JP6938288B2 - 複数のｐｗｍコンバータを制御するｐｗｍコンバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する複数のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調制御）コンバータを制御するＰＷＭコンバータ制御装置に関する。

従来、ＰＷＭコンバータは、モータを駆動するためのインバータ等の負荷に対する直流電源となったり、無停電電源装置または太陽光発電装置の構成要素の１つとなったりする等、幅広い分野で利用されている（例えば、特許文献１を参照）。ＰＷＭコンバータは、半導体スイッチング素子を制御することにより、電源から入力した交流電力を、任意の直流電力に変換する電力変換器である。

このＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ制御装置は、直流側のバス電圧を所定の設定電圧に一致させるための電圧指令を生成し、電圧指令に基づいてゲート信号を生成し、ゲート信号をＰＷＭコンバータへ出力する。ＰＷＭコンバータはゲート信号を入力すると、ゲート信号に従って、ＰＷＭコンバータに備えた半導体スイッチング素子のゲートがオンオフする。そして、バス電圧は、所定の設定電圧に一致するように制御される。

一方で、大容量の電源及び負荷等に対応するため、複数のＰＷＭコンバータを並列に接続して構成する場合がある（例えば、特許文献２を参照）。例えば２台のＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ制御装置は、２台のＰＷＭコンバータを制御するためのゲート信号を生成し、ゲート信号を並列に出力する。２台のＰＷＭコンバータは、同じゲート信号をそれぞれ入力し、半導体スイッチング素子のゲートをオンオフすることで電力変換を行う。

特開２０１０−１３０７４１号公報 特開平１１−９８８４８号公報

しかしながら、２台のＰＷＭコンバータに備えたそれぞれの半導体スイッチング素子の特性が異なる場合、２台のＰＷＭコンバータ間で電流分担は均一にならない。半導体スイッチング素子に流れる電流は、半導体スイッチング素子の特性を定めるＶ_CE（コレクタとエミッタ間の電圧）によって決定され、半導体スイッチング素子毎にそのＶ_CEが異なるからである。

２台のＰＷＭコンバータ間で、電流分担が均一でない場合は、一方の半導体スイッチング素子に過電流が流れ、当該半導体スイッチング素子が破損してしまう可能性がある。

このような問題を解消するためには、同じ特性の半導体スイッチング素子を用いて、電流分担を均一にする（同一の電流を流す）必要がある。しかし、半導体スイッチング素子を選定する際に、同じ特性のものを選ぶには、手間と時間がかかってしまう。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、複数のＰＷＭコンバータ間で電流分担を均一にすることで、安定した制御を実現すると共に、半導体スイッチング素子を選定する際の作業性を向上させるＰＷＭコンバータ制御装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１のＰＷＭコンバータ制御装置は、電源から供給された交流電力を直流電力に変換する２台のＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ制御装置において、前記２台のＰＷＭコンバータを第１ＰＷＭコンバータ及び第２ＰＷＭコンバータとして、ｄ軸電流指令を生成する端子電圧一定制御器と、ｑ軸電流指令を生成するバス電圧制御器と、前記第１ＰＷＭコンバータを制御する第１系統制御部と、前記第２ＰＷＭコンバータを制御する第２系統制御部とを備え、前記第１系統制御部が、前記端子電圧一定制御器により生成された前記ｄ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第１ＰＷＭコンバータの第１ｄ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第１ｄ軸電圧指令を生成する第１ｄ軸制御器と、前記バス電圧制御器により生成された前記ｑ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第１ＰＷＭコンバータの第１ｑ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第１ｑ軸電圧指令を生成する第１ｑ軸制御器と、前記第１ｄ軸制御器により生成された前記第１ｄ軸電圧指令及び前記第１ｑ軸制御器により生成された前記第１ｑ軸電圧指令を、３相交流電圧指令に座標変換する第１座標変換器と、所定の基準キャリア位相を入力し、当該基準キャリア位相のキャリアを発生する第１キャリア発生器と、前記第１座標変換器により座標変換された前記３相交流電圧指令及び前記第１キャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリアに基づいて、ＰＷＭの３相のゲート信号を生成し、当該３相のゲート信号を前記第１ＰＷＭコンバータの各相の半導体スイッチング素子へ出力する第１ＰＷＭ制御器と、を備え、前記第２系統制御部が、前記端子電圧一定制御器により生成された前記ｄ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第２ＰＷＭコンバータの第２ｄ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第２ｄ軸電圧指令を生成する第２ｄ軸制御器と、前記バス電圧制御器により生成された前記ｑ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第２ＰＷＭコンバータの第２ｑ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第２ｑ軸電圧指令を生成する第２ｑ軸制御器と、前記第２ｄ軸制御器により生成された前記第２ｄ軸電圧指令及び前記第２ｑ軸制御器により生成された前記第２ｑ軸電圧指令を、３相交流電圧指令に座標変換する第２座標変換器と、所定のキャリア位相を入力し、当該キャリア位相のキャリアを発生する第２キャリア発生器と、前記第２座標変換器により座標変換された前記３相交流電圧指令及び前記第２キャリア発生器により発生した前記キャリア位相のキャリアに基づいて、ゲート信号を生成し、当該３相のゲート信号を前記第２ＰＷＭコンバータの各相の半導体スイッチング素子へ出力する第２ＰＷＭ制御器と、を備え、前記端子電圧一定制御器が、電圧検出器により検出された前記第１ＰＷＭコンバータ及び前記第２ＰＷＭコンバータと負荷との間のバス電圧フィードバックに所定のゲインを乗算し、電源電圧指令を求める乗算器と、前記第１ｄ軸制御器により生成された前記第１ｄ軸電圧指令及び前記第１ｑ軸制御器により生成された前記第１ｑ軸電圧指令に基づいて、前記電源の電圧を端子電圧指令フィードバックとして算出する第１演算器と、前記乗算器により求めた前記電源電圧指令から前記第１演算器により算出された前記端子電圧指令フィードバックを減算し、端子電圧偏差を求める第１減算器と、前記第１減算器により求めた前記端子電圧偏差が０となるように、前記ｄ軸電流指令を生成するｄ軸制御器と、を備え、前記バス電圧制御器が、所定のバス電圧指令から前記バス電圧フィードバックを減算し、バス電圧偏差を求める第２減算器と、前記第２減算器により求めた前記バス電圧偏差が０となるように、バス電流指令を生成するｑ軸制御器と、前記バス電圧フィードバックを、電圧検出器により検出された前記電源の各相の電圧に基づいて生成された電源電圧フィードバックで除算し、除算結果に前記ｑ軸制御器により生成された前記バス電流指令を乗算し、前記ｑ軸電流指令を生成する第２演算器と、を備えたことを特徴とする。

また、請求項２のＰＷＭコンバータ制御装置は、請求項１に記載のＰＷＭコンバータ制御装置において、前記第２キャリア発生器が、前記第１キャリア発生器が入力する前記基準キャリア位相とは逆相のキャリア位相を入力し、前記基準キャリア位相とは逆相のキャリアを発生する、ことを特徴とする。

また、請求項３のＰＷＭコンバータ制御装置は、請求項１または２に記載のＰＷＭコンバータ制御装置において、さらに、電圧検出器により検出された前記電源の各相の電圧を、２相電源電圧に変換する座標変換器と、前記座標変換器により座標変換された前記２相電源電圧の一方の電源電圧を他方の電源電圧で除算し、除算結果の逆正接関数（アークタンジェント）を電源位相として算出する第３演算器と、を備え、前記第１座標変換器が、前記第３演算器により算出された前記電源位相に基づいて、前記第１ｄ軸電圧指令及び前記第１ｑ軸電圧指令を前記３相交流電圧指令に座標変換し、前記第２座標変換器が、前記第３演算器により算出された前記電源位相に基づいて、前記第２ｄ軸電圧指令及び前記第２ｑ軸電圧指令を前記３相交流電圧指令に座標変換する、ことを特徴とする。

