JP2013055747A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】出力電流から直流成分を効果的に取り除くことができる電力変換装置を提供すること。
【解決手段】電力変換装置は、電力変換部と、電圧検出部と、電流検出部と、検出電圧調整部と、制御部とを備える。電力変換部は、電源装置の電力を交流電力へ変換して電力系統へ出力する。電圧検出部は、電力系統の電圧を検出する。電流検出部は、電力変換部と電力系統との間に流れる電流の直流成分を検出する。検出電圧調整部は、電流検出部によって検出された直流成分に応じたバイアスを加えて生成した信号を電圧検出信号として出力する。制御部は、電圧検出信号に応じた交流電圧を電力変換部から出力させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。
従来、電源装置の電力を交流電力へ変換して電力系統へ出力する電力変換部を備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置としては、例えば、太陽電池や燃料電池などの直流電力をインバータによって交流電力に変換して電力系統へ出力する系統連系用インバータがある。
かかる電力変換装置において、電力変換部の出力電流に含まれる直流成分を検出し、かかる検出結果を電流フィードバック系に反映させることによって、出力電流の直流成分を取り除こうとする技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特許第３０２３６４７号公報
しかしながら、上記従来の電力変換装置では、電流フィードバックのために出力電流を検出する電流検出器が用いられ、かかる電流検出器から出力される検出信号にはキャリア成分などのノイズが含まれる。そのため、出力電流の直流成分を取り除ける程に、電流フィードバック制御のゲインを十分に高く設定することは難しい。
したがって、出力電流に含まれる直流成分を検出して電流フィードバック系に反映させた場合であっても、出力電流に含まれる直流成分を十分に取り除くことは困難であった。
そこで、実施形態の一態様は、出力電流に含まれる直流成分を効果的に取り除くことができる電力変換装置を提供することを目的とする。
実施形態の一態様に係る電力変換装置は、電力変換部と、電圧検出部と、電流検出部と、検出電圧調整部と、制御部とを備える。前記電力変換部は、電源装置の電力を交流電力へ変換して電力系統へ出力する。前記電圧検出部は、前記電力系統の電圧を検出する。前記電流検出部は、前記電力変換部と前記電力系統との間に流れる電流の直流成分を検出する。前記検出電圧調整部は、前記電圧検出部の検出出力に前記直流成分に応じた直流補正（以下、バイアスと記載する）を加えて生成した信号を電圧検出信号として出力する。前記制御部は、前記電圧検出信号に応じた交流電圧を前記電力変換部から出力させる。
実施形態の一態様によれば、出力電流に含まれる直流成分を効果的に取り除くことができる電力変換装置を提供することができる。
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。 図２は、電力変換部と電力系統の簡易モデルを示す図である。 図３は、第１の実施形態に係る電力変換装置の具体的構成の一例を示す図である。 図４は、図３に示す電力変換部の構成の一例を示す図である。 図５は、図３に示す直流成分検出器の構成の一例を示す図である。 図６は、図３に示す検出電圧調整部の構成の一例を示す図である。 図７は、図３に示す検出電圧調整部の構成の他の一例を示す図である。 図８は、第１の実施形態に係る電力変換装置の具体的構成の他の一例を示す図である。 図９は、第２の実施形態に係る電力変換装置の具体的構成の一例を示す図である。 図１０は、Ｓ相電流の直流成分をゼロとする調整部を備える場合の簡易モデルを示す図である。 図１１は、図９に示す直流成分検出器の構成の一例を示す図である。
以下、添付図面を参照して、本願の開示する電力変換装置のいくつかの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る電力変換装置１は、電源装置２と電力系統３との間に配置されており、電源装置２の電力を交流電力へ変換して電力系統３へ出力する。電源装置２は、例えば、太陽光や風力などの自然エネルギーを電気エネルギーに変換する発電装置や燃料電池などである。
電力変換装置１は、電力変換部１０と、電圧検出部２０と、電流検出部３０と、検出電圧調整部４０と、制御部５０とを備える。電力変換部１０から出力する交流電圧（以下、出力電圧と記載する）を電力系統３の電圧に基づいて制御し、これにより、電力変換装置１から電力系統３への電力供給を可能としている。
電力変換部１０は、電源装置２の電力を交流電力へ変換して電力系統３へ出力する。電力変換部１０は、電源装置２の電力が直流電力である場合、例えば、直流電力を交流電力へ変換するインバータ回路が用いられる。
電圧検出部２０は、電力系統３の電圧を検出する。かかる検出結果は、電力変換部１０の出力電圧の位相および電圧の制御に用いられる。
電流検出部３０は、電流検出器３１と直流成分検出器３２を備える。電流検出器３１は、電力変換部１０から電力系統３へ供給する電流（以下、出力電流と記載する）を検出する。直流成分検出器３２は、電流検出器３１によって検出された相電流に含まれる直流成分を検出し、検出結果を検出電圧調整部４０へ出力する。
検出電圧調整部４０は、電圧検出部２０の検出出力と、直流成分検出器３２によって検出された直流成分に基づいたバイアスとを用いて生成した信号を電圧検出信号として制御部５０へ出力する。なお、出力電流に直流成分が含まれる要因として、例えば、電力変換部１０を構成する素子のばらつきなどがある。
