JP3166525B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、誘導電動機のベクト
ル制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】まず、誘導電動機のベクトル制御につい
て説明する。ベクトル制御は、三相誘導電動機の電流及
び磁束を電源に同期して回転する回転座標系で、一方の
軸が二次磁束の方向に対応したｄ−ｑ座標系と呼ばれる
座標上のベクトルとして表現し、誘導電動機のトルクと
二次磁束とを独立に制御しようとするものである。

【０００３】ｄ−ｑ座標系における電圧方程式は式（１
６）である。また、誘導電動機の磁束と電流とは式（１
７）〜（２０）の関係が成立する。

【０００４】

【数１０】

【０００５】式（１６）において、ｅ1d、ｅ1qは一次電
圧のｄ軸及びｑ軸成分、ｉ1d、ｉ1qは一次電流のｄ軸及
びｑ軸成分、ｉ2d、ｉ2qは二次電流のｄ軸及びｑ軸成
分、Ｒ1は一次抵抗、Ｒ2は二次抵抗、Ｌ1は一次インダ
クタンス、Ｌ2は二次インダクタンス、Ｍは励磁インダ
クタンス、ωinvは電源角周波数（インバータ角周波
数）、ωsはすべり角周波数、Ｓは微分演算子である。

【０００６】式（１７）〜（２０）において、φ1d、φ
1qは一次磁束のｄ軸及びｑ軸成分、φ2d、φ2qは二次磁
束のｄ軸及びｑ軸成分である。

【０００７】ｄ−ｑ座標系のｄ軸方向に二次磁束をとる
と、φ2d＝φ2、φ2q＝０となる。そして、式（１７）
〜（２０）の関係から式（１６）の第３行及び第４行
は、式（２１）（２２）のように書き返される。

【０００８】従って、式（２１）からφ2dが一定値であ
れば、ｉ2d＝０となり、式（１９）から式（２３）が得
られる。

【０００９】また、φ2q＝０であるので、式（２０）か
ら式（２４）が得られる。

【００１０】

【数１１】

【００１１】さらに、式（２２）に式（２３）（２４）
を代入して整理すると、すべり角周波数ωsは式（２
５）となって、一次電流成分のｉ1d及びｉ1qで表すこと
ができる。

【００１２】そして、誘導電動機の極対数をＰとする
と、発生トルクＴは式（２６）となる。

【００１３】

【数１２】

【００１４】このように、すべり角周波数ωsを式（２
５）で設定すると、二次磁束は式（１９）のようにｉ1d
で制御できる。そして、トルクは式（２６）のようにφ
2dが一定値であればｉ1qで制御できる。

【００１５】以上のように、二次磁束及びトルクを制御
するのがベクトル制御の基本的な考え方である。

【００１６】ベクトル制御では式（２５）で、すべり角
周波数ωsを設定して制御を行うが、式（２５）に含ま
れている二次抵抗Ｒ2は、周囲温度や誘導電動機自体の
発熱による温度変化に伴って変化する。したがって、式
（２５）の演算に使用するＲ2の値として、温度変化に
よる二次抵抗Ｒ2の変化分を撰定して補正した値とする
必要がある。

【００１７】図２９は例えば、特開平３−２５３２８８
号公報に示された従来の誘導電動機のベクトル制御装置
と同様の構成を示すブロック図である。

【００１８】図２９において、１はベクトル制御される
三相用誘導電動機、２は誘導電動機１の回転数を検出す
る速度検出器、３、４はそれぞれ誘導電動機１のＵ相及
びＷ相電流を検出する電流検出器、５は角周波数変換手
段で、速度検出器２の出力パルス信号を誘導電動機１の
回転角周波数ωrに変換する。６は速度検出器５からの
回転角周波数ωrに応じてλ2d＊／Ｍ＊を出力する二次
磁束指令アンプで、ωrが所定値を越えるまではλ2d0＊
／Ｍ＊を出力し、ωrが所定値を越えて界磁制御領域に
入るとωrに応じてλ2d＊／Ｍ＊が小さくなる。以下、
各値に＊を付したものは、目標値あるいは理想値を示
す。

【００１９】７は速度指令値ωr＊とωrとを加算する加
算手段、８は加算手段７の出力によりｉ1q＊を出力する
速度アンプ、９は二次磁束指令アンプ６の出力に基づい
てｉ1d＊を演算する演算手段、１０は座標変換部で、ｉ
1d＊及びｉ1q＊に基づいて一次電流Ｉ1を基準軸とした
γ−δ座標におけるｉ（１γ）＊とｄ軸とγ軸との位相
差４とを演算する。１１は一次電圧の目標値を演算する
ための理想電圧演算部で、座標変換部１０から出力され
たｓｉｎ４、Ｉ1、ｃｏｓ４及び二次磁束指令アンプ６
からのλ2d＊／Ｍ＊並びに電源角周波数ω0を用いて、
ｖ（１γ）＊及びｖ（１δ）＊を演算する。

【００２０】１２は座標変換手段で、電流検出器３、４
の一次電流の検出値ｉu、ｉwをγ−δ座標の各軸成分ｉ
（１γ）、ｉ（１δ）に変換する。１３、１４はそれぞ
れｉ（１γ）とｉ（１γ）＊及びｉ（１δ）とｉ（１
δ）＊の偏差分が入力される電流制御アンプで、現在の
一次電圧のγ軸成分におけるｖ（１γ）＊からの変動分
Δｖ（１γ）及びδ軸成分におけるｖ（１δ）＊からの
変動分Δｖ（１δ）が出力される。１５は極座標変換部
で、一次電圧のベクトルＶ1の大きさ｜Ｖ1｜とγ軸との
位相角φとを出力する。１６は二次抵抗変化分演算手段
で、λ2d＊／Ｍ＊、ｉ1d＊、ｉ1q＊、ω0、ｉ（１γ）
＊及びΔｖ（１δ）をとり込んで式（２７）の演算を実
行して二次抵抗Ｒ2の変化分Ｋ2を求める。

【００２１】

【数１３】

【００２２】１７はすべり角周波数演算手段で、Ｋ2、
λ2d＊／Ｍ＊及びｉ1q＊をとり込んですべり角周波数ω
s＊を求める。１８は同定回路で、無負荷運転時にΔｖ
（１γ）及びｉ1d＊をとり込んで一次抵抗の変化分Ａ1
を算出して一次抵抗を同定するとともに、Δｖ（１
δ）、ω0及びλ2d＊／Ｍ＊をとり込んで励磁インダク
タンスの変化分ＡMを算出して、励磁インダクタンスＭ2
／Ｌ2を同定する。１９はコンパレータで、定格トルク
電流を１００％とした場合、例えばその５％の値を設定
値とし、ｉ1q＊の値と比較して、ｉ1q＊が設定値より低
ければ、無負荷運転と判定して同定回路１８を駆動する
とともに、この場合には二次抵抗Ｒ2の変化の影響が現
れないので、その出力信号により二次抵抗変化分演算手
段１６を停止させる。

【００２３】位相角φ、位相差ψ及びθ（＝ω0t）の加
算値と｜Ｖ1｜とがパルス幅変調方式のインバータ２０
に入力され、Ｕ、Ｖ及びＷ相に対応した一次電圧指令値
に変換されて一次電圧が制御される。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】従来の誘導電動機のベ
クトル制御装置は、二次抵抗の変化分の演算に式（２
７）を用いて行うので、ｄ−ｑ座標系及びγ−δ座標系
における電圧、電流を考慮しなければならないため、演
算処理が複雑になるという問題点があった。

【００２５】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、ｄ−ｑ座標系上でのみ演算を行
うようにした誘導電動機のベクトル制御装置を提供する
ことを目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る誘
導電動機のベクトル制御装置は、誘導電動機の電源角周
波数に同期して回転する回転座標系で二次磁束の方向を
ｄ軸とするｄ−ｑ座標上で、誘導電動機のベクトル制御
を行う誘導電動機のベクトル制御装置において、指令演
算手段に誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及
び抵抗変化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を
入力して、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指
令値ｉ1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、
抵抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｄ軸一次電流ｉ
1d、ｑ軸一次電流ｄ1q、ｉ1d＊とｉ1dとの偏差電流Δｉ
1d、ｉ1q＊とｉ1qとの偏差電流Δｉ1q、誘導電動機の回
転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周波数
ωinv、Δｉ1dに対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）及びΔｉ1
qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、誘導電動
機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタンスの
設定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値をＬ2＊、
ｄ軸一次電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧変動量を
Δｅ1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（２８）
により算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（２９）によ
り演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード
電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力
してｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ
軸のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座
標変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算した
ｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆ
ｆ）とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinv
を積分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指
令値に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて
所定の電圧を誘導電動機に供給するものである。

【００２７】

【数１４】

【００２８】請求項２の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、抵抗変化量演算手
段にｉ1d＊、ｉ1q＊、誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs＊とを加算したインバータ角周波数ωinv、ｉ1d＊と
ｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電流Δｉ1dに対する補償電圧
ｅ1d（ｆｂ）及びｉ1q＊とｑ軸一次電流ｄ1qとの偏差電
流Δｉ1qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、誘
導電動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタ
ンスの設定値をＭ＊及び二次インダクタンスの設定値を
Ｌ2＊としたとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３０）に
より算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３１）により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力し
てｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸
のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標
変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ
軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）
とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積
分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値
に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定
の電圧を誘導電動機に供給するものである。

【００２９】

【数１５】

【００３０】請求項３の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、抵抗変化量演算手
段にｄ軸一次電流ｉ1d、ｑ軸一次電流ｄ1q、誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周
波数ωinv、ｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電流Δ
ｉ1dに対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）及びｉ1q＊とｑ軸一
次電流ｄ1qとの偏差電流Δｉ1qに対する補償電圧ｅ1q
（ｆｂ）を入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定値を
Ｒ2＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊、二次イン
ダクタンスの設定値をＬ2＊としたとき、一次抵抗変化
量ΔＲ1を式（３２）により算出し、二次抵抗変化量Δ
Ｒ2を式（３３）により演算して指令演算手段に出力
し、フィードフォワード電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q
＊、ωinv及びΔＲ1を入力してｄ軸のフィードフォワー
ド電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォワード電圧
ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）と
ｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊、
ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ軸一次電圧
指令値ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相
θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三
相電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給
するものである。

【００３１】

【数１６】

【００３２】請求項４の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、第１の定電流補償
手段にｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電流Δｉ1dを
入力して、Δｉ1dを補償するｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊
を出力し、第２の定電流補償手段にｉ1q＊とｑ軸一次電
流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qを入力して、Δｉ1qを補償す
るｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊を出力し、抵抗変化量演算
手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｉ1d、ｉ1q、ｅ1d＊、ｅ1q＊及
び誘導電動機の回転角周波数ωrとωs＊とを加算したイ
ンバータ角周波数ωinvを入力して、誘導電動機の二次
抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタンスの設定値を
Ｍ＊、二次インダクタンスの設定値をＬ2＊、ｄ軸一次
電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧変動量をΔｅ1qと
したとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３４）により算
出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３５）により演算し
て指令演算手段に出力し、座標変換手段にｅ1d＊、ｅ1q
＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力し
て三相電圧指令値に変換し、インバータが三相電圧指令
値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給するもので
ある。

