CN111133667B - 电源装置 - Google Patents

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Abstract

在该不间断电源装置中，在逆变器供电模式以及旁路供电模式时，使变换器(1)用的第1载波信号～第3载波信号(CS1～CS3)与逆变器(2)用的第4载波信号～第6载波信号(CS4～CS6)的相位差分别为180度，在重叠供电模式时，使第1载波信号～第3载波信号与第4载波信号～第6载波信号的相位差分别为0度。因此，能够降低零相电流(I01/I02)以及循环电流(ICL)。

Description

电源装置
技术领域
本发明涉及电源装置，特别是涉及具备正向变换器(forward converter)和逆向变换器(reverse converter)的电源装置。
背景技术
在例如国际公开第2013/145248号说明书(专利文献1)中公开了如下电源装置，该电源装置具备：对将来自商用交流电源的第1交流电力变换为直流电力的正向变换器；将直流电力变换为第2交流电力并向负载供给的逆向变换器；第1比较部，对与正向变换器的输入电压对应的第1电压指令值与第1载波信号进行比较，基于比较结果来生成用于控制正向变换器的第1控制信号；和第2比较部，对与逆向变换器的输出电压对应的第2电压指令值与第2载波信号进行比较，基于比较结果来生成用于控制逆向变换器的第2控制信号。
在该电源装置中，第1载波信号和第2载波信号的相位差被设定为180度。因此，能够使从正向变换器流向接地线的第1零相电流(参照图14)的极性和从逆向变换器流向接地线的第2零相电流(参照图14)的极性相反，能够减少从电源装置产生的零相的高次谐波分量。
另外，在例如国际公开第2011/036767号说明书(专利文献2)中，公开了如下电源装置，该电源装置具备：将来自商用交流电源的第1交流电力变换为直流电力的正向变换器；将直流电力变换为第2交流电力的逆向变换器；连接在逆向变换器与负载之间的第1开关；和连接在交流电源与负载之间的第2开关。
在该电源装置中，执行第1供电模式、第2供电模式及第3供电模式中的某一供电模式，该第1供电模式中，使第1开关接通并且使第2开关断开，向负载供给第2交流电力，该第2供电模式中，使第1开关以及第2开关接通，向负载供给第1交流电力以及第2交流电力，该第3供电模式中，使第1开关断开并且使第2开关接通，向负载供给第1交流电力。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2013/145248号说明书
专利文献2：国际公开第2011/036767号说明书
发明内容
发明所要解决的课题
但是，若将专利文献1的技术应用于专利文献2的电源装置，则在第2供电模式时，在从逆向变换器的输出节点经由第1开关、第2开关以及正向变换器而到达逆向变换器的输入节点的路径中流过循环电流，布线等有可能发热(参照图18)。
因此，本发明的主要目的在于提供一种能够减少零相的高次谐波成分并且能够降低循环电流的电源装置。
用于解决课题的手段
本发明所涉及的电源装置具备：正向变换器，将从商用交流电源供给的第1交流电力变换为直流电力；逆向变换器，将直流电力变换为商用频率的第2交流电力；第1开关，连接在逆向变换器与负载之间；第2开关，连接在商用交流电源与负载之间；第1控制部，执行第1供电模式、第2供电模式及第3供电模式中的任一供电模式；以及第2控制部，控制正向变换器及逆向变换器中的每个变换器。在第1供电模式中，使第1开关接通并且使第2开关断开，向负载供给第2交流电力。在第2供电模式中，使第1开关以及第2开关接通，向负载供给第1交流电力以及第2交流电力。在第3供电模式中，使第1开关断开并且使第2开关接通，向负载供给第1交流电力。第2控制部包括第1电压指令部、第2电压指令部、信号发生部、第1比较部和第2比较部。第1电压指令部生成与对正向变换器输入的交流电压对应的第1电压指令值。第2电压指令部生成与从逆向变换器输出的交流电压对应的第2电压指令值。信号发生部生成第1载波信号和第2载波信号。第1比较部对第1电压指令值与第1载波信号进行比较，基于比较结果生成用于控制正向变换器的第1控制信号。第2比较部对第2电压指令值与第2载波信号进行比较，基于比较结果生成用于控制逆向变换器的第2控制信号。信号发生部在第1供电模式以及第3供电模式时，使第1载波信号以及第2载波信号的相位差为180度，在第2供电模式时，使第1载波信号以及第2载波信号的相位一致。
发明效果
在本发明所涉及的电源装置中，在第1供电模式以及第3供电模式时，使第1载波信号以及第2载波信号的相位差为180度，因此能够减少从电源装置产生的零相的高次谐波分量。另外，在第2供电模式时，使第1载波信号以及第2载波信号的相位一致，因此能够降低循环电流。
附图说明
图1是表示本发明的一实施方式的不间断电源装置的结构的电路框图。
图2是例示图1所示的开关S1～S6的动作的时序图。
图3是例示图1所示的开关S1～S6的动作的其他时序图。
图4是表示图1所示的变换器(converter)和逆变器(inverter)的结构的电路图。
图5是表示图1所示的控制装置中的与变换器的控制相关的部分的结构的电路框图。
图6是表示图5所示的PWM电路以及门电路的结构的框图。
图7是表示图1所示的控制装置中的与逆变器的控制相关的部分的结构的电路框图。
图8是表示图7所示的PWM电路以及门电路的结构的框图。
图9是示出图6和图8所示的载波信号CS1～CS6的相位差的图。
图10是表示实施方式的比较例1的逆变器2的控制方法的波形图。
图11是用于说明门信号X1～X3的值的组合与电压向量的对应关系的图。
图12是用于说明电压向量的图。
图13是用于说明在比较例1中由逆变器2产生的零相电压的波形图。
图14是用于说明在比较例1中流过不间断电源装置的零相电流的电路框图。