制御部５０は、電流検出部３０によって検出された出力電流と目標電流値が一致するように電流フィードバック制御を行う。検出電圧調整部４０から出力される電圧検出信号は、この電流フィードバック制御の出力に加算され出力電圧指令が生成される。
このように、制御部５０が電力変換部１０を制御することにより、電力変換部１０の出力電圧は、電力系統３の電圧に出力電流の直流成分に応じたバイアス電圧が加えられる。こうして、出力電流に含まれる直流成分は、精度よく抑制されることが可能となる。
ここで、出力電流に含まれる直流成分を取り除く処理について図２を参照して説明する。図２は、電力変換部１０と電力系統３の簡易モデルを示す図であり、３相交流の電圧を線間電圧としたモデルとしている。さらに、電力変換部１０により供給される３つの線間電圧の和は零であることから、図２に示す簡易モデルは、２つの交流電源ＶＡ、ＶＢと、電力系統３を負荷としたモデルとしている。また、直流成分について説明するため、電力系統３のインピーダンスは抵抗分のみとし、各相の抵抗Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔは等しいとして抵抗値Ｒとしている。
この場合、単相交流電源ＶＡ，ＶＢの各直流成分Ｖ１ｄｃ，Ｖ２ｄｃは、下記式（１），（２）によって求めることができる。
Ｖ１ｄｃ＝Ｒ（２Ｉｒｄｃ＋Ｉｔｄｃ） ・・・（１）
Ｖ２ｄｃ＝Ｒ（Ｉｒｄｃ＋２Ｉｔｄｃ） ・・・（２）
ここで、Ｉｒｄｃは、単相交流電源ＶＡの正極からＲ相に流れる電流Ｉｒに生じる直流成分、Ｉｔｄｃは、単相交流電源ＶＢの正極からＴ相に流れる電流Ｉｔに生じる直流成分である。また、単相交流電源ＶＡの負極と単相交流電源ＶＢの負極の接続点からＳ相に流れる電流Ｉｓに生じる直流成分をＩｓｄｃ（＝−Ｉｒｄｃ−Iｔｄｃ）とする。
このように、単相交流電源ＶＡ，ＶＢにそれぞれ直流成分Ｖ１ｄｃ、Ｖ２ｄｃが生じると、それぞれ直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃが生じる。かかる直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃは、直流成分検出器３２によって検出される。検出電圧調整部４０は、電圧検出部２０によって検出された単相交流電源ＶＡ，ＶＢの電圧Ｖ１，Ｖ２に、直流成分検出器３２によって検出された直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃに応じたバイアス電圧として−Ｖ１ｄｃ，−Ｖ２ｄｃを加えて電圧検出信号を生成する。
制御部５０は、検出電圧調整部４０によって生成される電圧検出信号に基づいて、単相交流電源ＶＡ，ＶＢを制御し、電圧Ｖ１，Ｖ２にそれぞれ−Ｖ１ｄｃ，−Ｖ２ｄｃのバイアス電圧が加えられた電圧を単相交流電源ＶＡ，ＶＢから出力させる。これにより、電流Ｉｒ，Ｉｔから直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃが取り除かれる。
このように、電力変換装置１では、出力電流の直流成分を抑制することができるため、電力系統３へ出力する電力品質を向上させることができる。出力電流の直流成分が大きい場合、電力系統３において、例えば、柱上トランスの偏磁等による影響が発生することがあるが、電力変換装置１では、出力電流の直流成分が抑制されるため、電力系統３への影響を抑制することができる。
なお、上述の例では、電力変換部１０において３相交流電力を供給することとしたが、これに限定されるものではなく、例えば、単相交流電力を出力する電力変換装置にも適用することができる。
以下、第１の実施形態に係る電力変換装置１の具体的構成の一例について、図面を用いてさらに具体的に説明する。図３は、第１の実施形態に係る電力変換装置１の具体的構成を示す図である。
図３に示すように、電力変換装置１は、電力変換部１０と、電圧検出部２０と、電流検出部３０と、検出電圧調整部４０と、制御部５０とを備える。
電力変換部１０は、昇圧チョッパ回路１１と、インバータ回路１２とを備える。昇圧チョッパ回路１１は、電源装置２から出力される直流電圧Ｖｄｃを昇圧してインバータ回路１２へ出力する。なお、電源装置２から出力される直流電圧Ｖｄｃがインバータ回路１２によって電力系統３の電圧に変換可能な電圧である場合には、昇圧チョッパ回路１１を設けなくてもよい。
ここで、電力変換部１０の構成の一例について図４を参照して説明する。図４は、電力変換部１０の構成の一例を示す図である。図４に示すように、昇圧チョッパ回路１１は、コンデンサＣ１０と、コイルＬ１０と、半導体スイッチ素子Ｑ１０と、ダイオードＤ１０，Ｄ１１とを備える。かかる昇圧チョッパ回路１１では、半導体スイッチ素子Ｑ１０のオン／オフが制御部５０によって制御され、これにより、昇圧チョッパ回路１１によって昇圧された直流電圧Ｖｐｎがインバータ回路１２へ出力される。半導体スイッチ素子Ｑ１０として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのパワー半導体素子が用いられる。なお、昇圧チョッパ回路１１は、図４に示す構成に限定されるものではなく、種々の変更が可能である。
また、インバータ回路１２は、図４に示すように、コンデンサＣ２０〜Ｃ２３と、半導体スイッチ素子Ｑ２０〜Ｑ２３と、ダイオードＤ２０〜Ｄ２３と、コイルＬ２０，Ｌ２１とを備える。かかるインバータ回路１２では、半導体スイッチ素子Ｑ２０〜Ｑ２３のオン／オフが制御部５０によって制御され、これにより、インバータ回路１２によって直流電圧Ｖｐｎが電力系統３の電圧に変換される。半導体スイッチ素子Ｑ２０〜Ｑ２３として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどのパワー半導体素子が用いられる。なお、インバータ回路１２は、図４に示す２レベルインバータの構成に限定されるものではなく、マルチレベルインバータや、その他種々の変更が可能である。
