になると、インバー
タ出力電圧の１サイクル中のPWM信号のパルス数が減少
し始める。このような現象は、上述した三角波比較法に
よるPWM制御に限らず、搬送波に相当するサンプリング
タイミングで直接的に比較してPWM信号を生成する方式
の場合も同じである。
しかして、インバータ角周波数ωＩが変調度KH＝１以
上になるωIOを越えると、インバータ出力電圧VI（基本
波成分）は通流率に比例しなくなり、しかも変調度KHの
変化に対する変化割合いdVI/dKHが小さくなるので、イ
ンバータのVI/ωＩ特性が非線形になる。
上になるωIOを越えると、インバータ出力電圧VI（基本
波成分）は通流率に比例しなくなり、しかも変調度KHの
変化に対する変化割合いdVI/dKHが小さくなるので、イ
ンバータのVI/ωＩ特性が非線形になる。
そこで、上記ωIO以上に達した場合は、次式（４）に
示す関係に基づいて、コンバータ出力電圧EDをインバー
タ角周波数ωＩに比例させて増加させる。
示す関係に基づいて、コンバータ出力電圧EDをインバー
タ角周波数ωＩに比例させて増加させる。
これにより、変調度KHを変化させなくても、インバー
タのVI/ωＩ∝VI/fIを一定に制御できる。
タのVI/ωＩ∝VI/fIを一定に制御できる。
このような考え方に沿い、コンバータ電圧指令発生器
100では、次式（５），（６）の演算処理をして、コン
バータ電圧指令の補正値EDSを出力する。
100では、次式（５），（６）の演算処理をして、コン
バータ電圧指令の補正値EDSを出力する。
（ｉ）ωISωIOの場合 但し、IqoはIqの定格値である。
（ii）ωIS＞ωIOの場合 但し、（EDS）MAXはEDSの上限値であり、インバータ
のパワー素子の耐圧又は交流電動機の耐圧により決定さ
れる値である。
のパワー素子の耐圧又は交流電動機の耐圧により決定さ
れる値である。
また、EDOはωIS＝ωIOにおけるEDSの値である。
なお、上記（ｉ），（ii）ののいずれの場合にあって
も、EDSは次式（７）を満たすものとする。
も、EDSは次式（７）を満たすものとする。
EDS≦（EDS）MAX ……（７） また、式（５）から明らかなように、Iq＝０のとき
は、EDS＝EDRとなる。
は、EDS＝EDRとなる。
このようにして補正されたコンバータ出力電圧指令の
補正値EDSは、コンバータ出力電圧の検出値EDと比較さ
れ、その偏差ΔEDは増幅されて入力電流指令Iqsに変換
される。このIqsは３相交流信号発生回路160においてコ
ンバータ30の電流基準信号iSに反映され、これに基づい
てコンバータ30の入力電流ｉが制御される。
補正値EDSは、コンバータ出力電圧の検出値EDと比較さ
れ、その偏差ΔEDは増幅されて入力電流指令Iqsに変換
される。このIqsは３相交流信号発生回路160においてコ
ンバータ30の電流基準信号iSに反映され、これに基づい
てコンバータ30の入力電流ｉが制御される。
上述したように、入力電流指令Iqsには、インバータ
側の負荷状態量である負荷電流が反映されていることか
ら、負荷トルクが増加するとIqsが増大補正される。こ
れにより、コンバータの入力電流が増加されてコンバー
タ出力電圧EDが増加されてコンバータ出力電圧EDが増加
される。したがって、負荷電流増に伴うインバータ内部
等の電圧降下が補償され、交流電動機60に印加される電
圧VIが所望値に一定保持される。
側の負荷状態量である負荷電流が反映されていることか
ら、負荷トルクが増加するとIqsが増大補正される。こ
れにより、コンバータの入力電流が増加されてコンバー
タ出力電圧EDが増加されてコンバータ出力電圧EDが増加
される。したがって、負荷電流増に伴うインバータ内部
等の電圧降下が補償され、交流電動機60に印加される電
圧VIが所望値に一定保持される。
また、入力電流指令Iqsには、インバータ角周波数ω
ISが反映されていることから、ωISがωIO以上のとき、
そのωISの増加に応じてコンバータ出力電圧EDが増加さ
れる。この結果、VI/fI一定特性を保持するにあたり、
インバータ側のPWM変調度KHを増加させなくてもよいこ
とから、変調度KHを低くおさえることができる。したが
って、インバータ50におけるPWM制御のパルス数減少を
抑え、高周波領域でも電流リップルを低減して、効率よ
く交流電動機を駆動することができる。
ISが反映されていることから、ωISがωIO以上のとき、
そのωISの増加に応じてコンバータ出力電圧EDが増加さ
れる。この結果、VI/fI一定特性を保持するにあたり、
インバータ側のPWM変調度KHを増加させなくてもよいこ
とから、変調度KHを低くおさえることができる。したが
って、インバータ50におけるPWM制御のパルス数減少を
抑え、高周波領域でも電流リップルを低減して、効率よ
く交流電動機を駆動することができる。
なお、上記実施例では、負荷トルクに対応した量とし
て有効分電流を用いたが、すべり角周波数ωS,インバー
タの入力電流などを用いても同様な効果が得られる。
て有効分電流を用いたが、すべり角周波数ωS,インバー
タの入力電流などを用いても同様な効果が得られる。
また、第１図のPWM制御回路200は、交流の電流基準信
号iSと交流入力電流ｉからPWM信号を発生する構成とし
たが、直流の電流基準信号と交流の入力電流ｉを直流に
変換した信号との比較からPWM信号を生成することもで
きる。第６図はその実施例を示したものである。
号iSと交流入力電流ｉからPWM信号を発生する構成とし
たが、直流の電流基準信号と交流の入力電流ｉを直流に