图15是表示实施方式的比较例2中的载波信号CS1～CS6的相位差的图。
图16是表示比较例2的逆变器2的控制方法的波形图。
图17是表示实施方式的比较例3中的载波信号CS1～CS6的相位差的图。
图18是用于说明比较例3的问题点的电路图。
具体实施方式
图1是表示本发明的一实施方式的不间断电源装置的结构的电路框图。在图1中，该不间断电源装置具备电容器C1～C6、Cp、Cn、电抗器L1～L6、电流检测器CT1～CT6、变换器1、直流正母线Lp、直流负母线Ln、逆变器2、操作部3以及控制装置4。该不间断电源装置从商用交流电源5接受商用频率的三相交流电力，并向负载6供给商用频率的三相交流电力。
商用交流电源5是三相四线式，分别向交流输出端子5a～5c以及接地端子5g输出三相交流电压V1～V3以及接地电压VG。负载6是三相四线式，包括交流输入端子6a～6c以及接地端子6d。商用交流电源5的接地端子5d经由接地线Lg与负载6的接地端子6g连接。
电容器C1～C3的一个电极分别与商用交流电源5的交流输出端子5a～5c连接，它们的另一个电极均与接地线Lg连接。电抗器L1～L3的一个端子分别与商用交流电源5的交流输出端子5a～5c连接，它们的另一个端子分别与变换器1的3个输入节点连接。
电容器C1～C3以及电抗器L1～L3构成低通滤波器，从商用交流电源5向变换器1流过商用频率的交流电流，防止开关频率的信号从变换器1流向商用交流电源5。
来自商用交流电源5的三相交流电压V1～V3的瞬时值由控制装置4检测。电流检测器CT1～CT3分别检测流过电抗器L1～L3的交流电流I1～I3，并将表示检测值的信号提供给控制装置4。
变换器1的正侧输出节点经由直流正母线Lp与逆变器2的正侧输入节点连接。变换器1的负侧输出节点经由直流负母线Ln与逆变器2的负侧输入节点连接。电容器Cp、Cn串联连接在母线Lp、Ln之间，使母线Lp、Ln之间的直流电压平滑化。电容器Cp和Cn之间的节点连接到接地线Lg。
在直流正母线Lp及直流负母线Ln之间连接有电池7(蓄电装置)。电池7蓄积直流电力。也可以代替电池7而连接有电容器。直流正母线Lp的直流电压Ep和直流负母线Ln的直流电压(-En)由控制装置4检测。换言之，电容器Cp的端子间电压Ep和电容器Cn的端子间电压En由控制装置4检测。
变换器1由控制装置4控制，在从商用交流电源5正常地供给三相交流电力的非故障时，将来自商用交流电源5的三相交流电力变换为直流电力。由变换器1生成的直流电力经由母线Lp、Ln供给到逆变器2，并且蓄积在电池7中。
此时，变换器1输出电流，使得母线Lp、Ln之间的直流电压E＝Ep+En成为规定的参照直流电压Er。由此，直流电压E被保持为恒定，直流电压Ep和En分别被保持为E/2。在来自商用交流电源5的三相交流电力的供给被停止的停电时，变换器1的运转停止。电容器C1～C3、电抗器L1～L3以及变换器1构成将来自商用交流电源5的三相交流电力变换为直流电力的正向变换器。
逆变器2由控制装置4控制，在从商用交流电源5正常地供给三相交流电力的非故障时，将来自变换器1的直流电力变换为商用频率的三相交流电力。另外，逆变器2在来自商用交流电源5的三相交流电力的供给被停止的停电时，将电池7的直流电力变换为商用频率的三相交流电力。
逆变器2的三个输出节点分别与电抗器L4～L6的一个端子连接。电抗器L4～L6的另一端子分别与开关S1～S3的一个端子连接，开关S1～S3的另一个端子与负载6的三个交流输入端子6a～6c分别连接。电容器C4～C6的一个电极分别与电抗器L4～L6的另一个端子连接，电容器C4～C6的另一个电极都与接地线Lg连接。
电容器C4～C6和电抗器L4～L6构成低通滤波器，从逆变器2向负载6流过商用频率的交流电流，防止开关频率的信号从逆变器2流向负载6。换言之，电容器C4～C6以及电抗器L4～L6将从逆变器2输出的三相矩形波电压变换为正弦波状的三相交流电压V4～V6。
三相交流电压V4～V6的瞬时值由控制装置4检测。电流检测器CT4～CT6分别检测流过电抗器L4～L6的交流电流I4～I6，并将表示检测值的信号提供给控制装置4。
开关S4～S6的一个端子分别与商用交流电源5的交流输出端子5a～5c连接，它们的另一个端子与负载6的交流输入端子6a～6c分别连接。开关S1～S6由控制装置4控制。
在将由逆变器2生成的三相交流电力向负载6供给的逆变器供电模式(第1供电模式)时，开关S1～S3接通，并且开关S4～S6断开。在将来自商用交流电源5的三相交流电力向负载6供给的旁路供电模式(第3供电模式)时，开关S1～S3断开，并且开关S4～S6接通。在将来自逆变器2和商用交流电源5双方的三相交流电力向负载6供给的重叠供电模式(第2供电模式)时，开关S1～S6接通。
操作部3包括由不间断电源装置的使用者操作的多个按钮、显示各种信息的图像显示部等。通过使用者对操作部3进行操作，能够使不间断电源装置的电源接通以及断开、或者选择自动运转模式以及手动运转模式中的任意一种运转模式，或者选择旁路供电模式、逆变器供电模式以及重叠供电模式中的任意一种供电模式。
控制装置4基于来自操作部3的信号、交流输入电压V1～V3、交流输入电流I1～I3、直流电压E、交流输出电流I4～I6以及交流输出电压V4～V6等来控制不间断电源装置整体。即，控制装置4基于交流输入电压V1～V3的检测值来检测是否发生了停电。
控制装置4在从商用交流电源5供给三相交流电力的非故障时，选择逆变器供电模式，使开关S1～S3接通，并且使开关S4～S6断开。由此，由变换器1生成的直流电力被逆变器2变换为三相交流电力，该三相交流电力经由开关S1～S3向负载6供给。
控制装置4在来自商用交流电源5的三相交流电力的供给被停止的停电时，使变换器1的运转停止。由此，电池7的直流电力被逆变器2变换为三相交流电力，该三相交流电力经由开关S1～S3被供给到负载6。在电池7的端子间电压E降低至放电终止电压的情况下，控制装置4进一步使逆变器2的运转停止，使开关S1～S3断开。
