JPH1084675A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH1084675A JPH1084675A JP8239338A JP23933896A JPH1084675A JP H1084675 A JPH1084675 A JP H1084675A JP 8239338 A JP8239338 A JP 8239338A JP 23933896 A JP23933896 A JP 23933896A JP H1084675 A JPH1084675 A JP H1084675A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 離散化時間が出力周波数の周期に比して無視
し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過
渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧にな
る、より現実的な電力変換装置を実現する。 【解決手段】 電力変換器出力電流、負荷電圧および負
荷電流をそれぞれ同期回転座標上の２軸成分に変換し、
同期回転座標上の２軸成分からなる出力電圧指令信号と
負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから第１の電流指令
信号を生成し、この第１の電流指令信号と負荷電流信号
とから第２の電流指令信号を生成する。電流制御系はサ
ンプル値制御系とし、電力変換器出力電流と第２の電流
指令に基づいて、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御
とした。
し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過
渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧にな
る、より現実的な電力変換装置を実現する。 【解決手段】 電力変換器出力電流、負荷電圧および負
荷電流をそれぞれ同期回転座標上の２軸成分に変換し、
同期回転座標上の２軸成分からなる出力電圧指令信号と
負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから第１の電流指令
信号を生成し、この第１の電流指令信号と負荷電流信号
とから第２の電流指令信号を生成する。電流制御系はサ
ンプル値制御系とし、電力変換器出力電流と第２の電流
指令に基づいて、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御
とした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は無停電電源装置
（以下、ＵＰＳと呼ぶ）の３相インバータや高力率コン
バータ、さらにはアクテイブフィルタなどに用いる電力
変換装置に関するものである。
（以下、ＵＰＳと呼ぶ）の３相インバータや高力率コン
バータ、さらにはアクテイブフィルタなどに用いる電力
変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】出力電圧と基準電圧を比較し、両者の偏
差に基づいてスイッチング素子を制御するように構成し
たＰＷＭインバータ装置における過電流保護の困難さ、
負荷高調波に応じた残留電圧歪みの発生という問題点を
解決し、出力電圧の過渡応答がよく、線形負荷、非線形
負荷を問わず歪率の少ない正弦波電圧を供給し、過電流
保護を確実にするようにした電力変換装置が特公平７−
４６９１７号公報に記載されている。図１５はそのブロ
ック接続図である。なお、主回路構成は後述する本願発
明による電力変換装置を示す図２と同等である。以下、
図面上で同期回転座標系での値を示すため記号の上に付
している符号 ^は、文中の説明では表記上の都合により
記号に先行して付している。ここでは、同期回転座標系
を用いｄ軸、ｑ軸上でマイクロプロセッサ等によるサン
プル値制御系を構成し、ｄ軸、ｑ軸間の干渉をなくす手
段を講じている。
差に基づいてスイッチング素子を制御するように構成し
たＰＷＭインバータ装置における過電流保護の困難さ、
負荷高調波に応じた残留電圧歪みの発生という問題点を
解決し、出力電圧の過渡応答がよく、線形負荷、非線形
負荷を問わず歪率の少ない正弦波電圧を供給し、過電流
保護を確実にするようにした電力変換装置が特公平７−
４６９１７号公報に記載されている。図１５はそのブロ
ック接続図である。なお、主回路構成は後述する本願発
明による電力変換装置を示す図２と同等である。以下、
図面上で同期回転座標系での値を示すため記号の上に付
している符号 ^は、文中の説明では表記上の都合により
記号に先行して付している。ここでは、同期回転座標系
を用いｄ軸、ｑ軸上でマイクロプロセッサ等によるサン
プル値制御系を構成し、ｄ軸、ｑ軸間の干渉をなくす手
段を講じている。
【０００３】この電力変換装置では、フィルタを通した
後の交流出力電圧が、正弦波電圧となるために必要な変
換器の出力電流指令値を、負荷電流に関する情報や出力
電流に関する情報および出力電圧と基準電圧の偏差に関
する情報などから生成し、この電流指令値に瞬時に追従
する電流マイナーループを設けることによって、出力短
絡などの過電流に対し、マイナーループの電流制限機能
で保護し正弦波を発生するようになっている。すなわ
ち、正弦波出力電圧を生じるための電力変換装置の電流
指令値は、負荷に流すべき電流、フィルタの並列コンデ
ンサに流すべき電流、および電圧制御ループにより生成
した電流信号の和であり、電流指令値に出力電流が電流
マイナーループによって瞬時に応答することにより、電
力変換装置のフィルターコンデンサと負荷インピーダン
スの並列回路、または電力変換装置の出力回路に、所定
の正弦波電圧を発生させるために必要な電流が流れ、正
弦波出力電圧が得られるように動作する。
後の交流出力電圧が、正弦波電圧となるために必要な変
換器の出力電流指令値を、負荷電流に関する情報や出力
電流に関する情報および出力電圧と基準電圧の偏差に関
する情報などから生成し、この電流指令値に瞬時に追従
する電流マイナーループを設けることによって、出力短
絡などの過電流に対し、マイナーループの電流制限機能
で保護し正弦波を発生するようになっている。すなわ
ち、正弦波出力電圧を生じるための電力変換装置の電流
指令値は、負荷に流すべき電流、フィルタの並列コンデ
ンサに流すべき電流、および電圧制御ループにより生成
した電流信号の和であり、電流指令値に出力電流が電流
マイナーループによって瞬時に応答することにより、電
力変換装置のフィルターコンデンサと負荷インピーダン
スの並列回路、または電力変換装置の出力回路に、所定
の正弦波電圧を発生させるために必要な電流が流れ、正
弦波出力電圧が得られるように動作する。
【０００４】図１５において、インバータ部分１は３相
追従制御形インバータであって、直列リアクトル２およ
び並列コンデンサ３からなるＬＣフィルタを設け、３相
正弦波出力を得る構成となっている。インバータ１は、
３角波比較方式などによるＰＷＭ駆動回路８０８の出力
により交流出力１周期の間に複数回のスイッチングを行
い、パルス幅変調によって３相交流出力を生成する。１
０１、１０２、１０３はインバータ１の出力である３相
交流電流、ＬＣフィルタ以後の３相交流電流および３相
交流電圧から同期回転座標系上のｄ−ｑ，２軸信号 ^Ｉ
a 、 ^Ｉl 、 ^Ｖc に座標変換する３相／２相座標変換
ユニット、１０４は電流制御ユニット８のｄ−ｑ，２軸
上の指令値 ^Ｖa を３相の指令値に座標変換する２相／
３相座標変換ユニット、１０’は負荷電流をｄ−ｑ，２
軸上へ変換した信号 ^Ｉl を受け、２次予測式などを用
いて、過去と現在の負荷電流値から１サンプル先の負荷
電流 ^Ｉl *を予測し、加算器１３に与える予測器、１１
は減算器１５から電圧指令ユニット９のｄ−ｑ，２軸上
の指令値√３Ｅおよび０と３相／２相座標変換ユニット
１０３からの帰還信号 ^Ｖ c との偏差を受け、偏差が０
になるように、制御信号を加算器１３へ与える電圧制御
ユニット、１２は並列コンデンサ３に流すべき電流のｄ
軸指令値とｑ軸指令値を加算器１３へ与えるコンデンサ
電流指令ユニット、１４は加算器１３の出力をインバー
タの過電流耐量以内に制限し電流指令として電流制御ユ
ニット８に与えるリミッタである。
追従制御形インバータであって、直列リアクトル２およ
び並列コンデンサ３からなるＬＣフィルタを設け、３相
正弦波出力を得る構成となっている。インバータ１は、
３角波比較方式などによるＰＷＭ駆動回路８０８の出力
により交流出力１周期の間に複数回のスイッチングを行
い、パルス幅変調によって３相交流出力を生成する。１
０１、１０２、１０３はインバータ１の出力である３相
交流電流、ＬＣフィルタ以後の３相交流電流および３相