また、請求項４のＰＷＭコンバータ制御装置は、請求項１から３までのいずれか一項に記載のＰＷＭコンバータ制御装置において、前記２台のＰＷＭコンバータを２台以上の所定数のＰＷＭコンバータとし、前記所定数のＰＷＭコンバータのそれぞれに対応して、前記第１系統制御部、及び、前記第２系統制御部に相当する（Ｎ−１）個の第ｎ系統制御部（ｎ＝２，・・・，Ｎ、Ｎは２以上の正の整数）を備え、前記第ｎ系統制御部の第ｎキャリア発生器が、前記第１キャリア発生器が入力する前記基準キャリア位相と同相のキャリア位相を入力し、前記基準キャリア位相と同相のキャリアを発生する、ことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、複数のＰＷＭコンバータの間で電流分担を均一にするようにしたから、安定した制御を実現すると共に、半導体スイッチング素子を選定する際の作業性を向上させることができる。

本発明の実施形態によるＰＷＭコンバータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 図１の続きの構成例を示すブロック図である。 端子電圧一定制御器の構成例を示すブロック図である。 バス電圧制御器の構成例を示すブロック図である。 （１）はキャリア位相θを逆相とした場合の例を説明する図であり、（２）はキャリア位相θを同相とした場合の例を説明する図である。 キャリア位相θを逆相とした場合において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。 図６に示した電源系統図におけるコモンモードの等価回路図である。 キャリア位相θを同相とした場合において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。 図８に示した電源系統図におけるコモンモードの等価回路図である。 図７及び図９に示した等価回路図を伝達関数で表した図である。 電源電力Ｐ及びバス電圧（バス電圧フィードバックｅ_bus）の関係を説明する図である。 バス中性点電圧ｅ_cを説明する図である。 従来技術の計算機シミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態の計算機シミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態において、キャリア位相θを同相とした場合の計算機シミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態において、キャリア位相θを逆相とした場合の計算機シミュレーション結果を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔ＰＷＭコンバータ制御装置〕
図１及び図２は、本発明の実施形態によるＰＷＭコンバータ制御装置の構成例を示すブロック図である。このＰＷＭコンバータ制御装置１は、後述する２台のＰＷＭコンバータ３−１，３−２を制御する装置である。ＰＷＭコンバータ制御装置１は、端子電圧一定制御器１０、減算器１１−１，１１−２，１６−１，１６−２、制御器１２−１，１２−２，１７−１，１７−２、反転器１３−１，１３−２、加算器１４−１，１４−２，１８−１，１８−２、座標変換器１９−１，１９−２，２２−１，２２−２，２３、キャリア発生器２０−１，２０−２、ＰＷＭ制御器２１−１ａ，２１−１ｂ，２１−１ｃ，２１−２ａ，２１−２ｂ，２１−２ｃ、演算器２４，２５を備えている。後述するＰＷＭコンバータ３−１，３−２は、電源トランス２から供給された交流電力を直流電力に変換する。

図１及び図２のＰＷＭコンバータ制御装置１には、本発明に直接関係する構成部のみ示しており、直接関係しない構成部は省略してある。また、ＰＷＭ制御器２１−１ａ，２１−１ｂ，２１−１ｃにより生成されるゲート信号に従って動作するＰＷＭコンバータ３−１（後述する図６及び図８を参照）の記載は省略してある。同様に、ＰＷＭ制御器２１−２ａ，２１−２ｂ，２１−２ｃにより生成されるゲート信号に従って動作するＰＷＭコンバータ３−２（後述する図６及び図８を参照）の記載も省略してある。

（第１系統）
まず、ＰＷＭコンバータ３−１を制御する第１系統の制御部（第１系統制御部）について説明する。端子電圧一定制御器１０は、後述する処理にてｄ軸電流指令ｉ_d ^*を生成し、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*を減算器１１−１，１１−２に出力する。端子電圧一定制御器１０の詳細については後述する。

減算器１１−１は、端子電圧一定制御器１０からｄ軸電流指令ｉ_d ^*を入力すると共に、座標変換器２２−１からｄ軸電流フィードバックｉ_d1を入力する。そして、減算器１１−１は、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*からｄ軸電流フィードバックｉ_d1を減算してｄ軸電流偏差を求め、ｄ軸電流偏差を制御器１２−１に出力する。

制御器１２−１は、減算器１１−１からｄ軸電流偏差を入力し、ｄ軸電流偏差が０となるように、ＰＩ制御器による制御を行い電圧指令を生成し、電圧指令を加算器１４−１に出力する。

反転器１３−１は、バス電圧制御器１５により生成されたｑ軸電流指令ｉ_q ^*に、予め設定されたｑ軸インダクタンス補償Ｘ_q^を乗算した結果（乗算結果）を入力し、乗算結果を反転してｄ軸補償電圧を生成し、ｄ軸補償電圧を加算器１４−１に出力する。

加算器１４−１は、制御器１２−１から電圧指令を入力すると共に、反転器１３−１からｄ軸補償電圧を入力し、電圧指令にｄ軸補償電圧を加算してｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を生成し、ｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を座標変換器１９−１に出力する。

これにより、ｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*にはｄ軸補償電圧が反映されるから、ｑ軸からｄ軸への電圧干渉を補償することができる。

バス電圧制御器１５は、後述する処理にてｑ軸電流指令ｉ_q ^*を生成し、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*を減算器１６−１，１６−２に出力する。バス電圧制御器１５の詳細については後述する。

減算器１６−１は、バス電圧制御器１５からｑ軸電流指令ｉ_q ^*を入力すると共に、座標変換器２２−１からｑ軸電流フィードバックｉ_q1を入力する。そして、減算器１６−１は、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*からｑ軸電流フィードバックｉ_q1を減算してｑ軸電流偏差を求め、ｑ軸電流偏差を制御器１７−１に出力する。

制御器１７−１は、減算器１６−１からｑ軸電流偏差を入力し、ｑ軸電流偏差が０となるように、ＰＩ制御器による制御を行い電圧指令を生成し、電圧指令を加算器１８−１に出力する。

加算器１８−１は、制御器１７−１から電圧指令を入力すると共に、端子電圧一定制御器１０により生成されたｄ軸電流指令ｉ_d ^*に、予め設定されたｄ軸インダクタンス補償Ｘ_d^を乗算した結果（ｑ軸補償電圧）を入力する。また、加算器１８−１は、所定の電源電圧フィードフォワード補償ｅ₁^を入力する。そして、加算器１８−１は、電圧指令にｑ軸補償電圧を加算し、さらに電源電圧フィードフォワード補償ｅ₁^を加算してｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を生成し、ｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を座標変換器１９−１に出力する。電源電圧フィードフォワード補償ｅ₁^としては、図示しない演算器により算出される電源電圧の推定値が用いられる。

これにより、ｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*にはｑ軸補償電圧が反映されるから、ｄ軸からｑ軸への電圧干渉を補償することができる。

座標変換器１９−１は、加算器１４−１からｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を入力すると共に、加算器１８−１からｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を入力し、さらに、演算器２４から電源位相θ_eを入力する。そして、座標変換器１９−１は、電源位相θ_eに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を３相交流電圧指令に座標変換する。３相交流電圧指令は、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*である。

座標変換器１９−１は、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*をＰＷＭ制御器２１−１ａに出力し、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*をＰＷＭ制御器２１−１ｂに出力し、Ｔ相電圧指令ｅ_T1 ^*をＰＷＭ制御器２１−１ｃに出力する。

キャリア発生器２０−１は、予め設定された固定の基準キャリア位相θ₀を入力し、基準キャリア位相θ₀のキャリアを発生してＰＷＭ制御器２１−１ａ，２１−１ｂ，２１−１ｃに出力する。