【００３３】

【数１７】

【００３４】請求項５の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、第１の定電流補償
手段にｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電流Δｉ1dを
入力して、Δｉ1dを補償するｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊
を出力し、第２の定電流補償手段にｉ1q＊とｑ軸一次電
流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qを入力して、Δｉ1qを補償す
るｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊を出力し、抵抗変化量演算
手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｅ1d＊、ｅ1q＊及び誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周
波数ωinvを入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定値
をＲ2＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊、二次イ
ンダクタンスの設定値をＬ2＊、ｄ軸一次電圧変動量を
Δｅ1d及びｑ軸一次電圧変動量をΔｅ1qとしたとき、一
次抵抗変化量ΔＲ1を式（３６）により算出し、二次抵
抗変化量ΔＲ2を式（３７）により演算して指令演算手
段に出力し、座標変換手段にｅ1d＊、ｅ1q＊及びωinv
を積分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指
令値に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて
所定の電圧を誘導電動機に供給するものである。

【００３５】

【数１８】

【００３６】請求項６の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、第１の定電流補償
手段にｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電流Δｉ1dを
入力して、Δｉ1dを補償するｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊
を出力し、第２の定電流補償手段にｉ1q＊とｑ軸一次電
流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qを入力して、Δｉ1qを補償す
るｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊を出力し、抵抗変化量演算
手段にｉ1d、ｉ1q、ｅ1d＊、ｅ1q＊及び誘導電動機の回
転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周波数
ωinvを入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定値をＲ2
＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊、二次インダク
タンスの設定値をＬ2＊、ｄ軸一次電圧変動量をΔｅ1d
及びｑ軸一次電圧変動量をΔｅ1qとしたとき、一次抵抗
変化量ΔＲ1を式（３８）により算出し、二次抵抗変化
量ΔＲ2を式（３９）により演算して指令演算手段に出
力し、座標変換手段にｅ1d＊、ｅ1q＊及びωinvを積分
したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給するものである。

【００３７】

【数１９】

【００３８】請求項７の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、抵抗変化量演算手
段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｄ軸一次電流ｉ1d、ｑ軸一次電流
ｄ1q、ｉ1d＊とｉ1dとの偏差電流Δｉ1d、ｉ1q＊とｉ1q
との偏差電流Δｉ1q、誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs＊とを加算したインバータ角周波数ωinv、Δｉ1dに
対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）及びΔｉ1qに対する補償電
圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、誘導電動機の二次抵抗の設
定値をＲ2＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊、二
次インダクタンスの設定値をＬ2＊、ｄ軸一次電圧変動
量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧変動量をΔｅ1qとしたと
き、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（４０）により演算して
指令演算手段に出力し、フィードフォワード電圧演算手
段にｉ1d＊、ｉ1q＊及びωinvを入力してｄ軸のフィー
ドフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォ
ワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d
（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令
値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ
軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座
標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、イン
バータが三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電
動機に供給するものである。

【００３９】

【数２０】

【００４０】請求項８の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、抵抗変化量演算手
段にｉ1d＊、ｉ1q＊、誘導電動機の回転角周波数ωrと
ωs＊とを加算したインバータ角周波数ωinv、ｉ1q＊と
ｑ軸一次電流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qに対する補償電圧
ｅ1q（ｆｂ）を入力して、誘導電動機の二次抵抗の設定
値をＲ2＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊及び二
次インダクタンスの設定値をＬ2＊としたとき、二次抵
抗変化量ΔＲ2を式（４１）により演算して指令演算手
段に出力し、フィードフォワード電圧演算手段にｉ1d
＊、ｉ1q＊及びωinvを入力してｄ軸のフィードフォワ
ード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォワード電
圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）
とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令値ｅ1d
＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ軸一次
電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の
位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータ
が三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に
供給するものである。

【００４１】

【数２１】

【００４２】請求項９の発明に係る誘導電動機のベクト
ル制御装置は、誘導電動機の電源角周波数に同期して回
転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
座標上で、誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電動機
のベクトル制御装置において、指令演算手段に誘導電動
機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変化量演算
手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力して、ｄ軸一
次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ1q＊及びす
べり角周波数指令値ωs＊を演算し、抵抗変化量演算手
段にｄ軸一次電流ｉ1d、ｑ軸一次電流ｄ1q、誘導電動機
の回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周
波数ωinv、ｉ1q＊とｑ軸一次電流ｉ1qとの偏差電流Δ
ｉ1qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、誘導電
動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタンス
の設定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値をＬ2＊
としたとき、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（４２）により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊及びωinvを入力してｄ軸
のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフィ
ードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変換手
段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一次
電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加
算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分した
ｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換
し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の電圧
を誘導電動機に供給するものである。

【００４３】

【数２２】

【００４４】請求項１０の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項１、請求項３、請求項４、又は
請求項６記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するｄ軸一次電流ｉ1dの
代わりにｉ1dを第１のローパスフィルタを通して得られ
たｄ軸一次信号電流ｉ1d（ｆ）とし、ｑ軸一次電流ｉ1q
の代わりにｉ1qを第２のローパスフィルタを通して得ら
れたｑ軸一次信号電流ｉ1q（ｆ）としたものである。

【００４５】請求項１１の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項１から請求項６のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧ｅ1d（ｆｂ）の代わり
にｄ軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧ｅ1d
（ｉ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わりにｑ軸一次
電流偏差を積分した積分値補償電圧ｅ1q（ｉ）としたも
のである。

【００４６】請求項１２の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項１から請求項６のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段に入力される補償電圧ｅ1d（ｆｂ）の代わり
に第１のローパスフィルタを通して得られたｄ軸信号補
償電圧ｅ1d（ｆｂｆ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代
わりに第２のローパスフィルタを通して得られたｑ軸信
号補償電圧ｅ1q（ｆｂｆ）としたものである。

【００４７】請求項１３の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項７又は請求項９記載の誘導電動
機のベクトル制御装置において、抵抗変化量演算手段へ
入力するｄ軸一次電流ｉ1dの代わりにｉ1dを第１のロー
パスフィルタを通して得られたｄ軸一次信号電流ｉ1d
（ｆ）とし、ｑ軸一次電流ｉ1qの代わりにｉ1qを第２の
ローパスフィルタを通して得られたｑ軸一次信号電流ｉ
1q（ｆ）としたものである。

【００４８】請求項１４の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項７から請求項９のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わり
にｑ軸一次電流偏差ｉ1qを積分した積分値補償電圧ｅ1q
（ｉ）としたものである。

【００４９】請求項１５の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項７から請求項９のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段に入力される補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わり
にローパスフィルタを通して得られたｑ軸信号補償電圧
ｅ1q（ｆｂｆ）としたものである。

【００５０】請求項１６の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項１から請求項１５のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段の演算周期を指令演算手段及び座標変換手
段の演算周期より長くしたものである。

【００５１】

【作用】請求項１の発明における誘導電動機のベクトル
制御装置は、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（２８）により
算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（２９）により演算
して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電圧演
算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力してｄ
軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフ
ィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変換
手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一
次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを
加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分し
たｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変
換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の電
圧を誘導電動機に供給する。

【００５２】請求項２の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３０）に
より算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３１）により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力し
てｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸
のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標
変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ
軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）
とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積
分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値
に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定
の電圧を誘導電動機に供給する。

【００５３】請求項３の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３２）に
より算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３３）により
演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワード電
圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力し
てｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸
のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標
変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ
軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）
とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積
分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値
に変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定
の電圧を誘導電動機に供給する。

【００５４】請求項４の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３４）に
より算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３５）により
演算して指令演算手段に出力し、座標変換手段にｅ1d
＊、ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三相
電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給す
る。

【００５５】請求項５の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３６）に
より算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３７）により
演算して指令演算手段に出力し、座標変換手段にｅ1d
＊、ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三相
電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給す
る。

【００５６】請求項６の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（３８）に
より算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（３９）により
演算して指令演算手段に出力し、座標変換手段にｅ1d
＊、ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θ
を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが三相
電圧指令値に基づいて所定の電圧を誘導電動機に供給す
る。

【００５７】請求項７の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（４０）に
より演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワー
ド電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊及びωinvを入力して
ｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸の
フィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変
換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸
一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）と
を加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分
したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給する。

【００５８】請求項８の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（４１）に
より演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワー
ド電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊及びωinvを入力して
ｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸の
フィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変
換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸
一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）と
を加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分
したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給する。

【００５９】請求項９の発明における誘導電動機のベク
トル制御装置は、二次抵抗変化量ΔＲ2を式（４２）に
より演算して指令演算手段に出力し、フィードフォワー
ド電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊及びωinvを入力して
ｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸の
フィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変
換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸
一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）と
を加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分
したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
変換し、インバータが三相電圧指令値に基づいて所定の
電圧を誘導電動機に供給する。

【００６０】請求項１０の発明における誘導電動機のベ
クトル制御装置は、請求項１、請求項３、請求項４、又
は請求項６記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するｄ軸一次電流ｉ1dの
代わりにｉ1dを第１のローパスフィルタを通して得られ
たｄ軸一次信号電流ｉ1d（ｆ）として、一次抵抗変化分
ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2を演算し、各変化量ΔＲ
1、ΔＲ2により補正した三相電圧指令値に基づいてイン
バータが所定の電圧を誘導電動機に供給する。

【００６１】請求項１１の発明における誘導電動機のベ
クトル制御装置は、請求項１から請求項６のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段へ入力される補償電圧ｅ1d（ｆｂ）の代わ
りにｄ軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧ｅ1d
（ｉ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わりにｑ軸一次
電流偏差を積分した積分値補償電圧ｅ1q（ｉ）として、
一次抵抗変化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2を演算
し、各変化量ΔＲ1、ΔＲ2により補正した三相電圧指令
値に基づいてインバータが所定の電圧を誘導電動機に供
給する。

【００６２】請求項１２の発明における誘導電動機のベ
クトル制御装置は、請求項１から請求項６のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段に入力される補償電圧ｅ1d（ｆｂ）の代わ
りに第１のローパスフィルタを通して得られたｄ軸信号
補償電圧ｅ1d（ｆｂｆ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の
代わりに第２のローパスフィルタを通して得られたｑ軸
信号補償電圧ｅ1q（ｆｂｆ）として、一次抵抗変化量Δ
Ｒ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2を演算し、各変化量ΔＲ
1、ΔＲ2により補正した三相電圧指令値に基づいてイン
バータが所定の電圧を誘導電動機に供給する。