交流電圧から同期回転座標系上のｄ−ｑ，２軸信号 ^Ｉ
a 、 ^Ｉl 、 ^Ｖc に座標変換する３相／２相座標変換
ユニット、１０４は電流制御ユニット８のｄ−ｑ，２軸
上の指令値 ^Ｖa を３相の指令値に座標変換する２相／
３相座標変換ユニット、１０’は負荷電流をｄ−ｑ，２
軸上へ変換した信号 ^Ｉl を受け、２次予測式などを用
いて、過去と現在の負荷電流値から１サンプル先の負荷
電流 ^Ｉl *を予測し、加算器１３に与える予測器、１１
は減算器１５から電圧指令ユニット９のｄ−ｑ，２軸上
の指令値√３Ｅおよび０と３相／２相座標変換ユニット
１０３からの帰還信号 ^Ｖ c との偏差を受け、偏差が０
になるように、制御信号を加算器１３へ与える電圧制御
ユニット、１２は並列コンデンサ３に流すべき電流のｄ
軸指令値とｑ軸指令値を加算器１３へ与えるコンデンサ
電流指令ユニット、１４は加算器１３の出力をインバー
タの過電流耐量以内に制限し電流指令として電流制御ユ
ニット８に与えるリミッタである。
【０００５】以上のように、この制御系では３相電圧、
電流を同期回転座標系により、ｄ−ｑ，２軸上の直流成
分 ^Ｖc 、 ^Ｉa 等とし、制御系は全て、ｄ−ｑ，２軸
上で構成している。電流制御系は、ｄ−ｑ，２軸上の電
流指令 ^Ｉa *に対し、インバータ出力電流Ｉa を追従制
御するもので、有限時間整定制御(DEAD BEAT) を用いる
ことにより１サンプル応答する。２相／３相座標変換ユ
ニット１０４からの電圧指令の波高値を√２Ｅとする
と、上記ｄ軸成分は√３Ｅ、ｑ軸成分は０である。ま
た、このとき出力フィルタの並列コンデンサＣp に流す
べき電流 ^Ｉc *の成分は、ｄ軸指令値が０、ｑ軸指令値
が√３ωＣp Ｅである。この電流指令を与えることによ
り無負荷電圧が確立する。予測器１０は、過去と現在の
負荷電流に基づいて、離散化時間だけ未来の負荷電流を
ｄ−ｑ，２軸成分について予測し、フィードフォワード
信号として加算器１３、リミッタ１４、電流制御ユニッ
ト８などを介してインバータ１に与える。電流制御ユニ
ット８がこのフィードフォワード信号に追従し、負荷電
流の歪みや急変に対応している。
電流を同期回転座標系により、ｄ−ｑ，２軸上の直流成
分 ^Ｖc 、 ^Ｉa 等とし、制御系は全て、ｄ−ｑ，２軸
上で構成している。電流制御系は、ｄ−ｑ，２軸上の電
流指令 ^Ｉa *に対し、インバータ出力電流Ｉa を追従制
御するもので、有限時間整定制御(DEAD BEAT) を用いる
ことにより１サンプル応答する。２相／３相座標変換ユ
ニット１０４からの電圧指令の波高値を√２Ｅとする
と、上記ｄ軸成分は√３Ｅ、ｑ軸成分は０である。ま
た、このとき出力フィルタの並列コンデンサＣp に流す
べき電流 ^Ｉc *の成分は、ｄ軸指令値が０、ｑ軸指令値
が√３ωＣp Ｅである。この電流指令を与えることによ
り無負荷電圧が確立する。予測器１０は、過去と現在の
負荷電流に基づいて、離散化時間だけ未来の負荷電流を
ｄ−ｑ，２軸成分について予測し、フィードフォワード
信号として加算器１３、リミッタ１４、電流制御ユニッ
ト８などを介してインバータ１に与える。電流制御ユニ
ット８がこのフィードフォワード信号に追従し、負荷電
流の歪みや急変に対応している。
【０００６】電圧制御系は、種々の原因による出力電圧
の正弦波からの乱れを修正し、系を安定化させるととも
に、定電圧性を確保する。電圧制御系は有限時間整定制
御になっており２重の有限時間整定制御系を構成してい
る。この制御回路は、交流正弦波出力電圧を生じるため
の電力変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に
電力変換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構
成し、負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング
素子の過電流保護を電流マイナ―ル―プで行い、出力電
流が過大になることを抑制している。負荷電流とその高
調波に関しては、電圧偏差が生じてから補正するのでは
なく、フィ―ドフォワ―ド的に制御しているので電圧精
度および波形精度がよい。
の正弦波からの乱れを修正し、系を安定化させるととも
に、定電圧性を確保する。電圧制御系は有限時間整定制
御になっており２重の有限時間整定制御系を構成してい
る。この制御回路は、交流正弦波出力電圧を生じるため
の電力変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に
電力変換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構
成し、負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング
素子の過電流保護を電流マイナ―ル―プで行い、出力電
流が過大になることを抑制している。負荷電流とその高
調波に関しては、電圧偏差が生じてから補正するのでは
なく、フィ―ドフォワ―ド的に制御しているので電圧精
度および波形精度がよい。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、積分制御を用いた有
限時間整定制御の電圧制御系を電流制御系メジャールー
プの外側に設けると、電圧制御の応答を上げると制御が
不安定になるという問題がある。このため、電圧制御は
比例制御とする必要があり、電圧指令と出力電圧の間に
常に定常偏差が残るという問題がある。また、電流制御
および電圧制御のいずれにも有限時間整定制御を用いて
いるため、制御ソフトウエアが複雑になり、ＤＤＣコン
トローラの計算時間が大きくなるという問題がある。な
お、実用的なＰＷＭインバータでは交流出力の１周期間
に４０回あるいはそれ以上スイッチングを行う必要があ
り、この点からも制御系に対する負担が大きいものにな
っている。さらにまた、特定用途で用いられる電力変換
装置でその出力周波数が、４００Ｈｚもしくはそれ以上
で離散化時間が出力周波数の周期に比して無視し得ない
状態となると、出力電流指令と検出出力電流との偏差が
増幅されるうえ、電力変換装置の上下アーム短絡防止時
間Ｔd の影響により出力電圧の歪みが大きくなるという
問題がある。
以上のように構成されているので、積分制御を用いた有
限時間整定制御の電圧制御系を電流制御系メジャールー
プの外側に設けると、電圧制御の応答を上げると制御が
不安定になるという問題がある。このため、電圧制御は
比例制御とする必要があり、電圧指令と出力電圧の間に
常に定常偏差が残るという問題がある。また、電流制御
および電圧制御のいずれにも有限時間整定制御を用いて
いるため、制御ソフトウエアが複雑になり、ＤＤＣコン
トローラの計算時間が大きくなるという問題がある。な
お、実用的なＰＷＭインバータでは交流出力の１周期間
に４０回あるいはそれ以上スイッチングを行う必要があ
り、この点からも制御系に対する負担が大きいものにな
っている。さらにまた、特定用途で用いられる電力変換
装置でその出力周波数が、４００Ｈｚもしくはそれ以上
で離散化時間が出力周波数の周期に比して無視し得ない
状態となると、出力電流指令と検出出力電流との偏差が
増幅されるうえ、電力変換装置の上下アーム短絡防止時
間Ｔd の影響により出力電圧の歪みが大きくなるという
問題がある。
【０００８】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたものであり、特定用途で用いられる電力
変換装置等で、その出力周波数が４００Ｈｚもしくはそ
れ以上で、離散化時間が出力周波数の周期に比して無視
し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過
渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧にな
る、より現実的な電力変換装置を提供することを目的と
する。
ためになされたものであり、特定用途で用いられる電力
変換装置等で、その出力周波数が４００Ｈｚもしくはそ
れ以上で、離散化時間が出力周波数の周期に比して無視
し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過
渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧にな
る、より現実的な電力変換装置を提供することを目的と
する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明による電力変換
装置は、直流または交流の電力を電力変換器を構成する
スイッチング素子により交流出力の一周期中に複数回開
閉制御し３相交流電力に変換しリアクトルとコンデンサ
とからなるフィルタを介して所望の３相交流電力を負荷
に供給する電力変換装置において、電力変換器の出力電
流から同期回転座標上の２軸成分からなる電力変換器電
