JP2009225525A - コンバータの制御方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電圧やコンバータに流れる電流の極性を検出する必要がない、３レベルコンバータの制御方法を提供する。
【解決手段】電源とコンバータとの間に介在するリアクトル群のいずれを中間電位を出力する中間点に接続するか、をスイッチングにて制御する。当該スイッチングにおいて、コンバータの入力電位の指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が中間電位の指令値０に近いほど、それぞれに相当するリアクトルが中間点に接続されるデューティが大きなパルス幅変調が行われる。よって中間点の電位を中間電位の指令値へと設定することができる。しかも指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*と比較される所定の範囲は中間電位の指令値０を中心とする交流波形ＶＫに対して所定の電位幅を有しているので、かかるパルス幅変調においては電源電圧やコンバータに流れる電流の極性を検出する必要がない。
【選択図】図３

Description

この発明はコンバータを制御する技術に関し、特に３レベルコンバータの制御技術に関する。

三相整流回路から３レベルの直流電位を得るいわゆる３レベルコンバータが提案されている。３レベルコンバータは例えば下記特許文献１乃至３、非特許文献１，２に例示されている。

図１６は特許文献１のFig.４において紹介されている３レベルコンバータの回路図である。三相電圧が三幅対のリアクトルたるインダクタ８，９，１０のそれぞれの一端に接続される。インダクタ８，９，１０のそれぞれの他端は給電線１１，１２，１３を介して端子１４，１５，１６に接続される。端子１４，１５，１６は、ダイオード１８，１９，２０，２４，２５，２６で構成される電源三相ダイオードブリッジ１７の入力端として機能し、電源三相ダイオードブリッジ１７の出力側は給電線２１，２７を経由してコンデンサ６，７に接続される。

端子１４，１５，１６はそれぞれ双方向スイッチ３０，３１，３２を介して中性点３３に接続される。双方向スイッチ３０でスイッチング素子６１はコレクタ７７及びエミッタ７８を有しており、双方向スイッチ３１でスイッチング素子６１はコレクタ７９及びエミッタ８０を有しており、双方向スイッチ３２でスイッチング素子６１はコレクタ８１及びエミッタ８２を有している。

これらのスイッチング素子６１のいずれかが導通することにより、給電線３４を介して、コンデンサ６，７の直列接続の中間点３５に端子１４，１５，１６のいずれかの電位が引加される。三相ダイオードブリッジ１７の機能により出力端２３，２９に直流電圧が発生する。

図１７は非特許文献２のFig.１において紹介されている３レベルコンバータの回路図である。同様の回路は特許文献３の図４にも紹介されている。当該回路において三相電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ側から三相電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが流れる。

電流ＩａはダイオードＤ１２及びスイッチＳ１１若しくはダイオードＤ１３及びスイッチＳ１２を介して、中性点ｎへと流れる電流Ｉｎとなる。又はダイオードＤ１１，Ｄ１２を介して、若しくはダイオードＤ１３，Ｄ１４を介してコンデンサへ流れる。電流ＩｂはダイオードＤ２２及びスイッチＳ２１あるいはダイオードＤ２３及びスイッチＳ２２を介して電流Ｉｎとなる。又はダイオードＤ２１，Ｄ２２を介して、若しくはダイオードＤ２３，Ｄ２４を介してコンデンサへ流れる。電流ＩｃはダイオードＤ３２及びスイッチＳ３１あるいはダイオードＤ３３及びスイッチＳ３２を介して電流Ｉｎとなる。又はダイオードＤ３１，Ｄ３２を介して、若しくはダイオードＤ３３，Ｄ３４を介してコンデンサへ流れる。

このようにしてスイッチＳ１１，Ｓ２２，Ｓ３１と、スイッチＳ１２，Ｓ２２，Ｓ３２とは、相電位が正となる期間及び負となる期間の耐圧を別個に担いつつ、二つのコンデンサをいずれも電圧Ｖｄ／２へと充電する。

よってスイッチＳ１２〜Ｓ３２の耐圧は図１６に示された回路のスイッチング素子６１と比較してほぼ半分で足りる。しかし図１７に示された回路は、図１６に示された回路と比較してスイッチング素子の個数が倍増している。

図１８は特許文献２のFig.１において紹介されている３レベルコンバータの回路図である。出力端２３，２９には給電線３７，３８を介して給電線４８が接続され、中間点３５に接続された給電線４７と共に制御ユニット４０に与えられることにより、出力電圧の測定値が制御ユニットに与えられる。三相電源５（相電源２，３，４）の相電圧は給電線４５〜４６（三相給電線４２として結合している）から制御ユニット４０へと与えられる。制御ユニット４０には別途に外部制御信号４１も与えられる。

同様の回路は非特許文献１のFig.１(a)、特許文献２の図２にも紹介されている。この回路では図１６に示された回路と比較してスイッチング素子に要求される耐圧はほぼ半分で足り、かつその個数が増加することもない。

なお、本願に関連する他の文献として特許文献４，５及び非特許文献３，４，５を挙げておく。

欧州特許出願公開第０６６０４９８号明細書 特開平９−１８２４４１号公報 特開２００２-１４２４５８号公報 特許第２７５４５１９号公報 特開２００６−１１５６０９号公報 J.W.Kolar,U.Drofenik,F.C.Zach, "DC link voltage balancing of a three-phase / switch / level PWM(VIENNA) rectifier by modified hysteresys input current control", Proc. of Power Conversion Conference 1995, 1995, pp.443-465 1995 Zhao, Y., Y. Li, T.A. Lipo, "Force Commutated Three-Level Boost Type Rectifier", IEEE-IAS Conference Record, Oct.1993, vol.II, 1993, pp.771-777 市川文俊、他５名、「電力品質維持用総合補償装置の制御方法」、電気学会半導体電力研究会資料SPC-96-127 酒井慶次郎、他３名、「電圧形コンバータの平滑コンデンサ容量低減及び瞬停再始動制御法」電気学会論文誌Ｄ、１１２巻１号、平成４年 電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編、「パワーエレクトロニクス回路」オーム社、Ｐ１７６〜１７７、平成１２年１１月

