JP6718026B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

この発明は電源装置に関し、特に、順変換器と逆変換器を備えた電源装置に関する。

たとえば国際公開第２０１３／１４５２４８号明細書（特許文献１）には、商用交流電源からの第１の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、直流電力を第２の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、順変換器の入力電圧に対応する第１の電圧指令値と第１の搬送波信号とを比較し、比較結果に基づいて順変換器を制御するための第１の制御信号を生成する第１の比較部と、逆変換器の出力電圧に対応する第２の電圧指令値と第２の搬送波信号とを比較し、比較結果に基づいて逆変換器を制御するための第２の制御信号を生成する第２の比較部とを備える電源装置が開示されている。

この電源装置では、第１および第２の搬送波信号の位相差が１８０度に設定されている。したがって、順変換器から接地ラインに流れる第１の零相電流（図１４参照）の極性と逆変換器から接地ラインに流れる第２の零相電流（図１４参照）の極性とを逆にすることができ、電源装置から発生する零相の高調波成分を低減することができる。

また、たとえば国際公開第２０１１／０３６７６７号明細書（特許文献２）には、商用交流電源からの第１の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、直流電力を第２の交流電力に変換する逆変換器と、逆変換器と負荷の間に接続された第１のスイッチと、交流電源と負荷の間に接続された第２のスイッチとを備える電源装置が開示されている。

この電源装置では、第１のスイッチをオンさせるとともに第２のスイッチをオフさせ、第２の交流電力を負荷に供給する第１の給電モードと、第１および第２のスイッチをオンさせ、第１および第２の交流電力を負荷に供給する第２の給電モードと、第１のスイッチをオフさせるとともに第２のスイッチをオンさせ、第１の交流電力を負荷に供給する第３の給電モードとのうちのいずれかの給電モードが実行される。

国際公開第２０１３／１４５２４８号明細書 国際公開第２０１１／０３６７６７号明細書

しかし、特許文献１の技術を特許文献２の電源装置に適用すると、第２の給電モード時に、逆変換器の出力ノードから第１のスイッチ、第２のスイッチ、および順変換器を介して逆変換器の入力ノードに至る経路に循環電流が流れ、配線などが発熱する虞あった（図１８参照）。

それゆえに、この発明の主たる目的は、零相の高調波成分を低減し、かつ循環電流を低減することが可能な電源装置を提供することである。

この発明に係る電源装置は、商用交流電源から供給される第１の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、直流電力を商用周波数の第２の交流電力に変換する逆変換器と、逆変換器と負荷の間に接続された第１のスイッチと、商用交流電源と負荷の間に接続された第２のスイッチと、第１の給電モード、第２の給電モードおよび第３の給電モードのうちのいずれかの給電モードを実行する第１の制御部と、順変換器および逆変換器の各々を制御する第２の制御部とを備えたものである。第１の給電モードでは、第１のスイッチをオンさせるとともに第２のスイッチをオフさせ、第２の交流電力を負荷に供給する。第２の給電モードでは、第１および第２のスイッチをオンさせ、第１および第２の交流電力を負荷に供給する。第３の給電モードでは、第１のスイッチをオフさせるとともに第２のスイッチをオンさせ、第１の交流電力を負荷に供給する。第２の制御部は、第１の電圧指令部と、第２の電圧指令部と、信号発生部と、第１の比較部と、第２の比較部とを含む。第１の電圧指令部は、順変換器に入力される交流電圧に対応する第１の電圧指令値を生成する。第２の電圧指令部は、逆変換器から出力される交流電圧に対応する第２の電圧指令値を生成する。信号発生部は、第１および第２の搬送波信号を生成する。第１の比較部は、第１の電圧指令値と第１の搬送波信号とを比較し、比較結果に基づいて順変換器を制御するための第１の制御信号を生成する。第２の比較部は、第２の電圧指令値と第２の搬送波信号とを比較し、比較結果に基づいて逆変換器を制御するための第２の制御信号を生成する。信号発生部は、第１および第３の給電モード時には、第１および第２の搬送波信号の位相差を１８０度にし、第２の給電モード時には、第１および第２の搬送波信号の位相を一致させる。

この発明に係る電源装置では、第１および第３の給電モード時には、第１および第２の搬送波信号の位相差を１８０度にするので、電源装置から発生する零相の高調波成分を低減することができる。また、第２の給電モード時には、第１および第２の搬送波信号の位相を一致させるので、循環電流を低減することができる。

この発明の一実施の形態による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示したスイッチＳ１〜Ｓ６の動作を例示するタイムチャートである。 図１に示したスイッチＳ１〜Ｓ６の動作を例示する他のタイムチャートである。 図１に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。 図１に示した制御装置のうちのコンバータの制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。 図５に示したＰＷＭ回路およびゲート回路の構成を示すブロック図である。 図１に示した制御装置のうちのインバータの制御に関連する部分の構成を示す回路ブロック図である。 図７に示したＰＷＭ回路およびゲート回路の構成を示すブロック図である。 図６および図８に示した搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の位相差を示す図である。 実施の形態の比較例１によるインバータ２の制御方法を示す波形図である。 ゲート信号Ｘ１〜Ｘ３の値の組合せと電圧ベクトルとの対応関係を説明するための図である。 電圧ベクトルを説明するための図である。 比較例１においてインバータ２で発生する零相電圧を説明するための波形図である。 比較例１において無停電電源装置に流れる零相電流を説明するための回路ブロック図である。 実施の形態の比較例２における搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の位相差を示す図である。 比較例２によるインバータ２の制御方法を示す波形図である。 実施の形態の比較例３における搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の位相差を示す図である。 比較例３の問題点を説明するための回路図である。

図１は、この発明の一実施の形態による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この無停電電源装置は、コンデンサＣ１〜Ｃ６，Ｃｐ，Ｃｎ、リアクトルＬ１〜Ｌ６、電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ６、コンバータ１、直流正母線Ｌｐ、直流負母線Ｌｎ、インバータ２、操作部３、および制御装置４を備える。この無停電電源装置は、商用交流電源５から商用周波数の三相交流電力を受け、負荷６に商用周波数の三相交流電力を供給する。

商用交流電源５は、三相４線式であり、交流出力端子５ａ〜５ｃおよび接地端子５ｄにそれぞれ三相交流電圧Ｖ１〜Ｖ３および接地電圧ＶＧを出力する。負荷６は、三相４線式であり、交流入力端子６ａ〜６ｃおよび接地端子６ｄを含む。商用交流電源５の接地端子５ｄは、接地ラインＬｇを介して負荷６の接地端子６ｄに接続される。

コンデンサＣ１〜Ｃ３の一方電極は商用交流電源５の交流出力端子５ａ〜５ｃにそれぞれ接続され、それらの他方電極はともに接地ラインＬｇに接続される。リアクトルＬ１〜Ｌ３の一方端子は商用交流電源５の交流出力端子５ａ〜５ｃにそれぞれ接続され、それらの他方端子はコンバータ１の３つの入力ノードにそれぞれ接続される。

コンデンサＣ１〜Ｃ３およびリアクトルＬ１〜Ｌ３は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源５からコンバータ１に商用周波数の交流電流を流し、コンバータ１から商用交流電源５にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。

商用交流電源５からの三相交流電圧Ｖ１〜Ｖ３の瞬時値は、制御装置４によって検出される。電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ３は、それぞれリアクトルＬ１〜Ｌ３に流れる交流電流Ｉ１〜Ｉ３を検出し、検出値を示す信号を制御装置４に与える。