流信号を生成する変換器電流検出手段と、負荷に供給す
る３相交流電圧と３相交流電流とから同期回転座標上の
２軸成分からなる負荷電圧信号と負荷電流信号とをそれ
ぞれ生成する負荷電圧検出手段および負荷電流検出手段
と、同期回転座標上の２軸成分からなる出力電圧指令信
号を生成する出力電圧指令生成手段と、出力電圧指令信
号の各軸成分と前記負荷電圧信号の各軸成分との偏差と
から同期回転座標上の２軸成分からなる第１の電流指令
信号を生成する第１の電流指令生成手段と、負荷電流信
号の各軸成分と第１の電流指令信号の各軸成分とから同
期回転座標上の２軸成分からなる第２の電流指令信号を
生成する第２の電流指令生成手段とを有し、電流制御系
はサンプル値制御系であって、電力変換器電流信号の各
軸成分と第２の電流指令の各軸成分とに基づいて、比例
＋積分の有限時間制定制御としたものである。
装置は、直流または交流の電力を電力変換器を構成する
スイッチング素子により交流出力の一周期中に複数回開
閉制御し３相交流電力に変換しリアクトルとコンデンサ
とからなるフィルタを介して所望の３相交流電力を負荷
に供給する電力変換装置において、電力変換器の出力電
流から同期回転座標上の２軸成分からなる電力変換器電
流信号を生成する変換器電流検出手段と、負荷に供給す
る３相交流電圧と３相交流電流とから同期回転座標上の
２軸成分からなる負荷電圧信号と負荷電流信号とをそれ
ぞれ生成する負荷電圧検出手段および負荷電流検出手段
と、同期回転座標上の２軸成分からなる出力電圧指令信
号を生成する出力電圧指令生成手段と、出力電圧指令信
号の各軸成分と前記負荷電圧信号の各軸成分との偏差と
から同期回転座標上の２軸成分からなる第１の電流指令
信号を生成する第１の電流指令生成手段と、負荷電流信
号の各軸成分と第１の電流指令信号の各軸成分とから同
期回転座標上の２軸成分からなる第２の電流指令信号を
生成する第２の電流指令生成手段とを有し、電流制御系
はサンプル値制御系であって、電力変換器電流信号の各
軸成分と第２の電流指令の各軸成分とに基づいて、比例
＋積分の有限時間制定制御としたものである。
【００１０】また、電流制御系に、電力変換器電流信号
の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、
比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたものであ
る。
の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、
比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたものであ
る。
【００１１】さらにまた、電流制御系に、第２の電流指
令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加
え、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたもの
である。
令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加
え、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたもの
である。
【００１２】さらにまた、第１の電流指令生成手段は、
その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したＤＤＣ
の比例＋積分制御系で構成したものである。
その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したＤＤＣ
の比例＋積分制御系で構成したものである。
【００１３】さらにまた、電力変換器の出力電流の各相
成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、電力変換器の
出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基
づいて電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行う
ようにしたものである。
成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、電力変換器の
出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基
づいて電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行う
ようにしたものである。
【００１４】さらにまた、電力変換器は交流を直流に変
換するコンバータとして運転するものである。
換するコンバータとして運転するものである。
【００１５】
実施形態１．以下、図を用いてこの発明による電力変換
装置の実施形態を説明する。各図に用いる符号は、図１
５で説明した従来の電力変換装置と同一もしくは相当す
る部分に同一の符号を用い、重複する機能や作用の説明
を省略する。図１はこの発明による電力変換装置の全体
構成図、図２はその主回路構成を示しており、ＵＰＳ等
に使用するものである。図３はこの発明の核心部分をな
す電流制御系のブロック図であり、図１中の電流制御ユ
ニット８の内部構成を示している。数式および図面上で
同期回転座標系での値を示すため記号の上に付している
符号 ^は、前述と同様の理由から表記上の都合で文中で
は記号に先行して付して示し、微分演算子は(d/dt)で表
す。
装置の実施形態を説明する。各図に用いる符号は、図１
５で説明した従来の電力変換装置と同一もしくは相当す
る部分に同一の符号を用い、重複する機能や作用の説明
を省略する。図１はこの発明による電力変換装置の全体
構成図、図２はその主回路構成を示しており、ＵＰＳ等
に使用するものである。図３はこの発明の核心部分をな
す電流制御系のブロック図であり、図１中の電流制御ユ
ニット８の内部構成を示している。数式および図面上で
同期回転座標系での値を示すため記号の上に付している
符号 ^は、前述と同様の理由から表記上の都合で文中で
は記号に先行して付して示し、微分演算子は(d/dt)で表
す。
【００１６】図１中の１０は負荷電流をｄ−ｑ，２軸上
へ変換した信号 ^Ｉl を受け、適当なゲインで負荷電流
指令 ^Ｉl *を生成し、加算器１３に与える増幅器であ
る。この制御系では先に述べた従来の電力変換装置の場
合と同様に３相電圧、電流を同期回転座標系により、ｄ
−ｑ，２軸上の直流成分 ^Ｖc 、 ^Ｉa 等とし、制御系
は全て、ｄ−ｑ，２軸上で構成している。電流制御系
は、ｄ−ｑ，２軸上の電流指令 ^Ｉa *に対し、インバー
タ出力電流Ｉa を追従制御するもので、有限時間整定制
御を用い、１サンプル応答を実現している。なお、離散
化する時間Ｔはサンプリング周期およびＰＷＭのキャリ
ア周期と同一としている。増幅器１０は、フィードフォ
ワード信号として負荷電流指令 ^Ｉl *を加算器１３、リ
ミッタ１４、電流制御ユニット８などを介してインバー
タ１に与える。電流制御ユニット８が電流指令 ^Ｉa *に
追従し、負荷電流の歪みや急変に対応する。
へ変換した信号 ^Ｉl を受け、適当なゲインで負荷電流
指令 ^Ｉl *を生成し、加算器１３に与える増幅器であ
る。この制御系では先に述べた従来の電力変換装置の場
合と同様に３相電圧、電流を同期回転座標系により、ｄ
−ｑ，２軸上の直流成分 ^Ｖc 、 ^Ｉa 等とし、制御系
は全て、ｄ−ｑ，２軸上で構成している。電流制御系
は、ｄ−ｑ，２軸上の電流指令 ^Ｉa *に対し、インバー
タ出力電流Ｉa を追従制御するもので、有限時間整定制
御を用い、１サンプル応答を実現している。なお、離散
化する時間Ｔはサンプリング周期およびＰＷＭのキャリ
ア周期と同一としている。増幅器１０は、フィードフォ
ワード信号として負荷電流指令 ^Ｉl *を加算器１３、リ
ミッタ１４、電流制御ユニット８などを介してインバー
タ１に与える。電流制御ユニット８が電流指令 ^Ｉa *に
追従し、負荷電流の歪みや急変に対応する。
【００１７】電圧制御系は、種々の原因による出力電圧
の正弦波からの乱れを修正し、系を安定化させるととも
に、定電圧性を確保するものである。電圧制御ユニット
１１では速応性のよい有限時間整定制御を用いている。
この制御回路は、交流正弦波出力電圧を得るための電力
変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に電力変
換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構成し、
負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング素子の
過電流保護を電流マイナ―ル―プで行うようにしたもの
である。特に負荷電流とその高調波に関しては、負荷電
流に基づいて制御しているので優れた電圧精度と波形を