また、ここでは、電源装置２の電力が直流電力であり、電力変換部１０にはインバータ回路が含まれるが、これに限定されるものではない。例えば、電源装置２の電力が交流電力である場合、電力変換部１０として、電源装置２の交流電力を直流電力へ変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路から出力された直流電力を電力系統３の電圧に合わせた交流電力へ変換するインバータ回路とを用いることができる。なお、コンバータ回路に代えて整流器を用いてもよい。
図３に戻って電力変換装置１の構成の説明を続ける。電圧検出部２０は、その入力側が電力系統３の各相に接続され、電力系統３の線間電圧の瞬時値をそれぞれ検出する。具体的には、電圧検出部２０は、Ｒ相とＳ相との線間電圧の瞬時値Ｖｒｓ（以下、ＲＳ線間電圧値Ｖｒｓと記載する）と、Ｔ相とＳ相との線間電圧の瞬時値Ｖｔｓ（以下、ＴＳ線間電圧値Ｖｔｓと記載する）をそれぞれ検出する。
電流検出部３０は、電流検出器３１と、直流成分検出器３２とを備える。電流検出器３１は、さらに、電流検出器３１ａ，３１ｂと、Ａ／Ｄ変換器３１ｃとを備える。電流検出器３１ａは、電力変換部１０と電力系統３のＲ相との間に流れるＲ相電流の瞬時値Ｉｒ（以下、Ｒ相電流値Ｉｒと記載する）を検出する。電流検出器３１ｂは、電力変換部１０と電力系統３のＴ相との間に流れるＴ相電流の瞬時値Ｉｔ（以下、Ｔ相電流値Ｉｔと記載する）を検出する。電流検出器３１ａ，３１ｂによって検出されたＲ相電流値ＩｒおよびＴ相電流値Ｉｔは、Ａ／Ｄ変換器３１ｃへ入力され、Ａ／Ｄ変換器３１ｃによってデジタル化される。
直流成分検出器３２は、Ｒ相電流の直流成分とＴ相電流の直流成分とを検出し、かかるＲ相電流の直流成分とＴ相電流の直流成分とに応じたＲ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃを生成する。
ここで、直流成分検出器３２の構成について具体的に説明する。図５は、直流成分検出器３２の構成の一例を示す図である。図５に示すように、直流成分検出器３２は、移動平均演算器６１ａ，６１ｂと、ローパスフィルタ６２ａ，６２ｂと、増幅器６３〜６６と、加算器６７，６８とを備える。
移動平均演算器６１ａは、Ｒ相電流値Ｉｒの値の移動平均を求める。具体的には、移動平均演算器６１ａは、Ｒ相電流値Ｉｒを電力系統３の電流周期の一周期分平均した値をＲ相電流値Ｉｒの移動平均信号Ｉｒａｖとして出力する。
また、移動平均演算器６１ｂは、Ｔ相電流値Ｉｔの値の移動平均を求める。具体的には、移動平均演算器６１ｂは、Ｔ相電流値Ｉｔを電力系統３の電流周期の一周期分平均した値をＴ相電流値Ｉｔの移動平均信号Ｉｔａｖとして出力する。
ローパスフィルタ６２ａは、移動平均演算器６１ａから出力される移動平均信号Ｉｒａｖの高周波成分を除去することによってＲ相電流値Ｉｒの直流成分Ｉｒｄｃを検出し、増幅器６３，６５へ出力する。増幅器６３，６５は、Ｒ相電流値Ｉｒの直流成分Ｉｒｄｃを増幅率Ｋ１，Ｋ３でそれぞれ増幅して加算器６７，６８へそれぞれ出力する。なお、ローパスフィルタ６２ａは、一次遅れのローパスフィルタであり、ここでは、Ｔ＝４００ｍｓとしている。また、ここでは、上記（１）から、増幅率Ｋ１は「２Ｒ」とし、増幅率Ｋ３は「Ｒ」としている。
また、ローパスフィルタ６２ｂは、移動平均演算器６１ｂから出力される移動平均信号Ｉｔａｖの高周波成分を除去することによってＴ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃを検出し、増幅器６４，６６へ出力する。増幅器６４，６６は、Ｔ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃを増幅率Ｋ２，Ｋ４でそれぞれ増幅して加算器６７，６８へそれぞれ出力する。なお、ローパスフィルタ６２ｂは、ローパスフィルタ６２ａと同様に、一次遅れのローパスフィルタであり、ここでは、Ｔ＝４００ｍｓとしている。また、ここでは、上記（２）から、増幅率Ｋ２は「Ｒ」とし、増幅率Ｋ４は「２Ｒ」としている。
加算器６７は、増幅器６３，６４の出力を加算することによって、Ｒ相バイアス電圧値Ｖｒｄｃを生成する。このように、加算器６７は、Ｒ相電流値Ｉｒの直流成分ＩｒｄｃとＴ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃを用いて、上記（１）式に基づいたＲ相バイアス電圧値Ｖｒｄｃを生成する。
また、加算器６８は、増幅器６５，６６の出力を加算することによって、Ｔ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃを生成する。このように、加算器６８は、Ｒ相電流値Ｉｒの直流成分ＩｒｄｃとＴ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃを用いて、上記（２）式に基づいたＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃを生成する。
このように、直流成分検出器３２は、移動平均演算器６１ａ，６１ｂと、ローパスフィルタ６２ａ，６２ｂと、増幅器６３〜６６と、加算器６７，６８とを備える。そして、直流成分検出器３２は、Ｒ相電流値ＩｒおよびＴ相電流値Ｉｔにそれぞれ含まれる直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃを検出し、これら直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃに基づいて、Ｒ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃを検出する。
なお、図５に示す構成は、直流成分検出器３２の一例であり、種々の変更が可能である。例えば、移動平均演算器６１ａ，６１ｂで行う移動平均の期間を長く、例えば電圧周期の複数周期分とし、ローパスフィルタ６２ａ，６２ｂを設けないようにしてもよい。