【００６３】請求項１３の発明における誘導電動機のベ
クトル制御装置は、請求項７又は請求項９記載の誘導電
動機のベクトル制御装置において、抵抗変化量演算手段
へ入力するｄ軸一次電流ｉ1dの代わりにｉ1dを第１のロ
ーパスフィルタを通して得られたｄ軸一次信号電流ｉ1d
（ｆ）とし、ｑ軸一次電流ｉ1qの代わりにｉ1qを第２の
ローパスフィルタを通して得られたｑ軸一次信号電流ｉ
1q（ｆ）として、二次抵抗変化量ΔＲ2により補正した
三相電圧指令に基づいてインバータが所定の電圧を誘導
電動機に供給する。

【００６４】請求項１４の発明に係る誘導電動機のベク
トル制御装置は、請求項７から請求項９のいずれかに記
載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
量演算手段へ入力される補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わり
にｑ軸一次電流偏差ｉ1qを積分した積分値補償電圧ｅ1q
（ｉ）として、二次抵抗変化量ΔＲ2により補正した三
相電圧指令に基づいてインバータが所定の電圧を誘導電
動機に供給する。

【００６５】請求項１５の発明における誘導電動機のベ
クトル制御装置は、請求項７から請求項９のいずれかに
記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
化量演算手段に入力される補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わ
りにローパスフィルタを通して得られたｑ軸信号補償電
圧ｅ1q（ｆｂｆ）として、二次抵抗変化量ΔＲ2により
補正した三相電圧指令に基づいてインバータが所定の電
圧を誘導電動機に供給する。

【００６６】請求項１６の発明における誘導電動機のベ
クトル制御装置は、請求項１から請求項１５のいずれか
に記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗
変化量演算手段の演算周期を指令演算手段及び座標変換
手段の演算周期より長くしたので、ゆるやかな二次抵抗
の変化に対応して演算する。

【００６７】

【実施例】

実施例１．以下、この発明の実施例１を図１について説
明する。図１において、１〜５、２０は従来のものと同
様である。２１はベクトル制御指令値を演算する指令演
算手段で、トルク指令Ｔ＊と二次磁束指令φ2＊と二次
抵抗変化量ΔＲ2とに基づいて、ｑ軸及びｄ軸の一次電
流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊及びすべり角周波数指令値ωs
＊を演算する。２２はフィードフォワード電圧演算手段
で、インバータ角周波数ωinv、一次抵抗変化量ΔＲ1及
び一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊によりフィードフォワ
ード電圧ｅ1q（ｆｆ）、ｅ1d（ｆｆ）を演算する。２
３、２４はそれぞれ一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊とｑ
軸及びｄ軸の一次電流ｉ1q、ｉ1dとの偏差電流Δｉ1q、
Δｉ1dを求める減算器、２５はωs＊と誘導電動機１の
回転角周波数ωrとを加算してインバータ角周波数ωinv
を出力する加算器である。

【００６８】２６、２７はそれぞれ偏差電流Δｉ1q、Δ
ｉ1dを入力して補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）を
出力する定電流補償手段、２８はインバータ角周波数ω
invを積分してｄ−ｑ座標系の位相を求める積分器、２
９は抵抗変化量演算手段で、一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ
1d＊、一次電流ｉ1q、ｉ1d、偏差電流Δｉ1q、Δｉ1d、
補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角
周波数ωinvに基づいて、一次抵抗変化量ΔＲ１と二次
抵抗変化量ΔＲ2とを演算する。３０、３１はそれぞれ
フィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）、ｅ1d（ｆｆ）と
補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）とを加算して電圧
指令ｅ1q＊、ｅ1d＊を出力する加算器、３２は座標変換
手段で、ｄ−ｑ座標系で表された電圧指令値ｅ1q＊、ｅ
1d＊とｄ−ｑ座標の位相θとから三相電圧の電圧指令値
ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊を出力する。３３は三相電流ｉu、
ｉv、ｉwと位相θとからｄ−ｑ座標系上の一次電流ｉ1
q、ｉ1dに変換する座標変換手段、３４はＵ相電流及び
Ｖ相電流ｉu、ｉvからｉu＋ｉv＋ｉw＝０の関係を使っ
て、ｉw＝−ｉu−ｉvを演算してＷ相電流ｉwを出力す
る。

【００６９】次に動作について説明する。図１におい
て、指令演算手段２１ではトルク指令Ｔ＊、二次磁束指
令φ2＊及び二次抵抗変化量ΔＲ2を考慮した誘導電動機
１のパラメータを使って式（２３）、式（２５）及び式
（２６）を変形して電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊及びすべ
り角周波数ωs＊を式（４３）〜式（４５）のように演
算する。

【００７０】誘導電動機１のパラメータである二次イン
ダクタンスＬ2、励磁インダクタンスＭ及び二次抵抗Ｒ2
に付けた＊印は公称値又は設定値を示す。以下、＊印の
付いたものは同様とする。

【００７１】

【数２３】

【００７２】フィードフォワード電圧演算手段２２では
一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、インバータ角周波数ω
inv及び一次抵抗変化量ΔＲ1を使って、式（４６）及び
式（４７）によりフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆ
ｆ）、ｅ1d（ｆｆ）を演算する。

【００７３】

【数２４】

【００７４】補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）は、
それぞれ定電流補償手段２６、２７の出力として得られ
る。そして、誘導電動機１のパラメータ値がすべて設定
値の通りの理想的な状態では、ｅ1q（ｆｂ）及びｅ1d
（ｆｂ）が共に零になる。換言すれば、パラメータの値
が一致していない場合には、定電流とするために零でな
い補償電圧ｅ1q（ｆｂ）及びｅ1d（ｆｂ）が出力され
る。

【００７５】次に、抵抗変化量演算手段２９では、一次
抵抗値Ｒ1の設定抵抗値Ｒ1＊と実際の一次抵抗値Ｒ1と
の変化量ΔＲ1、及び二次抵抗値Ｒ2の設定抵抗値Ｒ2＊
と実際の二次抵抗値Ｒ2との変化量ΔＲ2を求める。

【００７６】誘導電動機１を電圧指令ｅ1q＊、ｅ1d＊で
運転した場合の定常状態における電圧方程式は、式（１
６）から式（４８）のように表される。

【００７７】

【数２５】

【００７８】式（４８）の第３行目及び第４行目から二
次電流ｉ2d、ｉ2qは、それぞれ式（４９）及び式（５
０）のように表される。

【００７９】そして、式（４９）及び式（５０）を式
（４８）の第１行目及び第２行目に代入すると、電圧指
令値ｅ1d＊、ｅ1q＊は、式（５１）及び式（５２）にな
る。

【００８０】

【数２６】

【００８１】また、電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q＊は、式
（４６）及び式（４７）から式（５３）及び式（５４）
のように表される。

【００８２】ここで、一次抵抗Ｒ1及び二次抵抗Ｒ2以外
の誘導電動機１のパラメータは設定値に等しいと仮定
し、Ｒ1及びＲ2を式（５５）及び式（５６）と表す。

【００８３】

【数２７】

【００８４】式（５３）〜式（５６）を式（５１）及び
式（５２）に代入して変形すると、式（５７）及び式
（５８）が得られる。

【００８５】

【数２８】

【００８６】式（５０）及び式（５１）の左辺は、それ
ぞれｄ軸及びｑ軸の電流指令値、一次電流値及び補償電
圧で演算できる量であるので、これらを式（５９）及び
式（６０）で表す。

【００８７】

【数２９】

【００８８】そして、式（５９）を式（５７）に、式
（６０）を式（５８）にそれぞれ代入する。この場合、
二次抵抗変化量ΔＲ2は微小と仮定してΔＲ22を省略す
ると、式（６１）及び式（６２）が得られる。

【００８９】

【数３０】

【００９０】式（６１）及び式（６２）をΔＲ1、ΔＲ2
の連立方程式として解くと、式（６３）及び式（６４）
となる。

【００９１】

【数３１】

【００９２】式（６３）及び式（６４）のωs＊に式
（４５）の関係を代入して整理すると、ΔＲ1及びΔＲ2
は、それぞれ式（６５）及び式（６６）で表される。

【００９３】

【数３２】

【００９４】抵抗変化量演算手段２９では、ｉ1d＊、ｉ
1q＊、ｉ1d、ｉ1q、Δｉ1d、Δｉ1q、ωinv、ｅ1d（ｆ
ｂ）及びｅ1q（ｆｂ）に基づいて、式（５９）と式（６
０）及び式（６５）と式（６６）の演算を行って、一次
抵抗変化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2を求める。

【００９５】抵抗変化量演算手段２９で演算された一次
抵抗変化量ΔＲ1は、フィードフォワード電圧演算手段
２２に送られて、ΔＲ1を考慮した一次抵抗設定値Ｒ1＊
として、Ｒ1＊＝Ｒ1＊＋ΔＲ1と置き換える。

【００９６】また、二次抵抗変化量ΔＲ2は、指令演算
手段２１に送られて、ΔＲ2を考慮した二次抵抗設定値
Ｒ2＊として、Ｒ2＊＝Ｒ2＊＋ΔＲ2と置き換える。

【００９７】これらの各設定値Ｒ1＊、Ｒ2＊の置き換え
は、抵抗変化量演算手段２９の処理を実行するごとに行
う。なお、ΔＲ1及びΔＲ2の初期値は、それぞれ零であ
る。

【００９８】インバータ角周波数ωinvは、加算器２５
で誘導電動機１の回転角周波数ωrとすべり角周波数指
令値ωs＊とを加算して得られる。

【００９９】ｄ−ｑ座標系の位相θは、インバータ周波
数ωinvを積分器２８で積分することによって得られ
る。

【０１００】座標変換手段３２は、式（６７）の演算を
行って電圧指令ｅ1d＊、ｅ1q＊を三相電圧指令ｖu＊、
ｖv＊、ｖw＊に変換する。

【０１０１】

【数３３】

【０１０２】座標変換手段３３では、式（６８）の演算
を行って三相電流ｉu、ｉv、ｉwをｄ−ｑ座標系上の電
流成分ｉ1d、ｉ1qに変換する。

【０１０３】

【数３４】

【０１０４】パルス幅変調方式のインバータ２０は、三
相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊に基づいて、パルス幅
変調制御により所定の電圧を誘導電動機１に供給する。

【０１０５】以上のように、一次抵抗変化量ΔＲ1及び
二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を式（６５）及び式（６
６）によりｄ−ｑ座標上で行うので、演算処理が簡単に
できる。