コンバータ１の正側出力ノードは、直流正母線Ｌｐを介してインバータ２の正側入力ノードに接続される。コンバータ１の負側出力ノードは、直流負母線Ｌｎを介してインバータ２の負側入力ノードに接続される。コンデンサＣｐ，Ｃｎは、母線Ｌｐ，Ｌｎ間に直列接続され、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧を平滑化させる。コンデンサＣｐ，Ｃｎ間のノードは、接地ラインＬｇに接続される。

直流正母線Ｌｐおよび直流負母線Ｌｎ間に、バッテリ７（電力貯蔵装置）が接続される。バッテリ７は、直流電力を蓄える。バッテリ７の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。直流正母線Ｌｐの直流電圧Ｅｐおよび直流負母線Ｌｎの直流電圧（−Ｅｎ）は、制御装置４によって検出される。換言すると、コンデンサＣｐの端子間電圧ＥｐおよびコンデンサＣｎの端子間電圧Ｅｎは、制御装置４によって検出される。

コンバータ１は、制御装置４によって制御され、商用交流電源５から三相交流電力が正常に供給されている健全時には、商用交流電源５からの三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１によって生成された直流電力は、母線Ｌｐ，Ｌｎを介してインバータ２に供給されるとともに、バッテリ７に蓄えられる。

このときコンバータ１は、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧Ｅ＝Ｅｐ＋Ｅｎが所定の参照直流電圧Ｅｒになるように、電流を出力する。これにより、直流電圧Ｅは一定に保たれ、直流電圧Ｅｐ，Ｅｎの各々はＥ／２に保たれる。商用交流電源５からの三相交流電力の供給が停止された停電時には、コンバータ１の運転は停止される。コンデンサＣ１〜Ｃ３、リアクトルＬ１〜Ｌ３、およびコンバータ１は、商用交流電源５からの三相交流電力を直流電力に変換する順変換器を構成する。

インバータ２は、制御装置４によって制御され、商用交流電源５から三相交流電力が正常に供給されている健全時には、コンバータ１からの直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。また、インバータ２は、商用交流電源５からの三相交流電力の供給が停止された停電時には、バッテリ７の直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。

インバータ２の３つの出力ノードは、リアクトルＬ４〜Ｌ６の一方端子にそれぞれ接続される。リアクトルＬ４〜Ｌ６の他方端子はスイッチＳ１〜Ｓ３の一方端子にそれぞれ接続され、スイッチＳ１〜Ｓ３の他方端子は負荷６の３つの交流入力端子６ａ〜６ｃにそれぞれ接続される。コンデンサＣ４〜Ｃ６の一方電極はリアクトルＬ４〜Ｌ６の他方端子にそれぞれ接続され、コンデンサＣ４〜Ｃ６の他方電極はともに接地ラインＬｇに接続される。

コンデンサＣ４〜Ｃ６およびリアクトルＬ４〜Ｌ６は、低域通過フィルタを構成し、インバータ２から負荷６に商用周波数の交流電流を流し、インバータ２から負荷６にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。換言すると、コンデンサＣ４〜Ｃ６およびリアクトルＬ４〜Ｌ６は、インバータ２から出力される三相矩形波電圧を正弦波状の三相交流電圧Ｖ４〜Ｖ６に変換する。

三相交流電圧Ｖ４〜Ｖ６の瞬時値は、制御装置４によって検出される。電流検出器ＣＴ４〜ＣＴ６は、それぞれリアクトルＬ４〜Ｌ６に流れる交流電流Ｉ４〜Ｉ６を検出し、検出値を示す信号を制御装置４に与える。

スイッチＳ４〜Ｓ６の一方端子は商用交流電源５の交流出力端子５ａ〜５ｃにそれぞれ接続され、それらの他方端子は負荷６の交流入力端子６ａ〜６ｃにそれぞれ接続される。スイッチＳ１〜Ｓ６は、制御装置４によって制御される。

インバータ２によって生成される三相交流電力を負荷６に供給するインバータ給電モード（第１の給電モード）時には、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされるとともに、スイッチＳ４〜Ｓ６がオフされる。商用交流電源５からの三相交流電力を負荷６に供給するバイパス給電モード（第３の給電モード）時には、スイッチＳ１〜Ｓ３がオフされるとともに、スイッチＳ４〜Ｓ６がオンされる。インバータ２および商用交流電源５の両方からの三相交流電力を負荷６に供給するオーバーラップ給電モード（第２の給電モード）時には、スイッチＳ１〜Ｓ６がオンされる。

操作部３は、無停電電源装置の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部３を操作することにより、無停電電源装置の電源をオンおよびオフしたり、自動運転モードおよび手動運転モードのうちのいずれかの運転モードを選択したり、バイパス給電モード、インバータ給電モード、およびオーバーラップ給電モードのうちのいずれかの給電モードを選択することが可能となっている。

制御装置４は、操作部３からの信号、交流入力電圧Ｖ１〜Ｖ３、交流入力電流Ｉ１〜Ｉ３、直流電圧Ｅ、交流出力電流Ｉ４〜Ｉ６、および交流出力電圧Ｖ４〜Ｖ６などに基づいて無停電電源装置全体を制御する。すなわち、制御装置４は、交流入力電圧Ｖ１〜Ｖ３の検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出する。

制御装置４は、商用交流電源５から三相交流電力が供給されている健全時は、インバータ給電モードを選択し、スイッチＳ１〜Ｓ３をオンさせるとともに、スイッチＳ４〜Ｓ６をオフさせる。これにより、コンバータ１で生成された直流電力がインバータ２によって三相交流電力に変換され、その三相交流電力がスイッチＳ１〜Ｓ３を介して負荷６に供給される。

制御装置４は、商用交流電源５からの三相交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ１の運転を停止させる。これにより、バッテリ７の直流電力がインバータ２によって三相交流電力に変換され、その三相交流電力がスイッチＳ１〜Ｓ３を介して負荷６に供給される。バッテリ７の端子間電圧Ｅが放電終止電圧に低下した場合は、制御装置４は、さらにインバータ２の運転を停止させ、スイッチＳ１〜Ｓ３をオフさせる。

商用交流電源５の健全時においてインバータ２が故障した場合には、制御装置４は、オーバーラップ給電モードを選択し、スイッチＳ１〜Ｓ３をオン状態に維持しながら、スイッチＳ４〜Ｓ６をオンさせる。これにより、インバータ２および商用交流電源５の両方から三相交流電力が負荷６に供給される。所定時間の経過後に制御装置４は、バイパス給電モードを選択し、スイッチＳ４〜Ｓ６をオン状態に維持しながら、スイッチＳ１〜Ｓ３をオフさせる。これにより、商用交流電源５のみから負荷６に三相交流電力が供給される。

図２（Ａ）〜（Ｃ）は、スイッチＳ１〜Ｓ６の動作を例示するタイムチャートである。特に、図２（Ａ）はスイッチＳ１〜Ｓ３の動作を示し、図２（Ｂ）はスイッチＳ４〜Ｓ６の動作を示し、図２（Ｃ）はオーバーラップ信号ＯＬを示している。オーバーラップ信号ＯＬは、制御装置４によって生成される信号であり、オーバーラップ給電モード時に活性化レベルの「Ｈ」レベルにされる。

初期状態（時刻ｔ０）では、商用交流電源５から三相交流電力が正常に供給され、制御装置４によってインバータ給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされ、スイッチＳ４〜Ｓ６がオフされ、オーバーラップ信号ＯＬが非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされているものとする。

ある時刻ｔ１にインバータ２が故障すると、制御装置４によってオーバーラップ給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオン状態に維持され、スイッチＳ４〜Ｓ６がオンされ、オーバーラップ信号ＯＬが活性化レベルの「Ｈ」レベルに立ち上げられる。