在商用交流电源5的非故障时逆变器2发生了故障的情况下，控制装置4选择重叠供电模式，一边将开关S1～S3维持在接通状态，一边使开关S3～S6接通。由此，从逆变器2以及商用交流电源5双方向负载6供给三相交流电力。在经过规定时间后，控制装置4选择旁路供电模式，一边将开关S4～S6维持在接通状态，一边使开关S1～S3断开。由此，仅从商用交流电源5向负载6供给三相交流电力。
图2的(A)～(C)是例示开关S1～S6的动作的时序图。特别地，图2的(A)表示开关S1～S3的动作，图2的(B)表示开关S4～S6的动作，图2的(C)表示重叠信号OL。重叠信号OL是由控制装置4生成的信号，在重叠供电模式时成为激活电平即“H”电平。
在初始状态(时刻t0)，从商用交流电源5正常地供给三相交流电力，通过控制装置4选择逆变器供电模式，开关S1～S3接通，开关S4～S6断开，重叠信号OL成为非激活电平即“L”电平。
当在某时刻t1逆变器2发生故障时，通过控制装置4选择重叠供电模式，开关S1～S3维持在接通状态，开关S4～S6接通，重叠信号OL上升到激活电平即“H”电平。
在从时刻t1经过规定时间T后的时刻t2，通过控制装置4选择旁路供电模式，开关S1～S3断开，开关S4～S6维持在接通状态，重叠信号OL下降到非激活电平即“L”电平。
图3的(A)～(C)是例示开关S1～S6的动作的其他时序图。特别地，图3的(A)表示开关S1～S3的动作，图3的(B)表示开关S4～S6的动作，图3的(C)表示重叠信号OL。
在初始状态(时刻t0)，通过来自操作部3的信号而指示执行旁路供电模式，通过控制装置4使开关S1～S3断开，使开关S4～S6接通，使重叠信号OL成为非激活电平即“L”电平。
当在某时刻t1通过来自操作部3的信号指示向逆变器供电模式的转移时，通过控制装置4选择重叠供电模式，开关S1～S3维持接通状态，开关S4～S6接通，重叠信号OL上升到激活电平即“H”电平。
在从时刻t1经过规定时间T后的时刻t2，通过控制装置4选择逆变器供电模式，开关S1～S3维持在接通状态，开关S4～S6断开，重叠信号OL下降至非激活电平即“L”电平。关于重叠信号OL的使用方法，在后面叙述。
返回图1，控制装置4与交流输入电压V1～V3的相位同步地控制变换器1以及逆变器2。即，在从商用交流电源5供给三相交流电力的非故障时，控制装置4与交流输入电压V1～V3同步地控制变换器1以使直流电压E成为参照直流电压Er，在来自商用交流电源5的三相交流电力的供给被停止的停电时，控制装置4使变换器1的运转停止。控制装置4与交流输入电压V1～V3同步地控制逆变器2，以使交流输出电压V4～V6分别成为参照交流电压V4r～V6r。
在此，对该不间断电源装置的基本动作进行说明。在从商用交流电源5正常地供给三相交流电力的非故障时，选择逆变器供电模式，开关S1～S3接通并且开关S4～S6断开。从商用交流电源5供给的三相交流电力由变换器1变换为直流电力。由变换器1生成的直流电力积蓄在电池7中，并且通过逆变器2变换为商用频率的三相交流电力并向负载6供给。
当来自商用交流电源5的三相交流电力的供给停止时，即发生停电时，变换器1的运转停止，电池7的直流电力通过逆变器2变换为商用频率的三相交流电力并供给到负载6。因此，在电池7中蓄积有直流电力的期间，能够继续负载6的运转。
在逆变器供电模式时逆变器2发生了故障的情况下，选择重叠供电模式，开关S1～S3维持在接通状态，并且开关S4～S6接通。由此，从商用交流电源5和逆变器2这两者向负载6供给三相交流电力。
在从逆变器2发生故障起经过规定时间T后选择旁路供电模式，开关S4～S6维持为接通状态，并且开关S1～S3断开。由此，从商用交流电源5向负载6供给三相交流电力，负载6的运转继续。
接着，详细说明成为本申请的特征的变换器1以及逆变器2的控制方法。图4是示出变换器1和逆变器2的结构的电路图。在图4中，变换器1包括IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)Q1～Q6及二极管D1～D6。IGBT构成开关元件。IGBTQ1～Q3的集电极均与直流正母线Lp连接，它们的发射极分别与输入节点1a、1b、1c连接。
输入节点1a、1b、1c分别与电抗器L1～L3(图1)的另一个端子连接。IGBTQ4～Q6的集电极分别与输入节点1a、1b、1c连接，它们的发射极都与直流负母线Ln连接。二极管D1～D6分别与IGBTQ1～Q6反向并联连接。
IGBTQ1、Q4分别由门信号A1、B1控制，IGBTQ2、Q5分别由门信号A2、B2控制，IGBTQ3、Q6分别由门信号A3、B3控制。门信号B1、B2、B3分别是门信号A1、A2、A3的反相信号。
IGBTQ1～Q3分别在门信号A1、A2、A3被设为“H”电平的情况下接通，分别在门信号A1、A2、A3被设为“L”电平的情况下断开。IGBTQ4～Q6分别在门信号B1、B2、B3被设为“H”电平的情况下接通，在门信号B1、B2、B3分别被设为“L”电平的情况下断开。
门信号A1、B1、A2、B2、A3、B3分别是脉冲信号串，是PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号。门信号A1、B1的相位、门信号A2、B2的相位、门信号A3和B3的相位基本上各错开120度。门信号A1、B1、A2、B2、A3、B3由控制装置4生成。关于门信号A1、B1、A2、B2、A3、B3的生成方法将在后面叙述。
例如，在交流输入电压V1的电平高于交流输入电压V2的电平的情况下，IGBTQ1、Q5接通，电流从输入节点1a经由IGBTQ1、直流正母线Lp、电容器Cp、Cn、直流负母线Ln以及IGBTQ5而流向输入节点1b，电容器Cp和Cn被充电。