図３に戻って電力変換装置１の構成の説明を続ける。検出電圧調整部４０は、ＲＳ線間電圧値Ｖｒｓ、ＴＳ線間電圧値Ｖｔｓ、Ｒ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃに基づいて、ｑ軸電圧検出信号Ｖｑと位相θを求める。
ここで、検出電圧調整部４０の構成の一例について具体的に説明する。図６は、検出電圧調整部４０の構成の一例を示す図である。図６に示すように、検出電圧調整部４０は、減算器７１，７２と、ｄｑ座標変換器７３と、位相演算器７４とを備える。
減算器７１は、ＲＳ線間電圧値ＶｒｓからＲ相バイアス電圧値Ｖｒｄｃを減算してＲ相電圧検出信号Ｖｒｓａを求め、回転座標変換器であるｄｑ座標変換器７３へ出力する。また、減算器７２は、ＴＳ線間電圧値ＶｔｓからＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃを減算してＴ相電圧検出信号Ｖｔｓａを求め、回転座標変換器であるｄｑ座標変換器７３へ出力する。
ｄｑ座標変換器７３は、後述する位相演算器７４が求めた位相θに基づいて、減算器７１の出力と減算器７２の出力とをｄ−ｑ座標系のｄｑ成分へ変換する。これにより、ｄｑ座標変換器７３は、ｑ軸電圧検出信号Ｖｑとｄ軸電圧検出信号Ｖｄとを求める。後述のようにｄ軸電圧検出信号Ｖｄは零値となるように位相θが生成されるので、ｄｑ座標変換器７３は、ｑ軸電圧検出信号Ｖｑのみを電力系統３の電力振幅の検出値として出力する。
位相演算器７４は、ｄｑ座標変換器７３から出力されるｑ軸電圧検出信号Ｖｑおよびｄ軸電圧検出信号Ｖｄに基づいて位相θを求める。その際、位相θはｄ軸電圧検出信号Ｖｄが零値になるように決められ、かかる位相θはｄｑ座標変換器７３において、ｄ−ｑ座標系のｄｑ成分への変換に用いられる。位相演算器７４は、このような閉ループ制御を行って位相θ生成し、電力系統３の電圧位相の検出値として出力する。
図６に示す検出電圧調整部４０の構成は一例であり、例えば、検出電圧調整部４０は、図７に示す構成でもよい。図７に示す検出電圧調整部４０は、位相演算器７４に代えて、ＰＬＬ(Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ)回路７５を備える。
ＰＬＬ回路７５は、位相検出器１００と、フィルタ１０１と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０２と、分周器１０３と、カウンタ１０４と、ゼロクロス立ち上がり検出器１０５と、加算器１０６とを備える。
位相検出器１００は、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａと、一巡ループで分周器１０３から出力される分周信号とを比較し、その位相差を検出して出力する。フィルタ１０１は、ローパスフィルタであり、かかるフィルタ１０１によってＰＬＬ回路７５のループ時定数が設定される。
電圧制御発振器１０２は、フィルタ１０１から出力される電圧に応じた周波数のパルス信号を出力する。分周器１０３は、電圧制御発振器１０２の出力信号を１／Ｎ分周する。これにより、電圧制御発振器１０２は、入力信号のＮ倍の周波数を出力することになる。カウンタ１０４は、電圧制御発振器１０２の出力信号を入力し、出力信号のパルス数を計数する。
ゼロクロス立ち上がり検出器１０５は、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａが立ち上がり時にゼロクロスするタイミングを検出し、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａが立ち上がり時にゼロクロスした場合に、カウンタ１０４にリセット信号を出力する。これにより、カウンタ１０４は、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａが立ち上がり時にゼロクロスしたタイミングから計数される位相θｃを生成する。
加算器１０６は、カウンタ１０４から出力される位相θｃに、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａに応じたαを加算し、かかる加算結果を電力系統３の位相θとして出力する。なお、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａに応じたαとは、ｄｑ座標変換器７３が生成するｄ軸電圧検出信号Ｖｄが零値になる値である。
このように、検出電圧調整部４０において、位相演算器７４に代えて、ＰＬＬ回路７５を用いることができる。なお、図７に示す検出電圧調整部４０において、Ｔ相電圧検出信号Ｖｔｓａに代えて、Ｒ相電圧検出信号ＶｒｓａをＰＬＬ回路７５へ入力するようにしてもよい。この場合、カウンタ１０４から出力される位相θｃに対し、Ｒ相電圧検出信号Ｖｒｓａに応じたαを加算する。Ｒ相電圧検出信号Ｖｒｓａに応じたαとは、ｄｑ座標変換器７３が生成するｄ軸電圧検出信号Ｖｄが零値になる値である。
図３に戻って電力変換装置１の構成の説明を続ける。図３に示すように、制御部５０は、αβ座標変換器８１と、ｄｑ座標変換器８２とを備える。αβ座標変換器８１はＲ相電流値ＩｒおよびＴ相電流値Ｉｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉαとβ軸方向の電流値Ｉβとをベクトル成分とするαβ軸座標系の固定座標電流ベクトルＩαβを求める。
ｄｑ座標変換器８２は、検出電圧調整部４０から出力される位相θを用いて、固定座標電流ベクトルＩαβをｄ−ｑ座標系のｄｑ成分へ変換する。これにより、ｄｑ座標変換器８２は、ｑ軸方向の電流値であるｑ軸電流値Ｉｑとｄ軸方向の電流値であるｄ軸電流値Ｉｄとをベクトル成分とする回転座標系電流ベクトルＩｄｑ（Ｉｄ，Ｉｑ）を求める。なお、ｄ−ｑ座標系は、αβ座標系を位相θに応じて回転した座標系である。