図１６や図１８に示された構成に対してスイッチングを制御するためには、非特許文献１で紹介されているように、ヒステリシスコンパレータによる簡易な制御も提案されている。しかしながらかかる制御は三相毎に個別に電流を制御する必要がある。しかも流れる電流の正負を検出する必要もあった。

図１７に示された構成に対してスイッチングを制御するためには、特許文献３で紹介されているように、キャリアとの比較を行う制御方式も提案されている。しかしながら電流を制御する回路を電源電圧の極性に依存して切り替える必要があり、三相電源に対応する場合には電流制御ループが６組必要となる。また電流制御ループには直流電圧の中間電位を平衡させる制御回路も必要となる。

そこで、本願にかかる発明では、電源電圧やコンバータに流れる電流の極性を検出する必要がない、３レベルコンバータの制御技術を提供する。

この発明にかかるコンバータの制御方法は、低電位（ＶＬ）、前記低電位よりも高い高電位（ＶＨ）、及び前記低電位と前記高電位との間の中間電位（ＶＱ）を出力する整流回路（２０３）と、前記低電位及び前記中間電位が供給される第１コンデンサ（２０５；７）と、接続点（３５；ｎ）において前記第１コンデンサと接続され、前記高電位及び前記中間電位が供給される第２コンデンサ（２０４；６）とを備えるコンバータを制御する方法である。当該コンバータにおいて前記整流回路は三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がそれぞれの一端に印加される三幅対のリアクトル（２０２；８，９，１０）のそれぞれの他端における第１乃至第３の電位（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を整流して前記低電位及び前記高電位を出力する三相ダイオードブリッジ（１８，１９，２０，２４，２５，２６；Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ１４，Ｄ２４，Ｄ３４）と、前記接続点に、前記リアクトルの三つの前記他端を選択的に接続するスイッチ群（３０，３１，３２；Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ１２，Ｓ２２，Ｓ３２）とを有する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様は、前記第１乃至第３の電位のそれぞれについての指令値である第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）がそれぞれ所定の範囲内にあるときに、前記スイッチ群はそれぞれの指令値に対応する前記他端を前記接続点に接続し、前記所定の範囲には前記中間電位の指令値（０）を中心とする交流波形（ＶＫ）に対して所定の電位幅を有する範囲を採用する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様は、その第１の態様であって、前記交流波形の振幅及び前記所定の電位幅のいずれもが、前記高電位（ＶＨ）から前記低電位（ＶＬ）を引いた電圧たる出力電圧（Ｖｄｃ）の指令値（Ｖｄｃ^*）の半分である。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様は、その第２の態様であって、前記リアクトルに流れる三相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を三相／二相変換して、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と位相が直交する第１成分（Ｉｄ）と、前記三相電圧と同相の第２成分（Ｉｑ）とを求め、前記第１成分に基づいて第４指令値（Ｖｉｄ^*）を求め、前記出力電圧（Ｖｄｃ）と前記出力電圧の前記指令値（Ｖｄｃ^*）との差に基づいて前記第２成分の指令値たる第２成分指令値（Ｉｑ^*）を求め、前記第２成分と前記第２成分の前記指令値との差に基づいて第５指令値（Ｖｉｑ^*）を求め、前記第４指令値及び前記第５指令値を二相／三相変換して前記第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）を求める。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様は、その第３の態様であって、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上の周波数帯域において、前記第１成分（Ｉｄ）、前記第２成分（Ｉｑ）、前記第２成分指令値（Ｉｑ^*）から前記第４指令値及び前記第５指令値が求められる。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第５の態様は、その第４の態様であって、前記交流波形（ＶＫ）の周波数は、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上である。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第６の態様は、その第５の態様であって、前記第４指令値（Ｖｉｄ^*）を求めるときに前記１成分（Ｉｄ）は前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍の周波数の第１高調波(cos３ωｔ）によって補正され、前記第５指令値（Ｖｉｑ^*）を求めるときに前記２成分（Ｉｑ）は前記第１高調波と位相が直交する第２高調波(sin３ωｔ）によって補正される。