相反，在交流输入电压V2的电平高于交流输入电压V1的电平的情况下，IGBTQ2、Q4接通，电流从输入节点1b经由IGBTQ2、直流正母线Lp、电容器Cp、Cn、直流负母线Ln以及IGBTQ4而流向输入节点1a，电容器Cp和Cn被充电。其他情况也相同。
通过门信号A1、B1、A2、B2、A3、B3，使IGBTQ1～Q6分别在规定的定时导通以及截止，并且调整IGBTQ1～Q6各自的导通时间，由此能够将提供给输入节点6a～6c的三相交流电压变换为直流电压E(电容器Cp、Cn的端子间电压)。
逆变器2包括IGBTQ11～Q16以及二极管D11～D16。IGBT构成开关元件。IGBTQ11～Q13的集电极均与直流正母线Lp连接，它们的发射极分别与输出节点2a、2b、2c连接。输出节点2a、2b、2c分别与电抗器L4～L6(图1)的一个端子连接。IGBTQ14～Q16的集电极分别与输出节点2a、2b、2c连接，它们的发射极都与直流负母线Ln连接。二极管D11～D16分别与IGBTQ11～Q16反并联连接。
IGBTQ11和Q14分别由门信号X1、Y1控制，IGBTQ12、Q15分别由门信号X2、Y2控制，IGBTQ13、Q16分别由门信号X3、Y3控制。门信号Y1、Y2、Y3分别是门信号X1、X2、X3的反相信号。
IGBTQ11～Q13分别在门信号X1、X2、X3被设为“H”电平的情况下导通，分别在门信号X1、X2、X3被设为“L”电平的情况下截止。IGBTQ11～Q16分别在门信号Y1、Y2、Y3被设为“H”电平的情况下导通，分别在门信号Y1、Y2、Y3被设为“L”电平的情况下截止。
门信号X1、Y1、X2、Y2、X3、Y3中的每一个是脉冲信号串，并且是PWM信号。门信号X1、Y1的相位、门信号X2、Y2的相位、门信号X3、Y3的相位基本上各错开120度。门信号X1、Y1、Y2、Y2、X3、Y3由控制装置4生成。
例如，当IGBTQ11、Q15导通时，直流正母线Lp经由IGBTQ11与输出节点2a连接，并且输出节点2b经由IGBTQ15与直流负母线Ln连接，在输出节点2a、2b间输出正电压。
此外，当IGBTQ12、Q14导通时，直流正母线Lp经由IGBTQ12与输出节点2b连接，并且输出节点2a经由IGBTQ14与直流负母线Ln连接，在输出节点2a、2b间输出负电压。
通过门信号X1、Y1、X2、Y2、X3、Y3使IGBTQ11～Q16分别在规定的定时导通以及截止，并且调整IGBTQ11～Q16各自的导通时间，由此能够将母线Lp、Ln之间的直流电压E变换为三相交流电压V4～V6。
图5是表示控制装置4(图1)中的与变换器1的控制相关的部分的电路框图。在图5中，控制装置4包括电压检测器11、12、加法器13、22A～22C、减法器15、19A～19C、参照电压生成电路14、直流电压控制电路16、正弦波产生电路17、乘法器18A～18C、电流控制电路20、PWM电路23以及门电路24。
电压检测器11检测电容器Cp(图1)的端子间电压Ep，并输出表示该检测值的信号。电压检测器12检测电容器Cn(图1)的端子间电压En，并输出表示该检测值的信号。加法器13将电压检测器11、12的输出信号相加，输出表示电容器Cp、Cn的端子间电压之和的电压E＝Ep+En的信号。
参照电压生成电路14输出表示直流电压E的目标值即参照直流电压Er的信号。减法器15从参照电压生成电路14的输出信号中减去加法器13的输出信号，输出表示参照直流电压Er和直流电压E的偏差ΔE＝Er-E的信号。
直流电压控制电路16计算用于控制变换器1的交流输入电流I1～I3的电流指令值Ic，以使偏差ΔE＝Er-E成为0。直流电压控制电路16例如通过对偏差ΔE＝Er-E进行比例运算或比例积分运算来计算电流指令值Ic。
正弦波产生电路17生成与来自商用交流电源5的三相交流电压V1～V3同相的三相正弦波信号。乘法器18A～18C分别对三相正弦波信号乘以电流指令值Ic，生成三相电流指令值I1c～I3c。
减法器19A计算电流指令值I1c与由电流检测器CT1检测出的交流电流I1的偏差ΔI1＝I1c-I1。减法器19B计算电流指令值I2c与由电流检测器CT2检测出的交流电流I2的偏差ΔI2＝I2c-I2。减法器19C计算电流指令值I3c与由电流检测器CT3检测出的交流电流I3的偏差ΔI3＝I3c-I3。
电流控制电路20以偏差ΔI1、ΔI2和ΔI3分别成为0的方式生成电压指令值V1a、V2a、V3a。电流控制电路20例如按照比例控制或比例积分控制来放大偏差ΔI1、ΔI2、ΔI3，由此生成电压指令值V1a、V2a、V3a。电压检测器21检测来自商用交流电源5的三相交流电压V1～V3的瞬时值，并输出表示它们的检测值的信号。
加法器22A将电压指令值V1a与由电压检测器21检测出的交流电压V1相加，生成电压指令值V1c。加法器22B将电压指令值V2a与由电压检测器21检测出的交流电压V2相加而生成电压指令值V2c。加法器22C将电压指令值V3a和由电压检测器21检测出的交流电压V3相加，生成电压指令值V3c。
PWM电路23基于电压指令值V1c～V3c，生成用于控制变换器1的PWM控制信号φ1～φ3。门电路24基于PWM控制信号φ1～φ3生成门信号A1、B1、A2、B2、A2、B2(图4)。
图6是表示PWM电路23以及门电路24的结构的框图。在图6中，PWM电路23包括振荡器31、载波信号发生电路32A～32C以及比较器33A～33C。振荡器31生成比商用频率(例如，60Hz)充分高的固定频率(例如1kHz～10kHz)的时钟信号CLK。载波信号发生电路32A～32C由重叠信号OL控制，与时钟信号CLK同步地分别生成载波信号CS1～CS3。
即，载波信号发生电路32A，在重叠信号OL为“L”电平的情况下，将时钟信号CLK变换为三角波信号TS，并将该三角波信号TS作为载波信号CS1输出，在重叠信号OL为“H”电平的情况下，将时钟信号CLK的反相信号/CLK变换为三角波信号/TS，并将该三角波信号/TS作为载波信号CS1输出。三角波信号/TS是三角波信号TS的反相信号。因此，三角波信号TS与三角波信号/TS的相位错开180度。
