KR102343983B1 - 전원 장치 - Google Patents

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도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
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Abstract

이 무정전 전원 장치에서는, 인버터 급전 모드 및 바이패스 급전 모드 때에는, 컨버터(1)용의 제 1 내지 제 3 반송파 신호(CS1~CS3)와 인버터(2)용의 제 4 내지 제 6 반송파 신호(CS4~CS6)의 위상차를 각각 180도로 하고, 오버랩 급전 모드 때에는, 제 1 내지 제 3 반송파 신호와 제 4 내지 제 6 반송파 신호의 위상차를 각각 0도로 한다. 따라서, 영상 전류(I01, I02) 및 순환 전류(ICL)를 저감할 수 있다.

Description

전원 장치
본 발명은 전원 장치에 관한 것이고, 특히, 순(順) 변환기와 역(逆) 변환기를 구비한 전원 장치에 관한 것이다.
예컨대 국제 공개 제 2013/145248호 명세서(특허문헌 1)에는, 상용 교류 전원으로부터의 제 1 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 순 변환기와, 직류 전력을 제 2 교류 전력으로 변환하여 부하에 공급하는 역 변환기와, 순 변환기의 입력 전압에 대응하는 제 1 전압 지령치와 제 1 반송파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 순 변환기를 제어하기 위한 제 1 제어 신호를 생성하는 제 1 비교부와, 역 변환기의 출력 전압에 대응하는 제 2 전압 지령치와 제 2 반송파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 역 변환기를 제어하기 위한 제 2 제어 신호를 생성하는 제 2 비교부를 구비하는 전원 장치가 개시되어 있다.
이 전원 장치에서는, 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상차가 180도로 설정되어 있다. 따라서, 순 변환기로부터 접지 라인에 흐르는 제 1 영상 전류(zero-phase current)(도 14 참조)의 극성과 역 변환기로부터 접지 라인에 흐르는 제 2 영상 전류(도 14 참조)의 극성을 역으로 할 수 있고, 전원 장치로부터 발생하는 영상의 고조파 성분을 저감할 수 있다.
또한, 예컨대 국제 공개 제 2011/036767호 명세서(특허문헌 2)에는, 상용 교류 전원으로부터의 제 1 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 순 변환기와, 직류 전력을 제 2 교류 전력으로 변환하는 역 변환기와, 역 변환기와 부하의 사이에 접속된 제 1 스위치와, 교류 전원과 부하의 사이에 접속된 제 2 스위치를 구비하는 전원 장치가 개시되어 있다.
이 전원 장치에서는, 제 1 스위치를 온(on)으로 함과 아울러 제 2 스위치를 오프(off)로 하고, 제 2 교류 전력을 부하에 공급하는 제 1 급전 모드와, 제 1 및 제 2 스위치를 온으로 하고, 제 1 및 제 2 교류 전력을 부하에 공급하는 제 2 급전 모드와, 제 1 스위치를 오프로 함과 아울러 제 2 스위치를 온으로 하고, 제 1 교류 전력을 부하에 공급하는 제 3 급전 모드 중 어느 하나의 급전 모드가 실행된다.
특허문헌 1 : 국제 공개 제 2013/145248호 명세서 특허문헌 2 : 국제 공개 제 2011/036767호 명세서
그러나, 특허문헌 1의 기술을 특허문헌 2의 전원 장치에 적용하면, 제 2 급전 모드 때에, 역 변환기의 출력 노드로부터 제 1 스위치, 제 2 스위치, 및 순 변환기를 거쳐서 역 변환기의 입력 노드에 이르는 경로에 순환 전류가 흘러, 배선 등이 발열할 우려가 있었다(도 18 참조).
그러므로, 본 발명의 주된 목적은, 영상의 고조파 성분을 저감하고, 또한 순환 전류를 저감하는 것이 가능한 전원 장치를 제공하는 것이다.
