JP2014217140A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】整流器を有する直流負荷に接続された場合に生じる高調波電圧及びデッドタイムに起因する電圧歪みを低減する。
【解決手段】交流フィルタ２０の出力電圧値を三相二相変換及び回転座標変換した変換電圧値を生成し（１０２，１０３）、変換電圧値及び出力電圧基準値の差分値をゲイン乗算して第１、第２のゲイン調整値を算出し（１０７）、該調整値を基本周波数の６倍、−６倍の周波数で回転座標変換した第１、第２の値を生成し（１０８，１０９）、該値を積分した第１、第２の積分値を算出し（１１０）、該積分値を前記６倍、−６倍の周波数で回転座標逆変換した第１、第２の逆変換値を生成し（１１１，１１２）、該逆変換値、及び変換電圧値の出力電圧基準値との誤差をフィードバック制御した値を加算して電圧指示値を算出し（１１３）、該指示値を回転座標逆変換及び二相三相変換した値をインバータ１０の出力電圧指令値とする（１１４，１１５）。
【選択図】図１

Description

本発明は、三相交流電圧を出力するインバータを制御するインバータ制御装置に関するものである。

従来、ＰＷＭインバータを制御し、三相交流電圧を出力させるインバータ制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。インバータ制御装置は、一般的にインバータの出力電圧を変動の少ない安定した電圧とすることが要求される。

図２は従来のインバータ制御装置の構成を示す図である。図２に示すインバータ制御装置２によるインバータ１０の制御について説明する。インバータ制御装置２は、三相二相変換部１０２にて、電圧検出部１０１により検出される位相差１２０°の三相交流を位相差９０°の二相交流に三相二相変換し、基本波回転座標変換部１０３にて、座標系を相回転とあわせて回転させることで二相交流の電圧値を直流的な値に変換する。

そして、基本波回転座標変換部１０３により回転座標変換された出力電圧値と電圧基準値生成部１０４が出力する電圧基準値との誤差値を減算部１０５により求め、その誤差値を比例積分制御部１０６にて比例積分制御（ＰＩ制御）する。そして、比例積分制御部１０６が出力する値と電圧基準値生成部１０４が出力する電圧基準値との和を加算部１１３により求め、基本波回転座標逆変換部１１４にて二相交流の直流的な電圧値から元の交流的な値に変換し、二相三相変換部１１５にて二相交流から三相交流に変換する。そして、二相三相変換部１１５から出力されるインバータ電圧指令値により、インバータ１０を制御する。インバータ１０の出力電圧は交流フィルタ２０を介して直流負荷３０に出力される。

特開平０９−００９６４２号公報

上述したような従来のインバータ制御装置が、整流器を有する直流負荷に接続された場合、インバータの電圧指令値が正弦波であっても、整流器を有する直流負荷の非線形性により負荷電流の歪みが発生するため出力電圧に高調波が生じ、並列に繋がれた他の負荷に悪影響を及ぼすという問題があった。

また、一般的に用いられている出力電圧の座標変換と比例積分制御による電圧制御方法では、積分要素では全く高調波電圧を低減することはできず、比例要素では制御ゲインを高くすることである程度の高調波を低減できるが、交流フィルタによる位相遅れがあり、制御ゲインを高くすると高調波に対して不安定となる。そのため、使用できる負荷容量を制限するなどの対策が必要であり、高調波成分が大きい場合、負荷の直前にフィルタ回路を挿入する、あるいは通常の負荷の電源とは別に整流器を有する負荷のために電源を用意するなどの対策が必要となるという問題があった。