ＰＷＭ制御器２１−１ａは、座標変換器１９−１からＲ相電圧指令ｅ_R1 ^*を入力すると共に、キャリア発生器２０−１から基準キャリア位相θ₀のキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器２１−１ａは、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*の振幅と基準キャリア位相θ₀のキャリアの振幅とを比較することで、比較結果に応じたＰＷＭのゲート信号を生成する。ＰＷＭ制御器２１−１ａは、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−１のＲ相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

ＰＷＭ制御器２１−１ｂは、座標変換器１９−１からＳ相電圧指令ｅ_S1 ^*を入力すると共に、キャリア発生器２０−１から基準キャリア位相θ₀のキャリアを入力し、ＰＷＭ制御器２１−１ａと同様に、ＰＷＭのゲート信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御器２１−１ｂは、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−１のＳ相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

ＰＷＭ制御器２１−１ｃは、座標変換器１９−１からＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*を入力すると共に、キャリア発生器２０−１から基準キャリア位相θ₀のキャリアを入力し、ＰＷＭ制御器２１−１ａと同様に、ＰＷＭのゲート信号を生成する。そして、ＰＷＭ制御器２１−１ｃは、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−１のＴ相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

これにより、ＰＷＭコンバータ３−１にて、電源トランス２のＲ相電圧指令ｅ_R1 ^*に対応するＲ相電源電圧ｅ_R、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*に対応するＳ相電源電圧ｅ_S、及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*に対応するＴ相電源電圧ｅ_Tが、後述する負荷４側の直流電圧（バス電圧）に変換される。

（第２系統）
次に、ＰＷＭコンバータ３−２を制御する第２系統の制御部（第２系統制御部）について説明する。減算器１１−２は、端子電圧一定制御器１０からｄ軸電流指令ｉ_d ^*を入力すると共に、座標変換器２２−２からｄ軸電流フィードバックｉ_d2を入力する。そして、減算器１１−２は、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*からｄ軸電流フィードバックｉ_d2を減算してｄ軸電流偏差を求め、ｄ軸電流偏差を制御器１２−２に出力する。

制御器１２−２は、減算器１１−２からｄ軸電流偏差を入力し、制御器１２−１と同じ処理を行い、電圧指令を生成して加算器１４−２に出力する。反転器１３−２は、反転器１３−１と同じ処理を行い、ｄ軸補償電圧を生成して加算器１４−２に出力する。加算器１４−２は、制御器１２−２から電圧指令を入力すると共に、反転器１３−２からｄ軸補償電圧を入力し、加算器１４−１と同じ処理を行い、ｄ軸電圧指令ｖ_d2 ^*を生成して座標変換器１９−２に出力する。

減算器１６−２は、バス電圧制御器１５からｑ軸電流指令ｉ_q ^*を入力すると共に、座標変換器２２−２からｑ軸電流フィードバックｉ_q2を入力する。そして、減算器１６−２は、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*からｑ軸電流フィードバックｉ_q2を減算してｑ軸電流偏差を求め、ｑ軸電流偏差を制御器１７−２に出力する。

制御器１７−２は、減算器１６−２からｑ軸電流偏差を入力し、制御器１７−１と同じ処理を行い、電圧指令を生成して加算器１８−２に出力する。加算器１８−２は、制御器１７−２から電圧指令を入力すると共に、加算器１８−１と同様のｑ軸補償電圧及び所定の電源電圧フィードフォワード補償ｅ₁^を入力する。そして、加算器１８−２は、加算器１８−１と同じ処理を行い、ｑ軸電圧指令ｖ_q2 ^*を生成して座標変換器１９−２に出力する。

座標変換器１９−２は、加算器１４−２からｄ軸電圧指令ｖ_d2 ^*を入力すると共に、加算器１８−２からｑ軸電圧指令ｖ_q2 ^*を入力し、さらに、演算器２４から電源位相θ_eを入力する。そして、座標変換器１９−２は、座標変換器１９−１と同じ処理を行い、電源位相θ_eに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖ_d2 ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_q2 ^*を３相交流電圧指令に座標変換する。３相交流電圧指令は、Ｒ相電圧指令ｅ_R2 ^*、Ｓ相電圧指令ｅ_S2 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T2 ^*である。

座標変換器１９−２は、Ｒ相電圧指令ｅ_R2 ^*をＰＷＭ制御器２１−２ａに出力し、Ｓ相電圧指令ｅ_S2 ^*をＰＷＭ制御器２１−２ｂに出力し、Ｔ相電圧指令ｅ_T2 ^*をＰＷＭ制御器２１−２ｃに出力する。

キャリア発生器２０−２は、予め設定されたキャリア位相θを入力し、キャリア位相θのキャリアを発生してＰＷＭ制御器２１−２ａ，２１−２ｂ，２１−２ｃに出力する。

ＰＷＭ制御器２１−２ａは、座標変換器１９−２からＲ相電圧指令ｅ_R2 ^*を入力すると共に、キャリア発生器２０−２からキャリア位相θのキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器２１−２ａは、ＰＷＭ制御器２１−１ａと同じ処理を行い、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−２のＲ相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

ＰＷＭ制御器２１−２ｂは、座標変換器１９−２からＳ相電圧指令ｅ_S2 ^*を入力すると共に、キャリア発生器２０−２からキャリア位相θのキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器２１−２ｂは、ＰＷＭ制御器２１−１ｂと同じ処理を行い、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−２のＳ相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

ＰＷＭ制御器２１−２ｃは、座標変換器１９−２からＴ相電圧指令ｅ_T2 ^*を入力すると共に、キャリア発生器２０−２からキャリア位相θのキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器２１−２ｃは、ＰＷＭ制御器２１−１ｃと同じ処理を行い、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−２のＴ相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

これにより、ＰＷＭコンバータ３−２にて、電源トランス２のＲ相電圧指令ｅ_R2 ^*に対応するＲ相電源電圧ｅ_R、Ｓ相電圧指令ｅ_S2 ^*に対応するＳ相電源電圧ｅ_S、及びＴ相電圧指令ｅ_T2 ^*に対応するＴ相電源電圧ｅ_Tが、後述する負荷４側の直流電圧（バス電圧）に変換される。

図示しない電流検出器は、ＰＷＭ制御器２１−１ａと電源トランス２との間に流れるＲ相の電源電流を検出し、これをＲ相電流ｉ_R1として座標変換器２２−１に出力する。また、図示しない電流検出器は、ＰＷＭ制御器２１−１ｂと電源トランス２との間に流れるＳ相の電源電流を検出し、これをＳ相電流ｉ_S1として座標変換器２２−１に出力する。さらに、図示しない電流検出器は、ＰＷＭ制御器２１−１ｃと電源トランス２との間に流れるＴ相の電源電流を検出し、これをＴ相電流ｉ_T1として座標変換器２２−１に出力する。

また、図示しない電流検出器は、ＰＷＭ制御器２１−２ａと電源トランス２との間に流れるＲ相の電源電流を検出し、これをＲ相電流ｉ_R2として座標変換器２２−２に出力する。また、図示しない電流検出器は、ＰＷＭ制御器２１−２ｂと電源トランス２との間に流れるＳ相の電源電流を検出し、これをＳ相電流ｉ_S2として座標変換器２２−２に出力する。さらに、図示しない電流検出器は、ＰＷＭ制御器２１−２ｃと電源トランス２との間に流れるＴ相の電源電流を検出し、これをＴ相電流ｉ_T2として座標変換器２２−２に出力する。

