CN101971476B - 变流器的控制方法以及控制装置 - Google Patents

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Abstract

在开关动作中对将安插在电源与三电平变流器之间的电抗器组中的哪一个与输出中间电位的中间点连接进行控制。在该开关动作中，进行脉冲宽度调制，该脉冲宽度调制为，变流器的输入电位的指令值(Vr*、Vs*、Vt*)越接近中间电位的指令值(0)，则与各自相应的电抗器的另一端与中间点连接的占空比越大。因此，能够将中间点的电位设定为中间电位的指令值。而且，与指令值(Vr*、Vs*、Vt*)比较的预定范围相对于以中间电位的指令值(0)为中心的交流波形(VK)具有预定的电位幅度，因此在这样的脉冲宽度调制中，无需检测电源电压和/或流入变流器中的电流的极性。

Description

变流器的控制方法以及控制装置
技术领域
本发明涉及控制变流器的技术，特别涉及三电平变流器的控制技术。
背景技术
从三相整流电路得到三电平的直流电位的所谓三电平变流器已被提出。例如，下述专利文献1至3、非专利文献1、2中例示了三电平变流器。
图16是专利文献1的图4中介绍的三电平变流器的电路图。三相电压提供给作为三个为一组的电抗器的电感器8、9、10各自的一端。电感器8、9、10的另一端分别经由供电线11、12、13与端子14、15、16连接。端子14、15、16作为由二极管18、19、20、24、25、26构成的电源三相二极管电桥17的输入端发挥功能，电源三相二极管电桥17的输出侧经由供电线21、27与电容器6、7连接。
端子14、15、16分别经由双向开关30、31、32与中性点33连接。在双向开关30中开关元件61具有集电极77以及发射极78，在双向开关31中开关元件61具有集电极79以及发射极80，在双向开关32中开关元件61具有集电极81以及发射极82。
这些开关元件61中的某一个导通，由此经由供电线34对电容器6、7的串联连接的中间点35施加端子14、15、16中的某一个端子的电位。利用三相二极管电桥17的功能，出力端23、29产生直流电压。
图17是非专利文献2的图1中介绍的三电平变流器的电路图。专利文献3的图4中也介绍了同样的电路。在该电路中，从三相电压Va、Vb、Vc侧流过三相电流Ia、Ib、Ic。
电流Ia成为经由二极管D12以及开关S11或经由二极管D13以及开关S12流入中性点n的电流In。或者，电流Ia经由二极管D11、D12或经由二极管D13、D14，流入电容器。电流Ib经由二极管D22以及开关S21或经由二极管D23以及开关S22成为电流In。或者，电流Ib经由二极管D21、D22或经由二极管D23、D24流入电容器。电流Ic经由二极管D32以及开关S31或经由二极管D33以及开关S32成为电流In。或者，电流Ic经由二极管D31、D32或经由二极管D33、D34流入电容器。
这样，开关S11、S22、S31和开关S12、S22、S32分别承担相电位为正的期间以及相电位为负的期间的耐压，并且两个电容器均以电压Vd/2进行充电。
因此，与图16所示的电路的开关元件61相比，开关S11～S32的耐压大致为一半就已足够。但是，与图16所示的电路相比，图17所示的电路的开关元件的数量增加了一倍。
图18是专利文献2的图1中介绍的三电平变流器的电路图。供电线48经由供电线37、38与输出端23、29连接，和与中间点35连接的供电线47一起与控制单元40连接，由此将输出电压的测量值输入到控制单元40。三相电源5（相电源2、3、4）的相电压从供电线44～46（合并为三相供电线42）输入到控制单元40。还另外将外部控制信号41也输入到控制单元40。
在非专利文献1的图1(a)、专利文献2的图2中也介绍了相同的电路。在该电路中，与图16所示的电路相比，开关元件要求的耐压大致为一半就已足够，且其数量也不会增加。
并且，作为与本申请有关的其它文献，举出专利文献4、5以及非专利文献3、4、5。
专利文献1：欧洲专利申请公开第0660498号说明书
专利文献2：日本特开平9-182441号公报
专利文献3：日本特开2002-142458号公报
专利文献4：日本特许第2754519号公报
专利文献5：日本特开2006-115609号公报
非专利文献1：J.W.Kolar,U.Drofenik,F.C.Zach,“DC link voltagebalancing of a three-phase/switch/level PWM(VIENNA)rectifier bymodified hysteresis input current control”,Proc.of Power ConversionConference 1995,1995,pp.443-465