制御部５０は、さらに、ｑ軸電流指令出力器８３と、ｄ軸電流指令出力器８４と、ｑ軸電流偏差演算器８５と、ｄ軸電流偏差演算器８６と、ｑ軸電流調整器８７と、ｄ軸電流調整器８８と、ｑ軸電圧指令補正器８９とを備える。また、制御部５０は、出力電圧指令生成器９０と、出力位相指令生成器９１と、加算器９２と、逆回転座標変換器９３と、ＰＷＭ制御器９４とを備える。
ｑ軸電流指令出力器８３は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*を生成してｑ軸電流偏差演算器８５へ出力する。ｑ軸電流指令Ｉｑ*は、有効電流の目標電流値である。ｑ軸電流偏差演算器８５は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差を演算してｑ軸電流調整器８７へ出力する。
ｑ軸電流調整器８７は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差を零とするようにｑ軸電圧指令Ｖｑ１*を調整し、ｑ軸電圧指令補正器８９へ出力する。ｑ軸電圧指令補正器８９は、ｑ軸電流調整器８７から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ１*に検出電圧調整部４０から出力されるｑ軸電圧検出信号Ｖｑを加算し、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*として出力電圧指令生成器９０および出力位相指令生成器９１へ出力する。
ｄ軸電流指令出力器８４は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*を生成してｄ軸電流偏差演算器８６へ出力する。ｄ軸電流指令Ｉｄ*は、無効電流の目標電流値である。ｄ軸電流偏差演算器８６は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差を演算してｄ軸電流調整器８８へ出力する。ｄ軸電流調整器８８は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差を零とするようにｄ軸電圧指令Ｖｄ*を調整し、出力電圧指令生成器９０および出力位相指令生成器９１へ出力する。
出力電圧指令生成器９０は、ｑ軸電圧指令補正器８９から出力されたｑ軸電圧指令Ｖｑ*と、ｄ軸電流調整器８８から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*とに基づき、出力電圧指令Ｖ１*を求める。具体的には、出力電圧指令生成器９０は、例えば、以下の式（３）から出力電圧指令Ｖ１*を求める。なお、下記式（３）は一例に過ぎず、適宜変更が可能である。
出力電圧指令Ｖ１*＝（Ｖｄ*2＋Ｖｑ*2）1/2 ・・・（３）
出力位相指令生成器９１は、ｑ軸電圧指令補正器８９から出力されたｑ軸電圧指令Ｖｑ*と、ｄ軸電流調整器８８から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ*とに基づき、出力位相指令θａ*を求める。具体的には、出力位相指令生成器９１は、例えば、以下の式（４）から出力位相指令θａ*を求める。
出力位相指令θａ*＝ｔａｎ-1（Ｖｑ*／Ｖｄ*） ・・・（４）
加算器９２は、出力位相指令生成器９１から出力される出力位相指令θａ*に検出電圧調整部４０から出力される位相θを加算して、位相θｐを演算する。
逆回転座標変換器９３は、出力電圧指令生成器９０から出力される出力電圧指令Ｖ１*と、加算器９２によって演算された位相θｐとに基づいて、３相交流電圧指令、すなわち、電力系統３の各相に対する出力電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を求める。具体的には、逆回転座標変換器９３は、例えば、以下の式（５）〜（７）から、Ｒ相出力電圧指令Ｖｒ*、Ｓ相出力電圧指令Ｖｓ*、およびＴ相出力電圧指令Ｖｔ*を求める。
Ｖｒ*＝Ｖ１*×ｓｉｎ（θｐ） ・・・（５）
Ｖｓ*＝Ｖ１*×ｓｉｎ（θｐ−（２π／３）） ・・・（６）
Ｖｔ*＝Ｖ１*×ｓｉｎ（θｐ＋（２π／３）） ・・・（７）
ＰＷＭ制御器９４は、電力変換部１０へ制御信号であるＰＷＭ指令信号を出力する制御信号出力器である。具体的には、ＰＷＭ制御器９４は、逆回転座標変換器９３から出力される出力電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*および直流電圧Ｖｐｎに基づいて、電力変換部１０の各半導体スイッチ素子Ｑ２０〜Ｑ２３を制御するゲート信号を生成して出力する。これにより、電力変換部１０から出力電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*に応じた３相交流電圧が出力される。
このように、電力変換装置１は、電流検出部３０が検出した直流成分に応じたバイアス電圧を電圧検出部２０の検出出力に加えて電圧検出信号を生成する検出電圧調整部４０と、電圧検出信号に応じた交流電圧を電力変換部１０から出力させる制御部５０とを備える。そのため、出力電流から直流成分を効果的に取り除くことができる。その結果、電力系統３へ出力する電力品質を向上させることができる。
また、上述の例では、電圧検出部２０は、電力系統３の線間電圧の瞬時値を検出するものとして説明したが、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の各相電圧の瞬時値を検出するものを用いる場合は、例えば、検出電圧調整部４０に、相電圧を線間電圧に変換する変換機能を持たせれば、本実施例をそのまま実施することができる。