본 발명과 관련되는 전원 장치는, 상용 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 순 변환기와, 직류 전력을 상용 주파수의 제 2 교류 전력으로 변환하는 역 변환기와, 역 변환기와 부하의 사이에 접속된 제 1 스위치와, 상용 교류 전원과 부하의 사이에 접속된 제 2 스위치와, 제 1 급전 모드, 제 2 급전 모드 및 제 3 급전 모드 중 어느 하나의 급전 모드를 실행하는 제 1 제어부와, 순 변환기 및 역 변환기의 각각을 제어하는 제 2 제어부를 구비한 것이다. 제 1 급전 모드에서는, 제 1 스위치를 온으로 함과 아울러 제 2 스위치를 오프로 하고, 제 2 교류 전력을 부하에 공급한다. 제 2 급전 모드에서는, 제 1 및 제 2 스위치를 온으로 하고, 제 1 및 제 2 교류 전력을 부하에 공급한다. 제 3 급전 모드에서는, 제 1 스위치를 오프로 함과 아울러 제 2 스위치를 온으로 하고, 제 1 교류 전력을 부하에 공급한다. 제 2 제어부는, 제 1 전압 지령부와, 제 2 전압 지령부와, 신호 발생부와, 제 1 비교부와, 제 2 비교부를 포함한다. 제 1 전압 지령부는, 순 변환기에 입력되는 교류 전압에 대응하는 제 1 전압 지령치를 생성한다. 제 2 전압 지령부는, 역 변환기로부터 출력되는 교류 전압에 대응하는 제 2 전압 지령치를 생성한다. 신호 발생부는, 제 1 및 제 2 반송파 신호를 생성한다. 제 1 비교부는, 제 1 전압 지령치와 제 1 반송파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 순 변환기를 제어하기 위한 제 1 제어 신호를 생성한다. 제 2 비교부는, 제 2 전압 지령치와 제 2 반송파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 역 변환기를 제어하기 위한 제 2 제어 신호를 생성한다. 신호 발생부는, 제 1 및 제 3 급전 모드 때에는, 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상차를 180도로 하고, 제 2 급전 모드 때에는, 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상을 일치시킨다.
본 발명과 관련되는 전원 장치에서는, 제 1 및 제 3 급전 모드 때에는, 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상차를 180도로 하므로, 전원 장치로부터 발생하는 영상의 고조파 성분을 저감할 수 있다. 또한, 제 2 급전 모드 때에는, 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상을 일치시키므로, 순환 전류를 저감할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시의 형태에 따른 무정전 전원 장치의 구성을 나타내는 회로 블록도이다.
도 2는 도 1에 나타낸 스위치 S1~S6의 동작을 예시하는 타임 차트이다.
도 3은 도 1에 나타낸 스위치 S1~S6의 동작을 예시하는 다른 타임 차트이다.
도 4는 도 1에 나타낸 컨버터 및 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 5는 도 1에 나타낸 제어 장치 중 컨버터의 제어에 관련되는 부분의 구성을 나타내는 회로 블록도이다.
도 6은 도 5에 나타낸 PWM 회로 및 게이트 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 7은 도 1에 나타낸 제어 장치 중 인버터의 제어에 관련되는 부분의 구성을 나타내는 회로 블록도이다.
도 8은 도 7에 나타낸 PWM 회로 및 게이트 회로의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 9는 도 6 및 도 8에 나타낸 반송파 신호 CS1~CS6의 위상차를 나타내는 도면이다.
도 10은 실시의 형태의 비교예 1에 따른 인버터(2)의 제어 방법을 나타내는 파형도이다.
도 11은 게이트 신호 X1~X3의 값의 조합과 전압 벡터의 대응 관계를 설명하기 위한 도면이다.
도 12는 전압 벡터를 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 비교예 1에 있어서 인버터(2)에서 발생하는 영상 전압을 설명하기 위한 파형도이다.
도 14는 비교예 1에 있어서 무정전 전원 장치에 흐르는 영상 전류를 설명하기 위한 회로 블록도이다.
도 15는 실시의 형태의 비교예 2에 있어서의 반송파 신호 CS1~CS6의 위상차를 나타내는 도면이다.
도 16은 비교예 2에 따른 인버터(2)의 제어 방법을 나타내는 파형도이다.
도 17은 실시의 형태의 비교예 3에 있어서의 반송파 신호 CS1~CS6의 위상차를 나타내는 도면이다.