この発明にかかるコンバータの制御装置は、低電位（ＶＬ）、前記低電位よりも高い高電位（ＶＨ）、及び前記低電位と前記高電位との間の中間電位（ＶＱ）を出力する整流回路（２０３）と、前記低電位及び前記中間電位が供給される第１コンデンサ（２０５；７）と、接続点（３５；ｎ）において前記第１コンデンサと接続され、前記高電位及び前記中間電位が供給される第２コンデンサ（２０４；６）とを備えるコンバータを制御する装置である。当該コンバータにおいて前記整流回路は三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がそれぞれの一端に印加される三幅対のリアクトル（２０２；８，９，１０）のそれぞれの他端における第１乃至第３の電位（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を整流して前記低電位及び前記高電位を出力する三相ダイオードブリッジ（１８，１９，２０，２４，２５，２６；Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ１４，Ｄ２４，Ｄ３４）と、前記接続点に、前記リアクトルの三つの前記他端を選択的に接続するスイッチ群（３０，３１，３２；Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ１２，Ｓ２２，Ｓ３２）とを有する。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第１の態様は、前記第１乃至第３の電位のそれぞれについての指令値である第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）を前記三相電圧から生成する電圧指令値生成部（１０１；１２２，１０４）と、前記第１乃至第３指令値のそれぞれが前記中間電位の指令値（０）を中心とする交流波形（ＶＫ）に対して所定の電位幅を有する範囲内にあるときに、前記スイッチ群をしてそれぞれの指令値に対応する前記他端を前記接続点に接続せしめるスイッチング信号（Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ；Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）を生成するパルス幅変調器（１０２）とを備える。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記交流波形の振幅及び前記所定の電位幅のいずれもが、前記高電位（ＶＨ）から前記低電位（ＶＬ）を引いた電圧たる出力電圧（Ｖｄｃ）の指令値（Ｖｄｃ^*）の半分である。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記リアクトルに流れる三相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）から、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と位相が直交する第１成分（Ｉｄ）と、前記三相電圧と同相の第２成分（Ｉｑ）とを求める三相／二相変換器（１０３）と、前記第１成分に基づいて第４指令値（Ｖｉｄ^*）を求める第１の指令値生成部（１０８，１１０，１１３）と、前記出力電圧（Ｖｄｃ）と前記出力電圧の前記指令値（Ｖｄｃ^*）との差に基づいて前記第２成分の指令値たる第２成分指令値（Ｉｑ^*）を求め、前記第２成分と前記第２成分の前記指令値との差に基づいて第５指令値（Ｖｉｑ^*）を求める第２の指令値生成部（１０５，１０６，１０７，１０９，１１２）と、前記第４指令値及び前記第５指令値から前記第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）を求める二相／三相変換器（１０４）とを更に備える。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第４の態様は、その第３の態様であって、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上の周波数帯域を有する。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第５の態様は、その第４の態様であって、前記交流波形（ＶＫ）の周波数は、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上である。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第６の態様は、その第５の態様であって、前記第１の指令値生成部は、前記第１成分（Ｉｄ）を前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍の周波数の第１高調波(cos３ωｔ）によって補正する第１補正部（１１５，１１６，１１７，１１８，１２０）を有し、前記第２の指令値生成部は、前記２成分（Ｉｑ）を前記第１高調波と位相が直交する第２高調波(sin３ωｔ）によって補正する第２補正部（１１４，１１６，１１７，１１９，１２１）を有する。

この発明にかかるコンバータの制御方法及び制御装置の第１の態様によれば、リアクトルの３つの他端のいずれを接続点に接続するかを制御するスイッチングにおいて、第１乃至第３指令値の値が中間電位の指令値に近いほど、それぞれに相当するリアクトルの他端が接続点に接続されるデューティが大きなパルス幅変調が行われる。よって接続点の電位を中間電位へと設定することができる。しかも第１乃至第３指令値と比較される所定の範囲は中間電位の指令値を中心とする交流波形に対して所定の電位幅を有しているので、かかるパルス幅変調においては電源電圧やコンバータに流れる電流の極性を検出する必要がない。

この発明にかかるコンバータの制御方法及び制御装置の第２の態様によれば、所定の範囲の上限と下限とを規定する波形が得やすい。

この発明にかかるコンバータの制御方法及び制御装置の第３の態様によれば、無効電力を零とする制御を行って力率を改善することができる。

この発明にかかるコンバータの制御方法及び制御装置の第４の態様によれば、第１コンデンサと第２コンデンサの容量比が１からずれるほど、リアクトルに流れる電流の２次調波が大きくなる。当該２次調波は第１成分及び第２成分において３次調波として現れる。よって第４指令値及び第５指令値を求める帯域を、三相電圧の周波数の三倍以上に採ることにより、リアクトルに流れる電流の２次調波を低減することができる。

この発明にかかるコンバータの制御方法及び制御装置の第５の態様によれば、リアクトルに流れる電流の２次調波を低減することができる。

この発明にかかるコンバータの制御方法及び制御装置の第６の態様によれば、第４指令値及び第５指令値を求めるときに、第１成分及び第２成分の３次調波がキャンセルされるので、リアクトルに流れる電流の２次調波をより低減することができる。

図１はこの発明が適用される３レベルコンバータ２００及びその周辺の構成を示す回路図である。３レベルコンバータ２００にはリアクタ群２０２を介して三相電源２０１と接続される。

三相電源２０１からは電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを呈する三相電圧が出力され、それぞれに対応してリアクタ群２０２には三相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。３レベルコンバータ２００は電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを入力し、それぞれに対応して入力電位Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが発生する。リアクタ群２０２は図１６及び図１８に示されたインダクタ８，９，１０や、図１７において電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが流れるコイル（符号なし）に相当する。

３レベルコンバータ２００は入力側に整流回路２０３を、出力側にコンデンサ２０４，２０５をそれぞれ備えている。整流回路２０３は、コンデンサ２０４に高電位ＶＨと中間電位ＶＱとを、コンデンサ２０５に低電位ＶＬと中間電位ＶＱとを、それぞれ印加する。コンデンサ２０４，２０５は図１６及び図１８に示されたコンデンサ６，７や、図１７において電圧Ｖｄ／２で充電されるコンデンサ（符号なし）に相当する。

リアクタ群２０２は図１６及び図１８に示されたインダクタ８，９，１０や、図１７において電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが流れるコイル（符号なし）に相当する。

整流回路２０３は三相ダイオードブリッジと、スイッチ群とを有している。三相ダイオードブリッジは電位Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流して低電位ＶＬ及び高電位ＶＨを出力する。スイッチ群は、コンデンサ２０４，２０５を相互に接続する接続点Ｎに対して、三相電源２０１とは反対側における電源リアクトル群２０２の三つの端（三相電源２０１側のリアクトル群２０２の端を一方端として把握した場合の他端側）を選択的に接続する。