座標変換器２２−１は、図示しない電流検出器からＲ相電流ｉ_R1、Ｓ相電流ｉ_S1及びＴ相電流ｉ_T1を入力すると共に、演算器２４から電源位相θ_eを入力する。そして、座標変換器２２−１は、電源位相θ_eに基づいて、Ｒ相電流ｉ_R1、Ｓ相電流ｉ_S1及びＴ相電流ｉ_T1を回転座標系のｄ軸電流フィードバックｉ_d1及びｑ軸電流フィードバックｉ_q1に座標変換する。座標変換器２２−１は、ｄ軸電流フィードバックｉ_d1を減算器１１−１に出力し、ｑ軸電流フィードバックｉ_q1を減算器１６−１に出力する。

座標変換器２２−２は、図示しない電流検出器からＲ相電流ｉ_R2、Ｓ相電流ｉ_S2及びＴ相電流ｉ_T2を入力すると共に、演算器２４から電源位相θ_eを入力する。そして、座標変換器２２−２は、電源位相θ_eに基づいて、Ｒ相電流ｉ_R2、Ｓ相電流ｉ_S2及びＴ相電流ｉ_T2を回転座標系のｄ軸電流フィードバックｉ_d2及びｑ軸電流フィードバックｉ_q2に座標変換する。座標変換器２２−２は、ｄ軸電流フィードバックｉ_d2を減算器１１−２に出力し、ｑ軸電流フィードバックｉ_q2を減算器１６−２に出力する。

図示しない電圧検出器は、電源トランス２の各相の電圧を検出し、これらをＲ相電源電圧ｅ_R、Ｓ相電源電圧ｅ_S及びＴ相電源電圧ｅ_Tとして座標変換器２３に出力する。

座標変換器２３は、図示しない電圧検出器からＲ相電源電圧ｅ_R、Ｓ相電源電圧ｅ_S及びＴ相電源電圧ｅ_Tを入力し、Ｒ相電源電圧ｅ_R、Ｓ相電源電圧ｅ_S及びＴ相電源電圧ｅ_Tを回転座標系の２相電源電圧フィードバックｅ_a，ｅ_bに座標変換する。座標変換器２３は、２相電源電圧フィードバックｅ_a，ｅ_bを演算器２４，２５に出力する。

演算器２４は、座標変換器２３から２相電源電圧フィードバックｅ_a，ｅ_bを入力し、以下の式のように、２相電源電圧フィードバックの一方ｅ_aを他方ｅ_bで除算し、除算結果ｅ_a／ｅ_bの逆正接関数（アークタンジェント）を算出する。そして、演算器２４は、これを電源位相θ_eとして座標変換器１９−１，１９−２，２２−１，２２−２に出力する。
［数１］
θ_e＝tan^-1（ｅ_a／ｅ_b） ・・・（１）

これにより、リアルタイムに変化する電源位相θ_eが連続して算出されるから、座標変換器１９−１，１９−２，２２−１，２２−２にて、精度の高い座標変換が行われる。

演算器２５は、座標変換器２３から２相電源電圧フィードバックｅ_a，ｅ_bを入力し、以下の式にて、電源電圧フィードバックｅ₁を算出する。電源電圧フィードバックｅ₁は、電源電圧フィードフォワード補償ｅ₁^としても用いられる。
［数２］
ｅ₁＝ｅ₁^＝√（ｅ_a ^２＋ｅ_b ^２） ・・・（２）

演算器２５は、電源電圧フィードバックｅ₁を電源電圧フィードフォワード補償ｅ₁^として加算器１８−１，１８−２に出力する。また、電源電圧フィードバックｅ₁は、バス電圧制御器１５に備えた後述する演算器３６にて用いられる（後述する図４を参照）。

このように、ＰＷＭコンバータ制御装置１により、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^*に対応するＲ相電源電圧ｅ_R、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^*に対応するＳ相電源電圧ｅ_S、及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^*に対応するＴ相電源電圧ｅ_Tが、後述する負荷４側の直流電圧（バス電圧）に変換される。

（端子電圧一定制御器１０）
次に、図１に示した端子電圧一定制御器１０について詳細に説明する。図３は、端子電圧一定制御器１０の構成例を示すブロック図である。この端子電圧一定制御器１０は、乗算器３０、演算器３１、減算器３２及び制御器３３を備えている。

乗算器３０は、後述する図６及び図８のＰＷＭコンバータ３−１，３−２と負荷４との間に設けられた図示しない電圧検出器からバス電圧フィードバックｅ_busを入力し、予め設定されたゲインηにバス電圧フィードバックｅ_busを乗算する。そして、乗算器３０は、乗算後のバス電圧フィードバックｅ_busを、バス電圧の電源電圧指令として減算器３２に出力する。

演算器３１は、加算器１４−１により求めたｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を入力すると共に、加算器１８−１により求めたｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を入力する。そして、演算器３１は、ｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*に基づいて、以下の式にて、端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*を算出する。
［数３］
ｖ₁ ^*＝√（ｖ_d1 ^*２＋ｖ_q1 ^*２） ・・・（３）

演算器３１は、端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*を減算器３２に出力する。演算器３１により算出される端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*は、ＰＷＭコンバータ３−１と電源トランス２との間の交流電圧に対応する直流電圧、すなわち電源電圧に相当する。

減算器３２は、乗算器３０からバス電圧の電源電圧指令を入力すると共に、演算器３１から端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*を入力する。そして、減算器３２は、バス電圧の電源電圧指令から端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*を減算して端子電圧偏差を求め、端子電圧偏差を制御器３３に出力する。

制御器３３は、減算器３２から端子電圧偏差を入力し、端子電圧偏差が０となるように、ＰＩ制御器による制御を行いｄ軸電流指令ｉ_d ^*を生成し、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*を減算器１１−１，１１−２に出力する。

これにより、端子電圧一定制御器１０にて、ゲインηを乗算したバス電圧フィードバックｅ_bus（バス電圧の電源電圧指令）と端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*との間の差が０となるように、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*が生成される。

（バス電圧制御器１５）
次に、図１に示したバス電圧制御器１５について詳細に説明する。図４は、バス電圧制御器１５の構成例を示すブロック図である。このバス電圧制御器１５は、減算器３４、制御器３５及び演算器３６を備えている。

減算器３４は、所定のバス電圧指令ｅ_bus ^*を入力すると共に、後述する図６及び図８のＰＷＭコンバータ３−１，３−２と負荷４との間に設けられた図示しない電圧検出器からバス電圧フィードバックｅ_busを入力する。そして、減算器３４は、バス電圧指令ｅ_bus ^*からバス電圧フィードバックｅ_busを減算し、バス電圧偏差を求め、バス電圧偏差を制御器３５に出力する。

制御器３５は、減算器３４からバス電圧偏差を入力し、バス電圧偏差が０となるように、ＰＩ制御器による制御を行いバス電流指令ｉ_bus ^*を生成し、バス電流指令ｉ_bus ^*を演算器３６に出力する。

演算器３６は、制御器３５からバス電流指令ｉ_bus ^*を入力する。そして、演算器３６は、バス電流指令ｉ_bus ^*、後述する図６及び図８には図示しない電圧検出器から入力したバス電圧フィードバックｅ_bus、及び演算器２５により算出された電源電圧フィードバックｅ₁を用いて、以下の式にて、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*を算出する。演算器３６は、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*を減算器１６−１，１６−２に出力する。
［数４］
ｉ_q ^*＝（ｅ_bus／ｅ₁）ｉ_bus ^* ・・・（４）

これにより、バス電圧制御器１５にて、バス電圧指令ｅ_bus ^*とバス電圧フィードバックｅ_busとの間の差が０となるように、バス電流指令ｉ_bus ^*が生成され、バス電流指令ｉ_bus ^*からｑ軸電流指令ｉ_q ^*が生成される。

また、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*は前記式（４）にて算出されるから、バス電圧及び電源電圧が高速に変動した場合であっても、これを吸収するｑ軸電流指令ｉ_q ^*を生成することができる。また、安定したｑ軸制御を実現し、後段の制御器１７−１，１７−２の負荷を低減することができる。