また、上述の例では、Ｒ相電圧検出信号ＶｒｓａおよびＴ相電圧検出信号Ｖｔｓａを求めた後、これらを回転座標上に変換したが、これに限定されるものではない。例えば、ＲＳ線間電圧値ＶｒｓおよびＴＳ線間電圧値Ｖｔｓと、Ｒ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃとを別々に回転座標に変換した後に、回転座標上でこれらに基づいて、Ｒ相電圧検出信号ＶｒｓａおよびＴ相電圧検出信号Ｖｔｓａに対応するｑ軸電圧検出信号Ｖｑおよびｄ軸電圧検出信号Ｖｄを求めるようにしてもよい。
具体的には、図８に示すように、電力変換装置１において、ｄｑ座標変換器３３と、加算器３４，３５とを設ける。ｄｑ座標変換器３３は、直流成分検出器３２から出力されたＲ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃとを電力系統３の位相θを用いてｄｑ座標系の信号に変換して、ｑ軸電圧検出信号Ｖｑ０およびｄ軸電圧検出信号Ｖｄ０を生成する。
加算器３４は、ｄｑ座標変換器３３から出力されたｑ軸電圧検出信号Ｖｑ０と検出電圧調整部４０から出力されたｑ軸電圧検出信号Ｖｑとを加算して、ｑ軸電圧検出信号Ｖｑ１を生成する。かかるｑ軸電圧検出信号Ｖｑ１は、ｑ軸電圧指令補正器８９によってｑ軸電圧指令Ｖｑ１*に加算されて、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*として出力電圧指令生成器９０および出力位相指令生成器９１へ出力される。
加算器３５は、ｄｑ座標変換器３３から出力されたｄ軸電圧検出信号Ｖｄ０をｄ軸電流調整器８８から出力されたｑ軸電圧指令に加算してｄ軸電圧指令Ｖｄ*として出力電圧指令生成器９０および出力位相指令生成器９１へ出力する。
なお、図８に示す例では、ｄｑ座標変換器３３、加算器３４，３５および検出電圧調整部４０によって、電圧検出部２０の検出出力に電流検出部３０によって検出した直流成分に応じたバイアス電圧を加えて生成した信号を電圧検出信号として出力する検出電圧調整部が構成される。なお、この場合、検出電圧調整部４０の減算器７１，７２は不要となり、ｄｑ座標変換器７３へは、ＲＳ線間電圧値ＶｒｓおよびＴＳ線間電圧値Ｖｔｓが直接入力される。
このように、検出電圧調整部を２つに分けることもできる。すなわち、一方の検出電圧調整部を用いて電圧検出部２０の検出電圧からｑ軸電圧検出信号Ｖｑと電圧位相θを生成する。また、他方の検出電圧調整部とかかる電圧位相θを用いて直流成分検出器３２により検出された直流成分からｑ軸電圧検出信号Ｖｑ０およびｄ軸電圧検出信号Ｖｄ０を生成し、その後、これらの電圧検出信号を加算する。
また、上述の例では、回転座標系の電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*を３相交流電圧指令、すなわち、電力系統３の各相に対する出力電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*に変換する際、出力電圧指令生成器９０、出力位相指令生成器９１、加算器９２、逆回転座標変換器９３を用いて変換したが、例えば、αβ座標変換器８１およびｄｑ座標変換器８２の逆変換器を用いて変換することもできる。
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係る電力変換装置について図９〜図１１を参照して具体的に説明する。なお、図９，図１１において、図３，図５に示した構成要素と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図９に示すように、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａは、電力変換部１０と、電圧検出部２０と、電流検出部３０Ａと、検出電圧調整部４０と、制御部５０Ａとを備える。かかる電力変換装置１Ａは、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃが零値になるように調整するループを備える。
ここで、第２の実施形態における出力電流に含まれる直流成分を取り除く処理について図１０を参照して説明する。図１０は、図２と同様に電力変換部１０と電力系統３の簡易モデルを示す図であり、電力変換部１０を理想的に構成された単相交流電源ＶＡ，ＶＢとし、電力系統３を負荷としている。
後述するＳ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃが零値になるようにループが動作すると、その結果としてΔＶ分の電圧が調整され、単相交流電源ＶＡの電圧はＶ１からＶ１＋ΔＶ、単相交流電源ＶＢの電圧はＶ２からＶ２＋ΔＶとなる。
この調整ループにより、Ｒ相電流値ＩｒおよびＴ相電流値Ｉｔに含まれる直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃを用いてＲ相バイアス電圧値ＶｒｄｃとＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃとのいずれか一方を補正されれば、結果的にＲ相バイアス電圧値ＶｒｄｃとＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃの両方が調整されるようになる。
電流検出部３０Ａは、電流検出器３１と、直流成分検出器３２Ａとを備える。直流成分検出器３２Ａは、電流検出器３１によって検出されたＲ相電流値ＩｒおよびＴ相電流値Ｉｔに含まれる直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃを検出し、かかる直流成分Ｉｒｄｃ，Ｉｔｄｃに応じたＲ相バイアス電圧値Ｖｒｄｃ、Ｔ相バイアス電圧値ＶｔｄｃおよびＳ相バイアス電圧値Ｖｓｄｃを生成する。図１１は、直流成分検出器３２Ａの具体的構成の一例を示す図である。