当該三相ダイオードブリッジとしては、図１６及び図１８に示されたダイオード１８，１９，２０，２４，２５，２６の集合や、図１７に示されたダイオードＤ１１，Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ１４，Ｄ２４，Ｄ３４の集合を採用することができる。

当該スイッチ群としては、図１６及び図１８に示された双方向スイッチ３０，３１，３２や、図１７に示されたスイッチＳ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ１２，Ｓ２２，Ｓ３２を採用することができる。

スイッチング信号生成部１００は電圧指令値生成部１０１と、ＰＷＭ変調部１０２とを有している。電圧指令値生成部１０１は電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの測定値を入力し、入力電位Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの指令値を計算する。電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの測定は周知技術であるので、図１では簡単のため、単に電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを電圧指令値生成部１０１に入力しているかの如く矢印を用いて描いている。ブロックに入力する他の矢印も同様の意味を示している。

ＰＷＭ変調部１０２は三相電圧の指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*に基づいてスイッチング信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ、あるいはスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを生成する。スイッチング信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔは図１６及び図１８に示された双方向スイッチ３０，３１，３２へのそれぞれのゲート信号として採用できる。スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは、図１７に示されたスイッチＳ１１，Ｓ２１，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２へのそれぞれのゲート信号として採用できる。

そして指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*がそれぞれ後述する所定の範囲内にあるときに、整流回路２０３のスイッチ群は、それぞれの指令値に対応するリアクトル群２０２の他端側を接続点に接続点Ｎへと接続する。

より具体的には図１６又は図１８を参照して、指令値Ｖｒ^*が後述する所定の範囲内にあるときに、スイッチング信号Ｓｒは双方向スイッチ３０を導通させ、インダクタ８に接続された端子１４を中性点３３、給電線３４を介して中間点３５へと接続する。同様にして、指令値Ｖｓ^*が後述する所定の範囲内にあるときに、スイッチング信号Ｓｓは双方向スイッチ３１を導通させて端子１５を中間点３５へと接続する。指令値Ｖｔ^*が後述する所定の範囲内にあるときに、スイッチング信号Ｓｔは双方向スイッチ３２を導通させて端子１６を中間点３５へと接続する。

また図１７を参照して、指令値Ｖｒ^*が後述する所定の範囲内にあるときに、スイッチング信号Ｓｒｐ，ＳｒｎはそれぞれスイッチＳ１１，Ｓ１２を導通させ、電源と反対側のＵ相のコイルの端（図中で符号“Ｕ”と付記した点：ここにおいてダイオードＤ１２，Ｄ１３同士が接続される）を中性点ｎに接続する。但し電流Ｉａは、ダイオードＤ１２，Ｄ１３の機能により、上記コイルの上記の端と中性点ｎの電位との比較結果に応じて、スイッチＳ１１，Ｓ１２のいずれか一方を流れる。同様にして指令値Ｖｓ^*が所定の範囲内にあるときに、スイッチング信号Ｓｓｐ，ＳｓｎはそれぞれスイッチＳ２１，Ｓ２２を導通させ、電源と反対側のＶ相のコイルの端（図中で符号“Ｖ”と付記した点：ここにおいてダイオードＤ２２，Ｄ２３同士が接続される）を中性点ｎに接続する。但し電流Ｉｂは、ダイオードＤ２２，Ｄ２３の機能により、上記コイルの上記の端と中性点ｎの電位との比較結果に応じて、スイッチＳ２１，Ｓ２２のいずれか一方を流れる。指令値Ｖｔ^*が所定の範囲内にあるときに、スイッチング信号Ｓｔｐ，ＳｔｎはそれぞれスイッチＳ３１，Ｓ３２を導通させ、電源と反対側のＷ相のコイルの端（図中で符号“Ｗ”と付記した点：ここにおいてダイオードＤ３２，Ｄ３３同士が接続される）を中性点ｎに接続する。但し電流Ｉｃは、ダイオードＤ３２，Ｄ３３の機能により、上記コイルの上記の端と中性点ｎの電位との比較結果に応じて、スイッチＳ３１，Ｓ３２のいずれか一方を流れる。

図２はＰＷＭ変調部１０２の構成を例示する回路図である。図３はＰＷＭ変調部１０２の動作を示すグラフである。なお、以降の説明では簡単のために中間電位ＶＱを０とするが、本実施の形態ひいては本発明は中間電位をこの値に限定するものではない。

電位ＶＮは最小値（−Ｖｄｃ^*／２）及び最大値Ｖｄｃ^*／２を採る交流であり、信号源１０２ａによって生成される。ここで電圧Ｖｄｃ^*／２は、コンデンサ２０４，２０５に充電される電圧の指令値となる。電位ＶＰは電位ＶＮよりも電圧Ｖｄｃ^*／２高く設定される。電圧Ｖｄｃ^*／２は例えば直流電圧源１０２ｂによって発生できる。

上述の所定の範囲として電位ＶＰ以下で電位ＶＮ以上の範囲を採用する。なお、中間電位ＶＱ（＝０）を中心とし、振幅がＶｄｃ^*／４の交流波形ＶＫを導入する。これにより、上述の所定の範囲は、交流波形ＶＫに対して電位幅Ｖｄｃ^*／４を有する範囲であると把握できる。

指令値Ｖｒ^*はコンパレータ１０２ｒｐにおいて電位ＶＰよりも大きいか否かが比較され、コンパレータ１０２ｒｎにおいて電位ＶＮよりも大きいか否かが比較される。指令値Ｖｓ^*はコンパレータ１０２ｓｐにおいて電位ＶＰよりも大きいか否かが比較され、コンパレータ１０２ｓｎにおいて電位ＶＮよりも大きいか否かが比較される。指令値Ｖｔ^*はコンパレータ１０２ｔｐにおいて電位ＶＰよりも大きいか否かが比較され、コンパレータ１０２ｔｎにおいて電位ＶＮよりも大きいか否かが比較される。それぞれのコンパレータは、それぞれの判断結果が肯定的であれば論理値“１”を出力し、否定的であれば論理値“０”を出力する。

