JP2002253000A - 速度センサレスベクトル制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 モータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差
に対しロバストで安定性を高めること、および一次抵抗
を精度良く推定し制御の安定化を図ること。 【解決手段】 誘起電圧演算部２３は、ｄ軸誘起電圧Ｅ
d とｑ軸誘起電圧Ｅq とを推定演算する。ｄｑ軸回転座
標系に対し一次電流位相角θIdq に等しい位相角θhvだ
け遅れたｈｖ軸回転座標系が定義され、ｈｖ軸誘起電圧
誤差演算部３９は、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh とｖ軸誘起
電圧誤差ｄＥv を演算する。軸安定化補償部４６はロー
パスフィルタ４５を通過したｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF
が０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補正
し、軸安定化補償部４８はハイパスフィルタ４７を通過
したｄ軸誘起電圧ＥdHF が０に収束するようにインバー
タ周波数ωinv を補正する。一次抵抗補正部５３は、ｖ
軸誘起電圧誤差ｄＥv が０に収束するように一次抵抗の
設定値Ｒ1 を補正する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、速度センサを用い
ずに誘導電動機をベクトル制御する速度センサレスベク
トル制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機の速度センサレスベクトル制
御装置に関しては、これまでに種々のものが提案されて
いる。例えば「誘導電動機の速度センサレス非干渉制御
方式」（昭６３年電気学会産業応用部門全国大会Ｎｏ．
８５）や「センサレスベクトル制御インバータ」（昭６
３年電気学会論文誌Ｄ１０８巻２号）において、誘導電
動機を駆動する速度センサレスベクトル制御の一手段が
開示されている。

【０００３】ベクトル制御装置は、インバータ回路が出
力するインバータ周波数ωinv と同一の角速度で回転す
るｄｑ軸直交座標系上において制御演算をする場合が多
い。図１７は、このｄｑ軸直交座標系と静止座標系との
関係を示したベクトル図である。回転座標系であるｄｑ
軸直交座標系は、ａｂ軸静止座標系に対してθabの位相
角を有している。ｕｖｗ軸は、互いに１２０°の位相差
を有する三相の静止座標軸であって、ａ軸とｕ軸とが一
致するように定義されている。

【０００４】ベクトル制御には上述したものの他にも種
々の方式があるが、以下に述べる従来例および本願発明
においては、上記ｄｑ軸直交座標系のｄ軸の向きと誘導
電動機の二次磁束の向きとが一致するように制御する方
式となっている。この方式の場合、力行時におけるイン
バータ回路の出力電圧ベクトルＶは、例えば図１７に示
すベクトルＶ（位相角θV ）のようになる。

【０００５】さて、図１５は、第１の従来例であるセン
サレスベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示
したものである。この図１５において、センサレスベク
トル制御装置１は、三相のインバータ回路２とベクトル
制御部３とから構成されている。インバータ回路２は、
フィルタコンデンサ４、インバータ主回路５およびＰＷ
Ｍ回路６から構成され、その交流出力端子には三相の誘
導電動機７が接続されている。ベクトル制御部３は、指
令電流演算部８、指令電圧演算部９、座標変換部１０、
１１、電流検出器１２、１３、インバータ周波数演算部
１４、モータ速度演算部１５および積分部１６から構成
されている。ここで、指令電流演算部８は、減算器１７
と速度制御部１８とから構成され、指令電圧演算部９
は、減算器１９、２０と電流制御部２１、２２とから構
成されている。また、インバータ周波数演算部１４は、
誘起電圧演算部２３とＰＩ演算部２４とから構成され、
モータ速度演算部１５は、基準すべり周波数演算部２５
と減算器２６とから構成されている。

【０００６】インバータ周波数演算部１４において、誘
起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdRefから一次抵抗
Ｒ1 と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 と
によるインピーダンス降下分を減算することによりｄ軸
誘起電圧Ｅd を推定演算している（後述する（１９）式
参照）。そして、ＰＩ演算部２４は、このｄ軸誘起電圧
Ｅd が０に収束するように、次の（１）式に従ってイン
バータ周波数ωinv を演算する。ここで、Ｋp 、Ｋi
は、それぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。

【０００７】

【数１】

【０００８】図１６は、第２の従来例であるセンサレス
ベクトル制御装置の構成を機能ブロックにより示したも
のである。このセンサレスベクトル制御装置２７は、上
記センサレスベクトル制御装置１に対し、ベクトル制御
部２８内のインバータ周波数演算部２９の構成が異なっ
ている。すなわち、インバータ周波数演算部２９は、上
述した誘起電圧演算部２３に加えて、インバータ基準周
波数演算部３０、軸安定化補償部３１および減算器３２
を備えて構成されている。

【０００９】誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdR
efと同様にして、指令ｑ軸電圧ＶqRefから一次抵抗Ｒ1
と一次側に換算した漏れインダクタンスσ・Ｌ1 とによ
るインピーダンス降下分を減算することによりｑ軸誘起
電圧Ｅq を推定演算している（後述する（２０）式参
照）。インバータ基準周波数演算部３０は、このｑ軸誘
起電圧Ｅq と指令ｄ軸電流ＩdRefとを入力として、次の
（２）式に従ってインバータ基準周波数ωinv*を演算す
る。

【００１０】

【数２】

【００１１】また、軸安定化補償部３１は、ｄ軸誘起電
圧Ｅd が０に収束するように、次の（３）式、（４）式
に従って周波数補正量ωcmp を演算する。ここで、Ｋp
、Ｋi は、それぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。

【００１２】

【数３】

【００１３】減算器３２は、上記インバータ基準周波数
ωinv*から上記周波数補正量ωcmpを減算することによ
りインバータ周波数ωinv を生成する。このように、第
２の従来例では、誘起電圧演算部２３で推定演算された
ｑ軸誘起電圧Ｅq に基づいて基準項となるインバータ基
準周波数ωinv*を演算し、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束
するように周波数補正量ωcmp を用いてインバータ周波
数ωinv を補正している。

【００１４】以上説明した第１、第２の各従来例は、何
れも誘起電圧演算部２３で推定演算されたｄ軸誘起電圧
Ｅd が０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補
正する点において相違ない。センサレスベクトル制御装
置１、２７において設定されたモータパラメータに設定
誤差がない条件の下では、ｄ軸誘起電圧Ｅd が０となる
状態は、ｄ軸の向きと誘導電動機７の二次磁束の向きと
が一致した状態、つまり速度センサを付加した場合にお
ける理想的なベクトル制御の動作状態と等しくなる。従
って、この動作状態を維持することにより、高速なトル
ク応答を得ることができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一次抵
抗などのモータパラメータは、誘導電動機７の運転状態
例えば温度状態に応じて変動するため、センサレスベク
トル制御装置１、２７において用いられるモータパラメ
ータには設定誤差が生じる場合がある。また、インバー
タ主回路５のデッドタイム補償が十分でない場合、デッ
ドタイム補償誤差による電圧誤差が生じる。この電圧誤
差は、一次抵抗の設定誤差による電圧誤差と同様の方向
（一次電流の方向）に生じる。こうした場合には、上述
した理想的なベクトル制御の動作状態を維持することは
困難となる。特に、誘起電圧が小さくなる低速回転時に
は上記一次抵抗の設定誤差（デッドタイム補償誤差）が
大きく影響し、モータ負荷が増大するに従って安定動作
の確保が難しくなる。その結果、速度センサを用いずに
速度制御をする場合の速度制御範囲は、例えば１：１０
弱となっていた。

【００１６】そこで、本発明の目的は、第１に、モータ
パラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対してロバスト
で安定した速度センサレスベクトル制御装置を提供する
ことであり、第２に、モータパラメータ特には一次抵抗
を精度良く推定し制御の安定化を図った速度センサレス
ベクトル制御装置を提供することにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るため、請求項１記載の速度センサレスベクトル制御装
置は、誘導電動機を駆動するインバータ装置と当該イン
バータ装置を制御するベクトル制御手段とから構成さ
れ、前記ベクトル制御手段が、前記誘導電動機の相電流
を検出する電流検出手段と、ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０
°進んだｑ軸とからなるｄｑ軸直交座標系において、前
記検出された相電流に基づいて前記誘導電動機の一次電
流のｄ軸電流とｑ軸電流とを演算するｄｑ軸電流演算手
段と、前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘
導電動機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電
流を指令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸
電圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手
段と、前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向
きとが一致するように、前記インバータ装置が出力する
インバータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段
とを備えて構成されている速度センサレスベクトル制御
装置において、前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ
軸と当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸
直交座標系を定義し、前記インバータ周波数演算手段
は、前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前
記一次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位
相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手
段と、前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基
づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段
と、前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ
軸電流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および
前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電
圧とを推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、前記位
相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、およ
び前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｈ軸誘起電圧誤差を演算
するｈ軸誘起電圧誤差演算手段と、前記ｈ軸誘起電圧誤
差に基づいて前記インバータ周波数を補正するインバー
タ周波数補正手段とを備えて構成されていることを特徴
とする。

【００１８】この構成によれば、ｄｑ軸直交座標系に対
して位相角θHVだけ遅れたｈｖ軸直交座標系が新たに定
義され、基準誘起電圧と誘起電圧とのｈ軸における誤差
つまりｈ軸誘起電圧誤差が演算され、このｈ軸誘起電圧
誤差に基づいてインバータ周波数が補正される。この場
合、位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の
位相角（ｄ軸を基準として進み方向に見た一次電流ベク
トルの位相角）とが同符号となる条件の下では、ｈ軸誘
起電圧誤差には、ｄ軸誘起電圧よりも軸ずれ（ｄ軸の向
きと二次磁束の向きとのずれ）の影響が顕著に現れる。

【００１９】このため、ｄ軸誘起電圧に着目していた従
来構成に比べ、軸ずれの情報をインバータ周波数に作用
させ易くなり、制御系の安定化を図ることができる。そ
して、上記ｈ軸誘起電圧誤差に基づく制御により、モー
タパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバスト
な制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が低速
側へ拡大する。また、すべり周波数が負となるためにイ
ンバータ周波数がより０に近付く低速回生時において
も、大きなトルクを安定して発生させることが可能とな
る。

【００２０】請求項２記載の手段によれば、軸ずれ現象
が周波数の低い現象と高い現象とに分離され、それぞれ
に対して補償制御が行われる。すなわち、周波数の低い
現象に対しては、第１の軸安定化補償手段が、低域ろ過
特性を持つ第１のフィルタ手段を介して出力されるｈ軸
誘起電圧によりインバータ周波数を補正し、周波数の高
い現象に対しては、第２の軸安定化補償手段が、高域ろ
過特性を持つ第２のフィルタ手段を介して出力されるｄ
軸誘起電圧によりインバータ周波数を補正する。これに
より、定常状態における軸ずれと急激に生じる軸ずれの
両者に対して制御系の安定性を高めることができ、例え
ば発生トルクや負荷トルクの急変時においても安定した
動作を維持できる。