図１１に示すように、直流成分検出器３２Ａは、図５に示す直流成分検出器３２の構成に加え、加算器９６と、減算器９７と、ＰＩ制御器９８とを備える。加算器９６は、ローパスフィルタ６２ａ，６２ｂから出力されるＲ相電流値Ｉｒの直流成分ＩｒｄｃとＴ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃとを加算し、減算器９７へ出力する。
Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の瞬時電流値の和は零として、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃは、Ｒ相電流値Ｉｒの直流成分ＩｒｄｃとＴ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃの加算値の正負を反転させたものである。したがって、加算器９６からは、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃの正負が反転したものが出力される。
ここで、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃが零値になれば、Ｒ相電流値Ｉｒの直流成分ＩｒｄｃとＴ相電流値Ｉｔの直流成分Ｉｔｄｃとはその絶対値が同じ値になる。そのため、Ｒ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃのうちいずれか一方のみに基づいて、電力変換部１０の出力電圧を調整することで、結果的に、上記式（１），（２）に示すＶ１ｄｃ，Ｖ２ｄｃの両方が調整されることになる。
そこで、直流成分検出器３２Ａでは、減算器９７によって、零値から加算器９６の出力を減算し、ＰＩ制御器９８によって減算器９７の出力をＰＩ（比例積分）制御して、Ｓ相バイアス電圧値Ｖｓｄｃを生成し、制御部５０Ａへ出力する。
そして、制御部５０Ａは、図９に示すように、加算器９５によって、ＰＩ制御器９８から出力されるＳ相バイアス電圧値Ｖｓｄｃが逆回転座標変換器９３から出力されるＳ相出力電圧指令Ｖｓ*に加算される。これにより、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃが零値になるように制御される。
なお、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａでは、上述のように、直流成分検出器３２Ａでは、Ｒ相バイアス電圧値ＶｒｄｃおよびＴ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃのうちいずれか一方のみに基づいて、電力変換部１０の出力電圧を調整すればよいので、増幅器６３，６４の増幅率Ｋ１、Ｋ２、または、増幅器６５，６６の増幅率Ｋ３、Ｋ４は、零値にすることができる。
また、Ｒ相バイアス電圧値Ｖｒｄｃに基づいて、電力変換部１０の出力電圧を調整する場合、増幅器６５，６６、加算器６８および減算器７２（図６参照）は不要である。また、Ｔ相バイアス電圧値Ｖｔｄｃに基づいて、電力変換部１０の出力電圧を調整する場合、増幅器６３，６４、加算器６７および減算器７１（図６参照）は不要である。
また、Ｓ相バイアス電圧値ＶｓｄｃをＳ相出力電圧指令Ｖｓ*に加算するのではなく、Ｓ相バイアス電圧値Ｖｓｄｃを位相θを用いてｄ軸電圧とｑ軸電圧に座標変換し、ｄ軸電流調整器８８の出力およびｑ軸電流調整器８７の出力にそれぞれ加算するようにしてもよい。
また、図１１に示す直流成分検出器３２Ａでは、Ｒ相電流値Ｉｒの直流成分ＩｒｄｃとＴ相電流値Ｉｔの直流成分ＩｔｄｃとからＳ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃを検出するようにしたが、Ｓ相に電流検出器を設け、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃを直接検出するようにしてもよい。
また、第２の実施形態に係る電力変換装置１Ａでは、Ｓ相電流値Ｉｓの直流成分Ｉｓｄｃが零値になるように調整するループを備えるとして説明したが、この調整ループで直流成分を零値にするのはＳ相ではなく、Ｒ相またはＴ相に対して実施することも可能である。
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
例えば、インバータ回路１２は、２つのアームを有する主回路構成であるとして説明したが、３アームを有する主回路構成であってもよい。この場合、出力電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を上述の例のようにして生成し、ＰＷＭ制御器９４がインバータ回路１２の備える各半導体スイッチ素子に対応したＰＷＭ指令信号を出力するようにすれば、全く同様に実施できることは言うまでもない。
また、電源装置２の電力が交流電力である場合、電力変換部１０として、電源装置２の交流電力を電力系統３の電圧に合わせた交流電力へ変換するマトリクスコンバータを用いてもよい。
また、上述の例では、回転座標に変換して、電流制御や電圧制御を行うようにしたが、これに限定されるものではない。例えば、回転座標に変換することなく、電流制御や電圧制御を行うようにすることもできる。
１ 電力変換装置
２ 電源装置
３ 電力系統
１０ 電力変換部
２０ 電圧検出部
３０ 電流検出部
３１ａ，３１ｂ 電流検出器
３２，３２Ａ 直流成分検出器
４０ 検出電圧調整部
５０ 制御部
６１ａ，６１ｂ 移動平均演算器
７３ ｄｑ座標変換器
７４ 位相演算器
８３ ｑ軸電流指令出力器
８７ ｑ軸電流調整器
９０ 出力電圧指令生成器
９３ 逆回転座標変換器
９４ ＰＷＭ制御器

Claims (10)

  1. 電源装置の電力を交流電力へ変換して電力系統へ出力する電力変換部と、
    前記電力系統の電圧を検出する電圧検出部と、