コンパレータ１０２ｒｐ，１０２ｓｐ，１０２ｔｐが出力する論理値は、それぞれインバータ１０２ｒｉ，１０２ｓｉ，１０２ｔｉで反転されて出力される。そしてコンパレータ１０２ｒｎ，１０２ｓｎ，１０２ｔｎの出力する論理値、インバータ１０２ｒｉ，１０２ｓｉ，１０２ｔｉの出力する論理値が、それぞれスイッチング信号Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐとなる。但しスイッチング信号Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐの論理値が“１”のときこれらが入力されるスイッチＳ１２，Ｓ２２，Ｓ３２，Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１（図１７参照）は導通し、論理値“０”のときには非導通となる。

ＰＷＭ変調部１０２は更に、それぞれスイッチング信号Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔを出力するアンドゲート１０２ｒｇ，１０２ｓｇ，１０２ｔｇを有していても良い。双方向スイッチ３０，３１，３２（図１６又は図１８参照）を制御するのに適しているからである。具体的にはアンドゲート１０２ｒｇはスイッチング信号Ｓｒｎ，Ｓｒｐの論理積を採ってスイッチング信号Ｓｒを生成する。同様にして、アンドゲート１０２ｓｇはスイッチング信号Ｓｓｎ，Ｓｓｐの論理積を採ってスイッチング信号Ｓｓを生成し、アンドゲート１０２ｔｇはスイッチング信号Ｓｔｎ，Ｓｔｐの論理積を採ってスイッチング信号Ｓｔを生成する。

コンパレータ１０２ｒｎの動作及び図３のグラフから明確なように、指令値Ｖｒ^*が電位ＶＮよりも「大きい」／「小さい」のそれぞれに対応してスイッチング信号Ｓｒｎは論理値“１”（グラフでは高電位）／論理値“０”（グラフでは低電位）を採る。またコンパレータ１０２ｒｐ及びインバータ１０２ｒｉの動作並びに図３のグラフから明確なように、指令値Ｖｒ^*が電位ＶＰよりも「小さい」／「大きい」のそれぞれに対応してスイッチング信号Ｓｒｐは論理値“１”／“０”を採る。

つまり指令値Ｖｒ^*が上述の所定範囲にあれば電源と反対側のリアクトルの端（図１６及び図１８の端子１４；図１７の点Ｕ）が接続点Ｎに接続されることになる。指令値Ｖｓ^*，Ｖｔ^*についても同様である。

リアクトル群２０２の３つの端のいずれを接続点Ｎに接続するかを制御するスイッチングにおいて、指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が中間電位ＶＱの指令値に近いほど、それぞれに相当するリアクトルの他端が接続点に接続されるデューティが大きなパルス幅変調が行われる。よって接続点Ｎの電位を中間電位ＶＱの指令値へと設定することができる。しかも指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*と比較される所定の範囲は中間電位ＶＱの指令値を中心とする交流波形ＶＫに対して所定の電位幅を有しているので、かかるパルス幅変調においては電源電圧やコンバータに流れる電流の極性を検出する必要がない。なお、このような二つの電位ＶＰ，ＶＮをキャリアとして指令値と比較してパルス幅変調を行う技術自体はユニポーラ変調として公知であり、例えば特許文献４や非特許文献５に紹介される。

なお、交流波形ＶＫの振幅（ピークトゥピーク）及び所定の電位幅のいずれもが、高電位ＶＨから低電位ＶＬを引いた電圧たる出力電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃ^*の半分Ｖｄｃ^*／２であれば、所定の範囲の上限と下限とを規定する電位ＶＰ，ＶＮの波形が得やすくて好適である。

図４は本実施の形態における動作の第１例を示すグラフである。中間電位ＶＱの偏差ΔＶＱ（ここでは中間電位ＶＱの指令値を０と考えるので、中間電位ＶＱに（−１）を乗じた値となる）に強制的に２０Ｖの外乱を与えた場合の、偏差ΔＶＱと電流Ｉｕとの振る舞いが示されている。

図４は電圧指令値生成部１０１が指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を三相のアナログ処理によって生成した場合を例示している。具体的には電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと同位相の三相波形と、直流電圧Ｖｄｃ（＝ＶＨ−ＶＬ）と、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいて（いずれも実測値）アナログ演算した結果を用いて指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が生成される。

図４に示されるグラフから、外乱を印加してほぼ１秒後には偏差ΔＶＱが５Ｖ程度に低下して安定することがわかる。

図５はスイッチング信号生成部１００の他の構成及びその周辺を例示するブロック図である。電流指令に基づいて電圧指令を求める手法は、例えば特許文献５で公知であるので、説明は簡易に留める。

電流検出器２０６は三相電源２０１からリアクトル群２０２に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。位相検出器１２２は三相電源２０１が出力する電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相ωｔ（ω：角周波数、ｔ：時間）を検出する。三相／二相変換器１０３は電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄ軸及びｑ軸へと三相／二相変換して、それぞれ第１成分たるｄ軸電流Ｉｄ及び第２成分たるｑ軸電流Ｉｑを求める。ここでｑ軸及びｄ軸は電位Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相と同期して回転する回転座標系における直交座標軸であり、ｑ軸はｄ軸よりも９０度進相である。本実施の形態ではｑ軸が三相電圧と同相に選定される。