変換した信号との比較からPWM信号を生成することもで
きる。第６図はその実施例を示したものである。
第６図において、零位相検出信号Ｃが基準位相発生回
路201に入力される。基準位相発生回路201は第５図に示
すクロック発生器161,カウンタ162,メモリ163,164で構
成される。但し、メモリ164にはcosθの値が格納されて
いる点が異なる。
路201に入力される。基準位相発生回路201は第５図に示
すクロック発生器161,カウンタ162,メモリ163,164で構
成される。但し、メモリ164にはcosθの値が格納されて
いる点が異なる。
２相/3相変換回路203は３相の入力電流ｉμ,iυ,iω
から（８）式の演算を行って直流量Id,Iqに変換する。
から（８）式の演算を行って直流量Id,Iqに変換する。
このようにして得られた電流量Id,Iqは減算器202a,20
2bのマイナス側の端子に入力される。減算器202a,202b
のプラス側の端子に入力電流指令（直流量）Ids,Iqsが
入力される。Iqsは第１図に示した増幅器130から出力さ
れる値である。Idsは外部から設定される値である。こ
こで電源電圧方向成分がｑ成分となるから、Idsを零に
設定すれば電圧と電流の位相差は常に零にでき、電源
電流は電源電圧の位相に一致する。したがって、ｄ軸成
分のループが入力電流と入力電圧との位相差を零にする
働きをする。ｑ軸成分は入力電流の大きさを決定する動
作をする。
2bのマイナス側の端子に入力される。減算器202a,202b
のプラス側の端子に入力電流指令（直流量）Ids,Iqsが
入力される。Iqsは第１図に示した増幅器130から出力さ
れる値である。Idsは外部から設定される値である。こ
こで電源電圧方向成分がｑ成分となるから、Idsを零に
設定すれば電圧と電流の位相差は常に零にでき、電源
電流は電源電圧の位相に一致する。したがって、ｄ軸成
分のループが入力電流と入力電圧との位相差を零にする
働きをする。ｑ軸成分は入力電流の大きさを決定する動
作をする。
IqsとIqとの偏差及びIdsとIdとの偏差が増幅器204a,2
04bに入力され、この偏差は増幅されてυqs,υdsが得ら
れる。電圧指令υＤは電流指令発生回路205で、υqs,υ
dsから次の（９）式の演算を行って求める。
04bに入力され、この偏差は増幅されてυqs,υdsが得ら
れる。電圧指令υＤは電流指令発生回路205で、υqs,υ
dsから次の（９）式の演算を行って求める。
（９）式に従ってPWM信号を生成する方法は、公知の
技術例えば特願昭58−200808公報に開示されている方式
を使用すればよいので、その詳細は省略する。
技術例えば特願昭58−200808公報に開示されている方式
を使用すればよいので、その詳細は省略する。
なお、第６図に示した回路内の演算はワンチップマイ
クロコンピュータを使ったソフト処理で実行しても良
い。
クロコンピュータを使ったソフト処理で実行しても良
い。
〔発明の効果〕 以上説明したように、本発明によれば、第１に、負荷
状態に適したコンバータ出力に制御することができ、負
荷を含めた総合的な効率が向上する。
状態に適したコンバータ出力に制御することができ、負
荷を含めた総合的な効率が向上する。
また、第２に、電源に対する力率を高く保持できるこ
とから、電力費などを低減することができる。
とから、電力費などを低減することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す全体構成図、第２図は
コンバータの主回路構成図、第３図は電源電圧零位相検
出回路の構成図、第４図は第３図に示す回路の動作を説
明するタイムチャート図、第５図は３相交流信号発生回
路図、第６図はPWM信号発生回路の他の実施例の構成図
である。 10……交流電源、 20,21,22,23,24,25……電流検出器、 30……コンバータ、 40……平滑コンデンサ、 50……インバータ、 60……交流電動機、 70……有効分電流検出回路、 80……PWM制御回路、 100……コンバータ出力電圧指令発生器、 110,111……減算器、 130,131……演算増幅器、 140……搬送波発生器、 200……PWM制御回路。
コンバータの主回路構成図、第３図は電源電圧零位相検
出回路の構成図、第４図は第３図に示す回路の動作を説
明するタイムチャート図、第５図は３相交流信号発生回
路図、第６図はPWM信号発生回路の他の実施例の構成図
である。 10……交流電源、 20,21,22,23,24,25……電流検出器、 30……コンバータ、 40……平滑コンデンサ、 50……インバータ、 60……交流電動機、 70……有効分電流検出回路、 80……PWM制御回路、 100……コンバータ出力電圧指令発生器、 110,111……減算器、 130,131……演算増幅器、 140……搬送波発生器、 200……PWM制御回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 洋 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (72)発明者 南藤 謙二 千葉県習志野市東習志野７丁目１番１号 株式会社日立製作所習志野工場内 (56)参考文献 特開 昭61−285078（ＪＰ，Ａ)
Claims (5)
- 【請求項１】与えられる入力電流指令に対応した振幅を
有する正弦波の電流基準信号を発生する交流信号発生回
路を有し、該電流基準信号とコンバータの入力電流の検