時刻ｔ１から所定時間Ｔ経過後の時刻ｔ２において、制御装置４によってバイパス給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオフされ、スイッチＳ４〜Ｓ６がオン状態に維持され、オーバーラップ信号ＯＬが非活性化レベルの「Ｌ」レベルに立ち下げられる。

図３（Ａ）〜（Ｃ）は、スイッチＳ１〜Ｓ６の動作を例示する他のタイムチャートである。特に、図３（Ａ）はスイッチＳ１〜Ｓ３の動作を示し、図３（Ｂ）はスイッチＳ４〜Ｓ６の動作を示し、図３（Ｃ）はオーバーラップ信号ＯＬを示している。

初期状態（時刻ｔ０）では、操作部３からの信号によってバイパス給電モードの実行が指示され、制御装置４によってスイッチＳ１〜Ｓ３がオフされ、スイッチＳ４〜Ｓ６がオンされ、オーバーラップ信号ＯＬが非活性化レベルの「Ｌ」レベルにされているものとする。

ある時刻ｔ１に、操作部３からの信号によってインバータ給電モードへの移行が指示されると、制御装置４によってオーバーラップ給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオン状態に維持され、スイッチＳ４〜Ｓ６がオンされ、オーバーラップ信号ＯＬが活性化レベルの「Ｈ」レベルに立ち上げられる。

時刻ｔ１から所定時間Ｔ経過後の時刻ｔ２において、制御装置４によってインバータ給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオン状態に維持され、スイッチＳ４〜Ｓ６がオフされ、オーバーラップ信号ＯＬが非活性化レベルの「Ｌ」レベルに立ち下げられる。オーバーラップ信号ＯＬの使用方法については後述する。

図１に戻って、制御装置４は、交流入力電圧Ｖ１〜Ｖ３の位相に同期してコンバータ１およびインバータ２を制御する。すなわち、制御装置４は、商用交流電源５から三相交流電力が供給されている健全時は、直流電圧Ｅが参照直流電圧Ｅｒになるように、交流入力電圧Ｖ１〜Ｖ３に同期してコンバータ１を制御し、商用交流電源５からの三相交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ１の運転を停止させる。制御装置４は、交流出力電圧Ｖ４〜Ｖ６がそれぞれ参照交流電圧Ｖ４ｒ〜Ｖ６ｒになるように、交流入力電圧Ｖ１〜Ｖ３に同期してインバータ２を制御する。

ここで、この無停電電源装置の基本的な動作について説明する。商用交流電源５から三相交流電力が正常に供給されている健全時には、インバータ給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６がオフされる。商用交流電源５から供給される三相交流電力は、コンバータ１によって直流電力に変換される。コンバータ１によって生成された直流電力は、バッテリ７に蓄えられるとともに、インバータ２によって商用周波数の三相交流電力に変換されて負荷６に供給される。

商用交流電源５からの三相交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ１の運転が停止され、バッテリ７の直流電力がインバータ２によって商用周波数の三相交流電力に変換されて負荷６に供給される。したがって、バッテリ７に直流電力が蓄えられている期間は、負荷６の運転を継続することができる。

インバータ給電モード時においてインバータ２が故障した場合には、オーバーラップ給電モードが選択され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオン状態に維持されるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６がオンされる。これにより、商用交流電源５およびインバータ２の両方から負荷６に三相交流電力が供給される。

インバータ２が故障してから所定時間Ｔの経過後にバイパス給電モードが選択され、スイッチＳ４〜Ｓ６がオン状態に維持されるとともにスイッチＳ１〜Ｓ３がオフされる。これにより、商用交流電源５から負荷６に三相交流電力が供給され、負荷６の運転が継続される。

次に、本願の特徴となるコンバータ１およびインバータ２の制御方法について詳細に説明する。図４は、コンバータ１およびインバータ２の構成を示す回路図である。図４において、コンバータ１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタはともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃに接続される。

入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃは、それぞれリアクトルＬ１〜Ｌ３（図１）の他方端子に接続される。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のコレクタはそれぞれ入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４はそれぞれゲート信号Ａ１，Ｂ１によって制御され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５はそれぞれゲート信号Ａ２，Ｂ２によって制御され、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６はそれぞれゲート信号Ａ３，Ｂ３によって制御される。ゲート信号Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、それぞれゲート信号Ａ１，Ａ２，Ａ３の反転信号である。

ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は、それぞれゲート信号Ａ１，Ａ２，Ａ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ａ１，Ａ２，Ａ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は、それぞれゲート信号Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。

ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３の各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。ゲート信号Ａ１，Ｂ１の位相とゲート信号Ａ２，Ｂ２の位相とゲート信号Ａ３，Ｂ３の位相とは、基本的には１２０度ずつずれている。ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３は、制御装置４によって生成される。ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３の生成方法については後述する。

たとえば、交流入力電圧Ｖ１のレベルが交流入力電圧Ｖ２のレベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオンされ、入力ノード１ａからＩＧＢＴＱ１、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｐ，Ｃｎ、直流負母線Ｌｎ、およびＩＧＢＴＱ５を介して入力ノード１ｂに電流が流れ、コンデンサＣｐ，Ｃｎが充電される。

逆に、交流入力電圧Ｖ２のレベルが交流入力電圧Ｖ１のレベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオンされ、入力ノード１ｂからＩＧＢＴＱ２、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｐ，Ｃｎ、直流負母線Ｌｎ、およびＩＧＢＴＱ４を介して入力ノード１ａに電流が流れ、コンデンサＣｐ，Ｃｎが充電される。他の場合も同様である。

ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３によってＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々のオン時間を調整することにより、入力ノード１ａ〜１ｃに与えられた三相交流電圧を直流電圧Ｅ（コンデンサＣｐ，Ｃｎの端子間電圧）に変換することが可能となっている。

インバータ２は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６およびダイオードＤ１１〜Ｄ１６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３のコレクタはともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード２ａ，２ｂ，２ｃに接続される。出力ノード２ａ，２ｂ，２ｃは、それぞれリアクトルＬ４〜Ｌ６（図１）の一方端子に接続される。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６のコレクタはそれぞれ出力ノード２ａ，２ｂ，２ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４はそれぞれゲート信号Ｘ１，Ｙ１によって制御され、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１５はそれぞれゲート信号Ｘ２，Ｙ２によって制御され、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１６はそれぞれゲート信号Ｘ３，Ｙ３によって制御される。ゲート信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、それぞれゲート信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３の反転信号である。

ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３は、それぞれゲート信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６は、それぞれゲート信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。

ゲート信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ３の各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ信号である。ゲート信号Ｘ１，Ｙ１の位相とゲート信号Ｘ２，Ｙ２の位相とゲート信号Ｘ３，Ｙ３の位相とは、基本的には１２０度ずつずれている。ゲート信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ３は、制御装置４によって生成される。

たとえば、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１５がオンすると、直流正母線ＬｐがＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード２ａに接続されるとともに、出力ノード２ｂがＩＧＢＴＱ１５を介して直流負母線Ｌｎに接続され、出力ノード２ａ，２ｂ間に正電圧が出力される。

また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンすると、直流正母線ＬｐがＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード２ｂに接続されるとともに、出力ノード２ａがＩＧＢＴＱ１４を介して直流負母線Ｌｎに接続され、出力ノード２ａ，２ｂ間に負電圧が出力される。

ゲート信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ３によってＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々のオン時間を調整することにより、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧Ｅを三相交流電圧Ｖ４〜Ｖ６に変換することが可能となっている。