〔計算機シミュレーション結果〕
図１３は、従来技術の計算機シミュレーション結果を示す図であり、図１４は、本発明の実施形態の計算機シミュレーション結果を示す図である。図１３及び図１４において、これらのグラフは、バス電圧フィードバックｅ_bus、ａ相電流ｉ_A1，ｉ_A2、ｄ軸電流フィードバックｉ_d1、ｑ軸電流フィードバックｉ_q1、アンバランス電流及び電源電流の特性を示している。横軸は時間である。

ａ相電流ｉ_A1，ｉ_A2は、三相電流を二相電流（ａ相電流及びｂ相電流）に変換した場合のａ相に流れる電流である。ａ相電流ｉ_A1は、ＰＷＭコンバータ３−１のａ相電流であり、ａ相電流ｉ_A2は、ＰＷＭコンバータ３−２のａ相電流である。アンバランス電流は、（ｉ_A1−ｉ_A2）／２の演算により得られた電流値であり、電源電流は、（ｉ_A1＋ｉ_A2）／２の演算により得られた電流値である。

従来技術のＰＷＭコンバータ制御装置は、前述のとおり、２台のＰＷＭコンバータ３−１，３−２を制御するための共通のゲート信号を生成し、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。一方、本発明の実施形態によるＰＷＭコンバータ制御装置１は、前述のとおり、分散電流制御にて、ＰＷＭコンバータ３−１を制御するためのゲート信号を生成し、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−１の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。また、ＰＷＭコンバータ制御装置１は、ＰＷＭコンバータ３−２を制御するためのゲート信号を生成し、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−２の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフする。

図１３に示す従来技術の計算機シミュレーション結果から、ａ相電流ｉ_A1，ｉ_A2には位相差があり、アンバランス電流は、約１６０Ａ〜−１６０Ａの間を往復していることがわかる。これは、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２間で半導体スイッチング素子の特性が異なることに起因して、分担電流が均一でないことを示している。

これに対し、図１４に示す本発明の実施形態の計算機シミュレーション結果では、ａ相電流ｉ_A1，ｉ_A2には位相差がなく、アンバランス電流は、ほぼ０Ａとなっていることがわかる。これは、分散電流制御により、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２間で半導体スイッチング素子の特性が異なる場合であっても、電流分担が均一になっていることを示している。

以上のように、本発明の実施形態のＰＷＭコンバータ制御装置１によれば、２台のＰＷＭコンバータ３−１，３−２を制御する際に、端子電圧一定制御器１０にて生成したｄ軸電流指令ｉ_d ^*、及びバス電圧制御器１５にて生成したｑ軸電流指令ｉ_q ^*を、第１系統及び第２系統に分岐させるようにした。

ＰＷＭコンバータ制御装置１は、第１系統において、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*とｄ軸電流フィードバックｉ_d1との間の差が０となるようにｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を生成し、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*とｑ軸電流フィードバックｉ_q1との間の差が０となるようにｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を生成する。そして、ＰＷＭコンバータ制御装置１は、ｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を３相交流電圧指令に座標変換し、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−１の各相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフし、電源トランス２の３相電源電圧を後述する負荷４側の直流電圧（バス電圧）に変換する。

また、ＰＷＭコンバータ制御装置１は、第２系統において、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*とｄ軸電流フィードバックｉ_d2との間の差が０となるようにｄ軸電圧指令ｖ_d2 ^*を生成し、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*とｑ軸電流フィードバックｉ_q2との間の差が０となるようにｑ軸電圧指令ｖ_q2 ^*を生成する。そして、ＰＷＭコンバータ制御装置１は、ｄ軸電圧指令ｖ_d2 ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_q2 ^*を３相交流電圧指令に座標変換し、ゲート信号に基づいて、ＰＷＭコンバータ３−２の各相の半導体スイッチング素子のゲートをオンオフし、電源トランス２の３相電源電圧を後述する負荷４側の直流電圧（バス電圧）に変換する。

このように、ｄ軸電流及びｑ軸電流の制御は、第１系統及び第２系統にて独立して個別に行うようにした。この分散電流制御により、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２間で半導体スイッチング素子の特性が異なる場合であっても、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２間（同相の半導体スイッチング素子間）で電流分担を均一にすることができ、同一の電流を流すことができる。

つまり、電流分担が均一になるから、半導体スイッチング素子に過電流が流れることがなく、当該半導体スイッチング素子は破損することがない。また、半導体スイッチング素子を交換したり選定したりする際に、同じ特性のものを選ぶ必要がなく、作業性を向上させることができる。

また、本発明の実施形態のＰＷＭコンバータ制御装置１によれば、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２の直流側のバス電圧が電源トランス２側の電源電圧よりも低くなると、端子電圧一定制御器１０の減算器３２は、バス電圧の電源電圧指令から端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*を減算してマイナスの端子電圧偏差を求め、制御器３３は、端子電圧偏差が０となるようにマイナスの値のｄ軸電流指令ｉ_d ^*を生成する。第１系統の制御器１２−１は、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*とｄ軸電流フィードバックｉ_d1との間の偏差が０となるようにｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を生成する。これにより、ｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*を下げることができる。

また、バス電圧制御器１５の制御器３５は、バス電圧指令ｅ_bus ^*とバス電圧フィードバックｅ_busとの間のバス電圧偏差が０となるようにｑ軸電流指令ｉ_q ^*を生成する。第１系統の制御器１７−１は、ｑ軸電流指令ｉ_q ^*とｑ軸電流フィードバックｉ_q1との間の電流偏差が０となるように電圧指令を生成する。そして、加算器１８−１は、電圧指令に、ｄ軸電流指令ｉ_d ^*が反映されたｑ軸補償電圧等を加算してｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を生成する。バス電圧が系統電源電圧よりも低くなり、マイナスの値のｄ軸電流指令ｉ_d ^*が生成されると、ｑ軸補償電圧はマイナスの値となる。これにより、ｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*を下げることができる。

したがって、ｄ軸電圧指令ｖ_d1 ^*及びｑ軸電圧指令ｖ_q1 ^*が下がると、端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*も小さくなり、電源電圧である端子電圧指令フィードバックｖ₁ ^*が、バス電圧の電源電圧指令に近くなる。つまり、端子電圧一定制御器１０から加算器１４−１までの第１系統のｄ軸制御部において、端子電圧偏差が０となるようにフィードバック制御が行われ、また、バス電圧制御器１５から加算器１８−１までの第１系統のｑ軸制御部において、バス電圧偏差が０となるようにフィードバック制御が行われる。

このように、何らかの原因で、バス電圧が低下したり電源電圧が上昇したりして、バス電圧が電源電圧よりも低くなった場合であっても、バス電圧を所定の設定電圧に一致させる制御を実現することが可能となる。つまり、バス電圧を電源電圧以下に降圧することができ、制御対象のバス電圧の可変範囲を広くすることができる。

〔キャリア位相θ〕
次に、図１に示したキャリア発生器２０−２が入力するキャリア位相θについて説明する。図５（１）は、キャリア位相θを逆相とした場合の例を説明する図である。例えば、キャリア発生器２０−１が入力する基準キャリア位相θ₀＝９０°とし、キャリア発生器２０−２が入力するキャリア位相θ＝−９０°とした場合、キャリア位相θは、基準キャリア位相θ₀に対して１８０°シフトさせた位相、すなわち逆相となる。

図５（２）は、キャリア位相θを同相とした場合の例を説明する図である。例えば、基準キャリア位相θ₀＝９０°、キャリア位相θ＝９０°とした場合、つまりキャリア位相θが基準キャリア位相θ₀と同じ場合（θ＝θ₀）、キャリア位相θは基準キャリア位相θ₀に対して同相となる。

図６は、キャリア位相θを逆相とした場合（図５（１））において、電流が流れる方向を説明する電源系統図であり、図７は、図６に示した電源系統図におけるコモンモードの等価回路図である。太線の矢印は、電流の流れる方向を示す。