また、従来のインバータ制御装置では、ＰＷＭ制御のデッドタイムにインバータ部のスイッチング素子と並列に接続されたダイオードを通して電流が流れることで、電流の向きによって異なる電圧が出力され、出力電圧が歪み、小さくなるという問題があった。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、整流器を有する直流負荷に接続された場合に生じる高調波電圧及びデッドタイムに起因する電圧歪みを、他の周波数の高調波に影響を与えずに低減し、高調波が少なく高品位であり、かつ部品点数の削減による回路の小型化及び低コスト化が可能なインバータ制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係るインバータ制御装置は、交流フィルタを介して三相交流を出力するインバータを制御するインバータ制御装置において、前記交流フィルタの出力電圧値を検出する手段と、前記交流フィルタの出力電圧値を三相二相変換した後、前記三相交流の基本周波数で回転座標変換した変換電圧値を生成する手段と、前記変換電圧値及び出力電圧基準値の電圧誤差値を算出する手段と、前記電圧誤差値に制御ゲインの乗算を行って、第１のゲイン調整値及び第２のゲイン調整値を算出する手段と、前記第１のゲイン調整値を、前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換した第１の値、及び前記第２のゲイン調整値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換した第２の値を生成する手段と、前記第１の値を積分した第１の積分値、及び前記第２の値を積分した第２の積分値を算出する手段と、前記第１の積分値を前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標逆変換した第１の逆変換値、及び前記第２の積分値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標逆変換した第２の逆変換値を生成する手段と、前記変換電圧値を前記電圧誤差値が小さくなるようにフィードバック制御した値、前記第１の逆変換値、及び前記第２の逆変換値を加算して電圧指示値を算出する手段と、前記電圧指示値を前記基本周波数で回転座標逆変換した後、二相三相変換した値を出力電圧指令値として前記インバータに出力する手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係るインバータ制御装置において、さらに、前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値を検出する電流検出手段と、前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値を三相二相変換した後、前記基本周波数で回転座標変換した変換電流値を生成する手段と、前記変換電流値及び電流基準値の電流差分値を算出する手段と、前記電流差分値に制御ゲインの乗算を行って、第３のゲイン調整値、第４のゲイン調整値、及び第５のゲイン調整値を算出する手段と、前記第３のゲイン調整値を前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換した第３の値、及び前記第４のゲイン調整値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換した第４の値を生成する手段と、前記第３の値を積分した第３の積分値、及び前記第４の値を積分した第４の積分値を算出する手段と、前記第３の積分値を前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標逆変換した第３の逆変換値、及び前記第４の積分値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標逆変換した第４の逆変換値を生成する手段と、前記第３の逆変換値、前記第４の逆変換値、及び前記第５のゲイン調整値の和を、前記電圧指示値に加算する手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係るインバータ制御装置において、前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値に代えて、前記交流フィルタの入力電流値と前記交流フィルタの出力電流値との差を用いることを特徴とする。

また、本発明に係るインバータ制御装置において、前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値に代えて、前記交流フィルタの入力電流値を用いることを特徴とする。

本発明によれば、整流器を有する直流負荷を接続した場合に発生する高調波成分を低減することができる。そのため、整流器を有する直流負荷の容量の制約を緩和することができる。

また、本発明によれば、整流器を有する直流負荷の入力側に従来設けられていたフィルタを省略できるため、部品点数の削減により回路の小型化及び低コスト化を実現することができる。

また、本発明によれば、整流器を有する直流負荷と、高調波の少ない交流電源を必要とする交流負荷とを共通のインバータで使用することができる。

また、本発明によれば、インバータ装置のデッドタイムに起因する電圧歪みを低減することができる。

本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。 従来の座標変換と比例積分制御によるインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を使用した際の、三相交流の電圧基準値、インバータの出力電圧、及び交流フィルタの出力電圧を示す図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を使用した際の、交流フィルタの出力電圧を三相二相変換した電圧のリサージュ波形を示す図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置を使用した際の、交流フィルタの出力電圧を三相二相変換及び回転座標変換した電圧を示す図である。 従来のインバータ制御装置を使用した際の、三相交流の電圧基準値、インバータの出力電圧、及び交流フィルタの出力電圧を示す図である。 従来のインバータ制御装置を使用した際の、交流フィルタの出力電圧を三相二相変換した電圧のリサージュ波形を示す図である。 従来のインバータ制御装置を使用した際の、交流フィルタの出力電圧を三相二相変換及び回転座標変換した電圧を示す図である。