【０１０６】また、二次抵抗変化量ΔＲ2の演算には、
式（６６）に示すように平方根演算が含まれていないの
で、演算処理が容易になる。

【０１０７】実施例２．図２は実施例２の構成を示すブ
ロック図である。実施例１では電流制御系の定常偏差が
存在する一般的な場合について説明した。しかし、電流
制御系で定常偏差がほとんど零とみなせる場合には、図
２に示すように構成することができる。

【０１０８】図２において、図１の符号と同一のもの
は、実施例１のものと同様である。３５は抵抗変化量演
算手段で、一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、補償電圧ｅ
1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて、一次抵抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量Δ
Ｒ2とを演算する。この場合、式（５９）、式（６
０）、式（６５）及び式（６６）において、ｉ1d＝ｉ1d
＊、ｉ1q＝ｉ1q＊、Δｉ1d＝Δｉ1q＝０として各式を変
形すると、最終的にΔＲ1が式（６９）及びΔＲ2が式
（７０）のように表される。

【０１０９】

【数３５】

【０１１０】以上のように、実施例１による式（６５）
及び式（６６）の演算より、実施例２による式（６９）
及び式（７０）の演算は、演算内容を簡略化することが
できる。

【０１１１】実施例３．図３は実施例３の構成を示すブ
ロック図である。図３において、図１の符号と同一のも
のは、実施例１のものと同様である。３６は抵抗変化量
演算手段で、一次電流ｉ1q、ｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、式（７１）によりΔＲ1を、式（７２）により
ΔＲ2を演算する。

【０１１２】

【数３６】

【０１１３】以上のように、実施例１による式（６５）
及び式（６６）より、実施例３による式（７１）及び式
（７２）の演算は、演算内容を簡略化することができ
る。

【０１１４】実施例４．図４は実施例４の構成を示すブ
ロック図である。図４において、図１の符号と同一のも
のは、実施例１のものと同様である。

【０１１５】３７、３８はローパスフィルタで、一次電
流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分を除去して、それぞれ一次
信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力する。３９は抵
抗変化量演算手段で、一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、
一次信号電流ｉ1q（ｆ）、ｉ1d（ｆ）、偏差電流Δｉ1
q、Δｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及び
インバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵抗変化量
ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2とを演算する。

【０１１６】この場合、一次抵抗変化量ΔＲ1の演算を
行う式（６５）及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を行う
式（６６）において、一次電流ｉ1dをローパスフィルタ
３７を通して得られた一次信号電流ｉ1d（ｆ）とし、一
次電流ｉ1qをローパスフィルタ３８を通して得られた一
次信号電流ｉ1q（ｆ）とする。

【０１１７】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１１８】実施例５．図５は実施例５の構成を示すブ
ロック図である。図５において、３７、３８は実施例４
のものと同様であり、その他の図１の符号と同一のもの
は、実施例１のものと同様である。

【０１１９】４０は抵抗変化量演算手段で、ローパスフ
ィルタ３７、３８の出力である一次信号電流ｉ1d
（ｆ）、ｉ1q（ｆ）、補償電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆ
ｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵
抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2とを演算する。

【０１２０】この場合、一次抵抗変化量ΔＲ1の演算を
行う式（７２）及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を行う
式（７３）において、一次電流ｉ1dをローパスフィルタ
３７を通して得られた一次信号電流ｉ1d（ｆ）とし、一
次電流ｉ1qをローパスフィルタ３８を通して得られた一
次電流信号ｉ1q（ｆ）とする。

【０１２１】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１２２】実施例６．図６は実施例６の構成を示すブ
ロック図である。図６において、３９は実施例４のもの
と同様であり、その他の図１の符号と同一のものは実施
例１と同様のものである。

【０１２３】４１、４２は一次電流ｉ1d、ｉ1qのリップ
ル成分を除去するローパスフィルタで、一次信号電流ｉ
1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力する。

【０１２４】減算器２３、２４では、それぞれ一次電流
指令値ｉ1d＊、ｉ1q＊から一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ
1q（ｆ）を減算して、偏差電流Δｉ1d、Δｉ1qを出力す
る。

【０１２５】抵抗変化量演算手段３９では、一次電流指
令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次信号電流ｉ1q（ｆ）、ｉ1d
（ｆ）、偏差電流Δｉ1q、Δｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、一次抵抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2と
を演算する。

【０１２６】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１２７】実施例７．図７は実施例７の構成を示すブ
ロック図である。図７において、４０は実施例５のもの
と同様であり、その他の図１の符号と同一のものは実施
例１と同様である。

【０１２８】４１、４２は実施例６のものと同様の一次
電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分を除去するローパスフィ
ルタで、一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力す
る。

【０１２９】減算器２３、２４では、それぞれ一次電流
指令値ｉ1d＊、ｉ1q＊から一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ
1q（ｆ）を減算して、偏差電流Δｉ1d、Δｉ1qを出力す
る。

【０１３０】抵抗変化量演算手段４０では、一次信号電
流ｉ1q＊、ｉ1d＊、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆ
ｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵
抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2とを演算する。

【０１３１】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１３２】実施例８．上記各実施例では、抵抗変化量
演算手段２９、３５、３６、３９、４０から出力された
一次抵抗変化量ΔＲ1をフィードフォワード電圧演算手
段２２に入力し、二次抵抗変化量ΔＲ2を指令演算手段
２１に入力しているが、各抵抗値の変化はゆるやかであ
るので、図８に示すように一次抵抗変化量リミッタ４３
及び二次抵抗変化量リミッタ４４とを設けて、各抵抗変
化量ΔＲ1、ΔＲ2をリミットしてもよい。

【０１３３】以上により、電流リップル等による抵抗変
化量ΔＲ1、ΔＲ2の演算結果が過渡的に大きな値となっ
ても、フィードフォワード電圧演算手段２２及び指令演
算手段２１への各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2が急激に大き
な値となるのを防止できる。

【０１３４】実施例９．図９は実施例９の構成を示すブ
ロック図である。図９において、図１の符号と同一のも
のは、実施例１のものと同様である。

【０１３５】４５は抵抗変化量演算手段で、一次電流指
令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次電流ｉ1q、ｉ1d、補償電圧ｅ
1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて二次抵抗変化量ΔＲ2を演算する。

【０１３６】次に動作について説明する。図９におい
て、指令演算手段２１ではトルク指令Ｔ＊、二次磁束指
令φ2＊及び二次抵抗変化量ΔＲ2を考慮した誘導電動機
１のパラメータを使って式（２３）、式（２５）及び式
（２６）を変形して電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊及びすべ
り角周波数ωs＊を式（７３）〜式（７５）のように演
算する。

【０１３７】

【数３７】

【０１３８】ベクトル制御の成立時におけるｑ軸電圧Ｖ
1q＊、ｄ軸電圧Ｖ1d＊は、式（７６）及び式（７７）の
ように表すことができる。

【０１３９】

【数３８】

【０１４０】補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）は、
それぞれ定電流補償手段２６、２７の出力として得られ
る。そして、誘導電動機１のパラメータ値がすべて設定
値の通りの理想的な状態では、ｅ1q（ｆｂ）＝Ｖ1q＊、
ｅ1d（ｆｂ）＝Ｖ1d＊となる。

【０１４１】次に、抵抗変化量演算手段４５では、二次
抵抗値Ｒ2の設定抵抗値Ｒ2＊と実際の二次抵抗値Ｒ2と
の変化量ΔＲ2を求める。

【０１４２】誘導電動機１を電圧指令ｅ1q＊、ｅ1d＊で
運転した場合の定常状態における電圧方程式は、式（１
６）から式（７８）のように表される。

【０１４３】

【数３９】

【０１４４】式（７８）の第３行目及び第４行目から二
次電流ｉ2d、ｉ2qは、それぞれ式（７９）及び式（８
０）のように表される。

【０１４５】そして、式（７９）及び式（８０）を式
（７８）の第１行目及び第２行目に代入すると、電圧指
令値ｅ1d＊、ｅ1q＊は、式（８１）及び式（８２）にな
る。

【０１４６】

【数４０】

【０１４７】ところで、電圧指令ｅ1d＊、ｅ1q＊と補償
電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆｂ）との関係は、式（８
３）及び式（８４）のように表される。

【０１４８】ここで、一次抵抗Ｒ1及び二次抵抗Ｒ2以外
の誘導電動機１のパラメータは設定値に等しいと仮定
し、Ｒ1及びＲ2を式（８５）及び式（８６）と表す。

【０１４９】

【数４１】

【０１５０】式（８３）〜式（８６）を式（８１）及び
式（８２）に代入して変形すると、式（８７）及び式
（８８）が得られる。

【０１５１】

【数４２】

【０１５２】式（８７）及び式（８８）の左辺は、それ
ぞれ一次電流値及び補償電圧で演算できる量であるの
で、これらを式（８９）及び式（９０）で表す。

【０１５３】

【数４３】

【０１５４】そして、式（８９）を式（８７）に、式
（９０）を式（８８）にそれぞれ代入する。この場合、
二次抵抗変化量ΔＲ2は微小と仮定してΔＲ22を省略す
ると、式（９１）及び式（９２）が得られる。

【０１５５】

【数４４】

【０１５６】式（９１）及び式（９２）をΔＲ1、ΔＲ2
の連立方程式として解くと、式（９３）及び式（９４）
となる。

【０１５７】

【数４５】

【０１５８】式（９３）及び式（９４）のωs＊に式
（７５）の関係を代入して整理すると、ΔＲ1及びΔＲ2
は、それぞれ式（９５）及び式（９６）で表される。

【０１５９】

【数４６】

【０１６０】抵抗変化量演算手段４５では、ｉ1d＊、ｉ
1q＊、ｉ1d、ｉ1q、ωinv、ｅ1d（ｆｂ）及びｅ1q（ｆ
ｂ）に基づいて、式（８９）と式（９０）及び式（９
５）と式（９６）の演算を行って、一次抵抗変化量ΔＲ
1及び二次抵抗変化量ΔＲ2を求める。

【０１６１】抵抗変化量演算手段４５で演算された一次
抵抗変化量ΔＲ1を使って、ΔＲ1を考慮した一次抵抗設
定値Ｒ1＊として、Ｒ1＊＝Ｒ1＊＋ΔＲ1と置き換える。

【０１６２】また、二次抵抗変化量ΔＲ2は、指令演算
手段２１に送られて、ΔＲ2を考慮した二次抵抗設定値
Ｒ2＊として、Ｒ2＊＝Ｒ2＊＋ΔＲ2と置き換える。

【０１６３】これらの各設定値Ｒ1＊、Ｒ2＊の置き換え
は、抵抗変化量演算手段４５の処理を実行するごとに行
う。なお、ΔＲ1及びΔＲ2の初期値は、それぞれ零であ
る。