図６において、この電源系統は、電源トランス２、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２、負荷４、平滑コンデンサ４０、浮遊コンデンサ４１，４３，４４、コモンチョークコア４２−１，４２−２及び接地抵抗４５により構成される系統である。ＰＷＭコンバータ３−１，３−２は、図１に示したＰＷＭコンバータ制御装置１により制御される。

平滑コンデンサ４０は、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２と負荷４との間のバスに挿入され、直流電力の電圧を平滑するために用いられる。浮遊コンデンサ４１は、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２と負荷４との間に布設されたケーブルにおけるＰ極及びＮ極の浮遊コンデンサである。

コモンチョークコア４２−１，４２−２は、電源トランス２とＰＷＭコンバータ３−１，３−２との間に設けられている。浮遊コンデンサ４３，４４は、電源トランス２とＰＷＭコンバータ３−１，３−２との間に布設されたケーブルの浮遊コンデンサである。接地抵抗４５は、電源トランス２と接地との間の抵抗である。

平滑コンデンサ４０の静電容量をＣ_bus［Ｆ］、浮遊コンデンサ４１の浮遊静電容量をＣ_σ［Ｆ］、コモンチョークコア４２−１，４２−２のそれぞれのインダクタンスをＬ₁［Ｈ］とする。さらに、浮遊コンデンサ４３の浮遊静電容量をＣ_Y［Ｆ］、浮遊コンデンサ４４の浮遊静電容量をＣ_n［Ｆ］とする。接地抵抗４５の抵抗値をｒ_n［Ω］とする。

図７に示すように、ＰＷＭコンバータ３−１のコモンモード電圧（第１系統の電源電圧指令）をｅ_C1 ^*とし、ＰＷＭコンバータ３−２のコモンモード電圧（第２系統の電源電圧指令）をｅ_C2 ^*とすると、これらは以下の式にて表される。
［数５］
ｅ_C1 ^*＝（ｅ_R1 ^*＋ｅ_S1 ^*＋ｅ_T1 ^*）／３ ・・・（５）
［数６］
ｅ_C2 ^*＝（ｅ_R2 ^*＋ｅ_S2 ^*＋ｅ_T2 ^*）／３ ・・・（６）

図６を参照して、ＰＷＭコンバータ３−１に用いる基準キャリア位相θ₀とＰＷＭコンバータ３−２に用いるキャリア位相θとが異なり、キャリア位相θが逆相の場合には、電源トランス２側のＰＷＭコンバータ３−１，３−２のＲ相電圧指令ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^*は逆相となる。Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^*についても同様である。

このため、図６及び図７の矢印で示すように、ＰＷＭコンバータ３−１の電源トランス２側の電流は、コモンチョークコア４２−１（インダクタンスはＬ₁／３）及びコモンチョークコア４２−２（インダクタンスはＬ₁／３）を介して、ＰＷＭコンバータ３−２の電源トランス２側へ流れる（矢印を参照）。矢印が逆の場合もあり得る。

このように、キャリア位相θが逆相の場合には、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^*、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^*は、系統間で逆相となる。この逆相の状態では、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２の電源トランス２側から、浮遊コンデンサ４３，４４及び浮遊コンデンサ４１を介してＰＷＭコンバータ３−１，３−２の負荷４側へ向けた対地電流ｉ₀は流れない。このため、後述する図８及び図９に示すキャリア位相θが同相の場合に比べ、対地電流ｉ₀を抑制することができる。

図８は、キャリア位相θを同相とした場合（図５（２））において、電流が流れる方向を説明する電源系統図であり、図９は、図８に示した電源系統図におけるコモンモードの等価回路図である。図８に示す電源系統は、図６に示した電源系統と同じであり、図９に示す等価回路は、図７に示した等価回路と同じである。太線の矢印は、電流の流れる方向を示す。

ＰＷＭコンバータ３−１に用いる基準キャリア位相θ₀とＰＷＭコンバータ３−２に用いるキャリア位相θとが同じであり、キャリア位相θが同相の場合には、電源トランス２側のＰＷＭコンバータ３−１，３−２のＲ相電圧指令ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^*は同相となる。Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^*についても同様である。

このため、図８及び図９の矢印で示すように、ＰＷＭコンバータ３−１の電源トランス２側からコモンチョークコア４２−１を介し、及びＰＷＭコンバータ３−２の電源トランス２側からコモンチョークコア４２−２を介し、浮遊コンデンサ４３，４４（浮遊静電容量はそれぞれ３Ｃ_Y，Ｃ_n）を経由して接地へ、さらに、電源トランス２のインダクタ４７（漏れインダクタンスはσＬ₀／３）及び電源４８並びに接地抵抗４５を介して接地へ、対地電流ｉ₀が流れる。そして、対地電流ｉ₀は、接地から浮遊コンデンサ４１（浮遊静電容量は２Ｃ_σ）を介して、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２へ流れる。

電源４８は、電源電圧（ｅ_R＋ｅ_S＋ｅ_T）／３＝０を示す電源である。電源トランス２の三相電源の総和は０である（ｅ_R＋ｅ_S＋ｅ_T＝０）。

浮遊コンデンサ４３，４４を流れる第１対地電流ｉ_cと、インダクタ４７、電源４８及び接地抵抗４５を流れる第２対地電流ｉ_nとを加算すると、対地電流ｉ₀となる。

図１０は、図７及び図９に示した等価回路図を伝達関数で表した図である。図１０に示す中性点電圧ｅ_n（電源トランス２の中性点電圧ｅ_n）は、図７及び図９に示した等価回路図において、コモンチョークコア４２−１，４２−２、浮遊コンデンサ４３及びインダクタ４７の間の接続点における接地からみた電圧である。また、図１０に示すバス中性点電圧ｅ_cは、図７及び図９に示した等価回路図において、浮遊コンデンサ４４及び接地抵抗４５と浮遊コンデンサ４１との間の接続点における接地の電圧である。

第１系統の電源電圧指令ｅ_C1 ^*から中性点電圧ｅ_nを減算し、さらにバス中性点電圧ｅ_cを減算した結果に対し、コモンチョークコア４２−１の伝達関数（１／（Ｌ₁／３）ｓ）を乗算することで第１電流値が得られる。

また、第２系統の電源電圧指令ｅ_C2 ^*から中性点電圧ｅ_nを減算し、さらにバス中性点電圧ｅ_cを減算した結果に対し、コモンチョークコア４２−２の伝達関数（１／（Ｌ₁／３）ｓ）を乗算することで第２電流値が得られる。そして、第１電流値及び第２電流値を加算することで、対地電流ｉ₀が得られる。

対地電流ｉ₀から、バス中性点電圧ｅ_cに浮遊コンデンサ４１の伝達関数（２Ｃ_σｓ）を乗算した結果を減算することで、第３電流値が得られる。第３電流値に浮遊コンデンサ４１の伝達関数（１／２Ｃ_σｓ）を乗算することで、バス中性点電圧ｅ_cが得られる。

中性点電圧ｅ_nに浮遊コンデンサ４３，４４の伝達関数（３Ｃ_YＣ_n／（３Ｃ_Y＋Ｃ_n））を乗算することで、第１対地電流ｉ_cが得られる。対地電流ｉ₀から第１対地電流ｉ_cを減算することで、第２対地電流ｉ_nが得られる。

第２対地電流ｉ_nに電源コンデンサ４９の伝達関数（１／Ｃ_wfｓ）を乗算し、第２対地電流ｉ_nに接地抵抗４５の伝達関数（ｒ_n）を乗算し、第２対地電流ｉ_nにインダクタ４７（σＬ₀ｓ／３）を乗算し、これらの乗算結果を加算することで、中性点電圧ｅ_nが得られる。電源コンデンサ４９の接地容量はＣ_wfである。