得ることができる。負荷電流のフィードフォワード信号
についての増幅器器１０におけるゲインは、通常のアナ
ログ制御と同程度としている。このように、出力電流が
過大になることをインバータ自身の特性に基づいて抑制
し、使い易い電力変換装置が得られる。入力直流電圧の
変動については、インバータ電圧指令 ^Ｖa *をｄ−ｑ，
２軸から３相信号に変換した後、ＰＷＭ駆動回路８０８
へ与える部分で補償することにより、容易に実現でき
る。
の正弦波からの乱れを修正し、系を安定化させるととも
に、定電圧性を確保するものである。電圧制御ユニット
１１では速応性のよい有限時間整定制御を用いている。
この制御回路は、交流正弦波出力電圧を得るための電力
変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に電力変
換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構成し、
負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング素子の
過電流保護を電流マイナ―ル―プで行うようにしたもの
である。特に負荷電流とその高調波に関しては、負荷電
流に基づいて制御しているので優れた電圧精度と波形を
得ることができる。負荷電流のフィードフォワード信号
についての増幅器器１０におけるゲインは、通常のアナ
ログ制御と同程度としている。このように、出力電流が
過大になることをインバータ自身の特性に基づいて抑制
し、使い易い電力変換装置が得られる。入力直流電圧の
変動については、インバータ電圧指令 ^Ｖa *をｄ−ｑ，
２軸から３相信号に変換した後、ＰＷＭ駆動回路８０８
へ与える部分で補償することにより、容易に実現でき
る。
【００１８】図２において、Ｉa 、Ｖc を状態変数、Ｖ
a を入力変数、Ｉl を外乱として、まず３相表示の状態
方程式を求める。各記号の意味は次の通りである。 Ｖa ；インバータ対地電圧 Ｖc ；コンデンサ端子間電圧 Ｉa ；インバータ電流 Ｉc ；コンデンサ電流 Ｉl ；負荷電流 Ｖx ；コンデンサ中性点電位 ω ；出力角周波数 Ｔ ；離数化時間 なお、添字の意味は ｕ、ｖ、ｗ；三相の各相成分 ｄ、ｑ ；２軸表示の成分 * 印 ；指令値 ^ 印 ；同期回転座標系での値 である。
a を入力変数、Ｉl を外乱として、まず３相表示の状態
方程式を求める。各記号の意味は次の通りである。 Ｖa ；インバータ対地電圧 Ｖc ；コンデンサ端子間電圧 Ｉa ；インバータ電流 Ｉc ；コンデンサ電流 Ｉl ；負荷電流 Ｖx ；コンデンサ中性点電位 ω ；出力角周波数 Ｔ ；離数化時間 なお、添字の意味は ｕ、ｖ、ｗ；三相の各相成分 ｄ、ｑ ；２軸表示の成分 * 印 ；指令値 ^ 印 ；同期回転座標系での値 である。
【００１９】３相一括ベクトル表示により、 Ｃp(d/dt)Ｖc＝Ｉa−Ｉl‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１） Ｌs(d/dt)Ｉa＝Ｖa−Ｖc−Ｖx ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２） 但し、
【００２０】
【数１】
【００２１】即ち、Ｉa 、Ｖa 等は３式にそれぞれの添
字を付けた行列である。またＬs 、Ｃp は直列リアクト
ル２および並列コンデンサ３の行列表示である。Ｖx と
インバータ電圧の関係として次式が成立する。 Ｖx＝（Ｖau＋Ｖav＋Ｖaw）／３ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（５） ２式と５式から次式が得られる。 Ｌs(d/dt)Ｉa＝ＤＶa−Ｖc‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（６） 但し、
字を付けた行列である。またＬs 、Ｃp は直列リアクト
ル２および並列コンデンサ３の行列表示である。Ｖx と
インバータ電圧の関係として次式が成立する。 Ｖx＝（Ｖau＋Ｖav＋Ｖaw）／３ ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（５） ２式と５式から次式が得られる。 Ｌs(d/dt)Ｉa＝ＤＶa−Ｖc‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（６） 但し、
【００２２】
【数２】
【００２３】ここで、同期回転座標系への変換行列Ｃを
【００２４】
【数３】
【００２５】とおき、１式および６式を変換行列Ｃによ
り、同期回転座標系に変換する。３相表示と区別するた
め、ｑ−ｄ−０または、ｑ−ｄ座標系の電圧、電流を ^
Ｖ、 ^Ｉのように表示する。３相表示とｑ−ｄ，２軸表
示の関係は次のとおりである。
り、同期回転座標系に変換する。３相表示と区別するた
め、ｑ−ｄ−０または、ｑ−ｄ座標系の電圧、電流を ^
Ｖ、 ^Ｉのように表示する。３相表示とｑ−ｄ，２軸表
示の関係は次のとおりである。
【００２６】
【数４】
【００２７】６式を９式を用いて２軸座標系に変換し、
両辺に変換行列Ｃを掛けると ＣＬs(d/dt)（Ｃ-1^Ｉa）＝ＣＤＣ-1^Ｖ−^Ｖc‥‥‥‥‥‥‥‥（１０） ここで次の関係が成立する。
両辺に変換行列Ｃを掛けると ＣＬs(d/dt)（Ｃ-1^Ｉa）＝ＣＤＣ-1^Ｖ−^Ｖc‥‥‥‥‥‥‥‥（１０） ここで次の関係が成立する。
【００２８】
【数５】
【００２９】１０式に１１式を代入すると次の関係が得
られる。
られる。
【００３０】
【数６】
【００３１】１２式で０軸成分は他の成分と関係がない
ので無視すれば
ので無視すれば
【００３２】
【数７】
【００３３】となる。これを状態方程式として表現する
と
と
【００３４】
【数８】
【００３５】次に、１式を９式を用いて、ｑ−ｄ座標系
に変換して、両辺に変換行列Ｃを掛けると、次式が得ら
れきる。 ＣＣp(d/dt)（Ｃ-1^Ｖc）＝^Ｉa−^Ｉl ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１５） ここで
に変換して、両辺に変換行列Ｃを掛けると、次式が得ら
れきる。 ＣＣp(d/dt)（Ｃ-1^Ｖc）＝^Ｉa−^Ｉl ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥（１５） ここで
【００３６】
【数９】
【００３７】１５式および１６式から
【００３８】
【数１０】
【００３９】ここで、０軸成分は他の成分と関係が無い
ので無視すれば、
ので無視すれば、
【００４０】
【数１１】
【００４１】これを状態方程式として表現すると
【００４２】
【数１２】
【００４３】次に、出力電圧指令を
【００４４】
【数１３】
【００４５】とし、そのｄ−ｑ，２軸変換を求めると、
次のようになる。
次のようになる。
【００４６】
【数１４】
【００４７】先に求めたインバータの２軸座標系での状
態方程式１４式および１９式を離散化するのに IEEE PE
SC Conference in Kyoto(April 1988)に記載された１段
法と呼ばれる方法を用いる。１４式と１９式をまとめて
次のマトリクス状態方程式を得る。
態方程式１４式および１９式を離散化するのに IEEE PE
SC Conference in Kyoto(April 1988)に記載された１段
法と呼ばれる方法を用いる。１４式と１９式をまとめて
次のマトリクス状態方程式を得る。
【００４８】
【数１５】
【００４９】この状態方程式を次のような離散化状態方
程式に変換する。
程式に変換する。
【００５０】
【数１６】
【００５１】２３式におけるマトリクスの各要素は次式
で与えられる。 ａ＝(ｃｏｓωaＴ＋ｃｏｓωbＴ)／２ ｂ＝(ｓｉｎωaＴ＋ｓｉｎωbＴ)／２ ｇ＝(ｓｉｎωaＴ−ｓｉｎωbＴ)／(２Ｚf) ｈ＝−(ｃｏｓωaＴ−ｃｏｓωbＴ)／(４Ｚf) ｅ＝Ｚf(ｓｉｎωaＴ−ｓｉｎωbＴ)／２ ｆ＝−Ｚf(ｓｉｎωaＴ−ｓｉｎωbＴ)／４ ｃ＝[(ｓｉｎωaＴ)／ωa＋(ｓｉｎωbＴ)／ωb]／(２
Ｌs) ｄ＝[(ｓｉｎωaＴ／２)2／ωa＋(ｓｉｎωbＴ／２)2／
ωb]／Ｌs ｋ＝α[(ｓｉｎωaＴ／２)2／ωa−(ｓｉｎωbＴ／２)2
／ωb] ｌ＝−α[(ｓｉｎωaＴ)／ωa−(ｓｉｎωbＴ)／ωb]／
４ ｍ＝ｋ，ｎ＝ｌ，ｐ＝−ｃＬs／Ｃp，ｑ＝−ｄＬs／Ｃp ここで、 α＝１／√(ＬsＣp)，ωa＝ω＋α，ωb＝ω−α，Ｚf
＝√(Ｌs／Ｃp) ２３式をＺ変換すれば、次式を得る。
で与えられる。 ａ＝(ｃｏｓωaＴ＋ｃｏｓωbＴ)／２ ｂ＝(ｓｉｎωaＴ＋ｓｉｎωbＴ)／２ ｇ＝(ｓｉｎωaＴ−ｓｉｎωbＴ)／(２Ｚf) ｈ＝−(ｃｏｓωaＴ−ｃｏｓωbＴ)／(４Ｚf) ｅ＝Ｚf(ｓｉｎωaＴ−ｓｉｎωbＴ)／２ ｆ＝−Ｚf(ｓｉｎωaＴ−ｓｉｎωbＴ)／４ ｃ＝[(ｓｉｎωaＴ)／ωa＋(ｓｉｎωbＴ)／ωb]／(２