【０１６４】インバータ角周波数ωinvは、加算器２５
で誘導電動機１の回転角周波数ωrとすべり角周波数指
令値ωs＊とを加算して得られる。

【０１６５】ｄ−ｑ座標系の位相θは、インバータ周波
数ωinvを積分器２８で積分することによって得られ
る。

【０１６６】座標変換手段３２は、式（９７）の演算を
行って電圧指令ｅ1d＊、ｅ1q＊を三相電圧指令ｖu＊、
ｖv＊、ｖw＊に変換する。

【０１６７】

【数４７】

【０１６８】座標変換手段３３では、式（９８）の演算
を行って三相電流ｉu、ｉv、ｉwをｄ−ｑ座標系上の電
流成分ｉ1d、ｉ1qに変換する。

【０１６９】

【数４８】

【０１７０】パルス幅変調方式のインバータ２０は、三
相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊に基づいて、パルス幅
変調制御により所定の電圧を誘導電動機１に供給する。

【０１７１】以上のように、一次抵抗変化量ΔＲ1及び
二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を式（９５）及び式（９
６）によりｄ−ｑ座標上で行うので、演算処理が簡単に
できる。

【０１７２】また、二次抵抗変化量ΔＲ2の演算には、
式（９６）に示すように平方根演算が含まれていないの
で、演算処理が容易になる。

【０１７３】実施例１０．図１０は実施例１０の構成を
示すブロック図である。実施例９ではｄ、ｑ軸電流制御
系の定常偏差が存在する一般的な場合について説明し
た。しかし、電流制御系で定常偏差がほとんど零とみな
せる場合には、図１０に示すように構成することができ
る。

【０１７４】図１０において、図１の符号と同一のもの
は、実施例１のものと同様である。４６は抵抗変化量演
算手段で、一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、補償電圧ｅ
1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて、一次抵抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量Δ
Ｒ2とを演算する。この場合、式（８９）、式（９
０）、式（９５）及び式（９６）において、ｉ1d＝ｉ1d
＊、ｉ1q＝ｉ1q＊として各式を変形すると、最終的にΔ
Ｒ1が式（９９）及びΔＲ2が式（１００）のように表さ
れる。

【０１７５】

【数４９】

【０１７６】以上のように、実施例９による式（９５）
及び式（９６）の演算より、実施例１０による式（９
９）及び式（１００）は演算内容を簡略化できる。

【０１７７】実施例１１．図１１は実施例１１の構成を
示すブロック図である。図１１において、図１の符号と
同一のものは、実施例１と同様である。４７は演算手段
で、一次電流ｉ1q、ｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）＝ｅ1q
＊、ｅ1d（ｆｂ）＝ｅ1d＊及びインバータ周波数ωinv
に基づいて、式（１０１）によりΔＲ1を式（１０２）
によりΔＲ2を演算する。

【０１７８】

【数５０】

【０１７９】以上のように、実施例９による式（９５）
及び式（９６）の演算より、実施例１１による式（１０
１）及び式（１０２）は、演算内容を簡略化できる。

【０１８０】実施例１２．図１２は実施例１２の構成を
示すブロック図である。図１２において、図１の符号と
同一のものは実施例１のものと同様である。

【０１８１】３７、３８は実施例１同様のローパスフィ
ルタで、一次電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分を除去し
て、それぞれ一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出
力する。４８は抵抗変化量演算手段で、一次電流指令値
ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次信号電流ｉ1q（ｆ）、ｉ1d
（ｆ）、偏差電流Δｉ1q、Δｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、一次抵抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2と
を演算する。

【０１８２】この場合、一次抵抗変化量ΔＲ1の演算を
行う式（９５）及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を行う
式（９６）において、一次電流ｉ1dをローパスフィルタ
３７を通して得られた一次信号電流ｉ1d（ｆ）とし、一
次電流ｉ1qをローパスフィルタ３８を通して得られた一
次信号電流ｉ1q（ｆ）とする。

【０１８３】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１８４】実施例１３．図１３は実施例１３の構成を
示すブロック図である。図１３において、３７、３８は
実施例１２のものと同様であり、その他の図１の符号と
同一のものは、実施例１のものと同様である。

【０１８５】４９は抵抗変化量演算手段で、ローパスフ
ィルタ３７、３８の出力である一次信号電流ｉ1d
（ｆ）、ｉ1q（ｆ）、補償電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆ
ｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、一次抵
抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2とを演算する。

【０１８６】この場合、一次抵抗変化量ΔＲ1の演算を
行う式（１０１）及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を行
う式（１０２）において、一次電流ｉ1dをローパスフィ
ルタ３７を通して得られた一次信号電流ｉ1d（ｆ）と
し、一次電流ｉ1qをローパスフィルタ３８を通して得ら
れた一次電流信号ｉ1q（ｆ）とする。

【０１８７】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１８８】実施例１４．図１４は実施例１４の構成を
示すブロック図である。図１４において、３９は実施例
４のものと同様であり、その他の図１の符号と同一のも
のは実施例１と同様のものである。

【０１８９】４１、４２は実施例６のものと同様の一次
電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分を除去するローパスフィ
ルタで、一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力す
る。

【０１９０】減算器２３、２４では、それぞれ一次電流
指令値ｉ1d＊、ｉ1q＊から一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ
1q（ｆ）を減算して、偏差電流Δｉ1d、Δｉ1qを出力す
る。

【０１９１】抵抗変化量演算手段３９では、一次電流指
令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次信号電流ｉ1q（ｆ）、ｉ1d
（ｆ）、偏差電流Δｉ1q、Δｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）、ｅ1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基
づいて、一次抵抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2と
を演算する。

【０１９２】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１９３】実施例１５．図１５は実施例１５の構成を
示すブロック図である。図１５において、４０は実施例
５のものと同様であり、その他の図１の符号と同一のも
のは実施例１と同様である。

【０１９４】４１、４２は実施例７のものと同様の一次
電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分を除去するローパスフィ
ルタで、一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力す
る。

【０１９５】減算器２３、２４では、それぞれ一次電流
指令値ｉ1d＊、ｉ1q＊から一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ
1q（ｆ）を減算して、偏差電流Δｉ1d、Δｉ1qを出力す
る。

【０１９６】抵抗変化量演算手段４０では、一次信号電
流ｉ1q（ｆ）、ｉ1d（ｆ）、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ
1d（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、
一次抵抗変化量ΔＲ1と二次抵抗変化量ΔＲ2とを演算す
る。

【０１９７】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算することによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０１９８】実施例１６．上記実施例９から実施例１５
では、抵抗変化量演算手段３９、４０、４５〜４９から
出力された二次抵抗変化量ΔＲ2を指令演算手段２１に
入力しているが、各抵抗値の変化はゆるやかであるの
で、図１６に示すように一次抵抗変化量リミッタ５０及
び二次抵抗変化量リミッタ５１とを設けて、各抵抗変化
量ΔＲ1、ΔＲ2をリミットしてもよい。

【０１９９】以上により、電流リップル等による抵抗変
化量ΔＲ1、ΔＲ2の演算結果が過渡的に大きな値となっ
ても、フィードフォワード電圧演算手段２２及び指令演
算手段２１への各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2が急激に大き
な値となるのを防止できる。

【０２００】実施例１７．上記実施例１から実施例１６
では、補償電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆｂ）を使って各
抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算しているが、図１７に示
すように補償電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆｂ）をローパ
スフィルタ５２、５３を通してリップル成分を除去した
補償電圧信号ｅ1d（ｆｂｆ）、ｅ1q（ｆｂｆ）を補償電
圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆｂ）の代わりに各抵抗変化量
演算手段２９、３５、３６、３９、４０、４５〜４９で
各演算式に代入して、各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2の演算
を行ってもよい。

【０２０１】以上のように、ｅ1d（ｆｂｆ）及びｅ1q
（ｆｂｆ）を使って各抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算す
ることによって、演算結果にリップルの影響が現れるの
を防止できる。

【０２０２】実施例１８．上記実施例１から実施例１６
では、補償電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆｂ）を使って各
抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2を演算しているが、図１８に示
すように比例−積分補償形の定電流補償手段５４、５５
から出力する定常的な補償電圧として積分補償電圧ｅ1d
（ｉ）、ｅ1q（ｉ）を補償電圧ｅ1d（ｆｂ）、ｅ1q（ｆ
ｂ）の代わりに各抵抗変化量演算手段２９、３５、３
６、３９、４０、４５〜４９で各演算式に入力して、各
抵抗変化量ΔＲ1、ΔＲ2の演算を行ってもよい。

【０２０３】上記の演算により、一次抵抗変化量ΔＲ1
及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算処理が簡単にできる。

【０２０４】また、二次抵抗変化量ΔＲ2の演算には、
平方根演算が含まれていないので、演算処理が容易であ
る。

【０２０５】実施例１９．図１９は実施例１９の構成を
示すブロック図である。図１９において、図１の符号と
同一のものは、図のものと同様である。

【０２０６】５６はフィードフォワード電圧演算手段
で、インバータ角周波数ωinv及び一次電流指令ｉ1q
＊、ｉ1d＊によりフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆ
ｆ）、ｅ1d（ｆｆ）を演算する。５７は抵抗変化量演算
手段で、一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次電流ｉ1
q、ｉ1d、偏差電流Δｉ1q、Δｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、二次抵
抗変化量ΔＲ2を演算する。

【０２０７】次に動作について説明する。図１９におい
て、指令演算手段２１ではトルク指令Ｔ＊、二次磁束指
令φ2＊及び二次抵抗変化量ΔＲ2を考慮した誘導電動機
１のパラメータを使って式（２３）、式（２５）及び式
（２６）を変形して電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊及びすべ
り角周波数ωs＊を式（１０３）〜式（１０５）のよう
に演算する。

【０２０８】誘導電動機１のパラメータである二次イン
ダクタンスＬ2、励磁インダクタンスＭ及び二次抵抗Ｒ2
に付けた＊印は公称値又は設定値を示す。以下、＊印の
付いたものは同様とする。

【０２０９】

【数５１】

【０２１０】フィードフォワード電圧演算手段５６では
一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊及びインバータ角周波数
を使って、式（１０６）及び式（１０７）によりフィー
ドフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）、ｅ1d（ｆｆ）を演算す
る。

【０２１１】

【数５２】

【０２１２】補償電圧ｅ1q（ｆｂ）、ｅ1d（ｆｂ）は、
それぞれ定電流補償手段２６、２７の出力として得られ
る。そして、誘導電動機１のパラメータ値がすべて設定
値の通りの理想的な状態では、ｅ1q（ｆｂ）及びｅ1d
（ｆｂ）が共に零になる。換言すれば、パラメータの値
が一致していない場合には、定電流とするために零でな
い補償電圧ｅ1q（ｆｂ）及びｅ1d（ｆｂ）が出力され
る。