加減算器１０５は、直流電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ^*との偏差を出力する。当該偏差に基づき、電圧制御部１０６はｑ軸電流の指令値Ｉｑ^*を求める。加減算器１０７は、ｑ軸電流Ｉｑと、指令値Ｉｑ^*との偏差を出力する。当該偏差に基づき、電流制御部１０９はｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^*を求める。

加減算器１０８は、ｄ軸電流Ｉｄと、その指令値Ｉｄ^*との偏差を出力する。電流制御部１１０は当該偏差に基づきｄ軸電圧の指令値Ｖｄ^*を求める。ここではｄ軸電流が無効電力に対応しているため、その指令値Ｉｄ^*は０に選定されている。これは無効電力を零とする制御を行って力率を改善する点で望ましい。

指令値Ｖｑ^*，Ｖｄ^*はそれぞれ加減算器１１２，１１３によって干渉項が差し引かれ、それぞれ指令値Ｖｉｑ^*，Ｖｉｄ^*へと修正される。二相／三相変換器１０４は指令値Ｖｉｑ^*，Ｖｉｄ^*を二相／三相変換して指令値Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を生成する。

図６は干渉項を生成する干渉項生成部１１１の構成を例示するブロック図である。干渉項生成部１１１はｄ軸電流ＩｄにωＬ（Ｌ：リアクトル群２０２のインダクタンスを二相変換して得られた値）を乗じて加減算器１１２へと出力し、ｑ軸電流Ｉｑに（−ωＬ）を乗じて加減算器１１３へと出力する。これに類似した干渉項の生成及び干渉項の補償は、例えば非特許文献４にも紹介されている。

加減算器１０８，１１３及び電流制御部１１０は、ｄ軸電流Ｉｄに基づいて指令値Ｖｉｄ^*を求める第１の指令値生成部として把握することができる。

また加減算器１０５，１０７，１１２並びに電圧制御部１０６及び電流制御部１０９は、電圧Ｖｄｃとその指令値Ｖｄｃ^*との差に基づいて指令値Ｉｑ^*を求め、これとｑ軸電流との差に基づいて指令値Ｖｉｑ^*を求める第２の指令値生成部として把握することができる。

図７は本実施の形態における動作の第２例を示すグラフである。但しスイッチング信号生成部１００としては図５に示された構成が採用されている。第１例と比較して、回転座標系を採用したことにより、外乱からの回復が顕著に早まったことがグラフに現れている。即ち、偏差ΔＶＱが５Ｖ程度に低下して安定するのに、外乱を印加してほぼ０．１秒程度しか経過していない。

但し、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに脈流が重畳している。これは中間電位ＶＱが非平衡であることに起因している。以下、当該脈流を低減する技術について説明する。

図８は中間電位ＶＱが低電位ＰＬ側に近づいて非平衡となった場合の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形を示すグラフであり、横軸には電源の位相角を採用した。これらにはいずれも二次調波が含まれている。図８には電流Ｉｕの二次調波Ｉｕ２を例示した。電流Ｉｕがピークを呈する位置では、二次調波Ｉｕ２もほぼピークを呈している。

図９は図８に示された電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを三相／二相座標変換して得られる電流Ｉｄ，Ｉｑを正規化して示すグラフであり、横軸には電源の位相角を採用した。電流Ｉｄ，Ｉｑには脈流が重畳し、具体的には三次調波が重畳している。このように三相電流に二次調波が含まれているとき、当該三相電流を三相／二相座標変換して得られる電流には三次調波が含まれることは、例えば非特許文献３に示されている。

図１０は中間電位ＶＱが高電位ＰＨ側に近づいて非平衡となった場合の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの波形を示すグラフであり、横軸には電源の位相角を採用した。これらにはいずれも二次調波が含まれている。図１０には電流Ｉｕの二次調波Ｉｕ２を例示した。電流Ｉｕがピークを呈する位置では、二次調波Ｉｕ２もほぼピークを呈している。

図１１は図１０に示された電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを三相／二相座標変換して得られる電流Ｉｄ，Ｉｑを正規化して示すグラフであり、横軸には電源の位相角を採用した。電流Ｉｄ，Ｉｑには三次調波が重畳している。

図１２は中間電位ＶＱが低電位ＰＬ側に近づいて非平衡となった場合の波形を示すグラフである。但し、ＰＬ＝０，Ｖｄｃ＝７００Ｖに設定したことにより、平衡な中間電位ＶＱは３５０Ｖである。電位Ｖｒｒはパルス幅変調されたままでの整流回路２０３の入力側の電位であり、これをフィルタリングしたものが電位Ｖｒに相当する。として示している。電流Ｉｕは増大する側の傾斜の方が、減少する側の傾斜よりも急峻となって歪んでいる。またｄ軸電流Ｉｄは図９に示されるように三次調波を含んでおり、ｑ軸電流Ｉｑも同様である。

図１３は中間電位ＶＱが高電位ＰＨ側に近づいて非平衡となった場合の波形を示すグラフである。但し図１２と同様に平衡な中間電位ＶＱは３５０Ｖとした。電流Ｉｕは減少する側の傾斜の方が、増大する側の傾斜よりも急峻となって歪んでいる。またｄ軸電流Ｉｄは図１１に示されるように三次調波を含んでおり、ｑ軸電流Ｉｑも同様である。

コンデンサ２０４，２０５の容量比が１からずれるほど、リアクトル群２０２に流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、上述のように二次調波が大きくなる。そしてこの二次調波は二相電流Ｉｄ，Ｉｑにおいて三次調波として現れる。

よって指令値Ｖｉｄ^*，Ｖｉｑ^*を求める帯域を、三相電圧の周波数の三倍以上に採ることにより、リアクトル群２０２に流れる三相電流Ｉｄ，Ｉｑの二次調波を低減することができる可能性がある。