Ｌs) ｄ＝[(ｓｉｎωaＴ／２)2／ωa＋(ｓｉｎωbＴ／２)2／
ωb]／Ｌs ｋ＝α[(ｓｉｎωaＴ／２)2／ωa−(ｓｉｎωbＴ／２)2
／ωb] ｌ＝−α[(ｓｉｎωaＴ)／ωa−(ｓｉｎωbＴ)／ωb]／
４ ｍ＝ｋ，ｎ＝ｌ，ｐ＝−ｃＬs／Ｃp，ｑ＝−ｄＬs／Ｃp ここで、 α＝１／√(ＬsＣp)，ωa＝ω＋α，ωb＝ω−α，Ｚf
＝√(Ｌs／Ｃp) ２３式をＺ変換すれば、次式を得る。
【００５２】
【数１７】
【００５３】このＺ変換したマトリクス状態方程式の初
めの２行はインバータのｄ−ｑ軸電流と他の主回路変数
との正確な離散化された関係を示す。このｍ、ｇ、ｎ、
ｈ項を省略すると主回路は図３の点線から右側に示すと
おりになる。係数ｂとｄとによりｄ−ｑ，２軸成分が相
互に干渉しあうのでこれを打消すためｂ／ｃとｄ／ｃの
補償成分を相互に制御信号に与える。これで干渉はなく
なるので、加算器１３によってｄ軸、ｑ軸ともに出力電
圧指令値と出力電圧検出値の偏差から電流指令値を生成
する。そして図１のとおり、電流指令値にもとづく比例
＋積分（Ｐ−Ｉ）の有限時間整定制御系を設ける。
めの２行はインバータのｄ−ｑ軸電流と他の主回路変数
との正確な離散化された関係を示す。このｍ、ｇ、ｎ、
ｈ項を省略すると主回路は図３の点線から右側に示すと
おりになる。係数ｂとｄとによりｄ−ｑ，２軸成分が相
互に干渉しあうのでこれを打消すためｂ／ｃとｄ／ｃの
補償成分を相互に制御信号に与える。これで干渉はなく
なるので、加算器１３によってｄ軸、ｑ軸ともに出力電
圧指令値と出力電圧検出値の偏差から電流指令値を生成
する。そして図１のとおり、電流指令値にもとづく比例
＋積分（Ｐ−Ｉ）の有限時間整定制御系を設ける。
【００５４】電流制御系を図３に示すように比例＋積分
（Ｐ−Ｉ）制御としたので、この電流制御系の外側に構
成する制御系の応答を電流制御の応答近くまで上げても
安定に動作し、過渡応答がよくなる。有限時間整定とす
るための条件として、系の一巡伝達関数の２根を共に０
にするゲインＧ1 、Ｇ3 （積分項）およびＧ2 、Ｇ4
（比例項）を求めると、 Ｇ1 ＝Ｇ3 ＝１／ｃ、Ｇ2 ＝Ｇ4 ＝−ａ／ｃ‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２５） となる。電流制御ユニット８をブロック図で示すと図４
のようになる。
（Ｐ−Ｉ）制御としたので、この電流制御系の外側に構
成する制御系の応答を電流制御の応答近くまで上げても
安定に動作し、過渡応答がよくなる。有限時間整定とす
るための条件として、系の一巡伝達関数の２根を共に０
にするゲインＧ1 、Ｇ3 （積分項）およびＧ2 、Ｇ4
（比例項）を求めると、 Ｇ1 ＝Ｇ3 ＝１／ｃ、Ｇ2 ＝Ｇ4 ＝−ａ／ｃ‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２５） となる。電流制御ユニット８をブロック図で示すと図４
のようになる。
【００５５】次に電圧制御系について述べる。２４式の
第３、第４行はフィルタコンデンサのｄ−ｑ，２軸電圧
と他の主回路変数との正確に離散化された関係を示す。
このｐ，ｋ，ｑ，ｌ項を省略すると主回路は図５の点線
の右側のブロック図で表すことができる。電流制御系の
場合と同様にｂ、ｆ項による干渉をｂ／ｅ、ｆ／ｅ項に
より打消して干渉をなくした後、比例制御の有限時間整
定系を設ける。図５の系を有限時間整定させる条件とし
て、次の関係が得られる。 Ｇ5 ＝Ｇ7 ＝１／ｅ、Ｇ6 ＝Ｇ8 ＝１−ａ／ｅ‥‥‥‥‥‥‥‥（２６）
第３、第４行はフィルタコンデンサのｄ−ｑ，２軸電圧
と他の主回路変数との正確に離散化された関係を示す。
このｐ，ｋ，ｑ，ｌ項を省略すると主回路は図５の点線
の右側のブロック図で表すことができる。電流制御系の
場合と同様にｂ、ｆ項による干渉をｂ／ｅ、ｆ／ｅ項に
より打消して干渉をなくした後、比例制御の有限時間整
定系を設ける。図５の系を有限時間整定させる条件とし
て、次の関係が得られる。 Ｇ5 ＝Ｇ7 ＝１／ｅ、Ｇ6 ＝Ｇ8 ＝１−ａ／ｅ‥‥‥‥‥‥‥‥（２６）
【００５６】図３の点線の右側の主回路ブロックからわ
かるように、ａが小さくなると、主回路の積分動作が正
常に働かず、出力電流指令と出力電流検出値との偏差は
増幅されることになる。上述したとおり、ａ＝（ｃｏｓ
ωaＴ＋ｃｏｓωbＴ）／２であるから、出力角周波数ω
が高く離散化時間Ｔが出力交流の周期２π／ωやフィル
タ時定数に比して無視し得ない状態となり、ａが小さく
なると、出力電流指令と出力電流検出値との偏差が増幅
される。解析によればａ＜０．８では主回路の積分動作
が正常に働かなくなる。これを補償するためには、図６
に示すように比例＋積分（Ｐ−Ｉ）の有限時間整定制御
系に電力変換装置の出力電流のｄ軸、ｑ軸それぞれにつ
いて電流検出値に基づく、比例の有限時間整定制御系を
加えて、比例＋積分＋比例（Ｐ−Ｉ−Ｐ）の有限時間整
定制御系とすればよい。
かるように、ａが小さくなると、主回路の積分動作が正
常に働かず、出力電流指令と出力電流検出値との偏差は
増幅されることになる。上述したとおり、ａ＝（ｃｏｓ
ωaＴ＋ｃｏｓωbＴ）／２であるから、出力角周波数ω
が高く離散化時間Ｔが出力交流の周期２π／ωやフィル
タ時定数に比して無視し得ない状態となり、ａが小さく
なると、出力電流指令と出力電流検出値との偏差が増幅
される。解析によればａ＜０．８では主回路の積分動作
が正常に働かなくなる。これを補償するためには、図６
に示すように比例＋積分（Ｐ−Ｉ）の有限時間整定制御
系に電力変換装置の出力電流のｄ軸、ｑ軸それぞれにつ
いて電流検出値に基づく、比例の有限時間整定制御系を
加えて、比例＋積分＋比例（Ｐ−Ｉ−Ｐ）の有限時間整
定制御系とすればよい。
【００５７】先に求めた、 Ｇ1 ＝Ｇ3 ＝１／ｃ（積分項） を前提として、電力変換装置の出力電流のｄ軸、ｑ軸そ
れぞれについて電流検出値に基づく比例制御を有限時間
整定とするための条件として、比例＋比例（Ｐ−Ｐ）系
の一巡伝達関数の２根を共に０にするゲインＧ11、Ｇ12
（追加の比例項）、Ｇ9 、Ｇ10（比例項）を求めると、 Ｇ11＝Ｇ12＝（１−ａ）／ｃ、Ｇ9 ＝Ｇ10＝１／ｃ‥‥‥‥‥‥（２７） となる。この項を設けることにより、出力角周波数ωが
高く離散化時間Ｔが出力交流の周期２π／ωに比して無
視し得ない状態となり、ａ＜０．８となっても、制御応
答が上がり出力電流指令と出力電流検出値との偏差を補
正できる。以上をまとめると、電流制御ユニット８は図
７のブロック図で示すような構成となる。
れぞれについて電流検出値に基づく比例制御を有限時間
整定とするための条件として、比例＋比例（Ｐ−Ｐ）系
の一巡伝達関数の２根を共に０にするゲインＧ11、Ｇ12
（追加の比例項）、Ｇ9 、Ｇ10（比例項）を求めると、 Ｇ11＝Ｇ12＝（１−ａ）／ｃ、Ｇ9 ＝Ｇ10＝１／ｃ‥‥‥‥‥‥（２７） となる。この項を設けることにより、出力角周波数ωが
高く離散化時間Ｔが出力交流の周期２π／ωに比して無
視し得ない状態となり、ａ＜０．８となっても、制御応
答が上がり出力電流指令と出力電流検出値との偏差を補
正できる。以上をまとめると、電流制御ユニット８は図
７のブロック図で示すような構成となる。
【００５８】なお、出力電流指令と出力電流検出値との
偏差が増幅されことを補償するための手段として上述の
方法とは異なる例を、図８に示す電流制御ユニット８の
ブロック図を用いて説明する。先に述べた比例＋積分
（Ｐ−Ｉ）の有限時間整定制御系に、電力変換装置出力
電流のｄ軸、ｑ軸それぞれの電流指令値に基づく、比例
の有限時間整定制御系を追加し、比例＋積分＋比例（Ｐ
−Ｉ−Ｐ）の有限時間整定制御系を設ける。ここで設け
た電力変換装置の出力電流のｄ軸、ｑ軸それぞれの電流
指令値に基づく比例制御を有限時間整定とするための条
件は、図３についての説明と同様に２７式で表すことが
できる。図３に示した場合と比較して、出力電流のｄ−
ｑ，２軸成分の電流指令値に基づいて比例項を追加した
ので、出力電流のリップル分が制御に影響を与えず、よ
り歪率の小さい電圧波形が得られる。この場合の電流制
御ユニット８は図９に示すブロック図のようになる。
偏差が増幅されことを補償するための手段として上述の
方法とは異なる例を、図８に示す電流制御ユニット８の
ブロック図を用いて説明する。先に述べた比例＋積分
（Ｐ−Ｉ）の有限時間整定制御系に、電力変換装置出力
電流のｄ軸、ｑ軸それぞれの電流指令値に基づく、比例
の有限時間整定制御系を追加し、比例＋積分＋比例（Ｐ
−Ｉ−Ｐ）の有限時間整定制御系を設ける。ここで設け
た電力変換装置の出力電流のｄ軸、ｑ軸それぞれの電流
指令値に基づく比例制御を有限時間整定とするための条
件は、図３についての説明と同様に２７式で表すことが
できる。図３に示した場合と比較して、出力電流のｄ−
ｑ，２軸成分の電流指令値に基づいて比例項を追加した
ので、出力電流のリップル分が制御に影響を与えず、よ
り歪率の小さい電圧波形が得られる。この場合の電流制