【０２１３】誘導電動機１を電圧指令ｅ1q＊、ｅ1d＊で
運転した場合の定常状態における電圧方程式は、式（１
６）から式（１０８）のように表される。

【０２１４】

【数５３】

【０２１５】式（１０８）の第３行目及び第４行目から
二次電流ｉ2d、ｉ2qは、それぞれ式（１０９）及び式
（１１０）のように表される。

【０２１６】そして、式（１０９）及び式（１１０）を
式（１０８）の第１行目及び第２行目に代入すると、電
圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q＊は、式（１１１）及び式（１１
２）になる。

【０２１７】

【数５４】

【０２１８】トルク制御は一次電流ｉ1qによって行われ
るので、ｑ軸成分による二次抵抗変化量の演算を行う。

【０２１９】誘導電動機１の二次抵抗以外のパラメータ
は設定値に等しいと仮定して、式（１１３）を式（１１
２）に代入して変形すると式（１１４）が得られる。

【０２２０】

【数５５】

【０２２１】式（１１４）の左辺は、ｄ軸及びｑ軸電流
の設定値、一次電流の偏差及びｑ軸の補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）で演算できるので量であるので、これを式（１１
５）のように表す。そして、式（１１４）の右辺の二次
抵抗Ｒ2を式（１１６）と置く。この式（１１６）のΔ
Ｒ2が二次抵抗変化量である。

【０２２２】

【数５６】

【０２２３】式（１１５）及び式（１１６）を式（１１
４）に代入して、ΔＲ2を微小な値としてΔＲ22の項を
省略すると、二次抵抗変化量ΔＲ2は式（１１７）のよ
うに表される。そして、さらに式（１１７）のωs＊に
式（１０５）の関係を代入して整理すると式（１１８）
となる。

【０２２４】

【数５７】

【０２２５】抵抗変化量演算手段５７で演算された二次
抵抗変化量ΔＲ2は、指令演算手段２１に送られて、Δ
Ｒ2を考慮した二次抵抗設定値Ｒ2＊として、Ｒ2＊＝Ｒ2
＊＋ΔＲ2と置き換える。

【０２２６】この設定値Ｒ2＊の置き換えは、抵抗変化
量演算手段５７の処理を実行するごとに行う。なお、Δ
Ｒ2の初期値は零である。

【０２２７】以上のように、二次抵抗変化量ΔＲ2の演
算を式（１１８）によりｄ−ｑ座標上で行うので、演算
処理が簡単になる。

【０２２８】また、ΔＲ2の演算には式（１１８）に示
すように平方根演算が含まれていないので、演算処理が
容易になる。

【０２２９】実施例２０．図２０は実施例２０の構成を
示すブロック図である。実施例１９では電流制御系の定
常偏差が存在する一般的な場合について説明した。しか
し、電流制御系で定常偏差がほとんど零とみなせる場合
には、図２０に示すように構成することができる。

【０２３０】図２０において、図１の符号と同一のもの
は、実施例１のものと同様である。また、５６は実施例
１９のものと同様である。５８は抵抗変化量演算手段
で、一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、二次抵
抗変化量ΔＲ2を演算する。この場合、式（１１５）及
び式（１１８）において、ｉ1d＝ｉ1d＊、ｉ1q＝ｉ1q
＊、Δｉ1d＝Δｉ1q＝０として各式を変形すると、最終
的にΔｅ1qが式（１１９）及びΔＲ2が式（１２０）の
ように表される。

【０２３１】

【数５８】

【０２３２】以上のように、実施例１９による式（１１
８）の演算より、実施例２０による式（１２０）の演算
は、演算内容を簡略化することができる。

【０２３３】実施例２１．図２１は実施例２１の構成を
示すブロック図である。図２１において、図１の符号と
同一のものは、実施例１のものと同様である。また、５
６は実施例１９のものと同様である。５９は抵抗変化量
演算手段で、一次電流ｉ1q、ｉ1d、補償電圧ｅ1q（ｆ
ｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、式（１
２１）によりΔｅ1qを、式（１２２）によりΔＲ2を演
算する。

【０２３４】

【数５９】

【０２３５】以上のように、実施例１９による式（１１
８）の演算より、実施例２１による式（１２２）の演算
は、演算内容を簡略化することができる。

【０２３６】実施例２２．図２２は実施例２２の構成を
示すブロック図である。図２２において、図１の符号と
同一のものは、実施例１のものと同様である。また、５
６は実施例１９のものと同様である。

【０２３７】３７、３８は実施例４のものと同様のロー
パスフィルタで、一次電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分を
除去して、それぞれ一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q
（ｆ）を出力する。６０は抵抗変化量演算手段で、一次
電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次信号電流ｉ1q（ｆ）、
ｉ1d（ｆ）、偏差電流Δｉ1q、Δｉ1d、補償電圧ｅ1q
（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、Δ
ｅ1qを式（１１８）により、二次抵抗変化量ΔＲ2を演
算する。

【０２３８】この場合、二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を
行う式（１１８）において、一次電流ｉ1dをローパスフ
ィルタ３７を通して得られた一次信号電流ｉ1d（ｆ）と
し、一次電流ｉ1qをローパスフィルタ３８を通して得ら
れた一次信号電流ｉ1q（ｆ）とする。

【０２３９】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って抵抗変化量ΔＲ2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。

【０２４０】実施例２３．図２３は実施例２３の構成を
示すブロック図である。図２３において、３７、３８は
実施例４のものと同様であり、５６は実施例１９のもの
と同様であり、その他の図１の符号と同一のものは、実
施例１のものと同様である。

【０２４１】６１は抵抗変化量演算手段で、ローパスフ
ィルタ３７、３８の出力である一次信号電流ｉ1d
（ｆ）、ｉ1q（ｆ）、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）及びインバ
ータ角周波数ωinvに基づいて、二次抵抗変化量ΔＲ2を
演算する。

【０２４２】この場合、二次抵抗変化量ΔＲ2の演算を
行う式（１２２）において、一次電流ｉ1dをローパスフ
ィルタ３７を通して得られた一次信号電流ｉ1d（ｆ）と
し、一次電流ｉ1qをローパスフィルタ３８を通して得ら
れた一次電流信号ｉ1q（ｆ）とする。

【０２４３】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って抵抗変化量ΔＲ2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。

【０２４４】実施例２４．図２４は実施例２４の構成を
示すブロック図である。図２４において、６０は実施例
２２のものと同様であり、５６は実施例６のものと同様
であり、その他の図１の符号と同一のものは実施例１と
同様のものである。

【０２４５】ローパスフィルタ４１、４２は実施例６の
ものと同様であり、一次電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分
を除去して一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力
する。

【０２４６】減算器２３、２４は実施例６のものと同様
であり、それぞれ一次電流指令値ｉ1d＊、ｉ1q＊から一
次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を減算して、偏差電
流Δｉ1d、Δｉ1qを出力する。

【０２４７】抵抗変化量演算手段６０では、式（１１
８）によりｉ1q、ｉ1dの代わりにｉ1q（ｆ）、ｉ1d
（ｆ）を使って一次電流指令値ｉ1q＊、ｉ1d＊、一次信
号電流ｉ1q（ｆ）、ｉ1d（ｆ）、偏差電流Δｉ1q、Δｉ
1d、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωin
vに基づいて、二次抵抗変化量ΔＲ2を演算する。

【０２４８】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って抵抗変化量ΔＲ2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。

【０２４９】実施例２５．図２５は実施例２５の構成を
示すブロック図である。図２５において、６１は実施例
２５のものと同様であり、その他の図１の符号と同一の
ものは実施例１と同様である。

【０２５０】ローパスフィルタ４１、４２は実施例６の
ものと同様であり、一次電流ｉ1d、ｉ1qのリップル成分
を除去して一次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を出力
する。

【０２５１】減算器２３、２４は実施例６のものと同様
であり、それぞれ一次電流指令値ｉ1d＊、ｉ1q＊から一
次信号電流ｉ1d（ｆ）、ｉ1q（ｆ）を減算して、偏差電
流Δｉ1d、Δｉ1qを出力する。

【０２５２】抵抗変化量演算手段６０では、式（１２
２）によりｉ1q、ｉ1dの代わりにｉ1q（ｆ）、ｉ1d（ｆ）
を使って一次信号電流ｉ1q＊、ｉ1d＊、補償電圧ｅ1q
（ｆｂ）及びインバータ角周波数ωinvに基づいて、二
次抵抗変化量ΔＲ2を演算する。

【０２５３】以上のように、ｉ1d（ｆ）及びｉ1q（ｆ）
を使って抵抗変化量ΔＲ2を演算することによって、演
算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。

【０２５４】実施例２６．上記実施例１９から実施例２
５では、抵抗変化量演算手段５７〜６１から出力された
二次抵抗変化量ΔＲ2を指令演算手段２１に入力してい
るが、各抵抗値の変化はゆるやかであるので、図２６に
示すように二次抵抗変化量リミッタ６２を設けて、抵抗
変化量ΔＲ2をリミットしてもよい。

【０２５５】以上により、電流リップル等による抵抗変
化量ΔＲ2の演算結果が過渡的に大きな値となっても、
指令演算手段２１への抵抗変化量ΔＲ2が急激に大きな
値となるのを防止できる。

【０２５６】実施例２７．上記実施例１９から実施例２
５では、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を使って抵抗変化量ΔＲ
2を演算しているが、図２７に示すように補償電圧ｅ1q
（ｆｂ）をローパスフィルタ６３を通してリップル成分
を除去した補償電圧信号ｅ1q（ｆｂｆ）を補償電圧ｅ1q
（ｆｂ）の代わりに各抵抗変化量演算手段５７〜６１で
演算式に代入して、抵抗変化量ΔＲ2の演算を行っても
よい。

【０２５７】以上のように、ｅ1q（ｆｂｆ）を使って抵
抗変化量ΔＲ2を演算することによって、演算結果にリ
ップルの影響が現れるのを防止できる。

【０２５８】実施例２８．上記実施例１９から実施例２
５では、ｅ1q（ｆｂ）を使って抵抗変化量ΔＲ2を演算
しているが、図２８に示すように比例−積分補償形の定
電流補償手段６４から出力する定常的な補償電圧として
積分補償電圧ｅ1q（ｉ）を補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わ
りに各抵抗変化量演算手段５７〜６１で式（１１５）に
入力して、Δｅ1qの演算を行ってもよい。

【０２５９】上記の演算により、二次抵抗変化量ΔＲ2
の演算処理が簡単にできる。

【０２６０】また、二次抵抗変化量ΔＲ2の演算には、
平方根演算が含まれていないので、演算処理が容易であ
る。

【０２６１】実施例２９．上記各実施例において、一次
抵抗値及び二次抵抗値の変化が時間的にゆるやかである
ので、各抵抗変化量演算手段２９、３５、３６、３９、
４０、５７〜６１の演算周期は他のベクトル制御ブロッ
クの演算周期より長い周期、例えば１秒に設定してもよ
い。