図１１は、電源電力Ｐ及びバス電圧（バス電圧フィードバックｅ_bus）の関係を説明する図である。電源トランス２の電源電力Ｐは、以下の式にて表される。
［数７］
Ｐ＝ｅ_R1 ^*ｉ_R1＋ｅ_S1 ^*ｉ_S1＋ｅ_T1 ^*ｉ_T1＋ｅ_R2 ^*ｉ_R2＋ｅ_S2 ^*ｉ_S2＋ｅ_T2 ^*ｉ_T2
・・・（７）

図１１、並びに図６及び図８に示したＰＷＭコンバータ３−１，３−２と負荷４との間のバス電圧フィードバックｅ_bus、バス電流ｉ_bus、負荷電流ｉ_L及び平滑コンデンサ４０の静電容量Ｃ_busを参照して、電源電力Ｐをバス電圧フィードバックｅ_busで除算することで、バス電流ｉ_busが得られる。バス電流ｉ_bus及び負荷電流ｉ_Lの加算結果に平滑コンデンサ４０の伝達関数（１／Ｃ_busｓ）を乗算することで、バス電圧フィードバックｅ_busが得られる。

図１２は、バス中性点電圧ｅ_cを説明する図である。図１２に示すように、バス中性点電圧ｅ_c、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２のプラス側電圧Ｐ_bus及びマイナス側電圧Ｎ_busは、以下の式にて表される。
［数８］
Ｐ_bus＝−ｅ_c＋ｅ_bus／２ ・・・（８）
［数９］
Ｎ_bus＝−ｅ_c−ｅ_bus／２ ・・・（９）

〔計算機シミュレーション結果〕
図１５は、本発明の実施形態において、キャリア位相θを同相とした場合の計算機シミュレーション結果を示す図であり、基準キャリア位相θ₀＝９０°、キャリア位相θ＝９０°の場合を示している。また、図１６は、本発明の実施形態において、キャリア位相θを逆相とした場合の計算機シミュレーション結果を示す図であり、基準キャリア位相θ₀＝９０°、キャリア位相θ＝−９０°の場合を示している。

図１５及び図１６において、これらのグラフは、バス電圧フィードバックｅ_bus、ｄ軸合成電流フィードバックｉ_dFBK、ｑ軸合成電流フィードバックｉ_qFBK及び対地電流ｉ₀の特性を示している。横軸は時間である。

ｄ軸合成電流フィードバックｉ_dFBKは、以下の式にて算出された電流値である。
［数１０］
ｉ_dFBK＝ｉ_d1＋ｉ_d2 ・・・（１０）

また、ｑ軸合成電流フィードバックｉ_qFBKは、以下の式にて算出された電流値である。
［数１１］
ｉ_qFBK＝ｉ_q1＋ｉ_q2 ・・・（１１）

図１５及び図１６から、対地電流ｉ₀は、キャリア位相θを逆相とした場合（図１６）の方がキャリア位相θを同相とした場合（図１５）よりも、抑制されていることがわかる。

以上のように、本発明の実施形態のＰＷＭコンバータ制御装置１によれば、キャリア位相θを基準キャリア位相θ₀の逆相とした場合、キャリア発生器２０−１は、基準キャリア位相θ₀のキャリアを発生し、これを第１系統のＰＷＭ制御器２１−１ａ，２１−１ｂ，２１−１ｃに出力する。また、キャリア発生器２０−２は、基準キャリア位相θ₀に対して逆相のキャリア位相θのキャリアを発生し、これを第２系統のＰＷＭ制御器２１−２ａ，２１−２ｂ，２１−２ｃに出力する。

これにより、第１系統と第２系統との間で、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^*、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^*はそれぞれ逆相となり、対地電流ｉ₀は流れない。

したがって、前述のとおり、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２間で電流分担を均一にしたことによる効果（安定した制御を実現し、半導体スイッチング素子を選定する際の作業性を向上させることができる。）に加え、さらに、キャリア位相θを逆相とした場合は、キャリア位相θを同相とした場合に比べ、対地電流ｉ₀を抑制することができる。

また、本発明の実施形態のＰＷＭコンバータ制御装置１によれば、キャリア位相θを基準キャリア位相θ₀の同相とした場合、キャリア発生器２０−１は、基準キャリア位相θ₀のキャリアを発生し、これを第１系統のＰＷＭ制御器２１−１ａ，２１−１ｂ，２１−１ｃに出力する。また、キャリア発生器２０−２は、キャリア位相θ＝θ₀のキャリアを発生し、これを第２系統のＰＷＭ制御器２１−２ａ，２１−２ｂ，２１−２ｃに出力する。

また、前述のとおり、ＰＷＭコンバータ制御装置１は、第１系統及び第２系統にて独立した分散電流制御を行うようにした。これにより、第１系統と第２系統との間で、Ｒ相電圧指令ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^*、Ｓ相電圧指令ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^*及びＴ相電圧指令ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^*はそれぞれ同相となり、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２間（同相の半導体スイッチング素子間）で電流分担を均一にすることができ、同一の電流を流すことができる。これは、ＰＷＭコンバータ３を３台以上配置した場合も同様である。

したがって、キャリア位相θを同相とし、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２の数をさらに増やした場合であっても、電流分担を均一にすることができるから、安定した制御を実現し、半導体スイッチング素子を交換する際の作業性を向上させることができる。つまり、電源等の大容量化に対応するため、ＰＷＭコンバータ３−１，３−２の数を容易に増やすことができ、これらを並列して配置することができる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施形態では、２台のＰＷＭコンバータ３−１，３−２の例を挙げて説明したが、３台以上のＰＷＭコンバータ３−１，３−２等を並列に配置した場合も適用がある。２台以上のＰＷＭコンバータの数をＮ（Ｎは２以上の正の整数）とすると、ＰＷＭコンバータ制御装置１は、２台以上のＰＷＭコンバータ３−１，３−２等のそれぞれに対応して、第１系統制御部、及び、複数の第ｎ系統制御部（ｎ＝２，・・・，Ｎ）を備える。ここで、全てのキャリア位相θを同相とした場合には、複数の第ｎ系統制御部のキャリア発生器は、基準キャリア位相θ₀と同相のキャリア位相θを入力し、基準キャリア位相θ₀と同相のキャリアを発生する。