御ユニット８は図９に示すブロック図のようになる。
【００５９】実施形態２．以下、この発明の第２の実施
形態である電力変換装置を図を用いて説明する。図１０
は電圧制御系と電流制御系とを併せたブロック図、図１
１は電圧制御ユニットのブロック図である。第１の実施
形態に関する説明で述べたｄ軸、ｑ軸それぞれの出力電
圧指令値と出力電圧検出値の偏差から電流指令値を出力
する手段として、電流制御系の外側にサンプル値制御系
を用いた電圧制御系を有し、比例＋積分（Ｐ−Ｉ）制御
で構成している。さらに、非干渉項の１／ωＣp により
干渉をなくしている。電流制御系は有限時間整定制御を
用いることにより１サンプル応答となるので、電圧制御
系もＰ−Ｉのサンプル値制御系で１サンプル応答近くま
で上げられる。図１０の電圧制御系を１サンプル応答近
くまで上げる整定条件として、Ｇ13〜Ｇ16を求めると、 Ｇ13＝Ｇ15＝Ｇ14／５ （積分項）、Ｇ14＝Ｇ16＝Ｃp／
Ｔ（比例項） となる。
形態である電力変換装置を図を用いて説明する。図１０
は電圧制御系と電流制御系とを併せたブロック図、図１
１は電圧制御ユニットのブロック図である。第１の実施
形態に関する説明で述べたｄ軸、ｑ軸それぞれの出力電
圧指令値と出力電圧検出値の偏差から電流指令値を出力
する手段として、電流制御系の外側にサンプル値制御系
を用いた電圧制御系を有し、比例＋積分（Ｐ−Ｉ）制御
で構成している。さらに、非干渉項の１／ωＣp により
干渉をなくしている。電流制御系は有限時間整定制御を
用いることにより１サンプル応答となるので、電圧制御
系もＰ−Ｉのサンプル値制御系で１サンプル応答近くま
で上げられる。図１０の電圧制御系を１サンプル応答近
くまで上げる整定条件として、Ｇ13〜Ｇ16を求めると、 Ｇ13＝Ｇ15＝Ｇ14／５ （積分項）、Ｇ14＝Ｇ16＝Ｃp／
Ｔ（比例項） となる。
【００６０】電流制御系を第１の実施形態と同様に比例
＋積分制御で構成しているので、この電流制御系の外側
に設けるサンプル値制御の電圧制御系を比例＋積分制御
系として、この電圧制御の応答を電流制御の応答近くま
で上げても安定に動作させることができ、また電圧制御
を比例＋積分制御とすることにより出力電圧指令値と出
力電圧の偏差をほとんどなくすことができる。従来か
ら、電圧制御についても有限時間整定制御系で構成する
方法が提案されているが、電圧制御をＤＤＣの比例＋積
分（Ｐ−Ｉ）制御で構成することにより、制御ソフトウ
エアが電圧制御を有限時間整定制御系で構成するより簡
単になり、ＤＤＣコントローラの計算が短縮できる。
＋積分制御で構成しているので、この電流制御系の外側
に設けるサンプル値制御の電圧制御系を比例＋積分制御
系として、この電圧制御の応答を電流制御の応答近くま
で上げても安定に動作させることができ、また電圧制御
を比例＋積分制御とすることにより出力電圧指令値と出
力電圧の偏差をほとんどなくすことができる。従来か
ら、電圧制御についても有限時間整定制御系で構成する
方法が提案されているが、電圧制御をＤＤＣの比例＋積
分（Ｐ−Ｉ）制御で構成することにより、制御ソフトウ
エアが電圧制御を有限時間整定制御系で構成するより簡
単になり、ＤＤＣコントローラの計算が短縮できる。
【００６１】実施形態３．以下、この発明の第３の実施
形態を図１２に基づいて説明する。出力交流周波数が４
００Ｈｚあるいはそれ以上の場合、変換器の出力電流の
各相成分検出値を得る手段と、直流電圧検出値を得る手
段とを有し、変換器の出力電流の各相成分検出値と直流
電圧検出値とにもとづく変換器の上下短絡防止時間Ｔd
の補償制御を設ける。
形態を図１２に基づいて説明する。出力交流周波数が４
００Ｈｚあるいはそれ以上の場合、変換器の出力電流の
各相成分検出値を得る手段と、直流電圧検出値を得る手
段とを有し、変換器の出力電流の各相成分検出値と直流
電圧検出値とにもとづく変換器の上下短絡防止時間Ｔd
の補償制御を設ける。
【００６２】インバータ電流が０をよぎる瞬間に正負反
転する変換器の上下アーム短絡防止時間Ｔd の影響によ
り変動する出力電圧変動分絶対値の平均値Ｖtdは、 Ｖtd＝（Ｅ／２）（Ｔd／（１／ｆ0））Ｃc ‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２８） となる。ここで、 Ｃc ；交流出力１周期における１相分のスイッチング回
数 ｆsw；ＰＷＭキャリア周波数 ｆ0 ；出力周波数 （Ｃc＝２ｆsw／ｆ0となる） Ｅ ；直流電圧 である。
転する変換器の上下アーム短絡防止時間Ｔd の影響によ
り変動する出力電圧変動分絶対値の平均値Ｖtdは、 Ｖtd＝（Ｅ／２）（Ｔd／（１／ｆ0））Ｃc ‥‥‥‥‥‥‥‥‥（２８） となる。ここで、 Ｃc ；交流出力１周期における１相分のスイッチング回
数 ｆsw；ＰＷＭキャリア周波数 ｆ0 ；出力周波数 （Ｃc＝２ｆsw／ｆ0となる） Ｅ ；直流電圧 である。
【００６３】２８式の出力電圧変動分Ｖtdにより、負荷
電流は本来の波形と異なるものとなり、その電流に基づ
いて出力を制御すると、さらに電圧が乱れる系となる。
これを防ぐため、上下アーム短絡防止時間Ｔd による出
力電圧変動分Ｖtdを補償するように、各相において、Ｉ
a ＞０のときは−Ｖtdを、Ｉa ＜０のときは、Ｖtdを２
相／３相変換ユニットの出力値に加えて、この加算した
３相分の信号によりＰＷＭ駆動回路で三角波比較を行
う。これにより、変換器の上下アーム短絡防止時間Ｔd
が長い場合や、離散時間Ｔが長い場合においても、容易
にＴd の高速補償を実現でき、より安定な系を得ること
ができる。以上をまとめると、電力変換装置の上下アー
ム短絡防止時間Ｔd を補償した制御装置のブロック図は
図１２に示すとおりとなる。
電流は本来の波形と異なるものとなり、その電流に基づ
いて出力を制御すると、さらに電圧が乱れる系となる。
これを防ぐため、上下アーム短絡防止時間Ｔd による出
力電圧変動分Ｖtdを補償するように、各相において、Ｉ
a ＞０のときは−Ｖtdを、Ｉa ＜０のときは、Ｖtdを２
相／３相変換ユニットの出力値に加えて、この加算した
３相分の信号によりＰＷＭ駆動回路で三角波比較を行
う。これにより、変換器の上下アーム短絡防止時間Ｔd
が長い場合や、離散時間Ｔが長い場合においても、容易
にＴd の高速補償を実現でき、より安定な系を得ること
ができる。以上をまとめると、電力変換装置の上下アー
ム短絡防止時間Ｔd を補償した制御装置のブロック図は
図１２に示すとおりとなる。
【００６４】以上の説明は、図２に示すような構成でＵ
ＰＳ用の電力変換装置として使用する場合を中心に行っ
たが、図１３に示すような高力率コンバータの電力変換
装置としても適用することができる。図１３の高力率コ
ンバータは、図２に示すような３相の電圧形インバータ
を用いて交流を直流に変換することにより整流器の代わ
りに使用するものであり、交流入力側の電流が高力率で
高調波成分が少なくなるように制御することが望まれ
る。このような構成に上記各実施形態について説明した
有限時間整定制御を用いた電力変換装置を適用すること
により、入力の周波数が４００Ｈｚ以上と高く、離散時
間Ｔが長い場合においても、交流入力側の電流が高力率
で、定常偏差や高調波成分が少なくなるように瞬時に動
作させることができる。
ＰＳ用の電力変換装置として使用する場合を中心に行っ
たが、図１３に示すような高力率コンバータの電力変換
装置としても適用することができる。図１３の高力率コ
ンバータは、図２に示すような３相の電圧形インバータ
を用いて交流を直流に変換することにより整流器の代わ
りに使用するものであり、交流入力側の電流が高力率で
高調波成分が少なくなるように制御することが望まれ
る。このような構成に上記各実施形態について説明した
有限時間整定制御を用いた電力変換装置を適用すること
により、入力の周波数が４００Ｈｚ以上と高く、離散時
間Ｔが長い場合においても、交流入力側の電流が高力率
で、定常偏差や高調波成分が少なくなるように瞬時に動
作させることができる。
【００６５】さらに、図１４に示すアクテイブフィルタ
にも適用できる。アクテイブフィルタは３相の電圧型イ
ンバータを用いて、交流線路の障害電流を検出して、こ
れと逆位相の補償電流を発生させて、障害電流を除去さ
せるものであり、無効電力の調整ができ、交流線路電流
の高調波が少なくなるように制御することが望まれる。
このような要請を満たすために、上記各実施形態につい
て説明した有限時間整定制御を用いた電力変換装置を適
用することにより、離散時間Ｔが長い場合においても、
無効電力を瞬時に調整でき、交流線路電流の高調波が少
なくなるように動作させることができる。
にも適用できる。アクテイブフィルタは３相の電圧型イ
ンバータを用いて、交流線路の障害電流を検出して、こ
れと逆位相の補償電流を発生させて、障害電流を除去さ
せるものであり、無効電力の調整ができ、交流線路電流
の高調波が少なくなるように制御することが望まれる。