在重叠信号OL为“L”电平的情况下，载波信号发生电路32B将时钟信号CLK的反相信号/CLK变换为三角波信号/TS，并将该三角波信号/TS作为载波信号CS2输出，在重叠信号OL为“H”电平的情况下，将时钟信号CLK变换为三角波信号TS，并将该三角波信号TS作为载波信号CS2输出。因此，载波信号CS1和载波信号CS2的相位错开180度。
载波信号发生电路32C与载波信号发生电路32A同样地，在重叠信号OL为“L”电平的情况下，将时钟信号CLK变换为三角波信号TS，并将该三角波信号TS作为载波信号CS3输出，在重叠信号OL为“H”电平的情况下，将时钟信号CLK的反相信号/CLK变换为三角波信号/TS并将该三角波信号/TS作为载波信号CS3输出。因此，载波信号CS1和载波信号CS3的相位相同，载波信号CS1和载波信号CS2的相位错开180度。这样设定载波信号CS1～CS3的相位差的理由后述。
比较器33A将电压指令值V1c与载波信号CS1的高低进行比较，生成表示比较结果的PWM控制信号φ1。在V1c＞CS1的情况下，PWM控制信号φ1成为“H”电平，在V1c＜CS1的情况下，PWM控制信号φ1成为“L”电平。
比较器33B对电压指令值V2c与载波信号CS2的高低进行比较，生成表示比较结果的PWM控制信号φ2。在V2c＞CS2的情况下，PWM控制信号φ2成为“H”电平，在V2c＜CS2的情况下，PWM控制信号φ2成为“L”电平。
比较器33C比较电压指令值V3c与载波信号CS3的高低，生成表示比较结果的PWM控制信号φ3。在V3c＞CS3的情况下，PWM控制信号φ3成为“H”电平，在V3c＜CS3的情况下，PWM控制信号φ3成为“L”电平。
门电路24包括门信号生成电路34A～34C。门信号发生电路34A生成作为与PWM控制信号相同相位的矩形波信号的门信号A1和作为门信号A1的反相信号的门信号B1。门信号发生电路34B生成作为与PWM控制信号相同相位的矩形波信号的门信号A2和作为门信号A2的反相信号的门信号B2。门信号发生电路34C生成作为与PWM控制信号相同相位的矩形波信号的门信号A3和作为门信号A3的反相信号的门信号B3。
图7是表示控制装置4(图1)中的与逆变器2的控制相关的部分的电路框图。在图7中，控制装置4包括参照电压生成电路41、电压控制电路42、减法器43A～43C、电流控制电路44、电压检测器45、加法器46A～46C、PWM电路47以及门电路48。
参照电压生成电路41生成三相的参照交流电压V4r、V5r、V6r。参照交流电压V4r、V5r、V6r分别是商用频率的正弦波信号。电压控制电路42基于来自参照电压生成电路41的参照交流电压V1r、V2r、V3r，生成三相的电流指令值I4c、I5c、I6c。
减法器43A计算电流指令值I4c与由电流检测器CT4检测出的交流电流I4的偏差ΔI4＝I4c-I4。减法器43B计算电流指令值I5c与由电流检测器CT5检测出的交流电流I5的偏差ΔI5＝I5c-I5。减法器43C计算电流指令值I6c与由电流检测器CT6检测出的交流电流I6的偏差ΔI6＝I6c-I6。
电流控制电路44以偏差ΔI4、ΔI5、ΔI6分别成为0的方式生成电压指令值V4a、V5a、V6a。电流控制电路44例如按照比例控制或比例积分控制来放大偏差ΔI4、ΔI5、ΔI6，由此生成电压指令值V4a、V5a、V6a。电压检测器45检测来自逆变器2的三相交流电压V4～V6的瞬时值，并输出表示它们的检测值的信号。
加法器46A将电压指令值V4a与由电压检测器45检测出的交流电压V4相加，生成电压指令值V4c。加法器46B将电压指令值V5a与由电压检测器45检测出的交流电压V5相加，生成电压指令值V5c。加法器46C将电压指令值V6a与由电压检测器45检测出的交流电压V6相加，生成电压指令值V6c。
PWM电路47基于电压指令值V4c～V6c，生成用于控制逆变器2的PWM控制信号φ4～φ6。门电路48基于PWM控制信号φ4～φ6生成门信号X1、Y1、X2、Y2、X2、Y2(图4)。
图8是表示PWM电路47以及门电路48的结构的框图。在图8中，PWM电路47包括载波信号生成电路51A～51C和比较器52A～52C。载波信号发生电路51A～51C与来自振荡器31(图6)的时钟信号CLK同步地分别生成载波信号CS4～CS6。
即，载波信号发生电路51A将时钟信号CLK的反相信号/CLK变换为三角波信号/TS，并将该三角波信号/TS作为载波信号CS4输出。载波信号发生电路51B将时钟信号CLK变换为三角波信号TS，并将该三角波信号TS作为载波信号CS5输出。载波信号发生电路51C将时钟信号CLK的反相信号/CLK变换为三角波信号/TS，并将该三角波信号/TS作为载波信号CS6输出。因此，载波信号CS4和载波信号CS6的相位相同，载波信号CS4和载波信号CS5的相位错开180度。这样设定载波信号CS1～CS3的相位差的理由后述。
比较器52A比较电压指令值V4c与载波信号CS4的高低，生成表示比较结果的PWM控制信号φ4。在V4c＞CS4的情况下，PWM控制信号φ4成为“H”电平，在V4c＜CS4的情况下，PWM控制信号φ4成为“L”电平。
比较器52B对电压指令值V5c与载波信号CS5的高低进行比较，生成表示比较结果的PWM控制信号φ5。在V5c＞CS5的情况下，PWM控制信号成为“H”电平，在V5c＜CS5的情况下，PWM控制信号成为“L”电平。
比较器52C将电压指令值V6c与载波信号CS6的高低进行比较，生成表示比较结果的PWM控制信号。在V6c＞CS6的情况下，PWM控制信号成为“H”电平，在V6c＜CS6的情况下，PWM控制信号成为“L”电平。