１ ＰＷＭコンバータ制御装置
２ 電源トランス
３ ＰＷＭコンバータ
４ 負荷
１０ 端子電圧一定制御器
１１，１６，３２，３４ 減算器
１２，１７，３３，３５ 制御器
１３ 反転器
１４，１８ 加算器
１５ バス電圧制御器
１９，２２，２３ 座標変換器
２０ キャリア発生器
２１ ＰＷＭ制御器
２４，２５，３１，３６ 演算器
３０ 乗算器
４０ 平滑コンデンサ
４１，４３，４４ 浮遊コンデンサ
４２ コモンチョークコア
４５ 接地抵抗
４７ インダクタ
４８ 電源
４９ 電源コンデンサ
ｉ_d ^* ｄ軸電流指令
ｉ_q ^* ｑ軸電流指令
ｉ_ｄ1，ｉ_ｄ2 ｄ軸電流フィードバック
ｉ_ｑ1，ｉ_ｑ2 ｑ軸電流フィードバック
ｖ_ｄ1 ^*，ｖ_ｄ2 ^* ｄ軸電圧指令
ｖ_ｑ1 ^*，ｖ_ｑ2 ^* ｑ軸電圧指令
ｅ_R1 ^*，ｅ_R2 ^* Ｒ相電圧指令
ｅ_S1 ^*，ｅ_S2 ^* Ｓ相電圧指令
ｅ_T1 ^*，ｅ_T2 ^* Ｔ相電圧指令
ｅ_C1 ^*，ｅ_C2 ^* 電源電圧指令
ｉ_R1，ｉ_R2 Ｒ相電流
ｉ_S1，ｉ_S2 Ｓ相電流
ｉ_T1，ｉ_T2 Ｔ相電流
ｉ_A1，ｉ_A2 ａ相電流
ｉ_dFBK ｄ軸合成電流フィードバック
ｉ_qFBK ｑ軸合成電流フィードバック
ｅ_R Ｒ相電源電圧
ｅ_S Ｓ相電源電圧
ｅ_T Ｔ相電源電圧
ｅ_a,ｅ_b ２相電源電圧フィードバック
ｅ₁ 電源電圧フィードバック
ｅ₁^ 電源電圧フィードフォワード補償
Ｘ_d^ ｄ軸インダクタンス補償
Ｘ_q^ ｑ軸インダクタンス補償
θ₀ 基準キャリア位相
θ キャリア位相
θ_e 電源位相
ｖ₁ ^* 端子電圧指令フィードバック
ｅ_bus ^* バス電圧指令
ｅ_bus バス電圧フィードバック
ｉ_bus バス電流
ｉ_bus ^* バス電流指令
ｉ_L 負荷電流
ｅ_n 中性点電圧
ｅ_c バス中性点電圧
ｉ₀ 対地電流
ｉ_c 第１対地電流
ｉ_n 第２対地電流
Ｃ_bus 静電容量
Ｃ_σ，Ｃ_Y，Ｃ_n 浮遊静電容量
Ｌ₁ インダクタンス
ｒ_n 抵抗値
σＬ₀／３ 漏れインダクタンス
Ｃ_wf 接地容量
Ｐ 電源電力
Ｐ_bus プラス側電圧
Ｎ_bus マイナス側電圧

Claims (4)

1. 電源から供給された交流電力を直流電力に変換する２台のＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭコンバータ制御装置において、
   前記２台のＰＷＭコンバータを第１ＰＷＭコンバータ及び第２ＰＷＭコンバータとして、ｄ軸電流指令を生成する端子電圧一定制御器と、ｑ軸電流指令を生成するバス電圧制御器と、前記第１ＰＷＭコンバータを制御する第１系統制御部と、前記第２ＰＷＭコンバータを制御する第２系統制御部とを備え、
   前記第１系統制御部は、
   前記端子電圧一定制御器により生成された前記ｄ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第１ＰＷＭコンバータの第１ｄ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第１ｄ軸電圧指令を生成する第１ｄ軸制御器と、
   前記バス電圧制御器により生成された前記ｑ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第１ＰＷＭコンバータの第１ｑ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第１ｑ軸電圧指令を生成する第１ｑ軸制御器と、
   前記第１ｄ軸制御器により生成された前記第１ｄ軸電圧指令及び前記第１ｑ軸制御器により生成された前記第１ｑ軸電圧指令を、３相交流電圧指令に座標変換する第１座標変換器と、
   所定の基準キャリア位相を入力し、当該基準キャリア位相のキャリアを発生する第１キャリア発生器と、
   前記第１座標変換器により座標変換された前記３相交流電圧指令及び前記第１キャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリアに基づいて、ＰＷＭの３相のゲート信号を生成し、当該３相のゲート信号を前記第１ＰＷＭコンバータの各相の半導体スイッチング素子へ出力する第１ＰＷＭ制御器と、を備え、
   前記第２系統制御部は、
   前記端子電圧一定制御器により生成された前記ｄ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第２ＰＷＭコンバータの第２ｄ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第２ｄ軸電圧指令を生成する第２ｄ軸制御器と、
   前記バス電圧制御器により生成された前記ｑ軸電流指令と、電流検出器により検出された前記第２ＰＷＭコンバータの第２ｑ軸電流フィードバックとの間の偏差が０となるように、第２ｑ軸電圧指令を生成する第２ｑ軸制御器と、
   前記第２ｄ軸制御器により生成された前記第２ｄ軸電圧指令及び前記第２ｑ軸制御器により生成された前記第２ｑ軸電圧指令を、３相交流電圧指令に座標変換する第２座標変換器と、
   所定のキャリア位相を入力し、当該キャリア位相のキャリアを発生する第２キャリア発生器と、
   前記第２座標変換器により座標変換された前記３相交流電圧指令及び前記第２キャリア発生器により発生した前記キャリア位相のキャリアに基づいて、ゲート信号を生成し、当該３相のゲート信号を前記第２ＰＷＭコンバータの各相の半導体スイッチング素子へ出力する第２ＰＷＭ制御器と、を備え、
   前記端子電圧一定制御器は、
   電圧検出器により検出された前記第１ＰＷＭコンバータ及び前記第２ＰＷＭコンバータと負荷との間のバス電圧フィードバックに所定のゲインを乗算し、電源電圧指令を求める乗算器と、
   前記第１ｄ軸制御器により生成された前記第１ｄ軸電圧指令及び前記第１ｑ軸制御器により生成された前記第１ｑ軸電圧指令に基づいて、前記電源の電圧を端子電圧指令フィードバックとして算出する第１演算器と、
   前記乗算器により求めた前記電源電圧指令から前記第１演算器により算出された前記端子電圧指令フィードバックを減算し、端子電圧偏差を求める第１減算器と、
   前記第１減算器により求めた前記端子電圧偏差が０となるように、前記ｄ軸電流指令を生成するｄ軸制御器と、を備え、
   前記バス電圧制御器は、
   所定のバス電圧指令から前記バス電圧フィードバックを減算し、バス電圧偏差を求める第２減算器と、
   前記第２減算器により求めた前記バス電圧偏差が０となるように、バス電流指令を生成するｑ軸制御器と、
   前記バス電圧フィードバックを、電圧検出器により検出された前記電源の各相の電圧に基づいて生成された電源電圧フィードバックで除算し、除算結果に前記ｑ軸制御器により生成された前記バス電流指令を乗算し、前記ｑ軸電流指令を生成する第２演算器と、を備えたことを特徴とするＰＷＭコンバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のＰＷＭコンバータ制御装置において、
   前記第２キャリア発生器は、
   前記第１キャリア発生器が入力する前記基準キャリア位相とは逆相のキャリア位相を入力し、前記基準キャリア位相とは逆相のキャリアを発生する、ことを特徴とするＰＷＭコンバータ制御装置。
3. 請求項１または２に記載のＰＷＭコンバータ制御装置において、
   さらに、電圧検出器により検出された前記電源の各相の電圧を、２相電源電圧に変換する座標変換器と、
   前記座標変換器により座標変換された前記２相電源電圧の一方の電源電圧を他方の電源電圧で除算し、除算結果の逆正接関数（アークタンジェント）を電源位相として算出する第３演算器と、を備え、
   前記第１座標変換器は、
   前記第３演算器により算出された前記電源位相に基づいて、前記第１ｄ軸電圧指令及び前記第１ｑ軸電圧指令を前記３相交流電圧指令に座標変換し、
   前記第２座標変換器は、
   前記第３演算器により算出された前記電源位相に基づいて、前記第２ｄ軸電圧指令及び前記第２ｑ軸電圧指令を前記３相交流電圧指令に座標変換する、ことを特徴とするＰＷＭコンバータ制御装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載のＰＷＭコンバータ制御装置において、
   前記２台のＰＷＭコンバータを２台以上の所定数のＰＷＭコンバータとし、
   前記所定数のＰＷＭコンバータのそれぞれに対応して、前記第１系統制御部、及び、前記第２系統制御部に相当する（Ｎ−１）個の第ｎ系統制御部（ｎ＝２，・・・，Ｎ、Ｎは２以上の正の整数）を備え、
   前記第ｎ系統制御部の第ｎキャリア発生器は、
   前記第１キャリア発生器が入力する前記基準キャリア位相と同相のキャリア位相を入力し、前記基準キャリア位相と同相のキャリアを発生する、ことを特徴とするＰＷＭコンバータ制御装置。

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