【００２１】また、一般に二次磁束の応答時定数は誘導
電動機の二次時定数にほぼ等しいため、請求項３記載の
手段によれば、インバータ周波数補正手段は、主として
二次磁束の応答よりも遅い応答をするｈ軸誘起電圧と、
主として二次磁束の応答よりも速い応答をするｄ軸誘起
電圧とに基づいてインバータ周波数を補正することとな
る。一方、誘起電圧誤差が一次電流ベクトルのｄ軸対称
ベクトルの方向に推移するかｄ軸方向に推移するかは、
軸ずれにより二次磁束の大きさが変化するかしないか、
つまり軸ずれ現象の持つ時定数が二次時定数よりも大き
いか小さいかに依存して決まる。従って、本手段によれ
ば、両補正が干渉し合うことがなく効果的に作用するの
で、安定性を一層高めることができる。

【００２２】請求項４記載の手段によれば、ｈｖ軸位相
角演算手段によって位相角θHVが一次電流の位相角に等
しく設定され、これによりｈ軸の向きが一次電流ベクト
ルのｄ軸対称ベクトルの向きに等しくなる。この設定に
あっては、モータパラメータに設定誤差がないとした場
合、ｈｖ軸回転座標系上での誘起電圧誤差の軌跡はｖ軸
上に中心を有しｈ軸に接する円となることが判明してい
る。そして、軸ずれが正側に生じる場合と負側に生じる
場合とにおける誘起電圧誤差の軌跡は、上記円上を原点
（理想動作点）に対し互いに逆向きに推移する。従っ
て、正側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対
値としての）最大値と負側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起
電圧誤差の（絶対値としての）最大値とは等しくなる。
その結果、モータパラメータの設定値が正側または負側
のどちらの設定誤差を有する場合でも、それらをバラン
ス良く許容でき、トルク制御精度や速度制御精度を一層
高めることができる。

【００２３】請求項５記載の手段によれば、ｈｖ軸位相
角演算手段は、一次電流位相角演算手段、符号判定手段
および位相角設定手段から構成される。このｈｖ軸位相
角演算手段によって、力行時にあってはｈ軸が一次電流
ベクトルよりも９０°遅れた向きに設定され、回生時に
あっては、ｈ軸が一次電流ベクトルよりも９０°進んだ
向きに設定される。一次抵抗設定値に設定誤差がある場
合、誘起電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向つま
りｖ軸方向に推移するため、ｈ軸方向には一次抵抗の設
定誤差の影響が現れない。従って、ｈ軸誘起電圧誤差に
基づいてインバータ周波数を補正する場合、一次抵抗設
定値の設定誤差に対してロバストな軸ずれ補正が可能と
なる。これにより、速度制御範囲が低速側へ拡大すると
ともに、制御精度が一層高まる。

【００２４】請求項６記載の手段によれば、インバータ
基準周波数演算手段が、位相角θHVとｖ軸誘起電圧と指
令ｄ軸電流またはｄ軸電流とに基づいて、インバータ周
波数の基準項であるインバータ基準周波数を演算する。
ｖ軸誘起電圧は軸ずれにより変化しにくいため、ｖ軸誘
起電圧を用いて演算されたインバータ基準周波数をイン
バータ周波数の基準項としても制御系は安定に保持され
る。また、上記インバータ基準周波数を付加することに
より、インバータ周波数補正手段の有する補正ゲインを
下げることができ、ハイゲイン化によるトルクリプル、
速度リプルの発生や制御系の不安定化を抑制することが
可能となる。

【００２５】上記第２の目的を達成するため、請求項７
記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機
を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御
するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制
御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸
指令電圧演算手段およびインバータ周波数演算手段を備
えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置に
おいて、前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当
該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座
標系を定義し、前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系
における前記一次電流の位相角とが同符号となる条件の
下で前記位相角θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位
相角演算手段と、前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸
電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧
演算手段と、前記指令ｄ軸電圧から、少なくとも、前記
誘導電動機の一次抵抗設定値と前記指令ｄ軸電流または
前記ｄ軸電流との積を減算することによりｄ軸誘起電圧
を推定演算し、前記指令ｑ軸電圧から、少なくとも、前
記一次抵抗設定値と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電
流との積を減算することによりｑ軸誘起電圧を推定演算
するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、前記位相角θHV、前記
基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘起
電圧に基づいてｖ軸誘起電圧誤差を演算するｖ軸誘起電
圧誤差演算手段と、前記ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて前
記一次抵抗設定値を補正する一次抵抗補正手段とを備え
て構成されていることを特徴とする。

【００２６】この構成によれば、一次抵抗補正手段は、
ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて一次抵抗設定値を補正す
る。位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の
位相角とが同符号となる条件の下では、一次抵抗設定値
に誤差がない場合、軸ずれにより生じる誘起電圧の誤差
はｈ軸方向に顕著に現れ、ｖ軸方向には現れにくい。逆
に、一次抵抗設定値の誤差による場合、誘起電圧の誤差
はｖ軸方向に顕著に現れ易い。従って、このｖ軸誘起電
圧誤差に基づいて（例えばｖ軸誘起電圧誤差を０にする
ように）一次抵抗設定値を補正することにより、一次抵
抗設定値を精度良く推定することが可能となる。その結
果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、トルク制御精度が
高まる。

【００２７】この場合、請求項８記載の手段を用いる
と、ｖ軸と一次電流ベクトルの方向とが一致する。一次
抵抗設定値に設定誤差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡
は一次電流ベクトルの方向つまりｖ軸方向に推移するた
め、一次抵抗補正手段はｖ軸誘起電圧誤差に基づいて一
次抵抗設定値をより効果的に補正することができる。

【００２８】上記第１の目的を達成するため、請求項９
記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動機
を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制御
するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル制
御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ軸
指令電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、およびｄ軸
誘起電圧に基づいてインバータ周波数を補正して生成す
るインバータ周波数演算手段を備えて構成されている速
度センサレスベクトル制御装置において、前記インバー
タ周波数演算手段は、前記インバータ周波数と前記指令
ｄ軸電流とに基づいて基準誘起電圧を演算する基準誘起
電圧演算手段と、前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電
流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、および前記
指令ｑ軸電圧に基づいてｑ軸誘起電圧を推定演算するｑ
軸誘起電圧演算手段と、前記ｑ軸誘起電圧と前記基準誘
起電圧とに基づいてｑ軸誘起電圧誤差を演算するｑ軸誘
起電圧誤差演算手段と、前記ｑ軸誘起電圧誤差に基づい
て前記インバータ周波数を補正するインバータ周波数補
正手段とから構成されていることを特徴とする。

【００２９】この構成によれば、軸ずれを補正するため
に、ｄ軸誘起電圧のみならず、ｑ軸誘起電圧と基準誘起
電圧とに基づいて演算されるｑ軸誘起電圧誤差に基づい
てインバータ周波数が補正される。重負荷時の場合、ｄ
軸誘起電圧には軸ずれの情報が現れにくいが、ｑ軸誘起
電圧誤差は軸ずれにより大きく変化することから軸ずれ
に関する多くの情報を含んでいる。従って、ｑ軸誘起電
圧誤差に基づいてインバータ周波数を補正することによ
り、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバ
ータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を図る
ことができる。そして、この制御により、モータパラメ
ータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系
を実現できる。また、速度制御範囲が低速側へ拡大し、
低速回生時においてより大きなトルクを安定して発生す
ることが可能となる。

【００３０】上記第１の目的を達成するため、請求項１
０記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動
機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制
御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル
制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、ｄｑ
軸指令電圧演算手段およびインバータ周波数演算手段を
備えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置
において、前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と
当該ｈ軸に対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交
座標系を定義し、前記インバータ周波数演算手段は、前
記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一次
電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角θ
HVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段と、
前記指令ｄ軸電流に基づいて基準二次磁束を演算する基
準二次磁束演算手段と、前記指令ｄ軸電流または前記ｄ
軸電流、前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流、前記指
令ｄ軸電圧、および前記指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸二
次磁束とｑ軸二次磁束とを推定演算するｄｑ軸二次磁束
演算手段と、前記位相角θHV、前記基準二次磁束、前記
ｄ軸二次磁束、および前記ｑ軸二次磁束に基づいてｖ軸
二次磁束誤差を演算するｖ軸二次磁束誤差演算手段と、
前記ｖ軸二次磁束誤差に基づいて前記インバータ周波数
を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されて
いることを特徴とする。

【００３１】この構成によれば、ｖ軸二次磁束と基準二
次磁束とに基づいて演算されるｖ軸二次磁束誤差に基づ
いてインバータ周波数が補正される。ｑ軸二次磁束は、
理想的なベクトル制御が成立している状態（理想動作
点）では０になる。しかし、重負荷時の場合、ｑ軸二次
磁束には軸ずれの情報が現れにくい。これに対し、ｖ軸
二次磁束誤差は軸ずれにより大きく変化することから軸
ずれに関する多くの情報を有している。従って、ｖ軸二
次磁束誤差に基づいてインバータ周波数を補正すること
により、負荷の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をイ
ンバータ周波数に作用させ易くなり、制御系の安定化を
図ることができる。そして、この制御により、モータパ
ラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制
御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が拡大し、
また、低速回生時においてより大きなトルクを安定して
発生することが可能となる。

【００３２】上記第１の目的を達成するため、請求項１
１記載の速度センサレスベクトル制御装置は、誘導電動
機を駆動するインバータ装置と当該インバータ装置を制
御するベクトル制御手段とから構成され、前記ベクトル
制御手段が、電流検出手段、ｄｑ軸電流演算手段、指令
二次磁束と指令トルクとに基づいて指令ｄ軸電流と指令
ｑ軸電流とを演算するｄｑ軸指令電流演算手段、ｄｑ軸
指令電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、およびイン
バータ周波数演算手段を備えて構成されている速度セン
サレスベクトル制御装置において、前記ｄｑ軸指令電流
演算手段は、前記誘導電動機の発生トルクが前記指令ト
ルクに等しくなるとともに、前記指令ｄ軸電流に対する
前記指令ｑ軸電流の割合が所定値以下となるように前記
指令ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流とを演算するように構
成されていることを特徴とする。

【００３３】ｄ軸電流（励磁電流）に対するｑ軸電流
（トルク電流）の割合が増加する重負荷時においては、
軸ずれによる誘起電圧誤差の軌跡は、ｄ軸に対して大き
な交差角を持つようになる。一方、一次抵抗設定値に誤
差がある場合、誘起電圧誤差の軌跡は、一次電流ベクト
ルの方向に推移する。従って、重負荷時においては、ｄ
軸誘起電圧に関して軸ずれによる影響と一次抵抗設定値
の誤差による影響とが互いに干渉し合い、ｄ軸誘起電圧
からでは軸ずれを補償できない虞がある。

【００３４】これに対し、本手段によれば、ｄ軸電流に
対するｑ軸電流の割合が所定値以下に制限されるので上
記干渉状態を回避し易くなり、軸ずれ補償による安定性
と一次抵抗に対するロバスト性とを確保することができ
る。その結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、重負荷
時においても指令トルクに一致したトルクを安定して発
生させることができる。