出値との偏差に応じてコンバータをPWM制御するPWM制御
回路を含んでなり、インバータを介して該インバータに
より駆動される負荷に電力を供給するコンバータの制御
装置において、前記インバータにより駆動される負荷の
負荷電流に応じてコンバータの前記入力電流指令を補正
する手段を設けたことを特徴とするコンバータの制御装
置。 - 【請求項２】前記与えられる入力電流指令はコンバータ
の出力電圧指令とコンバータの出力電圧検出値の偏差に
応じて定められるものとし、該出力電圧指令を前記負荷
電流に応じて補正することにより、前記入力電流指令を
補正するようにしたことを特徴とする請求項１に記載の
コンバータの制御装置。 - 【請求項３】与えられる入力電流指令に対応した振幅を
有する正弦波の電流基準信号を発生する交流信号発生回
路を有し、該電流基準信号とコンバータの入力電流の検
出値との偏差に応じてコンバータをPWM制御するPWM制御
回路を含んでなり、インバータを介して該インバータに
より駆動される負荷に電力を供給するコンバータの制御
装置において、前記インバータにより駆動される負荷の
負荷トルク又は負荷トルクに対応する有効分電流とすべ
り角周波数とインバータ入力電流のいずれか１つに応じ
て、コンバータの前記入力電流指令を補正する手段を設
けたことを特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項４】前記与えられる入力電流指令はコンバータ
の出力電圧指令とコンバータの出力電圧検出値の偏差に
応じて定められるものとし、該出力電圧指令を前記負荷
トルク又は負荷トルクに対応する有効分電流とすべり角
周波数とインバータ入力電流のいずれか１つに応じて補
正することにより、前記入力電流指令を補正するように
したことを特徴とする請求項３に記載のコンバータの制
御装置。 - 【請求項５】前記インバータの角周波数が所定値以上の
とき、該角周波数に応じて前記入力電流指令を増大補正
することを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載
のコンバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63294032A JP2777605B2 (ja) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | コンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63294032A JP2777605B2 (ja) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | コンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02142356A JPH02142356A (ja) | 1990-05-31 |
| JP2777605B2 true JP2777605B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=17802382
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63294032A Expired - Lifetime JP2777605B2 (ja) | 1988-11-21 | 1988-11-21 | コンバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2777605B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001320882A (ja) * | 2000-05-09 | 2001-11-16 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電源装置と、インバータ装置および空気調和機 |
| JP2005098437A (ja) | 2003-09-26 | 2005-04-14 | Tokai Kogyo Co Ltd | 成形品組立体及び装着具 |
| JP6938288B2 (ja) * | 2017-09-07 | 2021-09-22 | 株式会社Ｒｅｊ | 複数のｐｗｍコンバータを制御するｐｗｍコンバータ制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0732607B2 (ja) * | 1985-06-10 | 1995-04-10 | 株式会社日立製作所 | 電気車用電力変換器の制御装置 |
-
1988
- 1988-11-21 JP JP63294032A patent/JP2777605B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02142356A (ja) | 1990-05-31 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080508 Year of fee payment: 10 |
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|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
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