非专利文献2：Zhao,Y.,Y.Li,T.A.Lipo,“Force CommutatedThree-Level Boost Type Rectifier”,IEEE-IAS Conference Record,Oct.1993,vol.II,1993,pp.771-777
非专利文献3：市川文俊、他5名、「電力品質維持用総合補償装置の制御方法」、電気学会半導体電力変換研究会資料SPC-96-127
非专利文献4：酒井慶次郎、他3名、「電圧形コンバータの平滑コンデンサ容量低減及び瞬停再始動制御法」電気学会論文誌Ｄ、112巻1号、平成4年
非专利文献5：電気学会·半導体電力変換システム調査専門委員会編、「パワーエレクトロニクス回路」オーム社、Ｐ176～177、平成12年11月
为了针对图16和图18所示的结构来控制开关动作，如非专利文献1介绍的那样，还提出了基于迟滞比较器的简单控制。但是，这种控制需要针对三相中的每一相分别控制电流。而且，还需要检测流过的电流的正负。
为了针对图17所示的结构控制开关动作，如专利文献3介绍的那样，还提出了与载波进行比较的控制方式。但是，需要根据电源电压的极性来切换控制电流的电路，在应对三相电源的情况下，需要6组电流控制环路。另外，在电流控制环路中还需要使直流电压的中间电位平衡的控制电路。
发明内容
因此，在本申请涉及的发明中，提供无需检测电源电压和/或流入变流器的电流的极性的三电平变流器控制技术。
本发明涉及的变流器控制方法控制变流器，该变流器具有：整流电路（203），其输出低电位（VL）、高于所述低电位的高电位（VH）、以及所述低电位与所述高电位之间的中间电位（VQ）；第1电容器（205；7），其被施加所述低电位以及所述中间电位；以及第2电容器（204；6），其在连接点（35；N）处与所述第1电容器连接，被施加所述高电位以及所述中间电位。在该变流器的所述整流电路中具有：三相二极管电桥（18，19，20，24，25，26；D11，D21，D31，D14，D24，D34），其对各自的一端施加有三相电压（Vu、Vv、Vw）的三个为一组的电抗器（202；8，9，10）各自的另一端的第1至第3电位（Vr，Vs，Vt）进行整流，输出所述低电位以及所述高电位；以及开关组（30，31，32；S11，S21，S31，S12，S22，S32），其选择性地将所述电抗器的3个所述另一端与所述连接点连接。
本发明涉及的变流器控制方法的第1方式为，当作为分别针对所述第1至第3电位的指令值的第1至第3指令值（Vr*，Vs*，Vt*）分别在预定范围内时，所述开关组将与各个指令值对应的所述另一端与所述连接点连接，对于所述预定范围，采用相对于以所述中间电位的指令值（0）为中心的交流波形（VK）具有预定的电位幅度的范围。
本发明涉及的变流器控制方法的第2方式为，在该第1方式中，所述交流波形的振幅以及所述预定的电位幅度均是输出电压（Vdc）的指令值（Vdc*）的一半，该输出电压是所述高电位（VH）减去所述低电位（VL）而得到的电压。
本发明涉及的变流器控制方法的第3方式为，在该第2方式中，对流入所述电抗器的三相电流（Iu，Iv，Iw）进行三相/二相转换，求出相位与所述三相电压（Vu，Vv，Vw）正交的第1分量（Id）、以及与所述三相电压同相的第2分量（Iq），根据所述第1分量，求出第4指令值（Vid*），根据所述输出电压（Vdc）与所述输出电压的所述指令值（Vdc*）之差，求出作为所述第2分量的指令值的第2分量指令值（Iq*），根据所述第2分量与所述第2分量的所述指令值之差，求出第5指令值（Viq*），对所述第4指令值以及所述第5指令值进行二相/三相转换，求出所述第1至第3指令值（Vr*，Vs*，Vt*）。
本发明涉及的变流器控制方法的第4方式为，在该第3方式中，在所述三相电压（Vu、Vv、Vw）的频率的3倍以上的频带中，根据所述第1分量（Id）、所述第2分量（Iq）、所述第2分量指令值（Iq*）求出所述第4指令值以及所述第5指令值。
本发明涉及的变流器控制方法的第5方式为，在该第4方式中，所述交流波形（VK）的频率是所述三相电压（Vu、Vv、Vw）的频率的三倍以上。
本发明涉及的变流器控制方法的第6方式为，在该第5方式中，在求所述第4指令值（Vid*）时，利用频率为所述三相电压（Vu、Vv、Vw）的频率的3倍的第1谐波（cos3ωt）对所述第1分量（Id）进行校正，在求所述第5指令值（Viq*）时，利用相位与所述第1谐波正交的第2谐波（sin3ωt）对所述第2分量（Iq）进行校正。