【００３５】

【発明の実施の形態】（第１の実施形態）以下、本発明
の第１の実施例について図１ないし図９を参照しながら
説明する。なお、説明において、Ｒ1 、Ｒ2 、Ｌ1 、Ｌ
2 、Ｍ、σは、それぞれ一次抵抗、二次抵抗、一次イン
ダクタンス、二次インダクタンス、相互インダクタン
ス、漏れ係数（＝１−Ｍ^２／Ｌ1 ／Ｌ2 ）の設定値を表
しており、ｓはラプラス演算子を表している。また、Ｐ
Ｉ制御で用いるＫp 、Ｋi はそれぞれ比例ゲイン、積分
ゲインであり、その値は制御系が安定するように適宜決
められる。

【００３６】図１は、センサレスベクトル制御装置の構
成を機能ブロックにより示したもので、従来技術を示す
図１５と同一構成部分には同一符号を付している。この
図１において、センサレスベクトル制御装置３３は、イ
ンバータ回路２（インバータ装置に相当）とベクトル制
御部３４（ベクトル制御手段に相当）とから構成されて
いる。

【００３７】インバータ回路２において、インバータ主
回路５は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子（図示せ
ず）が三相ブリッジ接続されてなる電圧型インバータで
あって、その直流入力端子間にはフィルタコンデンサ４
が接続されており、その交流出力端子には三相の誘導電
動機７が接続されている。ＰＷＭ回路６は、ベクトル制
御部３４から出力される三相指令電圧ＶuRef、ＶvRef、
ＶwRefに基づいて、例えば三角波比較ＰＷＭ制御方式に
より、上記スイッチング素子に対するゲート信号を生成
するようになっている。さらに、ＰＷＭ回路６は、アー
ム短絡防止のためにデッドタイムを設定し、これによる
出力電圧の低下を補償するためにデッドタイム補償を行
うようになっている。

【００３８】ベクトル制御部３４は、指令電流演算部
８、指令電圧演算部９（ｄｑ軸指令電圧演算手段に相
当）、座標変換部１０、座標変換部１１（ｄｑ軸電流演
算手段に相当）、電流検出器１２、１３（電流検出手段
に相当）、インバータ周波数演算部３５（インバータ周
波数演算手段に相当）、モータ速度演算部１５および積
分部１６から構成されている。

【００３９】指令電流演算部８において、減算器１７
は、指令速度ωrRefから後述する推定速度（モータ速
度）ωrhを減算して速度偏差ｄωr を求め、速度制御部
１８は、その速度偏差ｄωr が０に収束するように当該
速度偏差ｄωr に対しＰＩ制御を実行して指令トルク電
流ＩqRefを生成するようになっている。

【００４０】電流検出器１２、１３は、それぞれ誘導電
動機７のＵ相電流Ｉu 、Ｗ相電流Ｉw を検出する電流セ
ンサである。座標変換部１１は、その検出された静止座
標系上のＵ相電流Ｉu とＷ相電流Ｉw とを、次の（５）
式、（６）式によりｄｑ軸回転座標系上のｄ軸電流Ｉd
とｑ軸電流Ｉq とに変換するようになっている。ここ
で、位相角θは、静止座標系のａ軸またはｕ軸に対する
ｄｑ軸回転座標系のｄ軸がなす角度（図１７に示すθab
に相当）である。

【００４１】

【数４】

【００４２】指令電圧演算部９において、減算器１９
は、指令励磁電流ＩdRef（指令ｄ軸電流に相当）からｄ
軸電流Ｉd を減算してｄ軸電流偏差ｄＩd を求め、電流
制御部２１は、そのｄ軸電流偏差ｄＩd が０に収束する
ように当該ｄ軸電流偏差ｄＩdに対し次の（７）式で示
されるＰＩ制御を実行し、指令ｄ軸電圧ＶdRefを生成す
るようになっている。

【００４３】

【数５】

【００４４】また、減算器２０は、指令トルク電流ＩqR
ef（指令ｑ軸電流に相当）からｑ軸電流Ｉq を減算して
ｑ軸電流偏差ｄＩq を求め、電流制御部２２は、そのｑ
軸電流偏差ｄＩq が０に収束するように当該ｑ軸電流偏
差ｄＩq に対し次の（８）式で示されるＰＩ制御を実行
し、指令ｑ軸電圧ＶqRefを生成するようになっている。

【００４５】

【数６】

【００４６】座標変換部１０は、上記指令ｄ軸電圧ＶdR
efと指令ｑ軸電圧ＶqRefとを入力し、次の（９）式〜
（１３）式により静止座標系上の三相指令電圧ＶuRef、
ＶvRef、ＶwRefに変換するようになっている。

【００４７】

【数７】

【００４８】詳しくは後述するが、インバータ周波数演
算部３５は、理想的なベクトル制御を行うために必要と
なるインバータ周波数ωinv を演算するようになってい
る。積分部１６は、このインバータ周波数ωinv を次の
（１４）式により積分し、座標変換部１０、１１に対し
て上記位相角θを出力するようになっている。

【００４９】

【数８】

【００５０】また、モータ速度演算部１５において、基
準すべり周波数演算部２５は、指令励磁電流ＩdRefと指
令トルク電流ＩqRefとを入力し、次の（１５）式により
基準すべり周波数ωs*を演算するようになっている。そ
して、減算器２６において、インバータ周波数ωinv か
ら基準すべり周波数ωs*が減算され、速度センサレスで
誘導電動機７の推定速度（モータ速度）ωrhが求められ
る。

【００５１】

【数９】

【００５２】さて、以下においてインバータ周波数演算
部３５の構成を具体的に説明するが、それに先立って本
発明において新規に導入するｈｖ軸回転座標系について
説明する。図２は、ｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標
系との関係を示すベクトル図である。この図２におい
て、ｈ軸はｄ軸に対し位相角θhvだけ遅れた軸として定
義され、ｖ軸はｈ軸から９０°進んだ軸として定義され
る。この定義によれば、位相角θhvが正である場合、ｈ
軸はｄ軸に対して遅れの関係となり、位相角θhvが負で
ある場合、ｈ軸はｄ軸に対して進みの関係となる。図２
は、位相角θhvが正である場合を示している。なお、詳
しくは後述するように、本実施例においては、位相角θ
hvは、ｄｑ軸回転座標系における一次電流位相角θIdq
に等しく設定されている。

【００５３】ｈｖ軸位相角演算部３６（ｈｖ軸位相角演
算手段に相当）は、上記位相角θhvを設定するもので、
除算器３７とAtan演算部３８とから構成されている。ｄ
ｑ軸回転座標系における一次電流ベクトルは、指令励磁
電流ＩdRef、指令トルク電流ＩqRefをそれぞれｄ軸成
分、ｑ軸成分とするベクトルであって、ｄ軸から一次電
流ベクトルまでの角度が一次電流位相角θIdq となる。
ここで、除算器３７は、指令励磁電流ＩdRefと指令トル
ク電流ＩqRefとを入力し、次の（１６）式に示す除算を
実行するようになっている。

【００５４】

【数１０】

【００５５】Atan演算部３８は、上記電流の比率γを入
力として次の（１７）式により一次電流位相角θIdq を
演算し、それを位相角θhvとして出力するようになって
いる。つまり、本実施例ではθIdq ＝θhvの関係が成立
する。

【００５６】

【数１１】

【００５７】本発明における位相角θhvの設定方法によ
れば、一次抵抗Ｒ1 などのモータパラメータに設定誤差
がない場合、ｈｖ軸回転座標系上での誘起電圧誤差の軌
跡は、ｖ軸上に中心Ｚを有しｈ軸に接する円となること
が判明している（図２参照）。しかしながら、本発明の
位相角θhvの設定方法は、上記（１６）式、（１７）式
に限られるものではない。すなわち、本発明は、位相角
θhvと一次電流位相角θIdq とが同符号となる条件の下
において成立する。従って、次の（１８）式に示すよう
に、指令トルク電流ＩqRefが正となる力行時においては
位相角θhvを正の一定値α（αは正）に設定し、指令ト
ルク電流ＩqRefが負となる回生時においては位相角θhv
を負の一定値−β（βは正）に設定するようにしても良
い。

【００５８】

【数１２】

【００５９】誘起電圧演算部２３（ｄｑ軸誘起電圧演算
手段に相当）は、指令ｄ軸電圧ＶdRef、指令ｑ軸電圧Ｖ
qRefからそれぞれ一次抵抗Ｒ1 と一次側に換算した漏れ
インダクタンスσ・Ｌ1 とによるインピーダンス降下分
を減算することによりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧
Ｅq を推定演算するもので、具体的には次の（１９）
式、（２０）式の演算を実行するようになっている。理
想的なベクトル制御が成立している場合、ｄ軸誘起電圧
Ｅd は０になる。

【００６０】

【数１３】

【００６１】ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９は、本発明
でいうｈ軸誘起電圧誤差演算手段およびｖ軸誘起電圧誤
差演算手段に相当するもので、座標変換部４０、４１と
減算器４２、４３とから構成されている。このうち座標
変換部４０は、ｄｑ軸回転座標系における誘起電圧をｈ
ｖ軸回転座標系における誘起電圧に変換するもので、ｄ
軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを入力とし、次の
（２１）式によりｈ軸誘起電圧Ｅh とｖ軸誘起電圧Ｅv
とを演算するようになっている。

【００６２】

【数１４】

【００６３】基準誘起電圧演算部４４（基準誘起電圧演
算手段に相当）は、インバータ周波数演算部３５が演算
したインバータ周波数ωinv と指令励磁電流ＩdRefとに
基づいて、ｄｑ軸回転座標系において理論上導かれる基
準誘起電圧Ｅ* を次の（２２）式により演算するように
なっている。この基準誘起電圧Ｅ* は、二次磁束に対し
９０°進んだｑ軸上の電圧である。

【００６４】

【数１５】

【００６５】上記ｈｖ軸誘起電圧誤差演算部３９の座標
変換部４１は、ｄｑ軸回転座標系における基準誘起電圧
をｈｖ軸回転座標系における基準誘起電圧に変換するも
ので、基準誘起電圧Ｅ* を入力とし、次の（２３）式、
（２４）式によりｈ軸基準誘起電圧Ｅh*とｖ軸基準誘起
電圧Ｅv*とを演算するようになっている。

【００６６】

【数１６】

【００６７】減算器４３は、ｈ軸誘起電圧Ｅh からｈ軸
基準誘起電圧Ｅh*を減算してｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を
求め、ローパスフィルタ４５（第１のフィルタ手段に相
当）は、そのｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を入力とし、次の
（２５）式に示す低域ろ過特性に従ってその低周波成分
であるｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF を出力するようになっ
ている。ここで、ｇ1 はカットオフ角周波数である。

【００６８】

【数１７】

【００６９】軸安定化補償部４６（第１の軸安定化補償
手段に相当）は、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF が０に収束
するように当該ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhLF に対して次の
（２６）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数
ωinv に対する補正量ωcmp1（第１の周波数補正量に相
当）を出力するようになっている。なお、関数Sgn()
は、上述した（４）式により定義されるものである。

【００７０】

【数１８】

【００７１】一方、ハイパスフィルタ４７（第２のフィ
ルタ手段に相当）は、ｄ軸誘起電圧Ｅd を入力とし、次
の（２７）式に示す高域ろ過特性に従ってその高周波成
分であるｄ軸誘起電圧ＥdHF を出力するようになってい
る。ここで、ｇ2 はカットオフ角周波数である。