このような要請を満たすために、上記各実施形態につい
て説明した有限時間整定制御を用いた電力変換装置を適
用することにより、離散時間Ｔが長い場合においても、
無効電力を瞬時に調整でき、交流線路電流の高調波が少
なくなるように動作させることができる。
【００６６】
【発明の効果】この発明によれば、直流または交流の電
力を電力変換器を構成するスイッチング素子により交流
出力の一周期中に複数回開閉制御し３相交流電力に変換
しリアクトルとコンデンサとからなるフィルタを介して
所望の３相交流電力を負荷に供給する電力変換装置にお
いて、電力変換器の出力電流から同期回転座標上の２軸
成分からなる電力変換器電流信号を生成する変換器電流
検出手段と、負荷に供給する３相交流電圧と３相交流電
流とから同期回転座標上の２軸成分からなる負荷電圧信
号と負荷電流信号とをそれぞれ生成する負荷電圧検出手
段および負荷電流検出手段と、同期回転座標上の２軸成
分からなる出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令生
成手段と、出力電圧指令信号の各軸成分と前記負荷電圧
信号の各軸成分との偏差とから同期回転座標上の２軸成
分からなる第１の電流指令信号を生成する第１の電流指
令生成手段と、負荷電流信号の各軸成分と第１の電流指
令信号の各軸成分とから同期回転座標上の２軸成分から
なる第２の電流指令信号を生成する第２の電流指令生成
手段とを有し、電流制御系はサンプル値制御系であっ
て、電力変換器電流信号の各軸成分と第２の電流指令の
各軸成分とに基づいて、比例＋積分の有限時間制定制御
としたので、電流制御系の外側に設ける制御系の応答を
電流制御の応答近くまで上げても比較的安定に動作しや
すいという効果がある。
力を電力変換器を構成するスイッチング素子により交流
出力の一周期中に複数回開閉制御し３相交流電力に変換
しリアクトルとコンデンサとからなるフィルタを介して
所望の３相交流電力を負荷に供給する電力変換装置にお
いて、電力変換器の出力電流から同期回転座標上の２軸
成分からなる電力変換器電流信号を生成する変換器電流
検出手段と、負荷に供給する３相交流電圧と３相交流電
流とから同期回転座標上の２軸成分からなる負荷電圧信
号と負荷電流信号とをそれぞれ生成する負荷電圧検出手
段および負荷電流検出手段と、同期回転座標上の２軸成
分からなる出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令生
成手段と、出力電圧指令信号の各軸成分と前記負荷電圧
信号の各軸成分との偏差とから同期回転座標上の２軸成
分からなる第１の電流指令信号を生成する第１の電流指
令生成手段と、負荷電流信号の各軸成分と第１の電流指
令信号の各軸成分とから同期回転座標上の２軸成分から
なる第２の電流指令信号を生成する第２の電流指令生成
手段とを有し、電流制御系はサンプル値制御系であっ
て、電力変換器電流信号の各軸成分と第２の電流指令の
各軸成分とに基づいて、比例＋積分の有限時間制定制御
としたので、電流制御系の外側に設ける制御系の応答を
電流制御の応答近くまで上げても比較的安定に動作しや
すいという効果がある。
【００６７】また、電流制御系に、電力変換器電流信号
の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、
比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたので、電
力変換器の出力周波数が４００Ｈｚ以上と高い場合にお
いては制御応答が上がり、所定の正弦波電圧を発生させ
るために必要な電流が流され、その結果、常に正弦波の
出力電圧が得られるという効果がある。
の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、
比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたので、電
力変換器の出力周波数が４００Ｈｚ以上と高い場合にお
いては制御応答が上がり、所定の正弦波電圧を発生させ
るために必要な電流が流され、その結果、常に正弦波の
出力電圧が得られるという効果がある。
【００６８】さらにまた、電流制御系に、第２の電流指
令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加
え、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたの
で、出力電流のリップル分の影響が制御に大きく反映さ
れることがなく、より歪率の少ない正弦波の出力電圧が
得られるという効果がある。
令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加
え、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたの
で、出力電流のリップル分の影響が制御に大きく反映さ
れることがなく、より歪率の少ない正弦波の出力電圧が
得られるという効果がある。
【００６９】さらにまた、第１の電流指令生成手段は、
その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したＤＤＣ
の比例＋積分制御系で構成したので、過渡応答がよく、
安定でかつ定常偏差の少ない正弦波を得ることができる
という効果がある。
その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したＤＤＣ
の比例＋積分制御系で構成したので、過渡応答がよく、
安定でかつ定常偏差の少ない正弦波を得ることができる
という効果がある。
【００７０】さらにまた、電力変換器の出力電流の各相
成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、電力変換器の
出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基
づいて電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行う
ようにしたので、高速に上下短絡防止時間の補償が実現
でき、その結果、歪率の少ない正弦波の出力電圧が得ら
れるという効果がある。
成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、電力変換器の
出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基
づいて電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行う
ようにしたので、高速に上下短絡防止時間の補償が実現
でき、その結果、歪率の少ない正弦波の出力電圧が得ら
れるという効果がある。
【００７１】さらにまた、電力変換器は交流を直流に変
換するコンバータとして運転するようにしたので、高力
率で高調波の少ない交流入力電流となるように瞬時に動
作できるという効果がある。
換するコンバータとして運転するようにしたので、高力
率で高調波の少ない交流入力電流となるように瞬時に動
作できるという効果がある。
【図１】 この発明による電力変換装置の第１の実施例
を示す全体構成図である。
を示す全体構成図である。
【図２】 この発明による電力変換装置の第１の実施例
を示す主回路構成である。
を示す主回路構成である。
【図３】 図１における電流制御系のブロック図であ
る。
る。
【図４】 図１における電流制御ユニットのブロック図
である。
である。
【図５】 図１における電圧制御系のブロック図であ
る。
る。
【図６】 図１における電流制御系の変形例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】 図１における電流制御ユニットの変形例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図８】 図１における電流制御系の他の変形例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】 図１における電流制御ユニットの他の変形例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】 この発明による電力変換装置の第２の実施
例における電圧制御系と電流制御系とを併せたブロック
図である。
例における電圧制御系と電流制御系とを併せたブロック
図である。
【図１１】 この発明による電力変換装置の第２の実施
例における電圧制御ユニットのブロック図である。
例における電圧制御ユニットのブロック図である。
【図１２】 この発明による電力変換装置の第３の実施
例における上下短絡防止時間の補償制御を説明するため
のブロック図である。
例における上下短絡防止時間の補償制御を説明するため
のブロック図である。
【図１３】 この発明による電力変換装置の適用例であ