도 18은 비교예 3의 문제점을 설명하기 위한 회로도이다.
도 1은 본 발명의 일 실시의 형태에 따른 무정전 전원 장치의 구성을 나타내는 회로 블록도이다. 도 1에 있어서, 이 무정전 전원 장치는, 콘덴서 C1~C6, Cp, Cn, 리액터 L1~L6, 전류 검출기 CT1~CT6, 컨버터(1), 직류 양 모선(DC positive bus) Lp, 직류 음 모선(DC negative bus) Ln, 인버터(2), 조작부(3), 및 제어 장치(4)를 구비한다. 이 무정전 전원 장치는, 상용 교류 전원(5)으로부터 상용 주파수의 삼상 교류 전력을 받고, 부하(6)에 상용 주파수의 삼상 교류 전력을 공급한다.
상용 교류 전원(5)은, 삼상 4선식(three-phase four-wire system)이고, 교류 출력 단자(5a~5c) 및 접지 단자(5d)에 각각 삼상 교류 전압 V1~V3 및 접지 전압 VG를 출력한다. 부하(6)는, 삼상 4선식이고, 교류 입력 단자(6a~6c) 및 접지 단자(6d)를 포함한다. 상용 교류 전원(5)의 접지 단자(5d)는, 접지 라인 Lg를 통해서 부하(6)의 접지 단자(6d)에 접속된다.
콘덴서 C1~C3의 한쪽 전극은 상용 교류 전원(5)의 교류 출력 단자(5a~5c)에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 함께 접지 라인 Lg에 접속된다. 리액터 L1~L3의 한쪽 단자는 상용 교류 전원(5)의 교류 출력 단자(5a~5c)에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 컨버터(1)의 3개의 입력 노드에 각각 접속된다.
콘덴서 C1~C3 및 리액터 L1~L3은, 저역 통과 필터를 구성하고, 상용 교류 전원(5)으로부터 컨버터(1)에 상용 주파수의 교류 전류를 흐르게 하고, 컨버터(1)로부터 상용 교류 전원(5)에 스위칭 주파수의 신호가 흐르는 것을 방지한다.
상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전압 V1~V3의 순시값은, 제어 장치(4)에 의해 검출된다. 전류 검출기 CT1~CT3은, 각각 리액터 L1~L3에 흐르는 교류 전류 I1~I3을 검출하고, 검출치를 나타내는 신호를 제어 장치(4)에 준다.
컨버터(1)의 양측(positive-side) 출력 노드는, 직류 양 모선 Lp를 통해서 인버터(2)의 양측 입력 노드에 접속된다. 컨버터(1)의 음측(negative-side) 출력 노드는, 직류 음 모선 Ln을 통해서 인버터(2)의 음측 입력 노드에 접속된다. 콘덴서 Cp, Cn은, 모선 Lp, Ln 사이에 직렬 접속되고, 모선 Lp, Ln 사이의 직류 전압을 평활화시킨다. 콘덴서 Cp, Cn 사이의 노드는, 접지 라인 Lg에 접속된다.
직류 양 모선 Lp 및 직류 음 모선 Ln 사이에, 배터리(7)(전력 저장 장치)가 접속된다. 배터리(7)는, 직류 전력을 저장한다. 배터리(7) 대신에 콘덴서가 접속되어 있더라도 상관없다. 직류 양 모선 Lp의 직류 전압 Ep 및 직류 음 모선 Ln의 직류 전압(-En)은, 제어 장치(4)에 의해 검출된다. 바꾸어 말하면, 콘덴서 Cp의 단자간 전압 Ep 및 콘덴서 Cn의 단자간 전압 En은, 제어 장치(4)에 의해 검출된다.
컨버터(1)는, 제어 장치(4)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(5)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 건전 시(sound state)에는, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 컨버터(1)에 의해 생성된 직류 전력은, 모선 Lp, Ln을 통해서 인버터(2)에 공급됨과 아울러, 배터리(7)에 저장된다.