【００７２】

【数１９】

【００７３】軸安定化補償部４８（第２の軸安定化補償
手段に相当）は、ｄ軸誘起電圧ＥdHF が０に収束するよ
うに当該ｄ軸誘起電圧ＥdHF に対して次の（２８）式に
よりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωinv に対す
る補正量ωcmp2（第２の周波数補正量に相当）を出力す
るようになっている。なお、ローパスフィルタ４５、軸
安定化補償部４６、ハイパスフィルタ４７および軸安定
化補償部４８により、インバータ周波数補正部４９（イ
ンバータ周波数補正手段に相当）が構成されている。

【００７４】

【数２０】

【００７５】インバータ基準周波数演算部５０（インバ
ータ基準周波数演算手段に相当）は、ｖ軸誘起電圧Ｅv
、指令励磁電流ＩdRefおよび一次電流位相角θIdq を
入力とし、次の（２９）式によりインバータ基準周波数
ωinv*を演算するようになっている。

【００７６】

【数２１】

【００７７】加算器５１は、以上から得られた補正量ω
cmp1とωcmp2とを加算して補正量ωcmp とし、減算器５
２は、インバータ基準周波数ωinv*からその補正量ωcm
p を減算することによりインバータ周波数ωinv を出力
するようになっている。上述したように、このインバー
タ周波数ωinv から基準すべり周波数ωs*が減算されて
推定速度ωrhが得られる。

【００７８】減算器４２は、ｖ軸誘起電圧Ｅv からｖ軸
基準誘起電圧Ｅv*を減算してｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv を
求める。一次抵抗補正部５３（一次抵抗補正手段に相
当）は、このｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv が０に収束するよ
うに当該ｖ軸誘起電圧誤差ｄＥv に対して次の（３０）
式によりＰＩ制御を実行し、一次抵抗の設定値Ｒ1 を補
正するようになっている。ここで、関数Sgn() は、上述
した（４）式により定義されるものである。補正された
一次抵抗の設定値Ｒ1 は、誘起電圧演算部２３において
ｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ軸誘起電圧Ｅq とを推定演算する
のに用いられる（（１９）式、（２０）式参照）。

【００７９】

【数２２】

【００８０】次に、上記構成を備えたセンサレスベクト
ル制御装置３３の作用、効果を説明するために、図３〜
図９を参照しながら誘起電圧誤差に関する解析結果につ
いて詳述する。

【００８１】ベクトル制御部３４は、ｄ軸の向きと誘導
電動機７の二次磁束の向きとが常に一致するように制御
することによりベクトル制御を実現するように構成され
ている。このような理想的なベクトル制御が行われる動
作点を、以下の説明において「理想動作点」と称する。
ベクトル制御がこの理想動作点から外れると、ｄ軸の向
きと二次磁束の向きとがずれた状態すなわち「軸ずれ状
態」が生じる。

【００８２】そこで、まず軸ずれと誘起電圧誤差との関
係についての解析結果を説明する。図３〜図７は、軸ず
れに対する誘起電圧誤差の軌跡を示したもので、以下の
〜の仮定の下でシミュレーションを実施したもので
ある。軸ずれ状態は、真のすべり周波数に対しすべり周
波数誤差ΔＦs ［Ｈｚ］を与えることにより設定され
る。 インバータ周波数ωinv は一定 電流制御によりｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq はｄｑ軸
座標系上において一定値に制御されている モータパラメータの設定値に設定誤差はない

【００８３】図３、図４、図５、図６、図７は、それぞ
れ力行１５０％、力行７５％、０％（無負荷）、回生７
５％、回生１５０％の負荷条件での解析結果である。各
図には、複数のプロットを結んでなる２本の軌跡Ａ、Ｂ
と、原点から右斜め上方または右斜め下方（図５では横
軸の向き）に延びる２本の直線Ｃ、Ｄが描かれている。

【００８４】軌跡Ａは、横軸をｄ軸誘起電圧誤差とし、
縦軸をｑ軸誘起電圧誤差として描いたすべり周波数誤差
ΔＦs に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。ま
た、軌跡Ｂは、横軸をｈ軸誘起電圧誤差とし、縦軸をｖ
軸誘起電圧誤差として描いたすべり周波数誤差ΔＦs に
対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。すなわち、軌
跡ＡとＢとは同じ誘起電圧誤差の軌跡を示したものであ
るが、軌跡Ａはｄｑ軸回転座標系から見たもので、軌跡
Ｂはｈｖ軸回転座標系から見たものである。

【００８５】本実施例の場合、ｈｖ軸回転座標系の位相
角θhvは、ｄｑ軸回転座標系における一次電流位相角θ
Idq に等しく設定され、一次電流ベクトルのｄ軸対称ベ
クトル（後述）の向きがｈ軸の向きに一致する。従っ
て、軌跡Ａを原点を中心として位相角θhvだけＣＣＷ方
向に回転させたものが軌跡Ｂとなる。

【００８６】これらの軌跡Ａ、Ｂは、すべり周波数誤差
ΔＦs ［Ｈｚ］を−１．０［Ｈｚ］から＋１．０［Ｈ
ｚ］まで０．１［Ｈｚ］刻みで与えた場合における誘起
電圧の誤差をそれぞれプロットし、これら合計２１個の
プロットを順に結ぶことにより描かれている。ここで、
例えば−１．０［Ｈｚ］のすべり周波数誤差ΔＦs と
は、本来与えるべきすべり周波数よりも１．０［Ｈｚ］
低いすべり周波数を与えることを意味しており、本来与
えるべきインバータ周波数よりも１．０［Ｈｚ］低いイ
ンバータ周波数ωinv を与えたことと等価である。ま
た、すべり周波数誤差０．０［Ｈｚ］とは、本来与える
べきすべり周波数を与えた場合であって、各図の原点に
相当するとともに上述した「理想動作点」に相当する。

【００８７】直線Ｃは、横軸をｄ軸、縦軸をｑ軸とし、
ｄ軸電流Ｉd （励磁電流）とｑ軸電流Ｉq （トルク電
流）とをベクトル要素とする一次電流ベクトル（Ｉd ，
Ｉq ）の向きを示している。また、直線Ｄは、横軸をｄ
軸、縦軸をｑ軸とし、上記一次電流ベクトル（Ｉd ，Ｉ
q ）のｄ軸対称ベクトル（Ｉd ，−Ｉq ）の向きを示し
ている。従って、直線Ｃは、ｑ軸電流Ｉq が正となる力
行時（図３、図４）には原点から右斜め上方に延び、ｑ
軸電流Ｉq が負となる回生時（図６、図７）には原点か
ら右斜め下方に延びる。

【００８８】図３〜図７によれば、ｄｑ軸回転座標系か
ら見た誘起電圧誤差の軌跡Ａは、パラメータ誤差のない
理想動作点（各図の原点）の近傍において、一次電流ベ
クトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移することが分か
る。そして、ｑ軸電流Ｉq（トルク電流）の絶対値が大
きい場合すなわち力行または回生の重負荷の場合（図３
または図７参照）には、ｄ軸と一次電流ベクトルのｄ軸
対称ベクトルとのなす角度が大きくなるため、誘起電圧
誤差の軌跡Ａはｄ軸方向ではなくむしろｑ軸方向に推移
するようになる。従って、特に重負荷時においてｄ軸誘
起電圧を用いると、軸ずれの情報を十分に得られない場
合がある。

【００８９】これに対し、ｈｖ軸回転座標系から見た誘
起電圧誤差の軌跡Ｂは、軸ずれに対し横軸方向つまりｈ
軸方向に推移していることが分かる。このことは解析的
にも導出可能であって、上述したようにｈｖ軸回転座標
系から見た誘起電圧誤差の軌跡Ｂは、ｖ軸上に中心を有
しｈ軸に接する円となることが判明している（図２参
照）。従って、ｈ軸上において誘起電圧誤差を検出する
ことにより、軸ずれをｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh として最
も有効に検出することができ、軸ずれをｄ軸誘起電圧誤
差（ｄ軸誘起電圧Ｅd ）として検出していた従来のもの
に比べ、軸ずれに対する補正動作をより有効に行うこと
ができる。

【００９０】続いて、モータパラメータの設定誤差を考
慮した解析結果の一例として、一次抵抗の設定誤差を考
慮する場合の誘起電圧誤差の軌跡について説明する。図
８、図９は、回生１５０％時において、それぞれｄｑ軸
回転座標系、ｈｖ軸回転座標系から見た誘起電圧誤差の
軌跡を示している。各図には、複数のプロットを結んで
なる５本の軌跡Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉと、原点から右斜め
下方または左斜め下方に延びる１本の直線Ｊが描かれて
いる。

【００９１】軌跡Ｅ、Ｆ、Ｇ、Ｈ、Ｉは、それぞれ一次
抵抗の設定誤差ΔＲ1 （＝（一次抵抗の設定値Ｒ1 −一
次抵抗の真値）／一次抵抗の真値×１００［％］）を−
２０％、−１０％、０％（設定誤差なし）、＋１０％、
＋２０％に設定した上で描いたすべり周波数誤差ΔＦs
に対する誘起電圧誤差の軌跡を示している。すべり周波
数誤差ΔＦs の与え方は図３〜図７と同様である。従っ
て、図８、図９に示す各軌跡Ｇは、それぞれ図７に示す
軌跡Ａ、軌跡Ｂに等しくなる。また、図８、図９におけ
る各直線Ｊは、それぞれｄｑ軸回転座標系上での一次電
流ベクトルの向き、ｈｖ軸回転座標系上での一次電流ベ
クトルの向きを示している。

【００９２】図８、図９において、誘起電圧誤差の軌跡
は、一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 の変化に対し一次電流ベ
クトルの方向に変化することが分かる。ｄｑ軸回転座標
系から見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図８では、例えば
一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 が−１０％や−２０％になる
と、軌跡ＦやＥが縦軸（ｑ軸）と交差しないことから、
ｄ軸誘起電圧誤差すなわちｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束
し得ない状態となる。このような設定誤差ΔＲ1 を持っ
た状態でｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいた軸ずれ補償を実行
すると、制御系の安定性が低下する虞がある。

【００９３】これに対し、ｈｖ軸回転座標系から見た誘
起電圧誤差の軌跡を示す図９では、一次抵抗に同様の設
定誤差ΔＲ1 が存在してもｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh は縦
軸（ｖ軸）と交差するので、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を
０に収束させることが可能となる。従って、ｈ軸誘起電
圧誤差ｄＥh が０となるように軸ずれ補償を実行すれ
ば、（一次抵抗の設定誤差ΔＲ1 の影響で理想動作点に
は収束し得ないものの）安定性を確保することが可能と
なる。

【００９４】以上、図３〜図９を用いた解析によれば、
軸安定化のためにｄ軸誘起電圧Ｅdに基づいてインバー
タ周波数ωinv を調整する従来構成のセンサレスベクト
ル制御装置（図１５、図１６参照）では、重負荷時にお
いてｄ軸誘起電圧Ｅd の変化である軸ずれの情報が十分
に得られず、安定性が低下する可能性があることが理解
できる。そして、このような不安定化は、誘起電圧が小
さい低速回転時に生じ易い。