る高力率コンバータの説明図である。
る高力率コンバータの説明図である。
【図１４】 この発明による電力変換装置の適用例であ
るアクテイブフィルタの説明図である。
るアクテイブフィルタの説明図である。
【図１５】 従来の電力変換装置を示す全体構成図であ
る。
る。
１ インバータ、２ 直列リアクトル、３ 並列コンデ
ンサ、５ 負荷 ８ 電流制御ユニット、９ 電圧指令ユニット、１０
増幅器 １１ 電圧制御ユニット、１３ 加算器、１４ リミッ
タ、１５ 減算器 １０１、１０２、１０３ ３相／２相座標変換ユニット １０４ ２相／３相座標変換ユニット、８０８ ＰＷＭ
駆動回路
ンサ、５ 負荷 ８ 電流制御ユニット、９ 電圧指令ユニット、１０
増幅器 １１ 電圧制御ユニット、１３ 加算器、１４ リミッ
タ、１５ 減算器 １０１、１０２、１０３ ３相／２相座標変換ユニット １０４ ２相／３相座標変換ユニット、８０８ ＰＷＭ
駆動回路
Claims (6)
- 【請求項１】 直流または交流の電力を電力変換器を構
成するスイッチング素子により交流出力の一周期中に複
数回開閉制御し３相交流電力に変換しリアクトルとコン
デンサとからなるフィルタを介して所望の３相交流電力
を負荷に供給する電力変換装置において、 前記電力変換器の出力電流から同期回転座標上の２軸成
分からなる電力変換器電流信号を生成する変換器電流検
出手段と、 前記負荷に供給する３相交流電圧と３相交流電流とから
同期回転座標上の２軸成分からなる負荷電圧信号と負荷
電流信号とをそれぞれ生成する負荷電圧検出手段および
負荷電流検出手段と、 同期回転座標上の２軸成分からなる出力電圧指令信号を
生成する出力電圧指令生成手段と、 前記出力電圧指令信号の各軸成分と前記負荷電圧信号の
各軸成分との偏差とから同期回転座標上の２軸成分から
なる第１の電流指令信号を生成する第１の電流指令生成
手段と、 前記負荷電流信号の各軸成分と前記第１の電流指令信号
の各軸成分とから同期回転座標上の２軸成分からなる第
２の電流指令信号を生成する第２の電流指令生成手段と
を有し、 電流制御系はサンプル値制御系であって、前記電力変換
器電流信号の各軸成分と前記第２の電流指令の各軸成分
とに基づいて、比例＋積分の有限時間制定制御としたこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 前記電流制御系に、前記電力変換器電流
信号の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加
え、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたこと
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 【請求項３】 前記電流制御系に、前記第２の電流指令
の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加
え、比例＋積分＋比例の有限時間制定制御系としたこと
を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記第１の電流指令生成手段は、その応
答を前記電流制御系の応答近くに設定したＤＤＣの比例
＋積分制御系で構成したことを特徴とする請求項１ない
し３のいずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 前記電力変換器の出力電流の各相成分検
出手段と直流電圧検出手段と備え、前記電力変換器の出
力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基づ
いて前記電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行
うようにしたことを特徴とする請求項１ないし４のいず
れかに記載の電力変換装置。 - 【請求項６】 前記電力変換器は交流を直流に変換する
コンバータとして運転することを特徴とする請求項１な
いし５のいずれかに記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23933896A JP3315874B2 (ja) | 1996-09-10 | 1996-09-10 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23933896A JP3315874B2 (ja) | 1996-09-10 | 1996-09-10 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1084675A true JPH1084675A (ja) | 1998-03-31 |
| JP3315874B2 JP3315874B2 (ja) | 2002-08-19 |
Family
ID=17043255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23933896A Expired - Fee Related JP3315874B2 (ja) | 1996-09-10 | 1996-09-10 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3315874B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008529464A (ja) * | 2005-01-25 | 2008-07-31 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | Ｌｃｌフィルタを備えるコンバータ回路の動作の方法及び装置 |
| JP2013027126A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Hitachi Ltd | 交流電源装置とその制御装置 |
| JP2013055747A (ja) * | 2011-09-01 | 2013-03-21 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2014217140A (ja) * | 2013-04-24 | 2014-11-17 | 東洋電機製造株式会社 | インバータ制御装置 |
| CN109873582A (zh) * | 2019-01-29 | 2019-06-11 | 青岛大学 | 基于动态面的永磁同步电机有限时间位置跟踪控制方法 |
| WO2023226238A1 (zh) * | 2022-05-25 | 2023-11-30 | 中车株洲电机有限公司 | 一种电机基于解耦的矢量控制方法、系统及相关组件 |
-
1996
- 1996-09-10 JP JP23933896A patent/JP3315874B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008529464A (ja) * | 2005-01-25 | 2008-07-31 | アーベーベー・シュバイツ・アーゲー | Ｌｃｌフィルタを備えるコンバータ回路の動作の方法及び装置 |
| JP2013027126A (ja) * | 2011-07-20 | 2013-02-04 | Hitachi Ltd | 交流電源装置とその制御装置 |
| JP2013055747A (ja) * | 2011-09-01 | 2013-03-21 | Yaskawa Electric Corp | 電力変換装置 |
| US8670257B2 (en) | 2011-09-01 | 2014-03-11 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Power conversion apparatus |
| JP2014217140A (ja) * | 2013-04-24 | 2014-11-17 | 東洋電機製造株式会社 | インバータ制御装置 |
| CN109873582A (zh) * | 2019-01-29 | 2019-06-11 | 青岛大学 | 基于动态面的永磁同步电机有限时间位置跟踪控制方法 |
| CN109873582B (zh) * | 2019-01-29 | 2020-12-29 | 青岛大学 | 基于动态面的永磁同步电机有限时间位置跟踪控制方法 |
| WO2023226238A1 (zh) * | 2022-05-25 | 2023-11-30 | 中车株洲电机有限公司 | 一种电机基于解耦的矢量控制方法、系统及相关组件 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3315874B2 (ja) | 2002-08-19 |
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