以下、本発明によるインバータ制御装置の一実施形態について、図面を参照して説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１に示すように、インバータ制御装置１は、電圧検出部１０１と、三相二相変換部１０２（１０２−１及び１０２−２）と、基本波回転座標変換部１０３（１０３−１及び１０３−２）と、電圧基準値生成部１０４と、減算部１０５（１０５−１及び１０５−２）と、比例積分制御部１０６と、ゲイン乗算部１０７（１０７−１乃至１０７−５）と、６倍周波回転座標変換部１０８（１０８−１及び１０８−２）と、−６倍周波回転座標変換部１０９（１０９−１及び１０９−２）と、積分部１１０（１１０−１乃至１１０−４）と、６倍周波回転座標逆変換部１１１（１１１−１及び１１１−２）と、−６倍周波回転座標逆変換部１１２（１１２−１及び１１２−２）と、加算部１１３（１１３−１乃至１１３−６）と、基本波回転座標逆変換部１１４と、二相三相変換部１１５と、電流基準値生成部１１６とを備える。

インバータ制御装置１は、交流フィルタ２０を介して三相交流電圧を出力するインバータ１０を制御する。

電圧検出部１０１は、交流フィルタ２０から出力される出力電圧値（交流フィルタ出力電圧値）ａを検出する。

三相二相変換部１０２−１は、電圧検出部１０１により検出された交流フィルタ出力電圧値ａに対して三相二相変換を行い、位相差１２０°の三相交流を位相差９０°の二相交流に変換する。

基本波回転座標変換部１０３−１は、三相二相変換部１０２−１により三相二相変換された交流フィルタ出力電圧値に対して、三相交流の基本周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）で回転座標変換（ｄ−ｑ変換）を行い、二相交流の電圧値を直流的な値に変換する。この回転座標変換により、交流フィルタ２０から出力される三相交流の基本波成分は直流化される。交流フィルタ２０から出力される三相交流に、基本波の−５倍の周波数の高調波と、基本波の７倍の周波数の高調波が含まれる場合、回転座標変換後の電圧には、基本波の±６倍の周波数の高調波が含まれることとなる。ここで、負の周波数とは、正の周波数に対して周波数ベクトルの回転方向が逆となる周波数のことをいう。

減算部１０５−１は、基本波回転座標変換部１０３−１により座標変換された交流フィルタ出力電圧値、及び電圧基準値生成部１０４により生成された出力電圧基準値を減算し、電圧誤差値を求める。

比例積分制御部１０６は、減算部１０５−１により算出された電圧誤差値を比例積分制御（ＰＩ制御）する。なお、本実施形態ではＰＩ制御を行っているが、電圧誤差値を小さくするようにフィードバック制御を行うものであればよく、例えばＰ制御やＰＩＤ制御であってもよい。

加算部１１３−１は、比例積分制御部１０６の出力値と、電圧基準値生成部１０４により生成された出力電圧基準値とを加算する。つまり、加算部１１３−１の出力値は、基本波回転座標変換部１０３−１の出力値を減算部１０５−１により算出される電圧誤差値が小さくなるようにフィードバック制御した値となる。

ゲイン乗算部１０７−１及び１０７−２は、減算部１０５−１により算出された電圧誤差値に制御ゲインを乗算して振幅を調整する。

６倍周波回転座標変換部１０８−１は、ゲイン乗算部１０７−１により振幅調整された値を、三相交流の基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換し、基本波の６倍の周波数の高調波を直流化する。なお、この処理は、交流フィルタ２０から出力される三相交流に対しては、三相交流の基本周波数の７倍の周波数で回転座標変換し、基本波の７倍の周波数の高調波を直流化することに相当する。

−６倍周波回転座標変換部１０９−１は、ゲイン乗算部１０７−２により振幅調整された値を、三相交流の基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換し、基本波の−６倍の周波数の高調波を直流化する。なお、この処理は、交流フィルタ２０から出力される三相交流に対しては、三相交流の基本周波数の−５倍の周波数で回転座標変換し、基本波の−５倍の周波数の高調波を直流化することに相当する。