이때 컨버터(1)는, 모선 Lp, Ln 사이의 직류 전압 E=Ep+En이 소정의 참조 직류 전압 Er이 되도록, 전류를 출력한다. 이것에 의해, 직류 전압 E는 일정하게 유지되고, 직류 전압 Ep, En의 각각은 E/2로 유지된다. 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 컨버터(1)의 운전은 정지된다. 콘덴서 C1~C3, 리액터 L1~L3, 및 컨버터(1)는, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 순 변환기를 구성한다.
인버터(2)는, 제어 장치(4)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(5)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 건전 시에는, 컨버터(1)로부터의 직류 전력을 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환한다. 또한, 인버터(2)는, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 배터리(7)의 직류 전력을 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환한다.
인버터(2)의 3개의 출력 노드는, 리액터 L4~L6의 한쪽 단자에 각각 접속된다. 리액터 L4~L6의 다른 쪽 단자는 스위치 S1~S3의 한쪽 단자에 각각 접속되고, 스위치 S1~S3의 다른 쪽 단자는 부하(6)의 3개의 교류 입력 단자(6a~6c)에 각각 접속된다. 콘덴서 C4~C6의 한쪽 전극은 리액터 L4~L6의 다른 쪽 단자에 각각 접속되고, 콘덴서 C4~C6의 다른 쪽 전극은 함께 접지 라인 Lg에 접속된다.
콘덴서 C4~C6 및 리액터 L4~L6은, 저역 통과 필터를 구성하고, 인버터(2)로부터 부하(6)에 상용 주파수의 교류 전류를 흐르게 하고, 인버터(2)로부터 부하(6)에 스위칭 주파수의 신호가 흐르는 것을 방지한다. 바꾸어 말하면, 콘덴서 C4~C6 및 리액터 L4~L6은, 인버터(2)로부터 출력되는 삼상 구형파 전압을 정현파 형상의 삼상 교류 전압 V4~V6으로 변환한다.
삼상 교류 전압 V4~V6의 순시값은, 제어 장치(4)에 의해 검출된다. 전류 검출기 CT4~CT6은, 각각 리액터 L4~L6에 흐르는 교류 전류 I4~I6을 검출하고, 검출치를 나타내는 신호를 제어 장치(4)에 준다.
스위치 S4~S6의 한쪽 단자는 상용 교류 전원(5)의 교류 출력 단자(5a~5c)에 각각 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 부하(6)의 교류 입력 단자(6a~6c)에 각각 접속된다. 스위치 S1~S6은, 제어 장치(4)에 의해 제어된다.
인버터(2)에 의해 생성되는 삼상 교류 전력을 부하(6)에 공급하는 인버터 급전 모드(제 1 급전 모드) 때에는, 스위치 S1~S3이 온이 됨과 아울러, 스위치 S4~S6이 오프가 된다. 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력을 부하(6)에 공급하는 바이패스 급전 모드(제 3 급전 모드) 때에는, 스위치 S1~S3이 오프가 됨과 아울러, 스위치 S4~S6이 온이 된다. 인버터(2) 및 상용 교류 전원(5)의 양쪽으로부터의 삼상 교류 전력을 부하(6)에 공급하는 오버랩 급전 모드(제 2 급전 모드) 때에는, 스위치 S1~S6이 온이 된다.
조작부(3)는, 무정전 전원 장치의 사용자에 의해 조작되는 복수의 버튼, 여러 가지의 정보를 표시하는 화상 표시부 등을 포함한다. 사용자가 조작부(3)를 조작하는 것에 의해, 무정전 전원 장치의 전원을 온 및 오프로 하거나, 자동 운전 모드 및 수동 운전 모드 중 어느 하나의 운전 모드를 선택하거나, 바이패스 급전 모드, 인버터 급전 모드, 및 오버랩 급전 모드 중 어느 하나의 급전 모드를 선택하는 것이 가능하게 되어 있다.
제어 장치(4)는, 조작부(3)로부터의 신호, 교류 입력 전압 V1~V3, 교류 입력 전류 I1~I3, 직류 전압 E, 교류 출력 전류 I4~I6, 및 교류 출력 전압 V4~V6 등에 근거하여 무정전 전원 장치 전체를 제어한다. 즉, 제어 장치(4)는, 교류 입력 전압 V1~V3의 검출치에 근거하여 정전이 발생했는지 여부를 검출한다.