本发明涉及的变流器控制装置控制变流器，该变流器具有：整流电路（203），其输出低电位（VL）、高于所述低电位的高电位（VH）、以及所述低电位与所述高电位之间的中间电位（VQ）；第1电容器（205；7），其被施加所述低电位以及所述中间电位；以及第2电容器（204；6），其在连接点（35；N）处与所述第1电容器连接，被施加所述高电位以及所述中间电位。在该变流器中，所述整流电路具有：三相二极管电桥（18，19，20，24，25，26；D11，D21；D31，D14，D24，D34），其对各自的一端施加有三相电压（Vu、Vv、Vw）的三个为一组的电抗器（202；8，9，10）各自的另一端的第1至第3电位（Vr，Vs，Vt）进行整流，输出所述低电位以及所述高电位；以及开关组（30，31，32；S11，S21，S31，S12，S22，S32），其选择性地将所述电抗器的3个所述另一端与所述连接点连接。
本发明涉及的变流器控制装置的第1方式为，该变流器控制装置（100）具有：电压指令值生成部（101；122，104），其根据所述三相电压生成作为分别针对所述第1至第3电位的指令值的第1至第3指令值（Vr*，Vs*，Vt*）；以及脉冲宽度调制器（102），其生成开关信号（Srp，Srn，Ssp，Ssn，Stp，Stn；Sr，Ss，St），该开关信号在所述第1至第3指令值分别处于相对于以所述中间电位的指令值（0）为中心的交流波形（VK）具有预定的电位幅度的范围内时，使所述开关组将与各个指令值对应的所述另一端与所述连接点连接。
本发明涉及的变流器控制装置的第2方式为，在该第1方式中，所述交流波形的振幅以及所述预定的电位幅度均是输出电压（Vdc）的指令值（Vdc*）的一半，该输出电压是所述高电位（VH）减去所述低电位（VL）而得到的电压。
本发明涉及的变流器控制装置的第3方式为，在该第2方式中，还具有：三相/二相转换器（103），其根据流入所述电抗器的三相电流（Iu，Iv，Iw），求出相位与所述三相电压（Vu，Vv，Vw）正交的第1分量（Id）、以及与所述三相电压同相的第2分量（Iq）；第1指令值生成部（108，110，113），其根据所述第1分量，求出第4指令值（Vid*）；第2指令值生成部（105，106，107，109，112），其根据所述输出电压（Vdc）与所述输出电压的所述指令值（Vdc*）之差，求出作为所述第2分量的指令值的第2分量指令值（Iq*），根据所述第2分量与所述第2分量的所述指令值之差，求出第5指令值（Viq*）；以及二相/三相转换器（104），其根据所述第4指令值以及所述第5指令值，求出所述第1至第3指令值（Vr*，Vs*，Vt*）。
本发明涉及的变流器控制装置的第4方式为，在该第3方式中，具有所述三相电压（Vu，Vv，Vw）的频率的3倍以上的频带。
本发明涉及的变流器控制装置的第5方式为，在该第4方式中，所述交流波形（VK）的频率是所述三相电压（Vu、Vv、Vw）的频率的三倍以上。
本发明涉及的变流器控制装置的第6方式为，在该第5方式中，所述第1指令值生成部具有第1校正部（115，116，117，118，120），该第1校正部利用频率为所述三相电压（Vu、Vv、Vw）的频率的3倍的第1谐波（cos3ωt）对所述第1分量（Id）进行校正，所述第2指令值生成部具有第2校正部（114，116，117，119，121），该第2校正部利用相位与所述第1谐波正交的第2谐波（sin3ωt）对所述第2分量（Iq）进行校正。
根据本发明涉及的变流器控制方法以及控制装置的第1方式，在对将电抗器的3个另一端中的哪一个与连接点连接进行控制的开关动作中，进行脉冲宽度调制，该脉冲宽度调制为，第1至第3指令值的值越接近中间电位的指令值，则与其各自相应的电抗器的另一端与连接点连接的占空比越大。因此，能够将连接点的电位设定为中间电位。而且，与第1至第3指令值比较的预定范围相对于以中间电位的指令值为中心的交流波形具有预定的电位幅度。因此，在这样的脉冲宽度调制中，无需检测电源电压或流入变流器中的电流的极性。
根据本发明涉及的变流器控制方法以及控制装置的第2方式，容易得到规定了预定范围的上限和下限的波形。
根据本发明涉及的变流器控制方法以及控制装置的第3方式，能够进行设无功功率为零的控制来改善功率因数。
根据本发明涉及的变流器控制方法以及控制装置的第4方式，第1电容器与第2电容器的容量比越偏离1，则流过电抗器的二次谐波越大。该二次谐波在第1分量和第2分量中作为三次谐波出现。因此，将求出第4指令值以及第5指令值的频带设为三相电压的频率的三倍以上，由此能够降低流过电抗器的电流的二次谐波。
根据本发明涉及的变流器控制方法以及控制装置的第5方式，能够减少流过电抗器的电流的2次谐波。
根据本发明涉及的变流器控制方法以及控制装置的第6方式，在求出第4指令值与第5指令值时，去除了第1分量与第2分量的3次谐波。因此，能够进一步减少流过电抗器的电流的二次谐波。