図５は、制御装置４（図１）のうちのコンバータ１の制御に関連する部分を示す回路ブロック図である。図５において、制御装置４は、電圧検出器１１，１２、加算器１３，２２Ａ〜２２Ｃ、減算器１５，１９Ａ〜１９Ｃ、参照電圧生成回路１４、直流電圧制御回路１６、正弦波発生回路１７、乗算器１８Ａ〜１８Ｃ、電流制御回路２０、ＰＷＭ回路２３、およびゲート回路２４を含む。

電圧検出器１１は、コンデンサＣｐ（図１）の端子間電圧Ｅｐを検出し、その検出値を示す信号を出力する。電圧検出器１２は、コンデンサＣｎ（図１）の端子間電圧Ｅｎを検出し、その検出値を示す信号を出力する。加算器１３は、電圧検出器１１，１２の出力信号を加算し、コンデンサＣｐ，Ｃｎの端子間電圧の和の電圧Ｅ＝Ｅｐ＋Ｅｎを示す信号を出力する。

参照電圧生成回路１４は、直流電圧Ｅの目標値である参照直流電圧Ｅｒを示す信号を出力する。減算器１５は、参照電圧生成回路１４の出力信号から加算器１３の出力信号を減算し、参照直流電圧Ｅｒと直流電圧Ｅの偏差ΔＥ＝Ｅｒ−Ｅを示す信号を出力する。

直流電圧制御回路１６は、偏差ΔＥ＝Ｅｒ−Ｅが０となるようにコンバータ１の交流入力電流Ｉ１〜Ｉ３を制御するための電流指令値Ｉｃを算出する。直流電圧制御回路１６は、たとえば偏差ΔＥ＝Ｅｒ−Ｅを比例演算または比例積分演算することにより電流指令値Ｉｃを算出する。

正弦波発生回路１７は、商用交流電源５からの三相交流電圧Ｖ１〜Ｖ３と同相の三相正弦波信号を生成する。乗算器１８Ａ〜１８Ｃは、それぞれ三相正弦波信号に電流指令値Ｉｃを乗算して、三相電流指令値Ｉ１ｃ〜Ｉ３ｃを生成する。

減算器１９Ａは、電流指令値Ｉ１ｃと電流検出器ＣＴ１により検出された交流電流Ｉ１との偏差ΔＩ１＝Ｉ１ｃ−Ｉ１を算出する。減算器１９Ｂは、電流指令値Ｉ２ｃと電流検出器ＣＴ２により検出された交流電流Ｉ２との偏差ΔＩ２＝Ｉ２ｃ−Ｉ２を算出する。減算器１９Ｃは、電流指令値Ｉ３ｃと電流検出器ＣＴ３により検出された交流電流Ｉ３との偏差ΔＩ３＝Ｉ３ｃ−Ｉ３を算出する。

電流制御回路２０は、偏差ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３の各々が０となるように電圧指令値Ｖ１ａ，Ｖ２ａ，Ｖ３ａを生成する。電流制御回路２０は、たとえば偏差ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより電圧指令値Ｖ１ａ，Ｖ２ａ，Ｖ３ａを生成する。電圧検出器２１は、商用交流電源５からの三相交流電圧Ｖ１〜Ｖ３の瞬時値を検出し、それらの検出値を示す信号を出力する。

加算器２２Ａは、電圧指令値Ｖ１ａと電圧検出器２１により検出された交流電圧Ｖ１とを加算して電圧指令値Ｖ１ｃを生成する。加算器２２Ｂは、電圧指令値Ｖ２ａと電圧検出器２１により検出された交流電圧Ｖ２とを加算して電圧指令値Ｖ２ｃを生成する。加算器２２Ｃは、電圧指令値Ｖ３ａと電圧検出器２１により検出された交流電圧Ｖ３とを加算して電圧指令値Ｖ３ｃを生成する。

ＰＷＭ回路２３は、電圧指令値Ｖ１ｃ〜Ｖ３ｃに基づいて、コンバータ１を制御するためのＰＷＭ制御信号φ１〜φ３を生成する。ゲート回路２４は、ＰＷＭ制御信号φ１〜φ３に基づいてゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３（図４）を生成する。

図６は、ＰＷＭ回路２３およびゲート回路２４の構成を示すブロック図である。図６において、ＰＷＭ回路２３は、発振器３１、搬送波信号発生回路３２Ａ〜３２Ｃ、および比較器３３Ａ〜３３Ｃを含む。発振器３１は、商用周波数（たとえば、６０Ｈｚ）よりも十分に高い一定周波数（たとえば、１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ）のクロック信号ＣＬＫを生成する。搬送波信号発生回路３２Ａ〜３２Ｃは、オーバーラップ信号ＯＬによって制御され、クロック信号ＣＬＫに同期して搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３をそれぞれ生成する。

すなわち、搬送波信号発生回路３２Ａは、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｌ」レベルである場合には、クロック信号ＣＬＫを三角波信号ＴＳに変換し、その三角波信号ＴＳを搬送波信号ＣＳ１として出力し、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｈ」レベルである場合には、クロック信号ＣＬＫの反転信号／ＣＬＫを三角波信号／ＴＳに変換し、その三角波信号／ＴＳを搬送波信号ＣＳ１として出力する。三角波信号／ＴＳは、三角波信号ＴＳの反転信号である。したがって、三角波信号ＴＳと三角波信号／ＴＳの位相は１８０度ずれている。

搬送波信号発生回路３２Ｂは、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｌ」レベルである場合には、クロック信号ＣＬＫの反転信号／ＣＬＫを三角波信号／ＴＳに変換し、その三角波信号／ＴＳを搬送波信号ＣＳ２として出力し、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｈ」レベルである場合には、クロック信号ＣＬＫを三角波信号ＴＳに変換し、その三角波信号ＴＳを搬送波信号ＣＳ２として出力する。したがって、搬送波信号ＣＳ１と搬送波信号ＣＳ２の位相は１８０度ずれている。

搬送波信号発生回路３２Ｃは、搬送波信号発生回路３２Ａと同様に、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｌ」レベルである場合には、クロック信号ＣＬＫを三角波信号ＴＳに変換し、その三角波信号ＴＳを搬送波信号ＣＳ３として出力し、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｈ」レベルである場合には、クロック信号ＣＬＫの反転信号／ＣＬＫを三角波信号／ＴＳに変換し、その三角波信号／ＴＳを搬送波信号ＣＳ３として出力する。したがって、搬送波信号ＣＳ１と搬送波信号ＣＳ３の位相は同じであり、搬送波信号ＣＳ１と搬送波信号ＣＳ２の位相は１８０度ずれている。このように搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３の位相差を設定した理由については、後述する。

比較器３３Ａは、電圧指令値Ｖ１ｃと搬送波信号ＣＳ１との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ制御信号φ１を生成する。Ｖ１ｃ＞ＣＳ１である場合にはＰＷＭ制御信号φ１は「Ｈ」レベルとなり、Ｖ１ｃ＜ＣＳ１である場合にはＰＷＭ制御信号φ１は「Ｌ」レベルとなる。

比較器３３Ｂは、電圧指令値Ｖ２ｃと搬送波信号ＣＳ２との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ制御信号φ２を生成する。Ｖ２ｃ＞ＣＳ２である場合にはＰＷＭ制御信号φ２は「Ｈ」レベルとなり、Ｖ２ｃ＜ＣＳ２である場合にはＰＷＭ制御信号φ２は「Ｌ」レベルとなる。