積分部１１０−１は、６倍周波回転座標変換部１０８−１により回転座標変換された値を積分した積分値を算出する。積分部１１０−２は、−６倍周波回転座標変換部１０９−１により回転座標変換された値を積分した積分値を算出する。

６倍周波回転座標逆変換部１１１−１は、積分部１１０−１により積分された積分値を、三相交流の基本周波数の６倍となる周波数で回転座標逆変換する。−６倍周波回転座標逆変換部１１２−１は、積分部１１０−２により積分された積分値を、三相交流の基本周波数の−６倍となる周波数で回転座標逆変換する。

加算部１１３−２は、６倍周波回転座標逆変換部１１１−１の出力値、及び−６倍周波回転座標逆変換部１１２−１の出力値を加算する。加算部１１３−３は、加算部１１３−１の出力値、及び加算部１１３−２の出力値を加算して、電圧指示値ｃとする。

交流フィルタ２０として、コイルとコンデンサからなるＬＣフィルタが一般的に用いられる。交流フィルタ２０は電流検出部２１を備える。電流検出部２１は、交流フィルタ２０のコンデンサに流れる電流の値（交流フィルタコンデンサ電流値）ｂを検出する。

本実施形態では、以下に説明するように交流フィルタコンデンサ電流値ｂを用いて制御するが、交流フィルタコンデンサ電流値ｂの代わりに、交流フィルタ２０の入力電流値と交流フィルタ２０の出力電流値との差を用いてもよい。また、交流フィルタコンデンサ電流値ｂの代わりに、交流フィルタ２０の入力電流値を用いてもよい。

三相二相変換部１０２−２は、電流検出部２１により検出された交流フィルタコンデンサ電流値ｂに対して三相二相変換を行い、位相差１２０°の三相交流を位相差９０°の二相交流に変換する。

基本波回転座標変換部１０３−２は、三相二相変換部１０２−２により三相二相変換された交流フィルタコンデンサ電流値に対して、三相交流の基本周波数で回転座標変換（ｄ−ｑ変換）を行い、二相交流の電流値を直流的な値に変換する。

減算部１０５−２は、基本波回転座標変換部１０３−２により座標変換された交流フィルタコンデンサ電流値と、電流基準値生成部１１６により生成された出力電流基準値とを減算し、電流誤差値を求める。

ゲイン乗算部１０７−３乃至１０７−５は、減算部１０５−２により算出された電流誤差値に制御ゲインを乗算して振幅を調整する。

６倍周波回転座標変換部１０８−２は、ゲイン乗算部１０７−３により振幅調整された値を、三相交流の基本周波数の６倍となる周波数で回転座標変換する。−６倍周波回転座標変換部１０９−２は、ゲイン乗算部１０７−４により振幅調整された値を、三相交流の基本周波数の−６倍となる周波数で回転座標変換する。

積分部１１０−３は、６倍周波回転座標変換部１０８−２により回転座標変換された値を積分した積分値を算出する。積分部１１０−３及び１１０−４は、−６倍周波回転座標変換部１０９−２により回転座標変換された値を積分した積分値を算出する。

６倍周波回転座標逆変換部１１１−２は、積分部１１０−３により積分された積分値を、三相交流の基本周波数の６倍となる周波数で回転座標逆変換する。−６倍周波回転座標逆変換部１１２−２は、積分部１１０−４により積分された積分値を、三相交流の基本周波数の−６倍となる周波数で回転座標逆変換する。

加算部１１３−４は、６倍周波回転座標逆変換部１１１−２の出力値、及び−６倍周波回転座標逆変換部１１２−２の出力値を加算する。加算部１１３−５は、加算部１１３−４の出力値、及びゲイン乗算部１０７−５の出力値を加算し、電流値演算結果ｄを求める。加算部１１３−６は、加算部１１３−３により算出された電圧指示値ｃ、及び加算部１１３−５により算出された電流値演算結果ｄを加算する。