门电路48包括门信号生成电路53A～53C。门信号发生电路53A生成与PWM控制信号相同相位的矩形波信号即门信号X1和门信号X1的反相信号即门信号Y1。门信号发生电路53B生成与PWM控制信号相同相位的矩形波信号即门信号X2和门信号X2的反相信号即门信号Y2。门信号发生电路53C生成与PWM控制信号相同相位的矩形波信号即门信号X3和门信号X3的反相信号即门信号Y3。
图9是表示载波信号CS1～CS6的相位差的图。在图9中，在重叠信号OL为“L”电平的情况下(OL＝L)，变换器1用的载波信号CS1～CS3分别为三角波信号TS、/TS、TS时，在重叠信号OL为“H”电平的情况下(OL＝H)，变换器1用的载波信号CS1～CS3分别为三角波信号/TS、TS、/TS。逆变器2用的载波信号CS4～CS6与重叠信号OL没有关系，分别为三角波信号/TS、TS、/TS。
在OL＝L及OL＝H的任一情况下，载波信号CS1与CS3的相位均相同，载波信号CS1与CS2的相位错开180度。即，变换器1用的载波信号CS1～CS3中的一个载波信号的相位与另一个载波信号的相位相同，并与剩余的一个载波信号的相位错开180度。这是为了降低在变换器1中产生的零相电流，降低零相的高次谐波分量。
另外，载波信号CS4和CS6的相位相同，载波信号CS4和CS5的相位错开180度。即，逆变器2用的载波信号CS4～CS6中的一个载波信号的相位与另一个载波信号的相位相同，并与剩余的一个载波信号的相位错开180度。这是为了降低由逆变器2产生的零相电流，降低零相的高次谐波分量。
进而，在重叠信号OL为“L”电平的情况下，变换器1用的载波信号CS1～CS3的相位与逆变器2用的载波信号CS4～CS6的相位分别错开180度。这是为了使从变换器1经由电抗器L1～L3、电容器C1～C3以及接地线Lg流向电容器Cp、Cn的中间节点的第1零相电流的极性和从逆变器2经由电抗器L4～L6、电容器C4～C6以及接地线Lg流向电容器Cp、Cn的中间节点的第2零相电流的极性相反，而使第1零相电流和第2零相电流抵消(参照图14)。由此，能够进一步降低零相的高次谐波成分。
但是，在开关S1～S6接通的重叠供电模式时也是，当使变换器1用的载波信号CS1～CS3的相位和逆变器2用的载波信号CS4～CS6的相位分别错开180度时，在逆变器2、电抗器L4～L6、开关S1～S3、开关S4～S6、电抗器L1～L3、变换器1、电容器Cn、Cp的路径中流过循环电流(参照图18)。因此，在本实施方式中，在OL＝H的情况下，使变换器1用的载波信号CS1～CS3与逆变器2用的载波信号CS4～CS6的相位一致。由此，能够降低重叠供电模式时的循环电流。
[比较例1]
在该比较例1中，所有载波信号CS1～CS6的波形以及相位一致。在此，将波形及相位一致的6个载波信号CS1～CS6代表性地表示为载波信号CS0。
图10的(A)～(D)是表示实施方式的比较例1的逆变器2的控制方法的波形图。特别地，图10的(A)表示电压指令值V4c～V6c及载波信号CS0，图10的(B)、(C)分别表示PWM控制信号φ4、φ5，图10的(D)表示PWM控制信号φ4与φ5的差(φ4-φ5)。电压指令值V4c～V6c分别是商用频率(例如50Hz或60Hz)的正弦波信号。电压指令值V4c～V6c的相位各错开120度。载波信号CS0是与商用频率相比足够高的频率(例如1kHz～10kHz)的三角波信号。
载波信号CS0的值与电压指令值V4c～V6c中的每一个进行比较，生成PWM控制信号φ4～φ6(参照图8)。PWM控制信号φ4～φ6分别成为与载波信号CS0同步的矩形波信号。在电压指令值比载波信号CS0的值大的期间，矩形波信号成为“H”电平(＝1)。在电压指令值比载波信号CS0的值小的期间，矩形波信号成为“L”电平(＝0)。
门信号X1(图8)的电平根据PWM控制信号φ4的电平变化而变化，逆变器2的输出节点2a(图4)的电压的电平根据门信号X1的电平变化而变化。门信号X2(图8)的电平根据PWM控制信号φ5的电平变化而变化，逆变器2的输出节点2b(图4)的电压的电平根据门信号X2的电平变化而变化。门信号X3(图8)的电平根据PWM控制信号φ6的电平变化而变化，逆变器2的输出节点2c(图4)的电压的电平根据门信号X3的电平变化而变化。
例如，响应于PWM控制信号φ4、φ5而在逆变器2的输出节点2a、2b间出现的电压的波形如图10的(B)～(D)所示，与PWM控制信号φ4和φ5的差(φ4-φ5)的波形相同。
图11是用于说明门信号X1～X3的值的组合与电压向量的对应关系的图。图12是用于说明电压向量的图。在图11和图12中，在门信号X1～X3(图4)为“1”(＝“H”电平)的情况下，正侧的IGBTQ11、Q12、Q13(图4)分别导通，并且负侧的IGBTQ14、Q15、Q16分别截止。
在门信号X1～X3为“0”(＝“L”电平)的情况下，正侧的IGBTQ11、Q12、Q13分别截止，并且负侧的IGBTQ14、Q15、Q16分别导通。E(111)是门信号X1～X3全部为“1”时的电压向量。E(000)是门信号X1～X3全部为“0”时的电压向量。在电压向量为E(111)或E(000)时，零相成分最大。
图13的(A)～(E)是用于说明在比较例1中由逆变器2产生的零相电压V0的波形图。特别地，图13的(A)表示电压指令值V4c～V6c及载波信号CS0，图13的(B)～(D)表示在逆变器2的输出节点2a～2c(图4)出现的电压V4A～V6A，图13的(E)表示零相电压V0。零相电压V0是电压V4A～V6A的和。
在电压指令值V4c比载波信号CS0的值高的情况下，门信号X1为“1”，V4A＝E/2。在电压指令值V4c比载波信号CS0的值低的情况下，门信号X1成为“0”，V4A＝－E/2。
在电压指令值V5c比载波信号CS0的值高的情况下，门信号X2成为“1”，V5A＝E/2。在电压指令值V5c比载波信号CS0的值低的情况下，门信号X2成为“0”，V5A＝－E/2。