제어 장치(4)는, 상용 교류 전원(5)으로부터 삼상 교류 전력이 공급되고 있는 건전 시에는, 인버터 급전 모드를 선택하고, 스위치 S1~S3을 온으로 함과 아울러, 스위치 S4~S6을 오프로 한다. 이것에 의해, 컨버터(1)에서 생성된 직류 전력이 인버터(2)에 의해 삼상 교류 전력으로 변환되고, 그 삼상 교류 전력이 스위치 S1~S3을 거쳐서 부하(6)에 공급된다.
제어 장치(4)는, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 컨버터(1)의 운전을 정지시킨다. 이것에 의해, 배터리(7)의 직류 전력이 인버터(2)에 의해 삼상 교류 전력으로 변환되고, 그 삼상 교류 전력이 스위치 S1~S3을 거쳐서 부하(6)에 공급된다. 배터리(7)의 단자간 전압 E가 방전 종지 전압으로 저하한 경우는, 제어 장치(4)는, 인버터(2)의 운전을 더 정지시키고, 스위치 S1~S3을 오프로 한다.
상용 교류 전원(5)의 건전 시에 있어서 인버터(2)가 고장이 난 경우에는, 제어 장치(4)는, 오버랩 급전 모드를 선택하고, 스위치 S1~S3을 온 상태로 유지하면서, 스위치 S4~S6을 온으로 한다. 이것에 의해, 인버터(2) 및 상용 교류 전원(5)의 양쪽으로부터 삼상 교류 전력이 부하(6)에 공급된다. 소정 시간의 경과 후에 제어 장치(4)는, 바이패스 급전 모드를 선택하고, 스위치 S4~S6을 온 상태로 유지하면서, 스위치 S1~S3을 오프로 한다. 이것에 의해, 상용 교류 전원(5)으로부터만 부하(6)에 삼상 교류 전력이 공급된다.
도 2(a)~(c)는 스위치 S1~S6의 동작을 예시하는 타임 차트이다. 특히, 도 2(a)는 스위치 S1~S3의 동작을 나타내고, 도 2(b)는 스위치 S4~S6의 동작을 나타내고, 도 2(c)는 오버랩 신호 OL을 나타내고 있다. 오버랩 신호 OL은, 제어 장치(4)에 의해 생성되는 신호이고, 오버랩 급전 모드 때에 활성화 레벨인 "H" 레벨이 된다.
초기 상태(시각 t0)에서는, 상용 교류 전원(5)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고, 제어 장치(4)에 의해 인버터 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 온이 되고, 스위치 S4~S6이 오프가 되고, 오버랩 신호 OL이 비활성화 레벨인 "L" 레벨이 되어 있는 것으로 한다.
어느 시각 t1에 인버터(2)가 고장이 나면, 제어 장치(4)에 의해 오버랩 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 온 상태로 유지되고, 스위치 S4~S6이 온이 되고, 오버랩 신호 OL이 활성화 레벨인 "H" 레벨로 상승된다.
시각 t1로부터 소정 시간 T 경과 후의 시각 t2에 있어서, 제어 장치(4)에 의해 바이패스 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 오프가 되고, 스위치 S4~S6이 온 상태로 유지되고, 오버랩 신호 OL이 비활성화 레벨인 "L" 레벨로 하강된다.
도 3(a)~(c)는 스위치 S1~S6의 동작을 예시하는 다른 타임 차트이다. 특히, 도 3(a)는 스위치 S1~S3의 동작을 나타내고, 도 3(b)는 스위치 S4~S6의 동작을 나타내고, 도 3(c)는 오버랩 신호 OL을 나타내고 있다.
초기 상태(시각 t0)에서는, 조작부(3)로부터의 신호에 의해 바이패스 급전 모드의 실행이 지시되고, 제어 장치(4)에 의해 스위치 S1~S3이 오프가 되고, 스위치 S4~S6이 온이 되고, 오버랩 신호 OL이 비활성화 레벨인 "L" 레벨이 되어 있는 것으로 한다.