基本波回転座標逆変換部１１４は、加算部１１３−６により算出された値に対して、三相交流の基本周波数で回転座標逆変換（ｑ−ｄ変換）を行い、直流的な値を二相交流に変換する。

二相三相変換部１１５は、基本波回転座標逆変換部１１４により回転座標逆変換された値に対して二相三相変換を行い、位相差９０°の二相交流を位相差１２０°の三相交流に変換する。そして、この値をインバータ１０の出力電圧指令値とし、インバータ１０の出力電圧の制御を行う。

このように、インバータ制御装置１は、交流フィルタ出力電圧値ａを用いて以下のように制御する。三相二相変換部１０２−１にて、交流フィルタ出力電圧値ａを三相二相変換し、基本波回転座標変換部１０３−１にて、三相交流の基本周波数で回転座標変換した変換電圧値を生成し、減算部１０５−１にて、変換電圧値及び出力電圧基準値の電圧誤差値を算出する。そして、ゲイン乗算部１０７−１及び１０７−２にて、電圧誤差値に制御ゲインを乗算して前記第１のゲイン調整値及び前記第２のゲイン調整値を算出し、６倍周波回転座標変換部１０８−１にて、第１のゲイン調整値を三相交流の基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換した第１の値を生成し、−６倍周波回転座標変換部１０９−１にて第２のゲイン調整値を三相交流の基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換した第２の値を生成し、積分部１１０−１及び１１０−２にて、前記第１の値を積分した第１の積分値、及び前記第２の値を積分した第２の積分値を算出し、６倍周波回転座標逆変換部１１１−１にて、前記第１の積分値を前記６倍の周波数で回転座標逆変換した第１の逆変換値を生成し、−６倍周波回転座標逆変換部１１２−１にて、前記第２の積分値を前記−６倍の周波数で回転座標逆変換した第２の逆変換値を生成する。そして、加算部１１３−１乃至１１３−３にて、前記変換電圧値を前記電圧誤差値が小さくなるようにフィードバック制御（例えば、ＰＩ制御）した値、前記第１の逆変換値、及び前記第２の逆変換値を加算して電圧指示値ｃを算出し、基本波回転座標逆変換部１１４にて、電圧指示値ｃを三相交流の基本周波数で回転座標逆変換し、二相三相変換部１１５にて、二相三相変換した値を出力電圧指令値としてインバータ１０に出力する。

このような構成にしたことにより、本発明によれば、整流器を有する直流負荷３０を接続した場合に発生する高調波成分を低減することができる。そのため、整流器を有する直流負荷３０の容量の制約を緩和できるとともに、整流器を有する直流負荷３０の入力側に従来設けられていたフィルタを省略し、部品点数の削減により回路の小型化及び低コスト化を実現することができる。また、整流器を有する直流負荷３０と、高調波の少ない交流電源を必要とする交流負荷とを共通のインバータで使用することができるようになる。さらに、インバータ１０のデッドタイムに起因する電圧歪みを低減することができる。

また、インバータ制御装置１は、さらに交流フィルタコンデンサ電流値ｂを用いて以下のように制御してもよい。三相二相変換部１０２−２にて、交流フィルタコンデンサ電流値ｂを三相二相変換し、基本波回転座標変換部１０３−２にて、三相二相変換された電流値を三相交流の基本周波数で回転座標変換して変換電流値を生成し、減算部１０５−２にて、前記変換電流値及び電流基準値の電流差分値を算出する。そして、ゲイン乗算部１０７−３乃至１０７−５にて、前記電流差分値に制御ゲインの乗算を行って、第３のゲイン調整値、第４のゲイン調整値、及び第５のゲイン調整値を算出し、６倍周波回転座標変換部１０８−２にて、前記第３のゲイン調整値を三相交流の基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換した第３の値を生成し、−６倍周波回転座標変換部１０９−２にて前記第４のゲイン調整値を三相交流の基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換した第４の値を生成し、積分部１１０−３及び１１０−４にて、前記第３の値を積分した第３の積分値、及び前記第４の値を積分した第４の積分値を算出し、６倍周波回転座標逆変換部１１１−２にて、前記第３の積分値を前記６倍の周波数で回転座標逆変換した第３の逆変換値を生成し、−６倍周波回転座標逆変換部１１２−２にて、前記第４の積分値を前記−６倍の周波数で回転座標逆変換した第４の逆変換値を生成する。そして、加算部１１３−４乃至１１３−６にて、前記第３の逆変換値、前記第４の逆変換値、及び前記第５のゲイン調整値の和を、前記電圧指示値ｃに加算する。このような構成にすることで、さらに整流器を有する直流負荷に接続された場合に生じる高調波電圧及びデッドタイムに起因する電圧歪みを低減するこができる。