比較器３３Ｃは、電圧指令値Ｖ３ｃと搬送波信号ＣＳ３との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ制御信号φ３を生成する。Ｖ３ｃ＞ＣＳ３である場合にはＰＷＭ制御信号φ３は「Ｈ」レベルとなり、Ｖ３ｃ＜ＣＳ３である場合にはＰＷＭ制御信号φ３は「Ｌ」レベルとなる。

ゲート回路２４は、ゲート信号発生回路３４Ａ〜３４Ｃを含む。ゲート信号発生回路３４Ａは、ＰＷＭ制御信号φ１と同位相の矩形波信号であるゲート信号Ａ１と、ゲート信号Ａ１の反転信号であるゲート信号Ｂ１とを生成する。ゲート信号発生回路３４Ｂは、ＰＷＭ制御信号φ２と同位相の矩形波信号であるゲート信号Ａ２と、ゲート信号Ａ２の反転信号であるゲート信号Ｂ２とを生成する。ゲート信号発生回路３４Ｃは、ＰＷＭ制御信号φ３と同位相の矩形波信号であるゲート信号Ａ３と、ゲート信号Ａ３の反転信号であるゲート信号Ｂ３とを生成する。

図７は、制御装置４（図１）のうちのインバータ２の制御に関連する部分を示す回路ブロック図である。図７において、制御装置４は、参照電圧生成回路４１、電圧制御回路４２、減算器４３Ａ〜４３Ｃ、電流制御回路４４、電圧検出器４５、加算器４６Ａ〜４６Ｃ、ＰＷＭ回路４７、およびゲート回路４８を含む。

参照電圧生成回路４１は、三相の参照交流電圧Ｖ４ｒ，Ｖ５ｒ，Ｖ６ｒを生成する。参照交流電圧Ｖ４ｒ，Ｖ５ｒ，Ｖ６ｒの各々は、商用周波数の正弦波信号である。電圧制御回路４２は、参照電圧生成回路４１からの参照交流電圧Ｖ４ｒ，Ｖ５ｒ，Ｖ６ｒに基づいて、三相の電流指令値Ｉ４ｃ，Ｉ５ｃ，Ｉ６ｃを生成する。

減算器４３Ａは、電流指令値Ｉ４ｃと電流検出器ＣＴ４により検出された交流電流Ｉ４との偏差ΔＩ４＝Ｉ４ｃ−Ｉ４を算出する。減算器４３Ｂは、電流指令値Ｉ５ｃと電流検出器ＣＴ５により検出された交流電流Ｉ５との偏差ΔＩ５＝Ｉ５ｃ−Ｉ５を算出する。減算器４３Ｃは、電流指令値Ｉ６ｃと電流検出器ＣＴ６により検出された交流電流Ｉ６との偏差ΔＩ６＝Ｉ６ｃ−Ｉ６を算出する。

電流制御回路４４は、偏差ΔＩ４，ΔＩ５，ΔＩ６の各々が０となるように電圧指令値Ｖ４ａ，Ｖ５ａ，Ｖ６ａを生成する。電流制御回路４４は、たとえば偏差ΔＩ４，ΔＩ５，ΔＩ６を比例制御または比例積分制御にしたがって増幅することにより電圧指令値Ｖ４ａ，Ｖ５ａ，Ｖ６ａを生成する。電圧検出器４５は、インバータ２からの三相交流電圧Ｖ４〜Ｖ６の瞬時値を検出し、それらの検出値を示す信号を出力する。

加算器４６Ａは、電圧指令値Ｖ４ａと電圧検出器４５により検出された交流電圧Ｖ４とを加算して電圧指令値Ｖ４ｃを生成する。加算器４６Ｂは、電圧指令値Ｖ５ａと電圧検出器４５により検出された交流電圧Ｖ５とを加算して電圧指令値Ｖ５ｃを生成する。加算器４６Ｃは、電圧指令値Ｖ６ａと電圧検出器４５により検出された交流電圧Ｖ６とを加算して電圧指令値Ｖ６ｃを生成する。

ＰＷＭ回路４７は、電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃに基づいて、インバータ２を制御するためのＰＷＭ制御信号φ４〜φ６を生成する。ゲート回路４８は、ＰＷＭ制御信号φ４〜φ６に基づいてゲート信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ３（図４）を生成する。

図８は、ＰＷＭ回路４７およびゲート回路４８の構成を示すブロック図である。図８において、ＰＷＭ回路４７は、搬送波信号発生回路５１Ａ〜５１Ｃ、および比較器５２Ａ〜５２Ｃを含む。搬送波信号発生回路５１Ａ〜５１Ｃは、発振器３１（図６）からのクロック信号ＣＬＫに同期して搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６をそれぞれ生成する。

すなわち、搬送波信号発生回路５１Ａは、クロック信号ＣＬＫの反転信号／ＣＬＫを三角波信号／ＴＳに変換し、その三角波信号／ＴＳを搬送波信号ＣＳ４として出力する。搬送波信号発生回路５１Ｂは、クロック信号ＣＬＫを三角波信号ＴＳに変換し、その三角波信号ＴＳを搬送波信号ＣＳ５として出力する。搬送波信号発生回路５１Ｃは、クロック信号ＣＬＫの反転信号／ＣＬＫを三角波信号／ＴＳに変換し、その三角波信号／ＴＳを搬送波信号ＣＳ６として出力する。したがって、搬送波信号ＣＳ４と搬送波信号ＣＳ６の位相は同じであり、搬送波信号ＣＳ４と搬送波信号ＣＳ５の位相は１８０度ずれている。このように搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３の位相差を設定した理由については、後述する。

比較器５２Ａは、電圧指令値Ｖ４ｃと搬送波信号ＣＳ４との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ制御信号φ４を生成する。Ｖ４ｃ＞ＣＳ４である場合にはＰＷＭ制御信号φ４は「Ｈ」レベルとなり、Ｖ４ｃ＜ＣＳ４である場合にはＰＷＭ制御信号φ４は「Ｌ」レベルとなる。

比較器５２Ｂは、電圧指令値Ｖ５ｃと搬送波信号ＣＳ５との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ制御信号φ５を生成する。Ｖ５ｃ＞ＣＳ５である場合にはＰＷＭ制御信号φ５は「Ｈ」レベルとなり、Ｖ５ｃ＜ＣＳ５である場合にはＰＷＭ制御信号φ５は「Ｌ」レベルとなる。

比較器５２Ｃは、電圧指令値Ｖ６ｃと搬送波信号ＣＳ６との高低を比較し、比較結果を示すＰＷＭ制御信号φ６を生成する。Ｖ６ｃ＞ＣＳ６である場合にはＰＷＭ制御信号φ６は「Ｈ」レベルとなり、Ｖ６ｃ＜ＣＳ６である場合にはＰＷＭ制御信号φ６は「Ｌ」レベルとなる。

ゲート回路４８は、ゲート信号発生回路５３Ａ〜５３Ｃを含む。ゲート信号発生回路５３Ａは、ＰＷＭ制御信号φ４と同位相の矩形波信号であるゲート信号Ｘ１と、ゲート信号Ｘ１の反転信号であるゲート信号Ｙ１とを生成する。ゲート信号発生回路５３Ｂは、ＰＷＭ制御信号φ５と同位相の矩形波信号であるゲート信号Ｘ２と、ゲート信号Ｘ２の反転信号であるゲート信号Ｙ２とを生成する。ゲート信号発生回路５３Ｃは、ＰＷＭ制御信号φ６と同位相の矩形波信号であるゲート信号Ｘ３と、ゲート信号Ｘ３の反転信号であるゲート信号Ｙ３とを生成する。