【０２６２】また、誘導電動機１の運転時間が数分程度
というように短い場合には、インバータ角周波数ωinv
及び電圧指令値ｅ1q＊、ｅ1d＊の値を設定して、その設
定値に達したときに抵抗変化量演算手段２９、３５、３
６、３９、４０、５７〜６１の演算を行うようにしても
よい。

【０２６３】実施例３０．上記各実施例では、パルス幅
変調形インバータ２０は、三相電圧指令ｖu＊、ｖv＊、
ｖw＊に基づいてパルス幅変調を行うものについて説明
したが、例えば空間電圧ベクトルに基づく方式、正弦波
・三角波比較方式等のパターン比較方式にも適用でき
る。

【０２６４】

【発明の効果】以上のように請求項１の発明によれば、
一次抵抗変化量ΔＲ1を式（２８）により演算し、二次
抵抗変化量ΔＲ2を式（２９）により演算することによ
って、一次抵抗変化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2を
ｄ−ｑ座標上で行うので、演算処理が簡単にできる。

【０２６５】請求項２の発明によれば、一次抵抗変化量
ΔＲ1を式（３０）により算出し、二次抵抗変化量ΔＲ2
を式（３１）により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。

【０２６６】請求項３の発明によれば、一次抵抗変化量
ΔＲ1を式（３２）により演算し、二次抵抗変化量ΔＲ2
を式（３３）により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。

【０２６７】請求項４の発明によれば、一次抵抗変化量
ΔＲ1を式（３４）により演算し、二次抵抗変化量ΔＲ2
を式（３５）により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。

【０２６８】請求項５の発明によれば、一次抵抗変化量
ΔＲ1を式（３６）により演算し、二次抵抗変化量ΔＲ2
を式（３７）により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。

【０２６９】請求項６の発明によれば、一次抵抗変化量
ΔＲ1を式（３８）により演算し、二次抵抗変化量ΔＲ2
を式（３９）により演算することによって、一次抵抗変
化量ΔＲ1及び二次抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標
上で行うので、演算処理が簡単にできる。

【０２７０】請求項７の発明によれば、二次抵抗変化量
ΔＲ2を式（４０）により演算することによって、二次
抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標上で行うので、演
算処理が簡単にできる。

【０２７１】請求項８の発明によれば、二次抵抗変化量
ΔＲ2を式（４１）により演算することによって、二次
抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標上で行うので、演
算処理が簡単にできる。

【０２７２】請求項９の発明によれば、二次抵抗変化量
ΔＲ2を式（４２）により演算することによって、二次
抵抗変化量ΔＲ2の演算をｄ−ｑ座標上で行うので、演
算処理が簡単にできる。

【０２７３】請求項１０の発明によれば、請求項１、請
求項３、請求項４、又は請求項６記載の誘導電動機のベ
クトル制御装置において、抵抗変化量演算手段へ入力す
るｄ軸一次電流ｉ1dの代わりにｉ1dを第１のローパスフ
ィルタを通して得られたｄ軸一次信号電流ｉ1d（ｆ）と
し、ｑ軸一次電流ｉ1qの代わりにｉ1qを第２のローパス
フィルタを通して得られたｑ軸一次信号電流ｉ1q（ｆ）
とすることによって、演算結果にリップルの影響が現れ
るのを防止できる。

【０２７４】請求項１１の発明によれば、請求項１から
請求項６のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段へ入力される補償電
圧ｅ1d（ｆｂ）の代わりにｄ軸一次電流偏差を積分した
積分値補償電圧ｅ1d（ｉ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）
の代わりにｑ軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧
ｅ1q（ｉ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わりに第２
のローパスフィルタを通して得られたｑ軸信号補償電圧
ｅ1q（ｆｂｆ）とすることによって、定常的な補償電圧
を得ることができる。

【０２７５】請求項１２の発明によれば、請求項１から
請求項６のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段に入力される補償電
圧ｅ1d（ｆｂ）の代わりに第１のローパスフィルタを通
して得られたｄ軸信号補償電圧ｅ1d（ｆｂｆ）とするこ
とによって、演算結果にリップルの影響が現れるのを防
止できる。

【０２７６】請求項１３の発明によれば、請求項７又は
請求項９記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
て、抵抗変化量演算手段へ入力するｄ軸一次電流ｉ1dの
代わりにｉ1dを第１のローパスフィルタを通して得られ
たｄ軸一次信号電流ｉ1d（ｆ）とし、ｑ軸一次電流ｉ1q
の代わりにｉ1qを第２のローパスフィルタを通して得ら
れたｑ軸一次信号電流ｉ1q（ｆ）とすることによって、
演算結果にリップルの影響が現れるのを防止できる。

【０２７７】請求項１４の発明によれば、請求項７から
請求項９のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段へ入力される補償電
圧ｅ1q（ｆｂ）の代わりにｑ軸一次電流偏差ｉ1qを積分
した積分値補償電圧ｅ1q（ｉ）とすることによって、定
常的な補償電圧を得ることができる。

【０２７８】請求項１５の発明によれば、請求項７から
請求項９のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制御
装置において、抵抗変化量演算手段に入力される補償電
圧ｅ1q（ｆｂ）の代わりにローパスフィルタを通して得
られたｑ軸信号補償電圧ｅ1q（ｆｂｆ）とすることによ
って、演算結果にリップルの影響が現れるのを防止でき
る。

【０２７９】請求項１６の発明によれば、請求項１から
請求項１５のいずれかに記載の誘導電動機のベクトル制
御装置において、抵抗変化量演算手段の演算周期を指令
演算手段及び座標変換手段の演算周期より長くしたの
で、ゆるやかな二次抵抗の変化に対応して演算する。

【０２８０】

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施例１の構成を示すブロック図
である。

【図２】 この発明の実施例２の構成を示すブロック図
である。

【図３】 この発明の実施例３の構成を示すブロック図
である。

【図４】 この発明の実施例４の構成を示すブロック図
である。

【図５】 この発明の実施例５の構成を示すブロック図
である。

【図６】 この発明の実施例６の構成を示すブロック図
である。

【図７】 この発明の実施例７の構成を示すブロック図
である。

【図８】 この発明の実施例８の構成の要部を示すブロ
ック図である。

【図９】 この発明の実施例９の構成を示すブロック図
である。

【図１０】 この発明の実施例１０の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１１】 この発明の実施例１１の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１２】 この発明の実施例１２の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１３】 この発明の実施例１３の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１４】 この発明の実施例１４の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１５】 この発明の実施例１５の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１６】 この発明の実施例１６の構成の要部を示す
ブロック図である。

【図１７】 この発明の実施例１７の構成の要部を示す
ブロック図である。

【図１８】 この発明の実施例１８の構成の要部を示す
ブロック図である。

【図１９】 この発明の実施例１９の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２０】 この発明の実施例２０の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２１】 この発明の実施例２１の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２２】 この発明の実施例２２の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２３】 この発明の実施例２３の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２４】 この発明の実施例２４の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２５】 この発明の実施例２５の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２６】 この発明の実施例２６の構成の要部を示す
ブロック図である。