上記の知見に基づき、図１４には改良したスイッチング信号生成部１００の構成及びその周辺をブロック図で例示した。

図１４に示された構成は、図５に示された構成と比較して、加減算器１１４，１１５，１１６及び電圧制御部１１７、乗算器１１８，１１９、並びに補償項演算部１２０，１２１を追加した構成となっている。

加減算器１１６では、中間電位ＶＱを中間電位の指令値ＶＱ^*（図３の例示では０Ｖ、図１２や図１３の例示では３５０Ｖ）から差し引いて偏差ΔＶＱを求める。偏差ΔＶＱは電圧制御部１１７によって補正指令値Ｉ０^*が出力される。これは電流指令値Ｉｑ^*，Ｉｄ^*を補正する値の絶対値を示している。

補償項演算部１２０，１２１はいずれも位相ωｔを入力し、それぞれ補償項cos（３ωｔ），sin（３ωｔ）を生成する。これらはいずれも角周波数ωの正弦波の三次の高調波成分であり、後者は前者よりも位相が９０度進相となる。

補正指令値Ｉ０^*は乗算器１１８によってcos（３ωｔ）が乗じられ、補正値Δｄが生成される。また補正指令値Ｉ０^*は乗算器１１９によってsin（３ωｔ）が乗じられ、補正値Δｑが生成される。このようにして得られた補正値Δｑ（＝Ｉ０^*sin（３ωｔ））を加減算器１１４において指令値Ｉｑ^*から差し引くことでｑ軸電流の指令値が補正される。また補正値Δｑ（＝Ｉ０^*cos（３ωｔ））を加減算器１１５において指令値Ｉｄ^*から差し引くことでｄ軸電流の指令値が補正される。

このような三次調波を補償項として用いた補正は、上述のように指令値Ｖｉｄ^*，Ｖｉｑ^*を求める帯域を、三相電圧の周波数の三倍以上に採ることで実効的となる。また指令値Ｖｉｄ^*，Ｖｉｑ^*を求めるときに、二相電流Ｉｄ，Ｉｑの三次調波がキャンセルされるので、リアクトル群に流れる三相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの２次調波をより低減することができる。

図１５は本実施の形態における動作の第３例を示すグラフである。但しスイッチング信号生成部１００としては図１４に示された構成が採用されている。第２例（図７）と比較して、外乱が発生した直後ではより大きく乱れるものの、二相電流Ｉｄ，Ｉｑの脈動が低減される。

この発明が適用される３レベルコンバータ及びその周辺の構成を示す回路図である。 ＰＷＭ変調部の構成を例示する回路図である。 ＰＷＭ変調部の動作を示すグラフである。 本実施の形態における動作の第１例を示すグラフである。 スイッチング信号生成部の他の構成及びその周辺を例示するブロック図である。 干渉項生成部の構成を例示するブロック図である。 本実施の形態における動作の第２例を示すグラフである。 中間電位が低電位側に近づいて非平衡となった場合の三相電流の波形を示すグラフである。 中間電位が低電位側に近づいて非平衡となった場合の二相電流の波形を示すグラフである。 中間電位が高電位側に近づいて非平衡となった場合の三相電流の波形を示すグラフである。 中間電位が高電位側に近づいて非平衡となった場合の二相電流の波形を示すグラフである。 中間電位が低電位側に近づいて非平衡となった場合の波形を示すグラフである。 中間電位が低電位側に近づいて非平衡となった場合の波形を示すグラフである。 改良したスイッチング信号生成部の構成及びその周辺を例示するブロック図である。 本実施の形態における動作の第３例を示すグラフである。 従来の３レベルコンバータの回路図である。 従来の他の３レベルコンバータの回路図である。 従来の更に他の３レベルコンバータの回路図である。

符号の説明

１００ スイッチング信号生成部
１０１ 電圧指令値生成部
１０２ ＰＷＭ変調部
２０２ リアクトル群
２０３ 整流回路
２０４，２０５ コンデンサ
Ｉｄ，Ｉｑ 二相電流
Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ 三相電流
ＶＨ 高電位
ＶＫ 交流波形
ＶＬ 低電位
ＶＱ 中間電位
Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*，Ｖｄｃ^*，Ｖｉｄ^*，Ｖｄｃ^*，Ｉｑ^*，Ｉｄ^* 指令値
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 三相電圧

Claims (12)