図９は、搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の位相差を示す図である。図９において、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｌ」レベルである場合（ＯＬ＝Ｌ）には、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３はそれぞれ三角波信号ＴＳ，／ＴＳ，ＴＳとなり、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｈ」レベルである場合（ＯＬ＝Ｈ）には、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３はそれぞれ三角波信号／ＴＳ，ＴＳ，／ＴＳとなる。インバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６は、オーバーラップ信号ＯＬに関係なく、それぞれ三角波信号／ＴＳ，ＴＳ，／ＴＳとなる。

ＯＬ＝ＬおよびＯＬ＝Ｈのいずれの場合においても、搬送波信号ＣＳ１とＣＳ３の位相は同じであり、搬送波信号ＣＳ１とＣＳ２の位相は１８０度ずれている。すなわち、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３のうちの１つの搬送波信号の位相はもう１つの搬送波信号の位相と同じであり、残りの１つの搬送波信号の位相と１８０度ずれている。これは、コンバータ１で発生する零相電流を低減し、零相の高調波成分を低減するためである。

また、搬送波信号ＣＳ４とＣＳ６の位相は同じであり、搬送波信号ＣＳ４とＣＳ５の位相は１８０度ずれている。すなわち、インバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６のうちの１つの搬送波信号の位相はもう１つの搬送波信号の位相と同じであり、残りの１つの搬送波信号の位相と１８０度ずれている。これは、インバータ２で発生する零相電流を低減し、零相の高調波成分を低減するためである。

さらに、オーバーラップ信号ＯＬが「Ｌ」レベルである場合には、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３の位相とインバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６の位相とはそれぞれ１８０度ずれている。これは、コンバータ１からリアクトルＬ１〜Ｌ３、コンデンサＣ１〜Ｃ３、および接地ラインＬｇを介してコンデンサＣｐ，Ｃｎの中間ノードに流れる第１の零相電流の極性と、インバータ２からリアクトルＬ４〜Ｌ６、コンデンサＣ４〜Ｃ６、および接地ラインＬｇを介してコンデンサＣｐ，Ｃｎの中間ノードに流れる第２の零相電流の極性とを逆にし、第１および第２の零相電流を相殺するためである（図１４参照）。これにより、零相の高調波成分をさらに低減することができる。

しかし、スイッチＳ１〜Ｓ６がオンされるオーバーラップ給電モード時にも、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３の位相とインバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６の位相とをそれぞれ１８０度ずらすと、インバータ２、リアクトルＬ４〜Ｌ６、スイッチＳ１〜Ｓ３、スイッチＳ４〜Ｓ６、リアクトルＬ１〜Ｌ３、コンバータ１、コンデンサＣｎ，Ｃｐの経路に循環電流が流れる（図１８参照）。そこで、本実施の形態では、ＯＬ＝Ｈの場合には、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３とインバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６との位相を一致させている。これにより、オーバーラップ給電モード時における循環電流を低減することができる。

[比較例１]
この比較例１では、すべての搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の波形および位相が一致している。ここでは、波形および位相が一致した６つの搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６を、代表的に搬送波信号ＣＳ０と表す。

図１０（Ａ）〜（Ｄ）は、実施の形態の比較例１によるインバータ２の制御方法を示す波形図である。特に、図１０（Ａ）は電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃおよび搬送波信号ＣＳ０を示し、図１０（Ｂ）（Ｃ）はそれぞれＰＷＭ制御信号φ４，φ５を示し、図１０（Ｄ）はＰＷＭ制御信号φ４とφ５の差（φ４−φ５）を示している。電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃの各々は、商用周波数（たとえば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）の正弦波信号である。電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃの位相は、１２０度ずつずれている。搬送波信号ＣＳ０は、商用周波数よりも十分に高い周波数（たとえば１ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ）の三角波信号である。

搬送波信号ＣＳ０の値が電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃの各々と比較され、ＰＷＭ制御信号φ４〜φ６が生成される（図８参照）。ＰＷＭ制御信号φ４〜φ６の各々は、搬送波信号ＣＳ０に同期した矩形波信号となる。搬送波信号ＣＳ０の値よりも電圧指令値が大きい期間には、矩形波信号は「Ｈ」レベル（＝１）になる。搬送波信号ＣＳ０の値よりも電圧指令値が小さい期間には、矩形波信号は「Ｌ」レベル（＝０）になる。

ＰＷＭ制御信号φ４のレベル変化に応じてゲート信号Ｘ１（図８）のレベルが変化し、ゲート信号Ｘ１のレベル変化に応じてインバータ２の出力ノード２ａ（図４）の電圧のレベルが変化する。ＰＷＭ制御信号φ５のレベル変化に応じてゲート信号Ｘ２（図８）のレベルが変化し、ゲート信号Ｘ２のレベル変化に応じてインバータ２の出力ノード２ｂ（図４）の電圧のレベルが変化する。ＰＷＭ制御信号φ６のレベル変化に応じてゲート信号Ｘ３（図８）のレベルが変化し、ゲート信号Ｘ３のレベル変化に応じてインバータ２の出力ノード２ｃ（図４）の電圧のレベルが変化する。

たとえば、ＰＷＭ制御信号φ４，φ５に応答してインバータ２の出力ノード２ａ，２ｂ間に現れる電圧の波形は、図１０（Ｂ）〜（Ｄ）に示すように、ＰＷＭ制御信号φ４とφ５の差（φ４−φ５）の波形と同じになる。

図１１は、ゲート信号Ｘ１〜Ｘ３の値の組合せと電圧ベクトルとの対応関係を説明するための図である。図１２は、電圧ベクトルを説明するための図である。図１１および図１２において、ゲート信号Ｘ１〜Ｘ３（図４）が「１」（＝「Ｈ」レベル）である場合は、それぞれ正側のＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３（図４）がオンするとともに、それぞれ負側のＩＧＢＴＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６がオフする。

ゲート信号Ｘ１〜Ｘ３が「０」（＝「Ｌ」レベル）の場合は、それぞれ正側のＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３がオフするとともに、それぞれ負側のＩＧＢＴＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６がオンする。Ｅ（１１１）は、ゲート信号Ｘ１〜Ｘ３がすべて「１」であるときの電圧ベクトルである。Ｅ（０００）は、ゲート信号Ｘ１〜Ｘ３がすべて「０」であるときの電圧ベクトルである。電圧ベクトルがＥ（１１１）あるいはＥ（０００）のときに零相成分が最も大きくなる。

図１３（Ａ）〜（Ｅ）は、比較例１においてインバータ２で発生する零相電圧Ｖ０を説明するための波形図である。特に、図１３（Ａ）は電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃおよび搬送波信号ＣＳ０を示し、図１３（Ｂ）〜（Ｄ）はインバータ２の出力ノード２ａ〜２ｃ（図４）に現れる電圧Ｖ４Ａ〜Ｖ６Ａを示し、図１３（Ｅ）は零相電圧Ｖ０を示している。零相電圧Ｖ０は、電圧Ｖ４Ａ〜Ｖ６Ａの和である。

電圧指令値Ｖ４ｃが搬送波信号ＣＳ０の値よりも高い場合には、ゲート信号Ｘ１が「１」となり、Ｖ４Ａ＝Ｅ／２となる。電圧指令値Ｖ４ｃが搬送波信号ＣＳ０の値より低い場合には、ゲート信号Ｘ１が「０」となり、Ｖ４Ａ＝−Ｅ／２となる。

電圧指令値Ｖ５ｃが搬送波信号ＣＳ０の値よりも高い場合には、ゲート信号Ｘ２が「１」となり、Ｖ５Ａ＝Ｅ／２となる。電圧指令値Ｖ５ｃが搬送波信号ＣＳ０の値より低い場合には、ゲート信号Ｘ２が「０」となり、Ｖ５Ａ＝−Ｅ／２となる。