通过下面的详细说明和附图，本发明的目的、特征、形态以及优点将更明确。
附图说明
图1是示出应用本发明的三电平变流器及其外围结构的电路图。
图2是例示PWM调制部的结构的电路图。
图3是示出PWM调制部的动作的曲线图。
图4是示出本实施方式的动作的第1例的曲线图。
图5是例示开关信号生成部的其它结构以及其外围的框图。
图6是例示干扰项生成部的结构的框图。
图7是示出本实施方式的动作的第2例的曲线图。
图8是示出中间电位接近低电位侧而成为非平衡时的三相电流波形的曲线图。
图9是示出中间电位接近低电位侧而成为非平衡时的二相电流波形的曲线图。
图10是示出中间电位接近高电位侧而成为非平衡时的三相电流波形的曲线图。
图11是示出中间电位接近高电位侧而成为非平衡时的二相电流波形的曲线图。
图12是示出中间电位接近低电位侧而成为非平衡时的波形的曲线图。
图13是示出中间电位接近低电位侧而成为非平衡时的波形的曲线图。
图14是例示改良后的开关信号生成部的结构及其外围的框图。
图15是示出本实施方式的动作的第3例的曲线图。
图16是现有的三电平变流器的电路图。
图17是现有的另一个三电平变流器的电路图。
图18是现有的又一个三电平变流器的电路图。
具体实施方式
图1是示出应用本发明的三电平变流器200及其外围结构的电路图。三电平变流器200经由电抗器组202与三相电源201连接。
从三相电源201输出表现为电位Vu、Vv、Vw的三相电压，三相电流Iu、Iv、Iw与各个电压对应地流入电抗器组202。三电平变流器200输入电流Iu、Iv、Iw，与各个电流对应地产生输入电位Vr、Vs、Vt。
三电平变流器200在输入侧具有整流电路203，在输出侧具有电容器204、205。整流电路203分别对电容器204施加高电位VH和中间电位VQ，对电容器205施加低电位VL和中间电位VQ。电容器204、205相当于图16以及图18所示的电容器6、7、或者图17中以电压Vd/2进行充电的电容器（无标号）。
电抗器组202相当于图16以及图18所示的电感器8、9、10、或者图17中电流Ia、Ib、Ic流过的线圈（无标号）。
整流电路203具有三相二极管电桥、开关组。三相二极管电桥对电位Vr、Vs、Vt进行整流，输出低电位VL以及高电位VH。开关组选择性地将连接点N与电源电抗器组202的位于三相电源201的相反侧的3个端子（把三相电源201侧的电抗器组202的端子理解为一端时的另一端）连接，其中，该连接点N将电容器204、205彼此连接。
作为该三相二极管电桥，可采用图16以及图18所示的二极管18、19、20、24、25、26的集合、或图17所示的二极管D11、D21、D31、D14、D24、D34的集合。
作为该开关组，可采用图16以及图18所示的双向开关30、31、32、或图17所示的开关S11、S21、S31、S12、S22、S32。
开关信号生成部100具有电压指令值生成部101、PWM调制部102。电压指令值生成部101输入电位Vu、Vv、Vw的测量值，计算输入电位Vr、Vs、Vt的指令值。电位Vu、Vv、Vw的测量为公知技术，因此，为了简便，在图1中简单地使用箭头描绘成将电位Vu、Vv、Vw输入到电压指令值生成部101。输入到模块中的其它箭头也表示相同的意思。
PWM调制部102根据三相电压的指令值Vr*、Vs*、Vt*生成开关信号Sr、Ss、St、或者开关信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn。可采用开关信号Sr、Ss、St作为输入到图16以及图18所示的双向开关30、31、32的各个门信号。可采用开关信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn作为输入到图17所示的开关S11、S12、S21、S22、S31、S32的各个门信号。
并且，当指令值Vr*、Vs*、Vt*分别在后述的预定范围内时，整流电路203的开关组将与各个指令值对应的电抗器组202的另一端侧与连接点N连接。
更具体而言，参照图16或图18，当指令值Vr*在后述的预定范围内时，开关信号Sr使双向开关30导通，将与电感器8的连接的端子14经由中性点33、供电线34与中间点35连接。同样，当指令值Vs*在后述的预定范围内时，开关信号Ss使双向开关31导通，将端子15与中间点35连接。当指令值Vt*在后述的预定范围内时，开关信号St使双向开关32导通，将端子16与中间点35连接。