在电压指令值V6c比载波信号CS0的值高的情况下，门信号X3为“1”，V6A＝E/2。在电压指令值V6c比载波信号CS0的值低的情况下，门信号X3为“0”，V6A＝－E/2。
在载波信号CS0为最高值(正的峰值)时，电压指令值V4c～V6c均比载波信号CS0低。此时的电压向量为E(000)，V4A～V6A均为-E/2。零相电压V0是V4A+V5A+V6A。因此，在电压向量为E(000)时，V0＝－3E/2。
在载波信号CS0为最低值(负的峰值)时，电压指令值V4c～V6c均比载波信号CS0高。此时的电压向量为E(111)，V4A～V6A均为E/2。零相电压V0是V4A+V5A+V6A。因此，当电压向量为E(111)时，V0＝3E/2。
如图13的(A)～(E)所示，在载波信号CS0达到峰值时，零相电压V0的绝对值变大。在从图10的(A)～(D)至图13的(A)～(E)中，对在逆变器2中产生的零相电压V0进行了说明，但在变换器1中也产生相同的现象。
图14是表示流过图1所示的不间断电源装置的零相电流I01、I02的电路框图。在图14中，滤波器F1包括电抗器L1～L3和电容器C1～C3(图1)，滤波器F2包括电抗器L4～L6和电容器C4～C6(图1)。在逆变器供电模式时变换器1以及逆变器2运转，在变换器1的输入节点1a～1c(图4)产生零相电压，并且在逆变器2的输出节点2a～2c(图4)产生零相电压。
当在变换器1的输入节点1a～1c产生零相电压时，零相电流I01在从变换器1的输入节点1a～1c经由滤波器F1、接地线Lg以及中性线Lgn而到达中性点N1(电容器Cp、Cn间的节点)的路径中流动。
另外，当在逆变器2的输出节点2a～2c产生零相电压时，零相电流I02在从逆变器2的输出节点2a～2c经由滤波器F2、接地线Lg以及中性线Lgn而到达中性点N1(电容器Cp、Cn间的节点)的路径中流动。
因此，在该比较例1中，零相电流I01和I02大，因此滤波器F1、F2中的损耗变大，共态噪声变大。
[比较例2]
图15是表示实施方式的比较例2中的载波信号CS1～CS6的相位的图。在图15中，在该比较例2中，变换器1用的载波信号CS1和CS3的相位一致，载波信号CS1和CS2的相位错开180度。另外，逆变器2用的载波信号CS4与CS6的相位一致，载波信号CS4和CS5的相位错开180度。进而，载波信号CS1～CS3的相位与载波信号C4～C6的相位分别一致。
图16的(A)～(E)是用于说明在比较例2中由逆变器2产生的零相电压V0的波形图，是与图13的(A)～(E)进行对比的图。特别地，图16的(A)表示电压指令值V4c～V6c以及载波信号CS4～CS6，图16的(B)～(D)表示在逆变器2的输出节点2a～2c(图4)出现的电压V4A～V6A，图16的(E)表示零相电压V0。零相电压V0是电压V4A～V6A的和。
比较图13的(A)～(E)和图16的(A)～(E)，通过使1个载波信号的相位相对于其他2个载波信号的相位反转，零相电压V0达到正的峰值(+3E/2)的频度降低。进而，零相电压V0的负的峰值从-3E/2向-E/2变化。由此，零相电压V0的时间平均变小。若零相电压V0变小，则零相电流也变小。在图16的(A)～(E)中，对在逆变器2中产生的零相电压V0进行了说明，但在变换器1中也产生相同现象。
因此，在该比较例2中，与比较例1相比，能够降低零相电流I01、I02。因此，能够降低滤波器F1、F2中的损耗，能够降低共态噪声。
[比较例3]
图17是表示实施方式的比较例3中的载波信号CS1～CS6的相位的图，是与图15进行对比的图。在图17中，在该比较例3中，变换器1用的载波信号CS1和CS3的相位一致，载波信号CS1和CS2的相位错开180度。另外，逆变器2用的载波信号CS4与CS6的相位一致，载波信号CS4和CS5的相位错开180度。进而，载波信号CS1～CS3相位与载波信号C4～C6的相位分别错开180度。
因此，在该比较例3中，零相电流I02(图14)的极性为零相电流I01(图14)的相反极性，因此能够使零相电流I01和I02抵消。因此，能够降低滤波器F1、F2中的损耗，能够降低共态噪声。
图18是用于说明比较例3的问题点的电路图，是与图1进行对比的图。在图18中，仅示出三相中的一相的电路。在实施方式中，在重叠供电模式时开关S1～S6接通。在图18中，省略了接通状态的开关S1、S4的图示。
在比较例3中，始终使载波信号CS1与CS4的相位差为180度。但是，若在重叠供电模式时也使载波信号CS1与CS4的相位差为180度，则如图18所示，IGBTQ4、Q11同时导通，在直流正母线Lp、IGBTQ11、电抗器L4、开关S1、S4(未图示)、电抗器L1、IGBTQ4、直流负母线Ln、电容器Cn、Cp的路径中产生共振现象，在该路径中有可能流过循环电流ICL。另外，由于该循环电流ICL，该路径的布线等有可能发热。
因此，在本实施方式中，在重叠供电模式时(OL＝H)的情况下，使变换器1用的载波信号CS1～CS3与逆变器2用的载波信号CS4～CS6的相位一致(图9)。由此，能够降低重叠供电模式时的循环电流ICL。
如上所述，在本实施方式中，在逆变器供电模式以及旁路供电模式时，使变换器1用的载波信号CS1～CS3与逆变器2用的载波信号CS4～CS6各自的相位差为180度，因此能够减少从不间断电源装置产生的零相的高次谐波分量。另外，在重叠供电模式时，使载波信号CS1～CS3的相位与载波信号CS4～CS6的相位分别一致，因此能够降低循环电流ICL。
此外，在本实施方式中，对将本申请发明应用于具备两级的变换器1以及逆变器2的不间断电源装置的情况进行了说明，但本发明并不限定于此，本申请发明当然也能够应用于具备多级的变换器以及逆变器的不间断电源装置。
本次公开的实施方式应当认为在所有方面都是例示而不是限制性的。本发明由权利要求书而不是上述的说明来表示，意在包括与权利要求书等同的意思以及范围内的所有变更。
符号说明