電圧指令値Ｖ６ｃが搬送波信号ＣＳ０の値よりも高い場合には、ゲート信号Ｘ３が「１」となり、Ｖ６Ａ＝Ｅ／２となる。電圧指令値Ｖ６ｃが搬送波信号ＣＳ０の値より低い場合には、ゲート信号Ｘ３が「０」となり、Ｖ６Ａ＝−Ｅ／２となる。

搬送波信号ＣＳ０が最高値（正のピーク値）であるときには、電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃはともに搬送波信号ＣＳ０よりも低くなる。このときの電圧ベクトルはＥ（０００）であり、Ｖ４Ａ〜Ｖ６Ａはともに−Ｅ／２となる。零相電圧Ｖ０は、Ｖ４Ａ＋Ｖ５Ａ＋Ｖ６Ａである。したがって、電圧ベクトルがＥ（０００）のときにはＶ０＝−３Ｅ／２となる。

搬送波信号ＣＳ０が最低値（負のピーク値）であるときには、電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃはともに搬送波信号ＣＳ０よりも高くなる。このときの電圧ベクトルはＥ（１１１）であり、Ｖ４Ａ〜Ｖ６ＡはともにＥ／２となる。零相電圧Ｖ０は、Ｖ４Ａ＋Ｖ５Ａ＋Ｖ６Ａである。したがって、電圧ベクトルがＥ（１１１）のときにはＶ０＝３Ｅ／２となる。

図１３（Ａ）〜（Ｅ）に示されるように、搬送波信号ＣＳ０がピーク値に達するときに零相電圧Ｖ０の絶対値が大きくなる。図１０（Ａ）〜（Ｄ）から図１３（Ａ）〜（Ｅ）では、インバータ２で発生する零相電圧Ｖ０について説明したが、コンバータ１でも同じ現象が発生する。

図１４は、図１に示した無停電電源装置に流れる零相電流Ｉ０１，Ｉ０２を示す回路ブロック図である。図１４において、フィルタＦ１はリアクトルＬ１〜Ｌ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ３（図１）を含み、フィルタＦ２はリアクトルＬ４〜Ｌ６およびコンデンサＣ４〜Ｃ６（図１）を含む。インバータ給電モード時にコンバータ１およびインバータ２が運転され、コンバータ１の入力ノード１ａ〜１ｃ（図４）で零相電圧が発生するとともに、インバータ２の出力ノード２ａ〜２ｃ（図４）で零相電圧が発生したものとする。

コンバータ１の入力ノード１ａ〜１ｃで零相電圧が発生すると、コンバータ１の入力ノード１ａ〜１ｃからフィルタＦ１、接地ラインＬｇ、および中性ラインＬｇｎを介して中性点Ｎ１（コンデンサＣｐ，Ｃｎ間のノード）に至る経路に零相電流Ｉ０１が流れる。

また、インバータ２の出力ノード２ａ〜２ｃで零相電圧が発生すると、インバータ２の出力ノード２ａ〜２ｃからフィルタＦ２、接地ラインＬｇ、および中性ラインＬｇｎを介して中性点Ｎ１（コンデンサＣｐ，Ｃｎ間のノード）に至る経路に零相電流Ｉ０２が流れる。

したがって、この比較例１では、零相電流Ｉ０１，Ｉ０２が大きいので、フィルタＦ１，Ｆ２における損失が大きくなり、コモンモードノイズが大きくなる。

[比較例２]
図１５は、実施の形態の比較例２における搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の位相を示す図である。図１５において、この比較例２では、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１とＣＳ３の位相は一致し、搬送波信号ＣＳ１とＣＳ２の位相は１８０度ずれている。また、インバータ２用の搬送波信号ＣＳ４とＣＳ６の位相は一致し、搬送波信号ＣＳ４とＣＳ５の位相は１８０度ずれている。さらに、搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３の位相と搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６の位相とはそれぞれ一致している。

図１６（Ａ）〜（Ｅ）は、比較例２においてインバータ２で発生する零相電圧Ｖ０を説明するための波形図であって、図１３（Ａ）〜（Ｅ）と対比される図である。特に、図１６（Ａ）は電圧指令値Ｖ４ｃ〜Ｖ６ｃおよび搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６を示し、図１６（Ｂ）〜（Ｄ）はインバータ２の出力ノード２ａ〜２ｃ（図４）に現れる電圧Ｖ４Ａ〜Ｖ６Ａを示し、図１６（Ｅ）は零相電圧Ｖ０を示している。零相電圧Ｖ０は、電圧Ｖ４Ａ〜Ｖ６Ａの和である。

図１３（Ａ）〜（Ｅ）および図１６（Ａ）〜（Ｅ）を比較すると、１つの搬送波信号の位相を他の２つの搬送波信号の位相に対して反転させることにより、零相電圧Ｖ０が正のピーク値（＋３Ｅ／２）に達する頻度が低下する。さらに、零相電圧Ｖ０の負のピーク値は、−３Ｅ／２から−Ｅ／２へと変化する。これにより、零相電圧Ｖ０の時間平均が小さくなる。零相電圧Ｖ０が小さくなると、零相電流も小さくなる。図１６（Ａ）〜（Ｅ）では、インバータ２で発生する零相電圧Ｖ０について説明したが、コンバータ１でも同じ現象が発生する。

したがって、この比較例２では、比較例１と比べ、零相電流Ｉ０１，Ｉ０２を低減することができる。よって、フィルタＦ１，Ｆ２における損失を低減することができ、コモンモードノイズを低減することができる。

[比較例３]
図１７は、実施の形態の比較例３における搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ６の位相を示す図であって、図１５と対比される図である。図１７において、この比較例３では、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１とＣＳ３の位相は一致し、搬送波信号ＣＳ１とＣＳ２の位相は１８０度ずれている。また、インバータ２用の搬送波信号ＣＳ４とＣＳ６の位相は一致し、搬送波信号ＣＳ４とＣＳ５の位相は１８０度ずれている。さらに、搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３位相と搬送波信号Ｃ４〜Ｃ６の位相とはそれぞれ１８０度ずれている。

したがって、この比較例３では、零相電流Ｉ０２（図１４）の極性が零相電流Ｉ０１（図１４）の逆極性になるので、零相電流Ｉ０１とＩ０２を相殺することができる。よって、フィルタＦ１，Ｆ２における損失を低減することができ、コモンモードノイズを低減することができる。

図１８は、比較例３の問題点を説明するための回路図であって、図１と対比される図である。図１８では、三相のうちの一相分の回路のみが示されている。実施の形態では、オーバーラップ給電モード時にはスイッチＳ１〜Ｓ６がオンされる。図１８では、オン状態のスイッチＳ１，Ｓ４の図示が省略されている。

比較例３では常時、搬送波信号ＣＳ１とＣＳ４の位相差が１８０度にされる。しかし、オーバーラップ給電モード時にも、搬送波信号ＣＳ１とＣＳ４の位相差を１８０度にすると、図１８に示すように、ＩＧＢＴＱ４とＱ１１が同時にオンし、直流正母線Ｌｐ、ＩＧＢＴＱ１１、リアクトルＬ４、スイッチＳ１，Ｓ４(図示せず)、リアクトルＬ１、ＩＧＢＴＱ４、直流負母線Ｌｎ、コンデンサＣｎ，Ｃｐの経路で共振現象が発生し、その経路に循環電流ＩＣＬが流れる虞がある。また、その循環電流ＩＣＬによってその経路の配線などが発熱する虞がある。