1. 低電位（ＶＬ）、前記低電位よりも高い高電位（ＶＨ）、及び前記低電位と前記高電位との間の中間電位（ＶＱ）を出力する整流回路（２０３）と、
   前記低電位及び前記中間電位が供給される第１コンデンサ（２０５；７）と、
   接続点（３５；ｎ）において前記第１コンデンサと接続され、前記高電位及び前記中間電位が供給される第２コンデンサ（２０４；６）と
   を備え、
   前記整流回路は
   三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がそれぞれの一端に印加される三幅対のリアクトル（２０２；８，９，１０）のそれぞれの他端における第１乃至第３の電位（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を整流して前記低電位及び前記高電位を出力する三相ダイオードブリッジ（１８，１９，２０，２４，２５，２６；Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ１４，Ｄ２４，Ｄ３４）と、
   前記接続点に、前記リアクトルの三つの前記他端を選択的に接続するスイッチ群（３０，３１，３２；Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ１２，Ｓ２２，Ｓ３２）と
   を有するコンバータを制御する方法であって、
   前記第１乃至第３の電位のそれぞれについての指令値である第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）がそれぞれ所定の範囲内にあるときに、前記スイッチ群はそれぞれの指令値に対応する前記他端を前記接続点に接続し、
   前記所定の範囲には前記中間電位の指令値（０）を中心とする交流波形（ＶＫ）に対して所定の電位幅を有する範囲を採用する、コンバータの制御方法。
2. 前記交流波形の振幅及び前記所定の電位幅のいずれもが、前記高電位（ＶＨ）から前記低電位（ＶＬ）を引いた電圧たる出力電圧（Ｖｄｃ）の指令値（Ｖｄｃ^*）の半分である、請求項１記載のコンバータの制御方法。
3. 前記リアクトルに流れる三相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を三相／二相変換して、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と位相が直交する第１成分（Ｉｄ）と、前記三相電圧と同相の第２成分（Ｉｑ）とを求め、
   前記第１成分に基づいて第４指令値（Ｖｉｄ^*）を求め、
   前記出力電圧（Ｖｄｃ）と前記出力電圧の前記指令値（Ｖｄｃ^*）との差に基づいて前記第２成分の指令値たる第２成分指令値（Ｉｑ^*）を求め、
   前記第２成分と前記第２成分の前記指令値との差に基づいて第５指令値（Ｖｉｑ^*）を求め、
   前記第４指令値及び前記第５指令値を二相／三相変換して前記第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）を求める、請求項２記載のコンバータの制御方法。
4. 前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上の周波数帯域において、前記第１成分（Ｉｄ）、前記第２成分（Ｉｑ）、前記第２成分指令値（Ｉｑ^*）から前記第４指令値及び前記第５指令値が求められる、請求項３記載のコンバータの制御方法。
5. 前記交流波形（ＶＫ）の周波数は、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上である、請求項４記載のコンバータの制御方法。
6. 前記第４指令値（Ｖｉｄ^*）を求めるときに前記１成分（Ｉｄ）は前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍の周波数の第１高調波(cos３ωｔ）によって補正され、
   前記第５指令値（Ｖｉｑ^*）を求めるときに前記２成分（Ｉｑ）は前記第１高調波と位相が直交する第２高調波(sin３ωｔ）によって補正される、請求項５記載のコンバータの制御方法。
7. 低電位（ＶＬ）、前記低電位よりも高い高電位（ＶＨ）、及び前記低電位と前記高電位との間の中間電位（ＶＱ）を出力する整流回路（２０３）と、
   前記低電位及び前記中間電位が供給される第１コンデンサ（２０５；７）と、
   接続点（３５；ｎ）において前記第１コンデンサと接続され、前記高電位及び前記中間電位が供給される第２コンデンサ（２０４；６）と
   を備え、
   前記整流回路は
   三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）がそれぞれの一端に印加される三幅対のリアクトル（２０２；８，９，１０）のそれぞれの他端における第１乃至第３の電位（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を整流して前記低電位及び前記高電位を出力する三相ダイオードブリッジ（１８，１９，２０，２４，２５，２６；Ｄ１１，Ｄ２１，Ｄ３１，Ｄ１４，Ｄ２４，Ｄ３４）と、
   前記接続点に、前記リアクトルの三つの前記他端を選択的に接続するスイッチ群（３０，３１，３２；Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓ３１，Ｓ１２，Ｓ２２，Ｓ３２）と
   を有するコンバータを制御する装置（１００）であって、
   前記第１乃至第３の電位のそれぞれについての指令値である第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）を前記三相電圧から生成する電圧指令値生成部（１０１；１２２，１０４）と、
   前記第１乃至第３指令値のそれぞれが前記中間電位の指令値（０）を中心とする交流波形（ＶＫ）に対して所定の電位幅を有する範囲内にあるときに、前記スイッチ群をしてそれぞれの指令値に対応する前記他端を前記接続点に接続せしめるスイッチング信号（Ｓｒｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｔｐ，Ｓｔｎ；Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ）を生成するパルス幅変調器（１０２）と
   を備える、コンバータの制御装置。
8. 前記交流波形の振幅及び前記所定の電位幅のいずれもが、前記高電位（ＶＨ）から前記低電位（ＶＬ）を引いた電圧たる出力電圧（Ｖｄｃ）の指令値（Ｖｄｃ^*）の半分である、請求項７記載のコンバータの制御装置。
9. 前記リアクトルに流れる三相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）から、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と位相が直交する第１成分（Ｉｄ）と、前記三相電圧と同相の第２成分（Ｉｑ）とを求める三相／二相変換器（１０３）と、
   前記第１成分に基づいて第４指令値（Ｖｉｄ^*）を求める第１の指令値生成部（１０８，１１０，１１３）と、
   前記出力電圧（Ｖｄｃ）と前記出力電圧の前記指令値（Ｖｄｃ^*）との差に基づいて前記第２成分の指令値たる第２成分指令値（Ｉｑ^*）を求め、前記第２成分と前記第２成分の前記指令値との差に基づいて第５指令値（Ｖｉｑ^*）を求める第２の指令値生成部（１０５，１０６，１０７，１０９，１１２）と、
   前記第４指令値及び前記第５指令値から前記第１乃至第３指令値（Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*）を求める二相／三相変換器（１０４）と
   を更に備える、請求項８記載のコンバータの制御装置。
10. 前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上の周波数帯域を有する、請求項９記載のコンバータの制御装置。
11. 前記交流波形（ＶＫ）の周波数は、前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍以上である、請求項１０記載のコンバータの制御装置。
12. 前記第１の指令値生成部は、前記第１成分（Ｉｄ）を前記三相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）の周波数の三倍の周波数の第１高調波(cos３ωｔ）によって補正する第１補正部（１１５，１１６，１１７，１１８，１２０）を有し、
    前記第２の指令値生成部は、前記２成分（Ｉｑ）を前記第１高調波と位相が直交する第２高調波(sin３ωｔ）によって補正する第２補正部（１１４，１１６，１１７，１１９，１２１）を有する、請求項１１記載のコンバータの制御装置。

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