C1～C6、Cp、Cn电容器、L1～L6电抗器、CT1～CT6电流检测器，1变换器、Lp直流正母线、Ln直流负母线、2逆变器、3操作部、4控制装置，5商用交流电源、6负载、7电池、Q1～Q6、Q11～Q16IGBT、D1～D6、D11～D16二极管，11、12、21、45电压检测器、13、22A～22C、46A～46C加法器中，15、19A～19C、43A～43C减法器、14、41参照电压生成电路、16直流电压控制电路，17正弦波发生电路、18A～18C乘法器、20、44电流控制电路、23、47PWM电路，24、48门电路、31振荡器、32A～32C、51A～51C载波信号发生电路，33A～33C、52A～52C比较器、34A～34C门信号发生电路、42电压控制电路，F1、F2滤波器。

Claims (7)

1.一种电源装置，具备：
正向变换器，将从商用交流电源供给的第1交流电力变换为直流电力；
逆向变换器，将直流电力变换为商用频率的第2交流电力；
第1开关，连接在所述逆向变换器与负载之间；
第2开关，连接在所述商用交流电源与所述负载之间；
第1控制部，执行第1供电模式、第2供电模式及第3供电模式中的任一供电模式，在所述第1供电模式中，使所述第1开关接通并且使所述第2开关断开，向所述负载供给所述第2交流电力，在所述第2供电模式中，使所述第1开关及所述第2开关接通，向所述负载供给所述第1交流电力及所述第2交流电力，在所述第3供电模式中，使所述第1开关断开并且使所述第2开关接通，向所述负载供给所述第1交流电力；以及
第2控制部，对所述正向变换器及所述逆向变换器分别进行控制；
第2控制部具有：
第1电压指令部，生成与向所述正向变换器输入的交流电压对应的第1电压指令值；
第2电压指令部，生成与从所述逆向变换器输出的交流电压对应的第2电压指令值；
信号发生部，生成第1载波信号及第2载波信号；
第1比较部，对所述第1电压指令值与所述第1载波信号进行比较，并基于比较结果生成用于控制所述正向变换器的第1控制信号；以及
第2比较部，对所述第2电压指令值与所述第2载波信号进行比较，并基于比较结果生成用于控制所述逆向变换器的第2控制信号，
所述信号发生部在所述第1供电模式及所述第3供电模式时，使所述第1载波信号和所述第2载波信号的相位差为180度，在所述第2供电模式时，使所述第1载波信号和所述第2载波信号的相位一致。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
所述第1电压指令值和所述第2电压指令值分别是商用频率的正弦波信号，
所述第1载波信号及所述第2载波信号分别包含频率比所述商用频率高的三角波信号，
所述第1控制信号和所述第2控制信号分别是脉冲宽度调制控制信号。
3.根据权利要求1所述的电源装置，其中，
所述第1控制部，
在所述逆向变换器正常的情况下，执行所述第1供电模式，
在所述逆向变换器发生了故障的情况下，在将所述第2供电模式执行了预先确定的时间之后执行所述第3供电模式。
4.一种电源装置，具备：
正向变换器，将从商用交流电源供给的第1三相交流电力变换为直流电力；
逆向变换器，将直流电力变换为商用频率的第2三相交流电力；
第1开关～第3开关，连接在所述逆向变换器与负载之间；
第4开关～第6开关，连接在所述商用交流电源与所述负载之间；
第1控制部，执行第1供电模式、第2供电模式及第3供电模式中的任一供电模式，在所述第1供电模式中，使所述第1开关～所述第3开关接通并且使所述第4开关～所述第6开关断开，向所述负载供给所述第2三相交流电力，在所述第2供电模式中，使所述第1开关～所述第6开关接通，向所述负载供给所述第1三相交流电力以及所述第2三相交流电力，在所述第3供电模式中，使所述第1开关～所述第3开关断开并且使所述第4开关～所述第6开关接通，向所述负载供给所述第1三相交流电力；以及
第2控制部，对所述正向变换器及所述逆向变换器分别进行控制，
所述第2控制部具备：
第1电压指令部，生成与向所述正向变换器输入的三相交流电压分别对应的第1电压指令值～第3电压指令值；
第2电压指令部，生成与从所述逆向变换器输出的三相交流电压分别对应的第4电压指令值～第6电压指令值；
信号发生部，生成第1载波信号～第6载波信号；
第1比较部，分别对所述第1电压指令值～所述第3电压指令值与所述第1载波信号～第3载波信号进行比较，并基于比较结果生成用于控制所述正向变换器的第1控制信号～第3控制信号；以及
第2比较部，分别对所述第4电压指令值～所述第6电压指令值与第4载波信号～所述第6载波信号进行比较，并基于比较结果生成用于控制所述逆向变换器的第4控制信号～第6控制信号，
所述信号发生部在所述第1供电模式及所述第3供电模式时，使所述第1载波信号～所述第3载波信号与所述第4载波信号～所述第6载波信号的相位差分别为180度，在所述第3供电模式时，使所述第1载波信号～所述第3载波信号的相位与所述第4载波信号～所述第6载波信号的相位分别一致。
5.根据权利要求4所述的电源装置，其中，
所述第1电压指令值～所述第6电压指令值分别是商用频率的正弦波信号，
所述第1载波信号～所述第6载波信号分别包含频率比所述商用频率高的三角波信号，
所述第1控制信号～所述第6控制信号分别是脉冲宽度调制控制信号。
6.根据权利要求4所述的电源装置，其中，
所述第1控制部，
在所述逆向变换器正常的情况下，执行所述第1供电模式，
在所述逆向变换器发生了故障的情况下，在将所述第2供电模式执行了预先确定的时间之后执行所述第3供电模式。
7.根据权利要求4所述的电源装置，其中，
所述第1载波信号和第2载波信号的相位彼此相差180度，
所述第1载波信号和所述第3载波信号的相位相同，
所述第4载波信号和第5载波信号的相位彼此相差180度，
所述第4载波信号和所述第6载波信号的相位相同。
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