そこで、本実施の形態では、オーバーラップ給電モード時（ＯＬ＝Ｈ）の場合には、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３とインバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６との位相を一致させている（図９）。これにより、オーバーラップ給電モード時における循環電流ＩＣＬを低減することができる。

以上のように、本実施の形態では、インバータ給電モードおよびバイパス給電モード時には、コンバータ１用の搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３とインバータ２用の搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６とのそれぞれの位相差を１８０度にするので、無停電電源装置から発生する零相の高調波成分を低減することができる。また、オーバーラップ給電モード時には、搬送波信号ＣＳ１〜ＣＳ３の位相と搬送波信号ＣＳ４〜ＣＳ６の位相をそれぞれ一致させるので、循環電流ＩＣＬを低減することができる。

なお、本実施の形態では、本願発明が２レベルのコンバータ１およびインバータ２を備えた無停電電源装置に適用された場合について説明したが、これに限るものではなく、本願発明はマルチレベルのコンバータおよびインバータを備えた無停電電源装置にも適用可能であることは言うまでもない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

Ｃ１〜Ｃ６，Ｃｐ，Ｃｎ コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ６ リアクトル、ＣＴ１〜ＣＴ６ 電流検出器、１ コンバータ、Ｌｐ 直流正母線、Ｌｎ 直流負母線、２ インバータ、３ 操作部、４ 制御装置、５ 商用交流電源、６ 負荷、７ バッテリ、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６ ＩＧＢＴ、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード、１１，１２，２１，４５ 電圧検出器、１３，２２Ａ〜２２Ｃ，４６Ａ〜４６Ｃ 加算器、１５，１９Ａ〜１９Ｃ，４３Ａ〜４３Ｃ 減算器、１４，４１ 参照電圧生成回路、１６ 直流電圧制御回路、１７ 正弦波発生回路、１８Ａ〜１８Ｃ 乗算器、２０，４４ 電流制御回路、２３，４７ ＰＷＭ回路、２４，４８ ゲート回路、３１ 発振器、３２Ａ〜３２Ｃ，５１Ａ〜５１Ｃ 搬送波信号発生回路、３３Ａ〜３３Ｃ，５２Ａ〜５２Ｃ 比較器、３４Ａ〜３４Ｃ ゲート信号発生回路、４２ 電圧制御回路、Ｆ１，Ｆ２ フィルタ。

Claims (7)

1. 商用交流電源から供給される第１の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
   直流電力を商用周波数の第２の交流電力に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器と負荷の間に接続された第１のスイッチと、
   前記商用交流電源と前記負荷の間に接続された第２のスイッチと、
   前記第１のスイッチをオンさせるとともに前記第２のスイッチをオフさせ、前記第２の交流電力を前記負荷に供給する第１の給電モードと、前記第１および第２のスイッチをオンさせ、前記第１および第２の交流電力を前記負荷に供給する第２の給電モードと、前記第１のスイッチをオフさせるとともに前記第２のスイッチをオンさせ、前記第１の交流電力を前記負荷に供給する第３の給電モードとのうちのいずれかの給電モードを実行する第１の制御部と、
   前記順変換器および前記逆変換器の各々を制御する第２の制御部とを備え、
   前記第２の制御部は、
   前記順変換器に入力される交流電圧に対応する第１の電圧指令値を生成する第１の電圧指令部と、
   前記逆変換器から出力される交流電圧に対応する第２の電圧指令値を生成する第２の電圧指令部と、
   第１および第２の搬送波信号を生成する信号発生部と、
   前記第１の電圧指令値と前記第１の搬送波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記順変換器を制御するための第１の制御信号を生成する第１の比較部と、
   前記第２の電圧指令値と前記第２の搬送波信号とを比較し、比較結果に基づいて前記逆変換器を制御するための第２の制御信号を生成する第２の比較部とを含み、
   前記信号発生部は、前記第１および第３の給電モード時には、前記第１および第２の搬送波信号の位相差を１８０度にし、前記第２の給電モード時には、前記第１および第２の搬送波信号の位相を一致させる、電源装置。
2. 前記第１および第２の電圧指令値の各々は、商用周波数の正弦波信号であり、
   前記第１および第２の搬送波信号の各々は、前記商用周波数よりも高い周波数の三角波信号を含み、
   前記第１および第２の制御信号の各々は、パルス幅変調制御信号である、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１の制御部は、
   前記逆変換器が正常である場合は前記第１の給電モードを実行し、
   前記逆変換器が故障した場合は、前記第２の給電モードを予め定められた時間だけ実行した後に前記第３の給電モードを実行する、請求項１に記載の電源装置。
4. 商用交流電源から供給される第１の三相交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
   直流電力を商用周波数の第２の三相交流電力に変換する逆変換器と、
   前記逆変換器と負荷の間に接続された第１〜第３のスイッチと、
   前記商用交流電源と前記負荷の間に接続された第４〜第６のスイッチと、
   前記第１〜第３のスイッチをオンさせるとともに前記第４〜第６のスイッチをオフさせ、前記第２の三相交流電力を前記負荷に供給する第１の給電モードと、前記第１〜第６のスイッチをオンさせ、前記第１および第２の三相交流電力を前記負荷に供給する第２の給電モードと、前記第１〜第３のスイッチをオフさせるとともに前記第４〜第６のスイッチをオンさせ、前記第１の三相交流電力を前記負荷に供給する第３の給電モードとのうちのいずれかの給電モードを実行する第１の制御部と、
   前記順変換器および前記逆変換器の各々を制御する第２の制御部とを備え、
   前記第２の制御部は、
   前記順変換器に入力される三相交流電圧にそれぞれ対応する第１〜第３の電圧指令値を生成する第１の電圧指令部と、
   前記逆変換器から出力される三相交流電圧にそれぞれ対応する第４〜第６の電圧指令値を生成する第２の電圧指令部と、
   第１〜第６の搬送波信号を生成する信号発生部と、
   前記第１〜第３の電圧指令値と前記第１〜第３の搬送波信号とをそれぞれ比較し、比較結果に基づいて前記順変換器を制御するための第１〜第３の制御信号を生成する第１の比較部と、
   前記第４〜第６の電圧指令値と前記第４〜第６の搬送波信号とをそれぞれ比較し、比較結果に基づいて前記逆変換器を制御するための第４〜第６の制御信号を生成する第２の比較部とを含み、
   前記信号発生部は、前記第１および第３の給電モード時には、前記第１〜第３の搬送波信号と前記第４〜第６の搬送波信号との位相差をそれぞれ１８０度にし、前記第３の給電モード時には、前記第１〜第３の搬送波信号の位相と前記第４〜第６の搬送波信号の位相とをそれぞれ一致させる、電源装置。
5. 前記第１〜第６の電圧指令値の各々は、商用周波数の正弦波信号であり、
   前記第１〜第６の搬送波信号の各々は、前記商用周波数よりも高い周波数の三角波信号を含み、
   前記第１〜第６の制御信号の各々は、パルス幅変調制御信号である、請求項４に記載の電源装置。
6. 前記第１の制御部は、
   前記逆変換器が正常である場合は前記第１の給電モードを実行し、
   前記逆変換器が故障した場合は、前記第２の給電モードを予め定められた時間だけ実行した後に前記第３の給電モードを実行する、請求項４に記載の電源装置。
7. 前記第１および第２の搬送波信号の位相は互いに１８０度異なり、
   前記第１および第３の搬送波信号の位相は同じであり、
   前記第４および第５の搬送波信号の位相は互いに１８０度異なり、
   前記第４および第６の搬送波信号の位相は同じである、請求項４に記載の電源装置。