另外，参照图17，当指令值Vr*在后述的预定范围内时，开关信号Srp、Srn分别使开关S11、S12导通，将U相线圈的位于电源的相反侧的一端（图中标记为标号“U”的点：这里，二极管D12、D13相互连接）与中性点n连接。其中，利用二极管D12、D13的功能，电流Ia根据上述线圈的上述一端的电位与中性点n的电位的比较结果，流过开关S11、S12中的某一方。同样，当指令值Vs*在后述的预定范围内时，开关信号Ssp、Ssn分别使开关S21、S22导通，将V相线圈的位于电源的相反侧的一端（图中标记为标号“V”的点：这里，二极管D22、D23相互连接）与中性点n连接。其中，利用二极管D22、D23的功能，电流Ib根据上述线圈的上述一端的电位与中性点n的电位的比较结果，流过开关S21、S22中的某一方。当指令值Vt*在后述的预定范围内时，开关信号Stp、Stn分别使开关S31、S32导通，将W相线圈的位于电源的相反侧的一端（图中标记为标号“W”的点：这里，二极管D32、D33相互连接）与中性点n连接。其中，利用二极管D32、D33的功能，电流Ic根据上述线圈的上述一端的电位与中性点n的电位的比较结果，流过开关S31、S32中的某一方。
图2是例示PWM调制部102的结构的电路图。图3是示出PWM调制部102的动作的曲线图。并且，在以后的说明中，为了简便，设中间电位VQ为0，但本实施方式乃至本发明并不是将中间电位限定为该值。
电位VN为取最小值（-Vdc*/2）以及最大值Vdc*/2的交流，由信号源102a生成。这里，电压Vdc*/2是对电容器204、205进行充电的电压的指令值。电位VP被设定为比电位VN高电压Vdc*/2。电压Vdc*/2例如可由直流电压源102b产生。
作为上述预定范围，采用电位VP以下、电位VN以上的范围。并且，导入以中间电位VQ（＝0）为中心、振幅为Vdc*/4的交流波形VK。由此，可理解为上述预定范围是相对于交流波形VK具有电位幅度Vdc*/4的范围。
比较器102rp比较指令值Vr*是否大于电位VP，比较器102rn比较指令值Vr*是否大于电位VN。比较器102sp比较指令值Vs*是否大于电位VP，比较器102sn比较指令值Vs*是否大于电位VN。比较器102tp比较指令值Vt*是否大于电位VP，比较器102tn比较指令值Vt*是否大于电位VN。各个比较器在各自的判断结果为肯定时输出逻辑值“1”，为否定时输出逻辑值“0”。
比较器102rp、102sp、102tp输出的逻辑值分别被反相器102ri、102si、102ti反转后输出。并且，比较器102rn、102sn、102tn输出的逻辑值、反相器102ri、102si、102ti输出的逻辑值分别为开关信号Srn、Ssn、Stn、Srp、Ssp、Stp。其中，开关信号Srn、Ssn、Stn、Srp、Ssp、Stp的逻辑值为“1”时，输入这些开关信号的开关S12、S22、S32、S11、S21、S31（参照图17）导通，逻辑值为“0”时不导通。
PWM调制部102可以还具有分别输出开关信号Sr、Ss、St的“与”门102rg、102sg、102tg。因为适于控制双向开关30、31、32（参照图16或图18）。具体而言，“与”门102rg取开关信号Srn、Srp的逻辑积，生成开关信号Sr。同样，“与”门102sg取开关信号Ssn、Ssp的逻辑积，生成开关信号Ss，“与”门102tg取开关信号Stn、Stp的逻辑积，生成开关信号St。
根据比较器102rn的动作以及图3的曲线图可知，开关信号Srn与指令值Vr*是比电位VN“大”还是“小”对应地取逻辑值“1”（在曲线图中为高电位）/逻辑值“0”（在曲线图中为低电位）。另外，根据比较器102rp以及反相器102ri的动作以及图3的曲线图可知，开关信号Srp与指令值Vr*是比电位VP“大”还是“小”对应地取逻辑值“1”/“0”。
即，如果指令值Vr*在上述预定范围内，则电抗器的位于电源的相反侧的一端（图16以及图18的端子14；图17的点Ｕ）与连接点N连接。关于指令值Vs*、Vt*也相同。
在对将电抗器组202的3个端中的哪一个与连接点连接进行控制的开关动作中，进行脉冲宽度调制，该脉冲宽度调制为，指令值Vr*、Vs*、Vt*越接近中间电位VQ的指令值，则与各自相应的电抗器的另一端与中间点连接的占空比越大。因此，能够将连接点N的电位设定为中间电位VQ的指令值。而且，与指令值Vr*、Vs*、Vt*比较的预定范围相对于以中间电位VQ的指令值为中心的交流波形VK具有预定的电位幅度，因此在这样的脉冲宽度调制中，无需检测电源电压或流入变流器中的电流的极性。并且，这种将两个电位VP、VN作为载波与指令值进行比较来进行脉冲宽度调制的技术本身作为单极调制被众所周知，例如在专利文献4和非专利文献5中进行了介绍。
并且，优选的是，交流波形VK的振幅（峰峰值）以及预定电位幅度均是输出电压Vdc的指令值Vdc*的一半即Vdc*/2，该输出电压是高电位VH减去低电位VL而得到的电压。这是因为容易得到规定了预定范围的上限和下限的电位VP、VN的波形。