【００９５】これに対し、本実施例のように新たにｈｖ
軸回転座標系を導入し、この座標系において観測された
ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を用いると、従来構成に比べて
軸ずれの情報を把握し易くなる。さらに、一次抵抗の設
定誤差の解析結果に示されるように、一次抵抗に多少の
設定誤差ΔＲ1 が存在する場合であっても、軸ずれ情報
を有するｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh は０に収束するので、
軸ずれ補償制御を実行する上で一次抵抗の設定誤差に対
するロバスト性が向上する。

【００９６】また、ＰＷＭ回路６は、インバータ主回路
５のデッドタイム補償を行うようになっているが、この
デッドタイム補償が十分でない場合デッドタイム補償誤
差による電圧誤差が生じる。この電圧誤差は、一次抵抗
の設定誤差による電圧誤差と同じ方向（一次電流ベクト
ルの方向）に生じる。従って、ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh
を用いた軸ずれ補償を行うと、デッドタイム補償誤差に
対するロバスト性の向上も期待できる。

【００９７】そこで、本実施例では、ｈｖ軸誘起電圧誤
差演算部３９においてｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh を求め、
軸安定化補償部４６においてｈ軸誘起電圧誤差ｄＥh が
０に収束するようにインバータ周波数ωinv を補正して
いる。ｈ軸誘起電圧誤差ｄＥhは、ｄ軸誘起電圧に比べ
て軸ずれに対する変化が顕著に現れるため、この軸ずれ
の情報をインバータ周波数ωinv に作用させることによ
り制御系の安定化を図れる。また、一次抵抗Ｒ1 などの
モータパラメータの設定誤差やデッドタイム補償誤差に
対してロバストな制御系を構築できる。こうした効果に
より、速度制御範囲を従来よりも低速側に広げることが
できる。また、すべり周波数ωs*が負となるためにイン
バータ周波数ωinv がより０に近付く低速回生時におい
ても、大きなトルクを安定して発生させることが可能と
なる。

【００９８】さらに、軸ずれによる誘起電圧誤差は一次
電流ベクトルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するとい
う解析結果に基づいて、本実施例では、一次電流位相角
θIdq を演算しそれを位相角θhvとすることにより、ｈ
軸の向きをｄ軸対称ベクトルの向きに一致させている。
その結果、より安定で且つモータパラメータの設定誤差
に対してロバストな制御系を構築できる。

【００９９】さらに、この設定の場合、軸ずれが正側に
生じる場合と負側に生じる場合とにおける誘起電圧誤差
の軌跡は、ｖ軸上に中心を有する円上を原点（理想動作
点）に対し互いに逆向きに推移する。従って、正側の軸
ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の（絶対値としての）
最大値と負側の軸ずれ時に生じるｈ軸誘起電圧誤差の
（絶対値としての）最大値とは等しくなる。その結果、
一次抵抗の設定値Ｒ1 が正側または負側のどちらの設定
誤差を有する場合でも、それらをバランス良く許容でき
（つまり誤差軌跡をｖ軸と交差させることができ）、ト
ルク制御精度や速度制御精度を一層高めることができ
る。

【０１００】なお、ｄ軸誘起電圧Ｅd を用いた従来の補
償制御においては、ｄｑ軸回転座標系から見た誘起電圧
誤差の軌跡（円）の中心はｑ軸から外れるため、誤差軌
跡が常にｑ軸と交差するように予め一次抵抗の設定値Ｒ
1 にオフセットを付加する必要が生じ、理想動作点を保
持することが難しかった。

【０１０１】ところで、本実施例のインバータ周波数演
算部３５は、インバータ周波数ωinv を補正するための
２つの軸安定化補償部４６、４８を備えている。これら
軸安定化補償部４６、４８の前段には、それぞれローパ
スフィルタ４５、ハイパスフィルタ４７が設けられてい
る。この構成によれば、インバータ周波数ωinv は、角
周波数ｇ1[rad/s]よりも遅い軸ずれ成分に対してはｈ軸
誘起電圧誤差ｄＥh により補正され（（２５）式、（２
６）式参照）、角周波数ｇ2[rad/s]よりも速い軸ずれ成
分に対してはｄ軸誘起電圧Ｅd により補正される（（２
７）式、（２８）式参照）。

【０１０２】このように軸ずれ現象を周波数領域で２分
割する理由は、以下のように説明できる。すなわち、誘
導電動機７の二次磁束の応答は比較的遅く、その時定数
は、電動機容量にもよるが一例として数十[msec]〜数百
[msec]の値である。上述した図３〜図９の解析結果は定
常状態、すなわち二次磁束が変化した後の状態を示すも
のである。軸ずれ発生時の過渡状態では、二次磁束がま
だ一定であると考えられ、その場合誘起電圧誤差の軌跡
の推移はｄ軸方向（図３〜図９の各原点付近）となる。
従って、速い軸ずれ成分に対してはｄ軸誘起電圧Ｅd を
用い、遅い軸ずれ成分に対してはｈ軸誘起電圧誤差ｄＥ
h を用いて補正することにより、瞬時的な軸ずれに対す
る安定度を高めることができ、指令トルクや負荷トルク
の急変時においても安定した動作を確保することができ
る。

【０１０３】このように、誘起電圧誤差が一次電流ベク
トルのｄ軸対称ベクトルの方向に推移するかあるいはｄ
軸上に推移するかは、軸ずれにより二次磁束が変化する
か否かに依存すること、および二次磁束の応答時定数は
誘導電動機７の二次時定数τ2 （＝Ｌ2 ／Ｒ2 ）[sec]
と見なせることから、上記周波数領域での分割は二次時
定数τ2 [sec] に相当する角周波数１／τ2[rad/s]で行
うことが好ましい。このため、本実施例では、ローパス
フィルタ４５のカットオフ角周波数ｇ1 およびハイパス
フィルタ４７のカットオフ角周波数ｇ2 をともに１／τ
2[rad/s]に設定している。これにより、インバータ周波
数ωinv に対する定常的および瞬時的な軸ずれ補償が互
いに干渉することなく効果的に実行され、より一層の安
定性の改善が図られる。

【０１０４】さて、本実施例のインバータ周波数演算部
３５は、インバータ基準周波数演算部５０を備え、上述
した（２９）式によりインバータ周波数ωinv の基準項
であるインバータ基準周波数ωinv*を演算するようにな
っている。このような基準項を付加することにより、軸
安定化補償部４６、４８のＰＩ制御ゲインＫp 、Ｋiを
下げることができ、ハイゲイン化によるトルクリプル、
速度リプルの発生や制御系の不安定化を抑制することが
可能となる。

【０１０５】こうした基準項は、第２の従来例を示す図
１６においても、インバータ基準周波数演算部３０がｑ
軸誘起電圧Ｅq に基づいて生成している。しかし、ｑ軸
誘起電圧Ｅq を用いた場合には、以下に述べる理由によ
り制御系を不安定化させる虞がある。すなわち、上述し
た軸ずれと誘起電圧誤差との解析結果に示される通り、
軸ずれの影響はｄ軸誘起電圧のみならずｑ軸誘起電圧に
も大きく現れる。そして、力行時と回生時とでは、軸ず
れに対するｑ軸誘起電圧誤差の推移方向が逆になってい
る。力行時にあっては、インバータ周波数ωinv が下が
った場合にｑ軸誘起電圧が増加することから、インバー
タ周波数ωinv が上昇して軸ずれを抑制する方向に作用
する。しかしながら、回生時にあっては、インバータ周
波数ωinv が下がった場合にｑ軸誘起電圧が減少するこ
とから、インバータ周波数ωinvが低下して軸ずれを助
長する方向に作用する。従って、第２の従来例において
常に制御系を安定化させるのは難しかった。

【０１０６】これに対し、本実施例では、軸ずれの影響
を受けにくいｖ軸誘起電圧Ｅv に基づいてインバータ基
準周波数ωinv*を求めているので、制御系を不安定化さ
せるような現象を起こしにくく、安定性を高めることが
できる。

【０１０７】本実施例のインバータ周波数演算部３５
は、誘起電圧演算部２３においてｄ軸誘起電圧Ｅd とｑ
軸誘起電圧Ｅq とを推定演算している（（１９）式、
（２０）式参照）。この演算では、指令ｄ軸電圧ＶdRe
f、指令ｑ軸電圧ＶqRefからそれぞれインピーダンス降
下分を減算しているために、モータパラメータの正確な
値が必要となる。特に、一次抵抗は誘導電動機７の運転
状態例えば温度状態に応じて変動するので、その設定値
Ｒ1 を一定とした場合には設定誤差が大きくなる虞があ
る。そこで、本実施例では、一次抵抗補正部５３を設け
て一次抵抗の設定値Ｒ1を補正するようになっている
（（３０）式参照）。

【０１０８】上述した解析結果が示すように、一次抵抗
の設定誤差ΔＲ1 がなく単なる軸ずれによる誘起電圧誤
差は、ｈ軸方向に生じｖ軸方向にはほとんど生じない
（図９参照）。このことは、つまりｖ軸誘起電圧誤差ｄ
Ｅv が生じた場合には、一次抵抗に設定誤差が存在する
と考えられる。そこで、本実施例では、ｖ軸誘起電圧誤
差ｄＥv が０に収束するように一次抵抗の設定値Ｒ1 を
調整することにより、精度良く一次抵抗を推定すること
が可能となっている。

【０１０９】その結果、速度制御範囲やトルク制御範囲
が広がり、一次抵抗の設定誤差の影響が大きく現れる低
速回転重負荷時においても安定した滑らかな運転が可能
となる。また、本実施例のように、ｖ軸誘起電圧Ｅv に
基づいて一次抵抗補正を行い、ｈ軸誘起電圧Ｅh に基づ
いて軸ずれ補償を行うことにより、これら補正制御およ
び補償制御の非干渉化が図れ、一次抵抗の設定値Ｒ1 と
推定速度ωrhの一層の高精度化が図れる。

【０１１０】（第２の実施形態）以下、本発明の第２の
実施例について図１０および図１１を参照しながら説明
する。本実施例は、第１の実施例に対しｈｖ軸位相角演
算部の構成のみを異にするため、他の構成部分について
は図面による表示および説明を省略する。

【０１１１】図１０は、ｈｖ軸位相角演算部５４の構成
を機能ブロックにより示したもので、図１に示すｈｖ軸
位相角演算部３６と同一構成部分には同一符号を付して
示している。この図１０において、除算器３７とAtan演
算部３８とは一次電流位相角演算手段に相当し、上述し
た（１６）式、（１７）式によって一次電流位相角θId
q を演算する。演算された一次電流位相角θIdq は、減
算器５５、５６に入力されるようになっている。減算器
５５は、９０°から一次電流位相角θIdq を減算し、減
算器５６は、−９０°から一次電流位相角θIdq を減算
するようになっており、その減算結果はともに入力切替
器５７に入力されている。