어느 시각 t1에, 조작부(3)로부터의 신호에 의해 인버터 급전 모드로의 이행이 지시되면, 제어 장치(4)에 의해 오버랩 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 온 상태로 유지되고, 스위치 S4~S6이 온이 되고, 오버랩 신호 OL이 활성화 레벨인 "H" 레벨로 상승된다.
시각 t1로부터 소정 시간 T 경과 후의 시각 t2에 있어서, 제어 장치(4)에 의해 인버터 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 온 상태로 유지되고, 스위치 S4~S6이 오프가 되고, 오버랩 신호 OL이 비활성화 레벨인 "L" 레벨로 하강된다. 오버랩 신호 OL의 사용 방법에 대해서는 후술한다.
도 1로 돌아가서, 제어 장치(4)는, 교류 입력 전압 V1~V3의 위상에 동기하여 컨버터(1) 및 인버터(2)를 제어한다. 즉, 제어 장치(4)는, 상용 교류 전원(5)으로부터 삼상 교류 전력이 공급되고 있는 건전 시에는, 직류 전압 E가 참조 직류 전압 Er이 되도록, 교류 입력 전압 V1~V3에 동기하여 컨버터(1)를 제어하고, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 정전 시에는, 컨버터(1)의 운전을 정지시킨다. 제어 장치(4)는, 교류 출력 전압 V4~V6이 각각 참조 교류 전압 V4r~V6r이 되도록, 교류 입력 전압 V1~V3에 동기하여 인버터(2)를 제어한다.
여기서, 이 무정전 전원 장치의 기본적인 동작에 대하여 설명한다. 상용 교류 전원(5)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 건전 시에는, 인버터 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 온이 됨과 아울러 스위치 S4~S6이 오프가 된다. 상용 교류 전원(5)으로부터 공급되는 삼상 교류 전력은, 컨버터(1)에 의해 직류 전력으로 변환된다. 컨버터(1)에 의해 생성된 직류 전력은, 배터리(7)에 저장됨과 아울러, 인버터(2)에 의해 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환되어 부하(6)에 공급된다.
상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지되면, 즉 정전이 발생하면, 컨버터(1)의 운전이 정지되고, 배터리(7)의 직류 전력이 인버터(2)에 의해 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환되어 부하(6)에 공급된다. 따라서, 배터리(7)에 직류 전력이 저장되어 있는 기간은, 부하(6)의 운전을 계속할 수 있다.
인버터 급전 모드 때에 있어서 인버터(2)가 고장이 난 경우에는, 오버랩 급전 모드가 선택되고, 스위치 S1~S3이 온 상태로 유지됨과 아울러 스위치 S4~S6이 온이 된다. 이것에 의해, 상용 교류 전원(5) 및 인버터(2)의 양쪽으로부터 부하(6)에 삼상 교류 전력이 공급된다.
인버터(2)가 고장이 나고 나서 소정 시간 T의 경과 후에 바이패스 급전 모드가 선택되고, 스위치 S4~S6이 온 상태로 유지됨과 아울러 스위치 S1~S3이 오프가 된다. 이것에 의해, 상용 교류 전원(5)으로부터 부하(6)에 삼상 교류 전력이 공급되고, 부하(6)의 운전이 계속된다.
다음으로, 본원의 특징이 되는 컨버터(1) 및 인버터(2)의 제어 방법에 대하여 상세하게 설명한다. 도 4는 컨버터(1) 및 인버터(2)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 4에 있어서, 컨버터(1)는, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) Q1~Q6 및 다이오드 D1~D6을 포함한다. IGBT는, 스위칭 소자를 구성한다. IGBT Q1~Q3의 콜렉터는 함께 직류 양 모선 Lp에 접속되고, 그들의 이미터는 각각 입력 노드(1a, 1b, 1c)에 접속된다.
입력 노드(1a, 1b, 1c)는, 각각 리액터 L1~L3(도 1)의 다른 쪽 단자에 접속된다. IGBT Q4~Q6의 콜렉터는 각각 입력 노드(1a, 1b, 1c)에 접속되고, 그들의 이미터는 함께 직류 음 모선 Ln에 접속된다. 다이오드 D1~D6은, 각각 IGBT Q1~Q6에 역 병렬로 접속된다.