图4是示出本实施方式的动作的第1例的曲线图。示出了对中间电位VQ的偏差ΔVQ（这里，认为中间电位VQ的指令值是0，因此是中间电位VQ与（-1）相乘后的值）強制性地施加20V的外部干扰时的偏差ΔVQ与电流Iu的变动。
图4例示了电压指令值生成部101通过三相的模拟处理生成指令值Vr*、Vs*、Vt*的情况。具体而言，使用根据与电位Vr、Vs、Vt同相位的三相波形、直流电压Vdc（＝VH-VL）、电流Iu、Iv、Iw（均是实测值）进行模拟运算而得到的结果，来生成指令值Vr*、Vs*、Vt*。
根据图4所示的曲线图可知，施加外部干扰后经过了大致1秒后，偏差ΔVQ降低到5V左右而稳定。
图5是例示开关信号生成部100的其它结构及其外围的框图。根据电流指令来求出电压指令的方法例如在专利文献5中为公知技术，因此仅进行简单说明。
电流检测器206检测从三相电源201流过电抗器组202的电流Iu、Iv、Iw。相位检测器122检测三相电源201输出的电位Vu、Vv、Vw的相位ωt（ω：角频率、t：时间）。三相/二相変换器103对电流Iu、Iv、Iw进行三相/二相转换，将它们转换到d轴以及q轴，分别求出作为第1分量的d轴电流Id以及作为第2分量的q轴电流Iq。这里，q轴以及d轴是与电位Vu、Vv、Vw的相位同步旋转的旋转坐标系中的正交坐标轴，q轴的相位比d轴超前90度。在本实施方式中，q轴被选定为与三相电压同相。
加减法器105输出直流电压Vdc与其指令值Vdc*之间的偏差。根据该偏差，电压控制部106求出q轴电流的指令值Iq*。加减法器107输出q轴电流Iq与指令值Iq*之间的偏差。电流控制部109根据该偏差求出q轴电压的指令值Vq*。
加减法器108输出d轴电流Id与其指令值Id*之间的偏差。电流控制部110根据该偏差，求出d轴电压的指令值Vd*。这里，d轴电流与无功功率对应，因此其指令值Id*被选定为0。这在进行设无功功率为零的控制来改善功率因数的方面是优选的。
指令值Vq*，Vd*分别被加减法器112、113减去干扰项，分别被修正为指令值Viq*、Vid*。二相/三相转换器104对指令值Viq*、Vid*进行二相/三相转换，生成指令值Vr*、Vs*、Vt*。
图6是例示生成干扰项的干扰项生成部111的结构的框图。干扰项生成部111将d轴电流Id与ωL（L：对电抗器组202的电感值进行二相转换而得到的值）相乘后输出到加减法器112，将q轴电流Iq与（-ωL）相乘后输出到加减法器113。例如非专利文献4也介绍了与此类似的干扰项的生成以及干扰项的补偿。
加减法器108、113以及电流控制部110可理解为根据d轴电流Id求出指令值Vid*的第1指令值生成部。
另外，加减法器105、107、112、电压控制部106以及电流控制部109可理解为第2指令值生成部，该第2指令值生成部根据电压Vdc和其指令值Vdc*之差求出指令值Iq*，根据该指令值Iq*与q轴电流之差求出指令值Viq*。
图7是示出本实施方式的动作的第2例的曲线图。其中，作为开关信号生成部100，采用了图5所示的结构。与第1例相比，由于采用了旋转坐标系，因此在曲线图中出现了从外部干扰的恢复显著提前的情况。即，施加外部干扰后仅经过了0.1秒左右，偏差ΔVQ就降低到5V左右而稳定。
但是，d轴电流Id以及q轴电流Iq中叠加有脉动电流。其原因在于，中间电位VQ非平衡。下面，对减少该脉动电流的技术进行说明。
图8是示出中间电位VQ接近低电位PL侧而成为非平衡时的电流Iu、Iv、Iw的波形的曲线图，横轴采用了电源的相位角。这些电流中均包含二次谐波。图8例示了电流Iu的二次谐波Iu2。在电流Iu表现为峰值的位置处，二次谐波Iu2也大致表现为峰值。
图9是对电流Id、Iq进行归一化而示出的曲线图，电流Id、Iq是对图8所示的电流Iu、Iv、Iw进行三相/二相坐标变换而得到的，横轴采用电源的相位角。电流Id、Iq中叠加有脉动电流，具体而言，叠加有三次谐波。例如非专利文献3示出了下述情况：当这样在三相电流中含有二次谐波时，在对该三相电流进行三相/二相坐标变换而得到的电流中含有三次谐波。
图10是示出中间电位VQ接近高电位PH侧而成为非平衡时的电流Iu、Iv、Iw的波形的曲线图，横轴采用了电源的相位角。这些电流中均包含二次谐波。图10例示了电流Iu的二次谐波Iu2。在电流Iu表现为峰值的位置处，二次谐波Iu2也大致表现为峰值。
图11是对电流Id、Iq进行归一化而示出的曲线图，电流Id、Iq是对图10所示的电流Iu、Iv、Iw进行三相/二相坐标变换而得到的，横轴采用电源的相位角。电流Id、Iq中叠加有三次谐波。