図１に示した本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置１のシミュレーション波形を図３から図５に示す。図３は、インバータ制御装置１を使用した際の、三相交流の電圧基準値、インバータ１０の出力電圧、及び交流フィルタ２０の出力電圧を示す図である。ここで、Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆは、電圧基準値から求められる歪みの無い正弦波である。Ｖｕｃｏｍ，Ｖｖｃｏｍ，Ｖｗｃｏｍは、制御演算の結果であるインバータ１０の出力電圧である。Ｖｃｕ,Ｖｃｖ,Ｖｃｗは、交流フィルタ２０の出力電圧である。

図４は、交流フィルタ２０の出力電圧を三相二相変換した電圧のリサージュ波形を示す図である。ここで、Ｖａ，Ｖｂは、上記のＶｃｕ,Ｖｃｖ,Ｖｃｗを三相二相変換した電圧であり、Ｖａをｘ軸としＶｂをｙ軸としている。なお、電圧基準値から求められる歪みの無い正弦波を三相二相変換し、リサージュ波形を描画した場合、真円となる。

図５は、交流フィルタ２０の出力電圧を三相二相変換して得られた二相交流を回転座標変換（ｄ−ｑ変換）した波形を示す図である。ここで、Ｖｄ,Ｖｑは、上記のＶａ，Ｖｂを回転座標変換した電圧である。なお、電圧基準値から求められる歪みの無い正弦波を三相二相変換して得られた二相交流を回転座標変換した波形を描画した場合、Ｖｄ,Ｖｑは、脈動の少ない略直線となる

次に、図２に示した従来のインバータ制御装置２のシミュレーション波形を図６から図８に示す。図６は、インバータ制御装置２を使用した際の、三相交流の電圧基準値、インバータ１０の出力電圧、及び交流フィルタ２０の出力電圧を示す図である。ここで、Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆは、電圧基準値から求められる歪みの無い正弦波である。Ｖｕｃｏｍ’，Ｖｖｃｏｍ’，Ｖｗｃｏｍ’は、制御演算の結果であるインバータ１０の出力電圧である。Ｖｃｕ’,Ｖｃｖ’,Ｖｃｗ’は、交流フィルタ２０の出力電圧である。

図７は、交流フィルタ２０の出力電圧を三相二相変換した電圧のリサージュ波形を示す図である。ここで、Ｖａ’，Ｖｂ’は、上記のＶｃｕ’,Ｖｃｖ’,Ｖｃｗ’を三相二相変換した電圧であり、Ｖａ’をｘ軸としＶｂ’をｙ軸としている。

図８は、交流フィルタ２０の出力電圧を三相二相変換して得られた二相交流を回転座標変換（ｄ−ｑ変換）した波形を示す図である。ここで、Ｖｄ’,Ｖｑ’は、上記のＶａ’，Ｖｂ’を回転座標変換した電圧である。

図３から図５に示した本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置１の波形と、図６から図８に示した従来のインバータ制御装置２の波形との比較からも明らかなように、本発明によれば、整流器を有する直流負荷３０を接続した場合に発生する高調波成分を低減することができる。なお、図示したシミュレーション波形では、デッドタイムに起因する電圧歪みを加えていないが、本発明により高調波成分を低減させることにより、デッドタイムに起因する電圧歪みも低減することができる。