【０１１２】符号判断部５８（符号判定手段に相当）
は、指令トルク電流ＩqRefを入力とし、その符号に応じ
て入力切替器５７に対し「Ｐ」または「Ｎ」の極性信号
を出力するようになっている。ここで、極性信号は、指
令トルク電流ＩqRefが正の場合（力行指令時）に「Ｐ」
となり、指令トルク電流ＩqRefが負の場合（回生指令
時）に「Ｎ」となる。入力切替器５７は、極性信号が
「Ｐ」の場合にあっては減算器５５の出力を位相角θhv
として出力し、極性信号が「Ｎ」の場合にあっては減算
器５６の出力を位相角θhvとして出力するようになって
いる。なお、減算器５５、５６と入力切替器５７とが、
本発明でいう位相角設定手段に相当する。

【０１１３】このように構成されたｈｖ軸位相角演算部
５４を備えたセンサレスベクトル制御装置においては、
ｈｖ軸とｄｑ軸との関係および誘起電圧誤差の軌跡は図
１１に示すようになる。すなわち、指令トルク電流ＩqR
efが正の力行状態にあっては、図１１（ａ）に示すよう
にｈ軸は一次電流ベクトルに対し９０°遅れた軸として
定義され、指令トルク電流ＩqRefが負の回生状態にあっ
ては、図１１（ｂ）に示すようにｈ軸は一次電流ベクト
ルに対し９０°進んだ軸として定義される。また、ｖ軸
はｈ軸から９０°進んだ軸として定義される。

【０１１４】一次抵抗によるインピーダンス降下は一次
電流ベクトルの向きに生じるため、上述のように定義さ
れるｈｖ軸回転座標系では、一次抵抗の設定値Ｒ1 に設
定誤差が存在すると誘起電圧誤差の軌跡はｖ軸方向に推
移し、ｈ軸誘起電圧Ｅh には誤差の影響が現れない。従
って、本実施例によれば、第１の実施例と同様の作用、
効果を得られるとともに、特に一次抵抗の設定誤差に対
してロバストな軸ずれ補償が可能となる。これにより、
速度制御範囲を低速側へ拡大できるとともに、制御精度
を一層高めることができる。

【０１１５】（第３の実施形態）以下、本発明の第３の
実施例についてセンサレスベクトル制御装置の構成を機
能ブロックにより示す図１２を参照しながら説明する。
なお、図１２において、図１と同一構成部分には同一符
号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明
する。

【０１１６】この図１２において、センサレスベクトル
制御装置５９は、インバータ回路２とベクトル制御部６
０（ベクトル制御手段に相当）とから構成され、ベクト
ル制御部６０は、第１の実施例におけるベクトル制御部
３４に対しインバータ周波数演算部の構成が異なってい
る。本実施例のインバータ周波数演算部６１（インバー
タ周波数演算手段に相当）は、すべてｄｑ軸回転座標系
上において制御を行うようになっている。

【０１１７】軸安定化補償部６２は、第２の従来例（図
１６参照）における軸安定化補償部３１と同様の構成を
備えている。そして、この軸安定化補償部６２は、誘起
電圧演算部２３（ｄ軸誘起電圧演算手段に相当）で演算
されたｄ軸誘起電圧Ｅd が０に収束するように当該ｄ軸
誘起電圧Ｅd に対してＰＩ制御を実行し（（３）式、
（４）式参照）、インバータ周波数ωinv に対する補正
量ωcmp3を出力するようになっている。

【０１１８】減算器６３（ｑ軸誘起電圧誤差演算手段に
相当）は、誘起電圧演算部２３（ｑ軸誘起電圧演算手段
に相当）で演算されたｑ軸誘起電圧Ｅq から基準誘起電
圧演算部４４で演算された基準誘起電圧Ｅ* を減算し、
ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq を出力するようになっている。
ここで、基準誘起電圧Ｅ* はｑ軸の基準誘起電圧に相当
する。

【０１１９】軸安定化補償部６４（インバータ周波数補
正手段に相当）は、このｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq が０に
収束するように当該ｑ軸誘起電圧誤差ｄＥq に対して次
の（３１）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波
数ωinv に対する補正量ωcmp4を出力するようになって
いる。なお、関数Sgn() は、上述した（４）式により定
義されるものである。

【０１２０】

【数２３】

【０１２１】加算器５１は、得られた補正量ωcmp3とω
cmp4とを加算して補正量ωcmp とし、減算器５２は、イ
ンバータ基準周波数演算部３０（図１６参照）で演算さ
れたインバータ基準周波数ωinv*（（２）式参照）から
その補正量ωcmp を減算することによりインバータ周波
数ωinv を出力するようになっている。そして、減算器
２６により、インバータ周波数ωinv から基準すべり周
波数ωs*が減算されて推定速度ωrhが出力される。

【０１２２】上記構成を有するセンサレスベクトル制御
装置５９によれば、ｄ軸誘起電圧Ｅdだけでなくｑ軸誘
起電圧誤差ｄＥq に基づいてインバータ周波数ωinv が
補正され、軸ずれ補償が行われる。第１の実施例での解
析結果が示すように、特に重負荷時の場合、ｄ軸誘起電
圧Ｅd には軸ずれの情報が現れにくいが、ｑ軸誘起電圧
誤差ｄＥq は軸ずれにより大きく変化することから軸ず
れに関する多くの情報を含んでいる。

【０１２３】従って、ｑ軸誘起電圧誤差が０になるよう
にインバータ周波数ωinv を補正することにより、負荷
の大きさにかかわらず、軸ずれの情報をインバータ周波
数ωinv に作用させ易くなり、制御系の安定化を図るこ
とができる。そして、この制御により、モータパラメー
タ例えば一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御系を
実現できる。その結果、速度制御範囲を拡大でき、ま
た、低速回転時においてより大きなトルクを安定して発
生することが可能となる。

【０１２４】（第４の実施形態）以下、本発明の第４の
実施例についてセンサレスベクトル制御装置の構成を機
能ブロックにより示す図１３を参照しながら説明する。
なお、図１３において、図１と同一構成部分には同一符
号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明
する。

【０１２５】この図１３において、センサレスベクトル
制御装置６５は、インバータ回路２とベクトル制御部６
６（ベクトル制御手段に相当）とから構成され、ベクト
ル制御部６６は、第１の実施例におけるベクトル制御部
３４に対しインバータ周波数演算部の構成が異なってい
る。本実施例のインバータ周波数演算部６７（インバー
タ周波数演算手段に相当）は、ｖ軸二次磁束誤差に基づ
いてインバータ周波数ωinv を補正する点に特徴を有し
ている。

【０１２６】二次磁束演算部６８（ｄｑ軸二次磁束演算
手段に相当）は、第１の実施例で説明した（１９）式、
（２０）式によりｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq
を推定演算し、さらに次の（３２）式、（３３）式によ
る積分演算によりｄ軸二次磁束φd 、ｑ軸二次磁束φq
を演算するようになっている。

【０１２７】

【数２４】

【０１２８】ｖ軸二次磁束誤差演算部６９（ｖ軸二次磁
束誤差演算手段に相当）は、座標変換部７０、７１と減
算器７２とから構成されている。このうち座標変換部７
０は、ｄｑ軸回転座標系における二次磁束をｈｖ軸回転
座標系における二次磁束に変換するもので、上述のｄ軸
二次磁束φd とｑ軸二次磁束φq とを入力し、次の（３
４）式によりｈ軸二次磁束φh とｖ軸二次磁束φv とを
演算するようになっている。

【０１２９】

【数２５】

【０１３０】基準二次磁束演算部７３（基準二次磁束演
算手段に相当）は、指令励磁電流ＩdRefに基づいて、ｄ
ｑ軸回転座標系において理論上導かれる基準二次磁束φ
* を次の（３５）式により演算するようになっている。

【０１３１】

【数２６】

【０１３２】上記ｖ軸二次磁束誤差演算部６９の座標変
換部７１は、ｄｑ軸回転座標系における基準二次磁束を
ｈｖ軸回転座標系における基準二次磁束に変換するもの
で、基準二次磁束φ* を入力とし、次の（３６）式によ
りｖ軸基準二次磁束φv*を演算するようになっている。

【０１３３】

【数２７】

【０１３４】減算器７２は、ｖ軸二次磁束φv からｖ軸
基準二次磁束φv*を減算してｖ軸二次磁束誤差ｄφv を
求める。軸安定化補償部７４（インバータ周波数補正手
段に相当）は、ｖ軸二次磁束誤差ｄφv が０に収束する
ように当該ｖ軸二次磁束誤差ｄφv に対して次の（３
７）式によりＰＩ制御を実行し、インバータ周波数ωin
v を出力するようになっている。

【０１３５】

【数２８】

【０１３６】上記構成を有するセンサレスベクトル制御
装置６５によれば、ｖ軸二次磁束φv とｖ軸基準二次磁
束φv*との差つまりｖ軸二次磁束誤差ｄφv が０に収束
するようにインバータ周波数ωinv が生成される。第１
の実施例での解析結果は、定常状態における軸ずれと誘
起電圧誤差との関係を示すものであった。しかし、定常
状態においては、誘起電圧は二次磁束に対し９０°進ん
だ関係にあるため、上記軸ずれと誘起電圧とに関する解
析結果は、軸ずれと二次磁束との関係についても適用す
ることができる。

【０１３７】すなわち、ｑ軸二次磁束φq は、理想的な
ベクトル制御が成立している状態（理想動作点）では０
になる。しかし、重負荷時の場合、ｑ軸二次磁束φq に
は軸ずれの情報が現れにくい。これに対し、ｖ軸二次磁
束誤差ｄφv は軸ずれにより大きく変化することから軸
ずれに関する多くの情報を有している。従って、ｖ軸二
次磁束誤差ｄφv に基づいてインバータ周波数ωinv を
生成することにより、負荷の大きさにかかわらず、軸ず
れの情報をインバータ周波数ωinv に作用させ易くな
り、制御系の安定化を図ることができる。そして、この
制御により、一次抵抗の設定誤差に対しロバストな制御
系を実現できる。その結果、速度制御範囲が拡大し、低
速回生時においてより大きなトルクを安定して発生する
ことが可能となる。

【０１３８】（第５の実施形態）以下、本発明の第５の
実施例について図１４を参照しながら説明する。図１４
は、指令電流演算部の構成を機能ブロックにより示した
ものである。ここに示す指令電流演算部７６は、ｄ軸誘
起電圧Ｅd に基づいてインバータ周波数ωinv を補正し
つつ生成する構成を備えたセンサレスベクトル制御装
置、例えば従来構成のセンサレスベクトル制御装置１、
２８（図１５、図１６参照）において用いられる。

【０１３９】この指令電流演算部７６は、指令二次磁束
φRef と指令トルクＴRef とを入力し、指令励磁電流Ｉ
dRef（指令ｄ軸電流に相当）と指令トルク電流ＩqRef
（指令ｑ軸電流に相当）とを演算するようになってい
る。基準励磁電流演算部７７は、指令二次磁束φRef を
入力とし、次の（３８）式により基準励磁電流Ｉd*を演
算するようになっている。

【０１４０】

【数２９】

【０１４１】基準トルク電流演算部７８は、指令二次磁
束φRef と指令トルクＴRef とを入力し、次の（３９）
式により基準トルク電流Ｉq*を演算するようになってい
る。ここで、Ｐは誘導電動機の極対数である。