    前記電力変換部と前記電力系統との間に流れる電流の直流成分を検出する電流検出部と、
    前記電圧検出部の検出出力に前記直流成分に応じたバイアスを加えて生成した信号を電圧検出信号として出力する検出電圧調整部と、
    前記電圧検出信号に応じた交流電圧を前記電力変換部から出力させる制御部と、
    を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記電圧検出部は、前記電力系統の電圧を線間電圧あるいは相電圧として検出し、
    前記電力変換部は、前記電源装置の電力を３相交流電力へ変換して電力系統へ出力し、
    前記電流検出部は、前記電力変換部と前記電力系統との間に流れる複数の相電流の直流成分を検出し、
    前記検出電圧調整部は、前記複数の相電流の直流成分に応じたバイアスに対応する前記電圧検出信号を生成し、
    前記制御部は、前記電圧検出信号に応じた３相交流電圧を前記電力変換部から出力させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記検出電圧調整部は、
    前記電圧検出信号を、直交２軸の回転座標上の信号へ変換する回転座標変換器を備え、
    前記制御部は、
    前記回転座標変換器によって変換された前記電圧検出信号に基づいて、前記回転座標上の出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成器と、
    前記回転座標上の出力電圧指令から３相交流電圧指令へ変換する逆回転座標変換器と、
    前記３相交流電圧指令に応じた制御信号を前記電力変換部へ出力して、前記電力変換部から３相交流電圧を出力させる制御信号出力器と、
    を備えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記検出電圧調整部は、
    前記回転座標変換器によって変換される直交２軸の前記電圧検出信号に基づいて前記電力系統の位相を検出する位相演算器を備え、
    前記回転座標変換器は、前記位相演算器によって検出された前記電力系統の位相に同期して回転する回転座標上の信号へ前記電圧検出信号を変換することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記位相演算器は、
    前記回転座標変換器によって変換される直交２軸の前記電圧検出信号のうち１軸の電圧検出信号を零値とする前記電力系統の位相を検出することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記検出電圧調整部は、
    前記電圧検出部の検出出力を、直交２軸の回転座標上の信号へ変換する第１の回転座標変換器と、
    前記電流検出部によって検出された前記直流成分に応じたバイアスを前記回転座標上の信号へ変換する第２の回転座標変換器と、
    前記第１の回転座標変換器によって変換された前記回転座標上の信号に前記第２の回転座標変換器によって変換された前記回転座標上の信号を加算して前記電圧検出信号として出力する加算器と、を備え、
    前記制御部は、
    前記加算器によって生成された前記電圧検出信号に基づいて、前記回転座標上の出力電圧指令を生成する出力電圧指令生成器と、
    前記回転座標上の出力電圧指令から３相交流電圧指令へ変換する逆回転座標変換器と、
    前記３相交流電圧指令に応じた制御信号を前記電力変換部へ出力して、前記電力変換部から３相交流電圧を出力させる制御信号出力器と、
    を備えることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  7. 前記検出電圧調整部は、
    前記第１の回転座標変換器によって変換される前記回転座標上の信号に基づいて前記電力系統の位相を検出する位相演算器を備え、
    前記第１の回転座標変換器は、
    前記位相演算器によって検出された前記電力系統の位相に同期して回転する回転座標上の信号へ前記電圧検出部の検出出力を変換し、
    前記第２の回転座標変換器は、
    前記位相演算器によって検出された前記電力系統の位相に同期して回転する回転座標上の信号へ前記直流成分に応じたバイアスを変換することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記位相演算器は、
    前記第１の回転座標変換器によって変換される直交２軸の信号のうち１軸の信号を零値とする前記電力系統の位相を検出することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御部は、
    前記電流検出部によって検出された前記複数の相電流の直流成分のうち１つの相電流の直流成分が零値になるように、前記電力変換部から前記３相交流電圧を出力させることを特徴とする請求項５または８に記載の電力変換装置。
  10. 前記電流検出部は、前記電力変換部と前記電力系統との間に流れる電流の電流値を検出し、
    前記制御部は、
    前記電流検出部によって検出された電流値を、前記回転座標上の電流値へ変換する変換器と、
    電流指令を出力する電流指令出力器と、
    前記変換器によって変換された電流値と前記電流指令出力器から出力された電流指令との偏差に応じた電圧指令を生成する電流調整器と、を備え、
    前記出力電圧指令生成器は、
    前記回転座標上の前記電圧検出信号と前記電流調整器によって生成された電圧指令とに基づいて、前記回転座標上の出力電圧指令を生成することを特徴とする請求項３〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
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