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、図１に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

本発明により、整流器を有する直流負荷に接続された場合に生じる高調波電圧、及びデッドタイムに起因する電圧歪みを低減することができ、高調波の少ない高品位な電源の提供と、回路の小型化や部品点数の削減による低コスト化が実現できるので、インバータを制御する任意の用途に有用である。

１ インバータ制御装置
１０ インバータ
２０ 交流フィルタ
２１ 電流検出部
３０ 直流負荷
１０１ 電圧検出部
１０２ 三相二相変換部
１０３ 基本波回転座標変換部
１０４ 電圧基準値生成部
１０５ 減算部
１０６ 比例積分制御部
１０７ ゲイン乗算部
１０８ ６倍周波回転座標変換部
１０９ −６倍周波回転座標変換部
１１０ 積分部
１１１ ６倍周波回転座標逆変換部
１１２ −６倍周波回転座標逆変換部
１１３ 加算部
１１４ 基本波回転座標逆変換部
１１５ 二相三相変換部
１１６ 電流基準値生成部

Claims (4)

1. 交流フィルタを介して三相交流を出力するインバータを制御するインバータ制御装置において、
   前記交流フィルタの出力電圧値を検出する手段と、
   前記交流フィルタの出力電圧値を三相二相変換した後、前記三相交流の基本周波数で回転座標変換した変換電圧値を生成する手段と、
   前記変換電圧値及び出力電圧基準値の電圧誤差値を算出する手段と、
   前記電圧誤差値に制御ゲインの乗算を行って、第１のゲイン調整値及び第２のゲイン調整値を算出する手段と、
   前記第１のゲイン調整値を、前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換した第１の値、及び前記第２のゲイン調整値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換した第２の値を生成する手段と、
   前記第１の値を積分した第１の積分値、及び前記第２の値を積分した第２の積分値を算出する手段と、
   前記第１の積分値を前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標逆変換した第１の逆変換値、及び前記第２の積分値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標逆変換した第２の逆変換値を生成する手段と、
   前記変換電圧値を前記電圧誤差値が小さくなるようにフィードバック制御した値、前記第１の逆変換値、及び前記第２の逆変換値を加算して電圧指示値を算出する手段と、
   前記電圧指示値を前記基本周波数で回転座標逆変換した後、二相三相変換した値を出力電圧指令値として前記インバータに出力する手段と、
   を備えることを特徴とするインバータ制御装置。
2. さらに、前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値を検出する電流検出手段と、
   前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値を三相二相変換した後、前記基本周波数で回転座標変換した変換電流値を生成する手段と、
   前記変換電流値及び電流基準値の電流差分値を算出する手段と、
   前記電流差分値に制御ゲインの乗算を行って、第３のゲイン調整値、第４のゲイン調整値、及び第５のゲイン調整値を算出する手段と、
   前記第３のゲイン調整値を前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標変換した第３の値、及び前記第４のゲイン調整値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標変換した第４の値を生成する手段と、
   前記第３の値を積分した第３の積分値、及び前記第４の値を積分した第４の積分値を算出する手段と、
   前記第３の積分値を前記基本周波数の６倍の周波数で回転座標逆変換した第３の逆変換値、及び前記第４の積分値を前記基本周波数の−６倍の周波数で回転座標逆変換した第４の逆変換値を生成する手段と、
   前記第３の逆変換値、前記第４の逆変換値、及び前記第５のゲイン調整値の和を、前記電圧指示値に加算する手段と、
   を備えることを特徴とする、請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値に代えて、前記交流フィルタの入力電流値と前記交流フィルタの出力電流値との差を用いることを特徴とする、請求項２に記載のインバータ制御装置。
4. 前記交流フィルタのコンデンサに流れる電流値に代えて、前記交流フィルタの入力電流値を用いることを特徴とする、請求項２に記載のインバータ制御装置。