【０１４２】

【数３０】

【０１４３】除算器７９は、基準トルク電流Ｉq*を基準
励磁電流Ｉd*で除算し、その除算結果をリミット判定部
８０に対し出力するようになっている。つまり、この除
算器７９の出力は、基準励磁電流Ｉd*に対する基準トル
ク電流Ｉq*の割合（以下、基準電流比と称す）を示して
いる。リミット判定部８０は、この基準電流比の絶対値
と所定値ｋ（ｋ＞０）とを比較し、基準電流比の絶対値
が所定値ｋよりも大きい場合にあってはリミットフラグ
FlgLMTを１に設定し、基準電流比の絶対値が所定値ｋ以
下の場合にあってはリミットフラグFlgLMTを０に設定す
るようになっている。

【０１４４】符号判断部８１は、指令トルクＴRef を入
力し、その符号に応じて次の（４０）式により定まる符
号信号GSign を出力するようになっている。ここで、関
数Sgn() は、上述した（４）式により定義されるもので
ある。

【０１４５】

【数３１】

【０１４６】指令励磁電流演算部８２は、指令励磁電流
ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefの絶対値との割合が１：
ｋとなる条件の下で指令トルクＴRef に一致したトルク
出力が得られるように、次の（４１）式により指令励磁
電流ＩdRef0 を演算するようになっている。

【０１４７】

【数３２】

【０１４８】また、指令トルク電流演算部８３は、指令
励磁電流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefの絶対値との割
合が１：ｋとなる条件の下で、次の（４２）式により指
令トルク電流ＩqRef0 を演算するようになっている。

【０１４９】

【数３３】

【０１５０】切替器８４は、スイッチ手段により構成さ
れ、上述したリミットフラグFlgLMTに応じた指令励磁電
流ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefとを出力するようにな
っている。すなわち、リミットフラグFlgLMT＝０つまり
基準電流比の絶対値が所定値ｋ以下の場合にあっては、
切替器８４は、基準励磁電流Ｉd*を指令励磁電流ＩdRef
とし、基準トルク電流Ｉq*を指令トルク電流ＩqRefとし
て出力する。一方、リミットフラグFlgLMT＝１つまり基
準電流比の絶対値が所定値ｋよりも大きい場合にあって
は、切替器８４は、指令励磁電流ＩdRef0 を指令励磁電
流ＩdRefとし、指令トルク電流ＩqRef0 を指令トルク電
流ＩqRefとして出力する。従って、一定の指令二次磁束
φRef が与えられている時の指令励磁電流ＩdRefは、前
者の場合には一定となり、後者の場合には指令トルクＴ
Ref に応じて設定される。

【０１５１】このように、指令電流演算部７６は、指令
二次磁束φRef と指令トルクＴRefとに基づいて、励磁
電流に対するトルク電流の割合（つまりすべり周波数）
が所定値以下であり且つ出力トルクが指令トルクＴRef
に一致するように、指令励磁電流ＩdRefと指令トルク電
流ＩqRefとを生成する。この点において、指令電流演算
部７６は、いわゆるトルクリミット手段とは全く異なる
ものである。そして、ｄ軸誘起電圧Ｅd に基づいて軸ず
れ補正を行う構成を備えたセンサレスベクトル制御装置
１、２８に対し指令電流演算部７６を適用すると、以下
のような作用、効果が得られる。

【０１５２】すなわち、第１の実施例での解析結果が示
すように、励磁電流に対するトルク電流の割合が増加す
る重負荷時には、軸ずれによる誘起電圧誤差の軌跡は、
ｄ軸に対して大きな交差角を持つようになる（図３、図
７参照）。一方、一次抵抗に設定誤差がある場合、誘起
電圧誤差の軌跡は一次電流ベクトルの方向に推移する
（図８参照）。従って、重負荷時においては、ｄ軸誘起
電圧Ｅd に関して軸ずれによる影響と一次抵抗の設定誤
差による影響とが互いに干渉し合い、ｄ軸誘起電圧Ｅd
からでは軸ずれを正しく検出できない虞がある。

【０１５３】これに対し、指令電流演算部７６を用いる
と、ｄ軸電流Ｉd に対するｑ軸電流Ｉq の割合が所定値
ｋ以下に制限されるので上記干渉状態を回避し易くなり
（図４〜図６参照）、軸ずれ補償による安定性と一次抵
抗に対するロバスト性とを確保することができる。その
結果、速度制御範囲が低速側へ拡大し、重負荷時におい
ても指令トルクに一致したトルクを安定して発生させる
ことができる。

【０１５４】（その他の実施形態）なお、本発明は上記
し且つ図面に示す各実施例に限定されるものではなく、
例えば以下のように変形または拡張が可能である。第１
の実施例においては以下のような変形または拡張が可能
である。軸ずれ現象を周波数領域で２分割し、ｈ軸誘起
電圧誤差ｄＥhLF とｄ軸誘起電圧ＥdHF とに基づいてイ
ンバータ周波数ωinv を補正したが、ｄ軸誘起電圧ＥdH
F による補正は必ずしも必要ではない。従って、ローパ
スフィルタ４５、ハイパスフィルタ４７、軸安定化補償
部４８および加算器５１を除いた構成としても良い。ロ
ーパスフィルタ４５のカットオフ角周波数ｇ1 およびハ
イパスフィルタ４７のカットオフ角周波数ｇ2 をともに
１／τ2[rad/s]に設定したが、必ずしもこの値に限定さ
れない。

【０１５５】インバータ周波数ωinv の基準項であるイ
ンバータ基準周波数ωinv*を得るためにインバータ基準
周波数演算部５０を備えたが、軸安定化補償部４６は積
分要素を備えているので、インバータ基準周波数演算部
５０を除いた構成としても良い。

【０１５６】誘起電圧演算部２３におけるｄ軸誘起電圧
Ｅd およびｑ軸誘起電圧Ｅq の演算精度を高めるために
一次抵抗補正部５３を備えたが、要求される制御精度、
使用条件などによっては、一次抵抗補正部５３を除いた
構成としても良い。また、一次抵抗補正部５３は、ｖ軸
誘起電圧誤差ｄＥv に基づいて一次抵抗の設定値Ｒ1 を
補正する新規な構成を備えており、ｈ軸誘起電圧誤差ｄ
Ｅh に基づく軸ずれ補償とは独立してセンサレスベクト
ル制御装置（例えば図１５、図１６に示すセンサレスベ
クトル制御装置１、２７）に適用することができる。こ
れにより、一次抵抗の変動に対してロバストな制御系を
構成することができる。

【０１５７】誘起電圧演算部２３は、指令ｄ軸電圧ＶdR
ef、指令ｑ軸電圧ＶqRefからｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉ
q とによるインピーダンス降下分を減算することにより
ｄ軸誘起電圧Ｅd 、ｑ軸誘起電圧Ｅq を推定演算した
が、ｄ軸電流Ｉd とｑ軸電流Ｉq に替えて指令励磁電流
ＩdRefと指令トルク電流ＩqRefを用いて推定演算するよ
うに構成しても良い。第４の実施例における二次磁束演
算部６８についても同様である。第３の実施例におい
て、インバータ基準周波数演算部３０を除いた構成とし
ても良い。また、第４の実施例において、インバータ周
波数ωinv の基準項であるインバータ基準周波数ωinv*
を演算するインバータ基準周波数演算部を付加しても良
い。

【０１５８】

【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、本
発明の速度センサレスベクトル制御装置は、ｄ軸に対し
位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に対し９０°進ん
だｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定義するととも
に、位相角θHVとｄｑ軸直交座標系における一次電流の
位相角とが同符号となる条件の下で位相角θHVを所定の
位相角に設定し、ｈ軸誘起電圧誤差に基づいてインバー
タ周波数を補正するように構成されている。ｈ軸誘起電
圧誤差にはｄ軸誘起電圧よりも軸ずれの影響が顕著に現
れるので、ｄ軸誘起電圧に着目していた従来構成に比べ
て軸ずれの情報をインバータ周波数に作用させ易くな
り、制御系の安定性を高めることができる。そして、モ
ータパラメータ特には一次抵抗の設定誤差に対しロバス
トな制御系を実現できる。その結果、速度制御範囲が低
速側へ拡大し、低速回生時においても大きなトルクを安
定して発生させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示すセンサレスベクト
ル制御装置の機能ブロック図

【図２】ｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係
を示すベクトル図

【図３】力行１５０％時における軸ずれに対する誘起電
圧誤差の軌跡を示す図

【図４】力行７５％時における軸ずれに対する誘起電圧
誤差の軌跡を示す図

【図５】無負荷時における軸ずれに対する誘起電圧誤差
の軌跡を示す図

【図６】回生７５％時における軸ずれに対する誘起電圧
誤差の軌跡を示す図

【図７】回生１５０％時における軸ずれに対する誘起電
圧誤差の軌跡を示す図

【図８】回生１５０％時におけるｄｑ軸回転座標系から
見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図

【図９】回生１５０％時におけるｈｖ軸回転座標系から
見た誘起電圧誤差の軌跡を示す図

【図１０】本発明の第２の実施例を示すｈｖ軸位相角演
算部の機能ブロック図

【図１１】力行状態（ａ）および回生状態（ｂ）におけ
るｈｖ軸回転座標系とｄｑ軸回転座標系との関係を示す
ベクトル図

【図１２】本発明の第３の実施例を示す図１相当図

【図１３】本発明の第４の実施例を示す図１相当図

【図１４】本発明の第５の実施例を示す指令電流演算部
の機能ブロック図

【図１５】第１の従来例を示す図１相当図

【図１６】第２の従来例を示す図１相当図

【図１７】ｄｑ軸直交座標系と静止座標系との関係を示
すベクトル図

【符号の説明】 ２はインバータ回路（インバータ装置）、７は誘導電動
機、９は指令電圧演算部（ｄｑ軸指令電圧演算手段）、
１１は座標変換部（ｄｑ軸電流演算手段）、１２、１３
は電流検出器（電流検出手段）、２３は誘起電圧演算部
（ｄｑ軸誘起電圧演算手段、ｄ軸誘起電圧演算手段、ｑ
軸誘起電圧演算手段）、３３、５９、６５はセンサレス
ベクトル制御装置、３４、６０、６６はベクトル制御部
（ベクトル制御手段）、３５、６１、６７はインバータ
周波数演算部（インバータ周波数演算手段）、３６、５
４はｈｖ軸位相角演算部（ｈｖ軸位相角演算手段）、３
９はｈｖ軸誘起電圧誤差演算部（ｈ軸誘起電圧誤差演算
手段、ｖ軸誘起電圧誤差演算手段）、４４は基準誘起電
圧演算部（基準誘起電圧演算手段）、４５はローパスフ
ィルタ（第１のフィルタ手段）、４６は軸安定化補償部
（第１の軸安定化補償手段）、４７はハイパスフィルタ
（第２のフィルタ手段）、４８は軸安定化補償部（第２
の軸安定化補償手段）、４９はインバータ周波数補正部
（インバータ周波数補正手段）、５０はインバータ基準
周波数演算部（インバータ基準周波数演算手段）、５３
は一次抵抗補正部（一次抵抗補正手段）、５８は符号判
断部（符号判定手段）、６３は減算器（ｑ軸誘起電圧誤
差演算手段）、６４、７４は軸安定化補償部（インバー
タ周波数補正手段）、６８は二次磁束演算部（ｄｑ軸二
次磁束演算手段）、６９はｖ軸二次磁束誤差演算部（ｖ
軸二次磁束誤差演算手段）、７３は基準二次磁束演算部
（基準二次磁束演算手段）である。