【図２７】 この発明の実施例２７の構成の要部を示す
ブロック図である。

【図２８】 この発明の実施例２８の構成の要部を示す
ブロック図である。

【図２９】 従来の誘導電動機のベクトル制御装置の構
成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ 誘導電動機、２１ 指令演算手段、２２，５６ フ
ィードフォワード電圧演算手段、２９，３５，３６，３
９，４０，４５〜４９，５７〜６１ 抵抗変化量演算手
段、３２ 座標変換手段、３７，３８，４１，４２，５
２，５３，６３ ローパスフィルタ。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−250690（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−135388（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−253288（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−304183（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−199784（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−292777（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−209590（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−276776（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (16)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、上記抵
   抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｄ軸一次電流ｉ1
   d、ｑ軸一次電流ｄ1q、ｉ1d＊とｉ1dとの偏差電流Δｉ1
   d、ｉ1q＊とｉ1qとの偏差電流Δｉ1q、上記誘導電動機
   の回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周
   波数ωinv、Δｉ1dに対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）及び
   Δｉ1qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、上記
   誘導電動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダク
   タンスの設定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値を
   Ｌ2＊、ｄ軸一次電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧
   変動量をΔｅ1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式
   （１）により算出し、上記二次抵抗変化量ΔＲ2を式
   （２）により演算して上記指令演算手段に出力し、フィ
   ードフォワード電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv
   及びΔＲ1を入力してｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1
   d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆ
   ｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆ
   ｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆ
   ｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ
   1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力
   して三相電圧指令値に変換し、インバータが上記三相電
   圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導電動機に供給
   することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 【数１】
2. 【請求項２】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、上記抵
   抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、上記誘導電動機の
   回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周波
   数ωinv、ｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電流Δｉ1
   dに対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）及びｉ1q＊とｑ軸一次
   電流ｄ1qとの偏差電流Δｉ1qに対する補償電圧ｅ1q（ｆ
   ｂ）を入力して、上記誘導電動機の二次抵抗の設定値を
   Ｒ2＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊及び二次イ
   ンダクタンスの設定値をＬ2＊としたとき、一次抵抗変
   化量ΔＲ1を式（３）により算出し、上記二次抵抗変化
   量ΔＲ2を式（４）により演算して上記指令演算手段に
   出力し、フィードフォワード電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ
   1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力してｄ軸のフィードフォワ
   ード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォワード電
   圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）
   とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令値ｅ1d
   ＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ軸一次
   電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の
   位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータ
   が上記三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導
   電動機に供給することを特徴とする誘導電動機のベクト
   ル制御装置。 【数２】
3. 【請求項３】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、上記抵
   抗変化量演算手段にｄ軸一次電流ｉ1d、ｑ軸一次電流ｄ
   1q、上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs＊とを加算
   したインバータ角周波数ωinv、ｉ1d＊とｄ軸一次電流
   ｉ1dとの偏差電流Δｉ1dに対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）
   及びｉ1q＊とｑ軸一次電流ｄ1qとの偏差電流Δｉ1qに対
   する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、上記誘導電動機
   の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタンスの設
   定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値をＬ2＊とし
   たとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（５）により算出
   し、上記二次抵抗変化量ΔＲ2を式（６）により演算し
   て上記指令演算手段に出力し、フィードフォワード電圧
   演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ωinv及びΔＲ1を入力して
   ｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸の
   フィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、座標変
   換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸
   一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）と
   を加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinvを積分
   したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に
   変換し、インバータが上記三相電圧指令値に基づいて所
   定の電圧を上記誘導電動機に供給することを特徴とする
   誘導電動機のベクトル制御装置。 【数３】
4. 【請求項４】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、第１の
   定電流補償手段にｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電
   流Δｉ1dを入力して、Δｉ1dを補償するｄ軸一次電圧指
   令値ｅ1d＊を出力し、第２の定電流補償手段にｉ1q＊と
   ｑ軸一次電流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qを入力して、Δｉ
   1qを補償するｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊を出力し、上記
   抵抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｉ1d、ｉ1q、ｅ
   1d＊、ｅ1q＊及び上記誘導電動機の回転角周波数ωrと
   ωs＊とを加算したインバータ角周波数ωinvを入力し
   て、上記誘導電動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁
   インダクタンスの設定値をＭ＊、二次インダクタンスの
   設定値をＬ2＊、ｄ軸一次電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸
   一次電圧変動量をΔｅ1qとしたとき、一次抵抗変化量Δ
   Ｒ1を式（７）により算出し、上記二次抵抗変化量ΔＲ2
   を式（８）により演算して上記指令演算手段に出力し、
   座標変換手段にｅ1d＊、ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ
   −ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換
   し、インバータが上記三相電圧指令値に基づいて所定の
   電圧を上記誘導電動機に供給することを特徴とする誘導
   電動機のベクトル制御装置。 【数４】
5. 【請求項５】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、第１の
   定電流補償手段にｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電
   流Δｉ1dを入力して、Δｉ1dを補償するｄ軸一次電圧指
   令値ｅ1d＊を出力し、第２の定電流補償手段にｉ1q＊と
   ｑ軸一次電流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qを入力して、Δｉ
   1qを補償するｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊を出力し、上記
   抵抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｅ1d＊、ｅ1q＊
   及び上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs＊とを加算
   したインバータ角周波数ωinvを入力して、上記誘導電
   動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタンス
   の設定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値をＬ2
   ＊、ｄ軸一次電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧変動
   量をΔｅ1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式
   （９）により算出し、上記二次抵抗変化量ΔＲ2を式
   （１０）により演算して上記指令演算手段に出力し、座
   標変換手段にｅ1d＊、ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−
   ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、
   インバータが上記三相電圧指令値に基づいて所定の電圧
   を上記誘導電動機に供給することを特徴とする誘導電動
   機のベクトル制御装置。 【数５】
6. 【請求項６】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、第１の
   定電流補償手段にｉ1d＊とｄ軸一次電流ｉ1dとの偏差電
   流Δｉ1dを入力して、Δｉ1dを補償するｄ軸一次電圧指
   令値ｅ1d＊を出力し、第２の定電流補償手段にｉ1q＊と
   ｑ軸一次電流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qを入力して、Δｉ
   1qを補償するｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊を出力し、上記
   抵抗変化量演算手段にｉ1d、ｉ1q、ｅ1d＊、ｅ1q＊及び
   上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs＊とを加算した
   インバータ角周波数ωinvを入力して、上記誘導電動機
   の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタンスの設
   定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値をＬ2＊、ｄ
   軸一次電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧変動量をΔ
   ｅ1qとしたとき、一次抵抗変化量ΔＲ1を式（１１）に
   より算出し、上記二次抵抗変化量ΔＲ2を式（１２）に
   より演算して上記指令演算手段に出力し、座標変換手段
   にｅ1d＊、ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の
   位相θを入力して三相電圧指令値に変換し、インバータ
   が上記三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導
   電動機に供給することを特徴とする誘導電動機のベクト
   ル制御装置。 【数６】
7. 【請求項７】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、上記抵
   抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、ｄ軸一次電流ｉ1
   d、ｑ軸一次電流ｄ1q、ｉ1d＊とｉ1dとの偏差電流Δｉ1
   d、ｉ1q＊とｉ1qとの偏差電流Δｉ1q、上記誘導電動機
   の回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周
   波数ωinv、Δｉ1dに対する補償電圧ｅ1d（ｆｂ）及び
   Δｉ1qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、上記
   誘導電動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダク
   タンスの設定値をＭ＊、二次インダクタンスの設定値を
   Ｌ2＊、ｄ軸一次電圧変動量をΔｅ1d及びｑ軸一次電圧
   変動量をΔｅ1qとしたとき、上記二次抵抗変化量ΔＲ2
   を式（１３）により演算して上記指令演算手段に出力
   し、フィードフォワード電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊
   及びωinvを入力してｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1
   d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆ
   ｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆ
   ｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆ
   ｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ
   1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力
   して三相電圧指令値に変換し、インバータが上記三相電
   圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導電動機に供給
   することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。 【数７】
8. 【請求項８】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、上記抵
   抗変化量演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊、上記誘導電動機の
   回転角周波数ωrとωs＊とを加算したインバータ角周波
   数ωinv、ｉ1q＊とｑ軸一次電流ｉ1qとの偏差電流Δｉ1
   qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）を入力して、上記誘導
   電動機の二次抵抗の設定値をＲ2＊、励磁インダクタン
   スの設定値をＭ＊及び二次インダクタンスの設定値をＬ
   2＊としたとき、上記二次抵抗変化量ΔＲ2を式（１４）
   により演算して上記指令演算手段に出力し、フィードフ
   ォワード電圧演算手段にｉ1d＊、ｉ1q＊及びωinvを入
   力してｄ軸のフィードフォワード電圧ｅ1d（ｆｆ）及び
   ｑ軸のフィードフォワード電圧ｅ1q（ｆｆ）を演算し、
   座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ1d（ｆｆ）とを加算し
   たｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆ
   ｆ）とを加算したｑ軸一次電圧指令値ｅ1q＊及びωinv
   を積分したｄ−ｑ座標系の位相θを入力して三相電圧指
   令値に変換し、インバータが上記三相電圧指令値に基づ
   いて所定の電圧を上記誘導電動機に供給することを特徴
   とする誘導電動機のベクトル制御装置。 【数８】
9. 【請求項９】 誘導電動機の電源角周波数に同期して回
   転する回転座標系で二次磁束の方向をｄ軸とするｄ−ｑ
   座標上で、上記誘導電動機のベクトル制御を行う誘導電
   動機のベクトル制御装置において、指令演算手段に上記
   誘導電動機のトルク指令値、二次磁束指令値及び抵抗変
   化量演算手段で求めた二次抵抗変化量ΔＲ2を入力し
   て、ｄ軸一次電流指令値ｉ1d＊、ｑ軸一次電流指令値ｉ
   1q＊及びすべり角周波数指令値ωs＊を演算し、上記抵
   抗変化量演算手段にｄ軸一次電流ｉ1d、ｑ軸一次電流ｄ
   1q、上記誘導電動機の回転角周波数ωrとωs＊とを加算
   したインバータ角周波数ωinv、ｉ1q＊とｑ軸一次電流
   ｉ1qとの偏差電流Δｉ1qに対する補償電圧ｅ1q（ｆｂ）
   を入力して、上記誘導電動機の二次抵抗の設定値をＲ2
   ＊、励磁インダクタンスの設定値をＭ＊、二次インダク
   タンスの設定値をＬ2＊としたとき、上記二次抵抗変化
   量ΔＲ2を式（１５）により演算して上記指令演算手段
   に出力し、フィードフォワード電圧演算手段にｉ1d＊、
   ｉ1q＊及びωinvを入力してｄ軸のフィードフォワード
   電圧ｅ1d（ｆｆ）及びｑ軸のフィードフォワード電圧ｅ
   1q（ｆｆ）を演算し、座標変換手段にｅ1d（ｆｂ）とｅ
   1d（ｆｆ）とを加算したｄ軸一次電圧指令値ｅ1d＊、ｅ
   1q（ｆｂ）とｅ1q（ｆｆ）とを加算したｑ軸一次電圧指
   令値ｅ1q＊及びωinvを積分したｄ−ｑ座標系の位相θ
   を入力して三相電圧指令値に変換し、インバータが上記
   三相電圧指令値に基づいて所定の電圧を上記誘導電動機
   に供給することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
   装置。 【数９】
10. 【請求項１０】 請求項１、請求項３、請求項４、又は
    請求項６記載の誘導電動機のベクトル制御装置におい
    て、抵抗変化量演算手段へ入力するｄ軸一次電流ｉ1dの
    代わりにｉ1dを第１のローパスフィルタを通して得られ
    たｄ軸一次信号電流ｉ1d（ｆ）とし、ｑ軸一次電流ｉ1q
    の代わりにｉ1qを第２のローパスフィルタを通して得ら
    れたｑ軸一次信号電流ｉ1q（ｆ）としたことを特徴とす
    る誘導電動機のベクトル制御装置。
11. 【請求項１１】 請求項１から請求項６のいずれかに記
    載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
    量演算手段へ入力される補償電圧ｅ1d（ｆｂ）の代わり
    にｄ軸一次電流偏差を積分した積分値補償電圧ｅ1d
    （ｉ）とし、補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わりにｑ軸一次
    電流偏差を積分した積分値補償電圧ｅ1q（ｉ）としたこ
    とを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装置。
12. 【請求項１２】 請求項１から請求項６のいずれかに記
    載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
    量演算手段に入力される補償電圧ｅ1d（ｆｂ）の代わり
    にｅ1d（ｆｂ）を第１のローパスフィルタを通して得ら
    れたｄ軸信号補償電圧ｅ1d（ｆｂｆ）とし、補償電圧ｅ
    1q（ｆｂ）の代わりにｅ1q（ｆｂ）を第２のローパスフ
    ィルタを通して得られたｑ軸信号補償電圧ｅ1q（ｆｂ
    ｆ）としたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御
    装置。
13. 【請求項１３】 請求項７又は請求項９記載の誘導電動
    機のベクトル制御装置において、抵抗変化量演算手段へ
    入力するｄ軸一次電流ｉ1dの代わりにｉ1dを第１のロー
    パスフィルタを通して得られたｄ軸一次信号電流ｉ1d
    （ｆ）とし、ｑ軸一次電流ｉ1qの代わりにｉ1qを第２の
    ローパスフィルタを通して得られたｑ軸一次信号電流ｉ
    1q（ｆ）としたことを特徴とする誘導電動機のベクトル
    制御装置。
14. 【請求項１４】 請求項７から請求項９のいずれかに記
    載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
    量演算手段へ入力される補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わり
    にｑ軸一次電流偏差ｉ1qを積分した積分値補償電圧ｅ1q
    （ｉ）としたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制
    御装置。
15. 【請求項１５】 請求項７から請求項９のいずれかに記
    載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変化
    量演算手段に入力される補償電圧ｅ1q（ｆｂ）の代わり
    にローパスフィルタを通して得られたｑ軸信号補償電圧
    ｅ1q（ｆｂｆ）としたことを特徴とする誘導電動機のベ
    クトル制御装置。
16. 【請求項１６】 請求項１から請求項１５のいずれかに
    記載の誘導電動機のベクトル制御装置において、抵抗変
    化量演算手段の演算周期を指令演算手段及び座標変換手
    段の演算周期より長くしたことを特徴とする誘導電動機
    のベクトル制御装置。