图12是示出中间电位VQ接近低电位PL侧而成为非平衡时的波形的曲线图。其中，由于设定为PL＝0、Vdc＝700V，因此平衡的中间电位VQ为350V。电位Vrr为经脉冲宽度调制的状态下的整流电路203的输入侧的电位，对其进行滤波后的电位相当于电位Vr。电流Iu的增大侧的斜率比减少侧的斜率陡峭而失真。另外，如图9所示，d轴电流Id含有三次谐波，q轴电流Iq也相同。
图13是示出中间电位VQ接近高电位PH侧而成为非平衡时的波形的曲线图。其中，与图12相同，设平衡的中间电位VQ为350V。电流Iu的减少侧的斜率比增大侧的斜率陡峭而失真。另外，如图11所示，d轴电流Id含有三次谐波，q轴电流Iq也相同。
电容器204、205的容量比越偏离1，则如上所述，流过电抗器组202的三相电流Iu、Iv、Iw的二次谐波越大。并且，该二次谐波在二相电流Id、Iq中作为三次谐波出现。
因此，通过将求出指令值Vid*、Viq*的频带设为三相电压的频率的三倍以上，有可能能够降低流过电抗器组202的三相电流Iu、Iv、Iw的二次谐波。
根据上述说明，图14中用框图例示了改良后的开关信号生成部100的结构及其外围。
与图5所示的结构相比，图14所示的结构为追加了加减法器114、115、116以及电压控制部117、乘法器118、119、补偿项运算部120、121的结构。
在加减法器116中，从中间电位的指令值VQ*（在图3的例示中为0V，在图12和图13的例示中为350V）中减去中间电位VQ求出偏差ΔVQ。根据偏差ΔVQ，电压控制部117输出校正指令值I0*。这表示对电流指令值Iq*、Id*进行校正的值的绝对值。
补偿项运算部120、121均输入相位ωt，分别生成补偿项cos（3ωt）、sin（3ωt）。这些补偿项均是角频率ω的正弦波的三次谐波分量，后者的相位比前者超前90度。
乘法器118将校正指令值I0*与cos（3ωt）相乘，生成校正值Δd。另外，乘法器119将校正指令值I0*与sin（3ωt）相乘，生成校正值Δq。加减法器114从指令值Iq*减去这样得到的校正值Δq（＝I0*sin（3ωt）），由此校正q轴电流的指令值。另外，加减法器115从指令值Id*中减去校正值Δq（＝I0*cos（3ωt）），由此校正d轴电流的指令值。
如上所述，将求出指令值Vid*、Viq*的频带设为三相电压的频率的三倍以上，由此使用这样的三次谐波作为补偿项的校正是有效的。另外，在求指令值Vid*、Viq*时，去除了二相电流Id、Iq的三次谐波，因此能够进一步减少流过电抗器组的三相电流Iu、Iv、Iw的2次谐波。
图15是示出本实施方式的动作的第3例的曲线图。其中，作为开关信号生成部100，采用了图14所示的结构。与第2例（图7）相比，虽然在刚刚产生外部干扰后发生更大幅度的紊乱，但降低了二相电流Id、Iq的脉动电流。
以上详细地说明了本发明，但上述说明在所有的形态中只是例示，本发明并不限于此。应理解为在不脱离本发明的范围内能够想到的未例示的无数变形例。

Claims (12)

1.一种变流器控制方法，其控制变流器，
该变流器具有：
整流电路(203)，其输出低电位(VL)、高于所述低电位的高电位(VH)、以及所述低电位与所述高电位之间的中间电位(VQ)；
第1电容器(205；7)，其被施加所述低电位以及所述中间电位；以及
第2电容器(204；6)，其在连接点(35；N)处与所述第1电容器连接，被施加所述高电位以及所述中间电位，
所述整流电路具有：
三相二极管电桥(18，19，20，24，25，26；D11，D21；D31，D14，D24，D34)，其对各自的一端施加有三相电压(Vu、Vv、Vw)的三个为一组的电抗器(202；8，9，10)各自的另一端的第1至第3电位(Vr，Vs，Vt)进行整流，输出所述低电位以及所述高电位；以及
开关组(30，31，32；S11，S21，S31，S12，S22，S32)，其选择性地将所述电抗器的3个所述另一端与所述连接点连接，
在该变流器控制方法中，
当作为分别针对所述第1至第3电位的指令值的第1至第3指令值(Vr*，Vs*，Vt*)分别在预定范围内时，所述开关组将与各个指令值对应的所述另一端与所述连接点连接，
对于所述预定范围，采用相对于以所述中间电位的指令值为中心的交流波形(VK)具有预定的电位幅度的范围。
2.根据权利要求1所述的变流器控制方法，其中，
所述交流波形的振幅以及所述预定的电位幅度均是输出电压(Vdc)的指令值(Vdc*)的一半，该输出电压是所述高电位(VH)减去所述低电位(VL)而得到的电压。
3.根据权利要求2所述的变流器控制方法，其中，
对流入所述电抗器的三相电流(Iu，Iv，Iw)进行三相/二相转换，求出相位与所述三相电压(Vu，Vv，Vw)正交的第1分量(Id)、以及与所述三相电压同相的第2分量(Iq)，