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H576 BB06 DD02 DD04 EE01 EE09 EE15 EE18 GG04 HA04 HB02 JJ05 JJ22 JJ24 JJ25 JJ26 JJ28 LL14 LL22 LL25 LL30 LL34 LL40

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機を駆動するインバータ装置と
   当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから
   構成され、 前記ベクトル制御手段が、 前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、 ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ
   軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づい
   て前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを
   演算するｄｑ軸電流演算手段と、 前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動
   機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指
   令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と
   指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、 前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが
   一致するように、前記インバータ装置が出力するインバ
   ータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備
   えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置に
   おいて、 前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に
   対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定
   義し、 前記インバータ周波数演算手段は、 前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一
   次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角
   θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段
   と、 前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて
   基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電
   流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記
   指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧と
   を推定演算するｄｑ軸誘起電圧演算手段と、 前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電
   圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｈ軸誘起電圧誤
   差を演算するｈ軸誘起電圧誤差演算手段と、 前記ｈ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数
   を補正するインバータ周波数補正手段とを備えて構成さ
   れていることを特徴とする速度センサレスベクトル制御
   装置。
2. 【請求項２】 前記インバータ周波数補正手段は、 前記ｈ軸誘起電圧誤差を入力として低域ろ過特性を有す
   る第１のフィルタ手段と、 この第１のフィルタ手段を介して出力される前記ｈ軸誘
   起電圧誤差が０となるように前記インバータ周波数に対
   する第１の周波数補正量を演算する第１の軸安定化補償
   手段と、 前記ｄ軸誘起電圧を入力として高域ろ過特性を有する第
   ２のフィルタ手段と、 この第２のフィルタ手段を介して出力される前記ｄ軸誘
   起電圧が０となるように前記インバータ周波数に対する
   第２の周波数補正量を演算する第２の軸安定化補償手段
   とを備え、 前記第１の周波数補正量および前記第２の周波数補正量
   により前記インバータ周波数を補正するように構成され
   ていることを特徴とする請求項１記載の速度センサレス
   ベクトル制御装置。
3. 【請求項３】 前記第１および第２のフィルタ手段は、
   それぞれカットオフ角周波数が前記誘導電動機の二次時
   定数の逆数にほぼ等しくなるように設定されていること
   を特徴とする請求項２記載の速度センサレスベクトル制
   御装置。
4. 【請求項４】 前記ｈｖ軸位相角演算手段は、前記位相
   角θHVを前記一次電流の位相角に等しく設定するように
   構成されていることを特徴とする請求項１ないし３の何
   れかに記載の速度センサレスベクトル制御装置。
5. 【請求項５】 前記ｈｖ軸位相角演算手段は、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電
   流または前記ｑ軸電流とに基づいて前記一次電流の位相
   角を演算する一次電流位相角演算手段と、 前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流の符号を判定する
   符号判定手段と、 前記符号が正と判定された場合には、９０°から前記一
   次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHVとして設
   定し、前記符号が負と判定された場合には、−９０°か
   ら前記一次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHV
   として設定する位相角設定手段とから構成されているこ
   とを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の速度
   センサレスベクトル制御装置。
6. 【請求項６】 前記インバータ周波数演算手段は、 前記位相角θHV、前記ｄ軸誘起電圧、および前記ｑ軸誘
   起電圧に基づいてｖ軸誘起電圧を演算するｖ軸誘起電圧
   演算手段と、 前記位相角θHVと前記ｖ軸誘起電圧と前記指令ｄ軸電流
   または前記ｄ軸電流とに基づいて、前記インバータ周波
   数の基準項であるインバータ基準周波数を演算するイン
   バータ基準周波数演算手段とを備えていることを特徴と
   する請求項１ないし５の何れかに記載の速度センサレス
   ベクトル制御装置。
7. 【請求項７】 誘導電動機を駆動するインバータ装置と
   当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから
   構成され、 前記ベクトル制御手段が、 前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、 ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ
   軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づい
   て前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを
   演算するｄｑ軸電流演算手段と、 前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動
   機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指
   令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と
   指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、 前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが
   一致するように、前記インバータ装置が出力するインバ
   ータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備
   えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置に
   おいて、 前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に
   対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定
   義し、 前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一
   次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角
   θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段
   と、 前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて
   基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、 前記指令ｄ軸電圧から、少なくとも、前記誘導電動機の
   一次抵抗設定値と前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流
   との積を減算することによりｄ軸誘起電圧を推定演算
   し、前記指令ｑ軸電圧から、少なくとも、前記一次抵抗
   設定値と前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流との積を
   減算することによりｑ軸誘起電圧を推定演算するｄｑ軸
   誘起電圧演算手段と、 前記位相角θHV、前記基準誘起電圧、前記ｄ軸誘起電
   圧、および前記ｑ軸誘起電圧に基づいてｖ軸誘起電圧誤
   差を演算するｖ軸誘起電圧誤差演算手段と、 前記ｖ軸誘起電圧誤差に基づいて前記一次抵抗設定値を
   補正する一次抵抗補正手段とを備えて構成されているこ
   とを特徴とする速度センサレスベクトル制御装置。
8. 【請求項８】 前記ｈｖ軸位相角演算手段は、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電
   流または前記ｑ軸電流とに基づいて前記一次電流の位相
   角を演算する一次電流位相角演算手段と、 前記指令ｑ軸電流または前記ｑ軸電流の符号を判定する
   符号判定手段と、 前記符号が正と判定された場合には、９０°から前記一
   次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHVとして設
   定し、前記符号が負と判定された場合には、−９０°か
   ら前記一次電流の位相角を減算した値を前記位相角θHV
   として設定する位相角設定手段とから構成されているこ
   とを特徴とする請求項７記載の速度センサレスベクトル
   制御装置。
9. 【請求項９】 誘導電動機を駆動するインバータ装置と
   当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とから
   構成され、 前記ベクトル制御手段が、 前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、 ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ
   軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づい
   て前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを
   演算するｄｑ軸電流演算手段と、 前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動
   機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指
   令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と
   指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電
   流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｄ軸電圧に基づ
   いてｄ軸誘起電圧を推定演算するｄ軸誘起電圧演算手段
   と、 前記ｄ軸誘起電圧に基づいて、前記ｄ軸の向きと前記誘
   導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記イ
   ンバータ装置が出力するインバータ周波数を補正して生
   成するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されて
   いる速度センサレスベクトル制御装置において、 前記インバータ周波数演算手段は、 前記インバータ周波数と前記指令ｄ軸電流とに基づいて
   基準誘起電圧を演算する基準誘起電圧演算手段と、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電
   流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｑ軸電圧に基づ
   いてｑ軸誘起電圧を推定演算するｑ軸誘起電圧演算手段
   と、 前記ｑ軸誘起電圧と前記基準誘起電圧とに基づいてｑ軸
   誘起電圧誤差を演算するｑ軸誘起電圧誤差演算手段と、 前記ｑ軸誘起電圧誤差に基づいて前記インバータ周波数
   を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されて
   いることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装
   置。
10. 【請求項１０】 誘導電動機を駆動するインバータ装置
    と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とか
    ら構成され、 前記ベクトル制御手段が、 前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、 ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ
    軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づい
    て前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを
    演算するｄｑ軸電流演算手段と、 前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記誘導電動
    機の励磁電流を指令する指令ｄ軸電流とトルク電流を指
    令する指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電圧と
    指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段と、 前記ｄ軸の向きと前記誘導電動機の二次磁束の向きとが
    一致するように、前記インバータ装置が出力するインバ
    ータ周波数を演算するインバータ周波数演算手段とを備
    えて構成されている速度センサレスベクトル制御装置に
    おいて、 前記ｄ軸に対し位相角θHVだけ遅れたｈ軸と当該ｈ軸に
    対し９０°進んだｖ軸とからなるｈｖ軸直交座標系を定
    義し、 前記インバータ周波数演算手段は、 前記位相角θHVと前記ｄｑ軸直交座標系における前記一
    次電流の位相角とが同符号となる条件の下で前記位相角
    θHVを所定の位相角に設定するｈｖ軸位相角演算手段
    と、 前記指令ｄ軸電流に基づいて基準二次磁束を演算する基
    準二次磁束演算手段と、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電
    流または前記ｑ軸電流、前記指令ｄ軸電圧、および前記
    指令ｑ軸電圧に基づいてｄ軸二次磁束とｑ軸二次磁束と
    を推定演算するｄｑ軸二次磁束演算手段と、 前記位相角θHV、前記基準二次磁束、前記ｄ軸二次磁
    束、および前記ｑ軸二次磁束に基づいてｖ軸二次磁束誤
    差を演算するｖ軸二次磁束誤差演算手段と、 前記ｖ軸二次磁束誤差に基づいて前記インバータ周波数
    を補正するインバータ周波数補正手段とから構成されて
    いることを特徴とする速度センサレスベクトル制御装
    置。
11. 【請求項１１】 誘導電動機を駆動するインバータ装置
    と当該インバータ装置を制御するベクトル制御手段とか
    ら構成され、 前記ベクトル制御手段が、 前記誘導電動機の相電流を検出する電流検出手段と、 ｄ軸と当該ｄ軸に対し９０°進んだｑ軸とからなるｄｑ
    軸直交座標系において、前記検出された相電流に基づい
    て前記誘導電動機の一次電流のｄ軸電流とｑ軸電流とを
    演算するｄｑ軸電流演算手段と、 前記誘導電動機の指令二次磁束と指令トルクとに基づい
    て指令ｄ軸電流と指令ｑ軸電流とを演算するｄｑ軸指令
    電流演算手段と、 前記ｄ軸電流と前記ｑ軸電流とがそれぞれ前記指令ｄ軸
    電流と前記指令ｑ軸電流とに一致するように指令ｄ軸電
    圧と指令ｑ軸電圧とを演算するｄｑ軸指令電圧演算手段
    と、 前記指令ｄ軸電流または前記ｄ軸電流、前記指令ｑ軸電
    流または前記ｑ軸電流、および前記指令ｄ軸電圧に基づ
    いてｄ軸誘起電圧を推定演算するｄ軸誘起電圧演算手段
    と、 前記ｄ軸誘起電圧に基づいて、前記ｄ軸の向きと前記誘
    導電動機の二次磁束の向きとが一致するように、前記イ
    ンバータ装置が出力するインバータ周波数を補正して生
    成するインバータ周波数演算手段とを備えて構成されて
    いる速度センサレスベクトル制御装置において、 前記ｄｑ軸指令電流演算手段は、前記誘導電動機の発生
    トルクが前記指令トルクに等しくなるとともに、前記指
    令ｄ軸電流に対する前記指令ｑ軸電流の割合が所定値以
    下となるように前記指令ｄ軸電流と前記指令ｑ軸電流と
    を演算するように構成されていることを特徴とする速度
    センサレスベクトル制御装置。