根据所述第1分量，求出第4指令值(Vid*)，
根据所述输出电压(Vdc)与所述输出电压的所述指令值(Vdc*)之差，求出作为所述第2分量的指令值的第2分量指令值(Iq*)，
根据所述第2分量与所述第2分量指令值(Iq*)之差，求出第5指令值(Viq*)，
对所述第4指令值以及所述第5指令值进行二相/三相转换，求出所述第1至第3指令值(Vr*，Vs*，Vt*)。
4.根据权利要求3所述的变流器控制方法，其中，
在所述三相电压(Vu、Vv、Vw)的频率的3倍以上的频带中，根据所述第1分量(Id)、所述第2分量(Iq)、所述第2分量指令值(Iq*)求出所述第4指令值以及所述第5指令值。
5.根据权利要求4所述的变流器控制方法，其中，
所述交流波形(VK)的频率是所述三相电压(Vu、Vv、Vw)的频率的三倍以上。
6.根据权利要求5所述的变流器控制方法，其中，
在求所述第4指令值(Vid*)时，利用频率为所述三相电压(Vu、Vv、Vw)的频率的3倍的第1谐波对所述第1分量(Id)进行校正，
在求所述第5指令值(Viq*)时，利用相位与所述第1谐波正交的第2谐波对所述第2分量(Iq)进行校正。
7.一种变流器控制装置，其控制变流器，
该变流器具有：
整流电路(203)，其输出低电位(VL)、高于所述低电位的高电位(VH)、以及所述低电位与所述高电位之间的中间电位(VQ)；
第1电容器(205；7)，其被施加所述低电位以及所述中间电位；以及
第2电容器(204；6)，其在连接点(35；N)处与所述第1电容器连接，被施加所述高电位以及所述中间电位，
所述整流电路具有：
三相二极管电桥(18，19，20，24，25，26；D11，D21；D31，D14，D24，D34)，其对各自的一端施加有三相电压(Vu、Vv、Vw)的三个为一组的电抗器(202；8，9，10)各自的另一端的第1至第3电位(Vr，Vs，Vt)进行整流，输出所述低电位以及所述高电位；以及
开关组(30，31，32；S11，S21，S31，S12，S22，S32)，其选择性地将所述电抗器的3个所述另一端与所述连接点连接，
该变流器控制装置(100)具有：
电压指令值生成部(101；122，104)，其根据所述三相电压生成作为分别针对所述第1至第3电位的指令值的第1至第3指令值(Vr*，Vs*，Vt*)；以及
脉冲宽度调制器(102)，其生成开关信号(Srp，Srn，Ssp，Ssn，Stp，Stn；Sr，Ss，St)，该开关信号在所述第1至第3指令值分别处于相对于以所述中间电位的指令值为中心的交流波形(VK)具有预定的电位幅度的范围内时，使所述开关组将与各个指令值对应的所述另一端与所述连接点连接。
8.根据权利要求7所述的变流器控制装置，其中，
所述交流波形的振幅以及所述预定的电位幅度均是输出电压(Vdc)的指令值(Vdc*)的一半，该输出电压是所述高电位(VH)减去所述低电位(VL)而得到的电压。
9.根据权利要求8所述的变流器控制装置，其中，
该变流器控制装置还具有：
三相/二相转换器(103)，其根据流入所述电抗器的三相电流(Iu，Iv，Iw)，求出相位与所述三相电压(Vu，Vv，Vw)正交的第1分量(Id)、以及与所述三相电压同相的第2分量(Iq)；
第1指令值生成部(108，110，113)，其根据所述第1分量，求出第4指令值(Vid*)；
第2指令值生成部(105，106，107，109，112)，其根据所述输出电压(Vdc)与所述输出电压的所述指令值(Vdc*)之差，求出作为所述第2分量的指令值的第2分量指令值(Iq*)，根据所述第2分量与所述第2分量指令值(Iq*)之差，求出第5指令值(Viq*)；以及
二相/三相转换器(104)，其根据所述第4指令值以及所述第5指令值，求出所述第1至第3指令值(Vr*，Vs*，Vt*)。
10.根据权利要求9所述的变流器控制装置，其中，
该变流器控制装置具有所述三相电压(Vu，Vv，Vw)的频率的3倍以上的频带。
11.根据权利要求10所述的变流器控制装置，其中，
所述交流波形(VK)的频率是所述三相电压(Vu、Vv、Vw)的频率的三倍以上。
12.根据权利要求11所述的变流器控制装置，其中，
所述第1指令值生成部具有第1校正部(115，116，117，118，120)，该第1校正部利用频率为所述三相电压(Vu、Vv、Vw)的频率的3倍的第1谐波对所述第1分量(Id)进行校正，
所述第2指令值生成部具有第2校正部(114，116，117，119，121)，该第2校正部利用相位与所述第1谐波正交的第2谐波对所述第2分量(Iq)进行校正。
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