IGBT Q1, Q4는 각각 게이트 신호 A1, B1에 의해 제어되고, IGBT Q2, Q5는 각각 게이트 신호 A2, B2에 의해 제어되고, IGBT Q3, Q6은 각각 게이트 신호 A3, B3에 의해 제어된다. 게이트 신호 B1, B2, B3은, 각각 게이트 신호 A1, A2, A3의 반전 신호이다.
IGBT Q1~Q3은, 각각 게이트 신호 A1, A2, A3이 "H" 레벨이 된 경우에 온이 되고, 각각 게이트 신호 A1, A2, A3이 "L" 레벨이 된 경우에 오프가 된다. IGBT Q4~Q6은, 각각 게이트 신호 B1, B2, B3이 "H" 레벨이 된 경우에 온이 되고, 각각 게이트 신호 B1, B2, B3이 "L" 레벨이 된 경우에 오프가 된다.
게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3의 각각은, 펄스 신호 열이고, PWM(Pulse Width Modulation) 신호이다. 게이트 신호 A1, B1의 위상과 게이트 신호 A2, B2의 위상과 게이트 신호 A3, B3의 위상은, 기본적으로는 120도씩 어긋나 있다. 게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3은, 제어 장치(4)에 의해 생성된다. 게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3의 생성 방법에 대해서는 후술한다.
예컨대, 교류 입력 전압 V1의 레벨이 교류 입력 전압 V2의 레벨보다 높은 경우는, IGBT Q1, Q5가 온이 되고, 입력 노드(1a)로부터 IGBT Q1, 직류 양 모선 Lp, 콘덴서 Cp, Cn, 직류 음 모선 Ln, 및 IGBT Q5를 거쳐서 입력 노드(1b)에 전류가 흐르고, 콘덴서 Cp, Cn이 충전된다.
반대로, 교류 입력 전압 V2의 레벨이 교류 입력 전압 V1의 레벨보다 높은 경우는, IGBT Q2, Q4가 온이 되고, 입력 노드(1b)로부터 IGBT Q2, 직류 양 모선 Lp, 콘덴서 Cp, Cn, 직류 음 모선 Ln, 및 IGBT Q4를 거쳐서 입력 노드(1a)에 전류가 흐르고, 콘덴서 Cp, Cn이 충전된다. 다른 경우도 마찬가지이다.
게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3에 의해 IGBT Q1~Q6의 각각을 소정의 타이밍에 온 및 오프로 함과 아울러, IGBT Q1~Q6의 각각의 온 시간을 조정하는 것에 의해, 입력 노드(1a~1c)에 주어진 삼상 교류 전압을 직류 전압 E(콘덴서 Cp, Cn의 단자간 전압)로 변환하는 것이 가능하게 되어 있다.
인버터(2)는, IGBT Q11~Q16 및 다이오드 D11~D16을 포함한다. IGBT는, 스위칭 소자를 구성한다. IGBT Q11~Q13의 콜렉터는 함께 직류 양 모선 Lp에 접속되고, 그들의 이미터는 각각 출력 노드(2a, 2b, 2c)에 접속된다. 출력 노드(2a, 2b, 2c)는, 각각 리액터 L4~L6(도 1)의 한쪽 단자에 접속된다. IGBT Q14~Q16의 콜렉터는 각각 출력 노드(2a, 2b, 2c)에 접속되고, 그들의 이미터는 함께 직류 음 모선 Ln에 접속된다. 다이오드 D11~D16은, 각각 IGBT Q11~Q16에 역 병렬로 접속된다.
IGBT Q11, Q14는 각각 게이트 신호 X1, Y1에 의해 제어되고, IGBT Q12, Q15는 각각 게이트 신호 X2, Y2에 의해 제어되고, IGBT Q13, Q16은 각각 게이트 신호 X3, Y3에 의해 제어된다. 게이트 신호 Y1, Y2, Y3은, 각각 게이트 신호 X1, X2, X3의 반전 신호이다.
IGBT Q11~Q13은, 각각 게이트 신호 X1, X2, X3이 "H" 레벨이 된 경우에 온이 되고, 각각 게이트 신호 X1, X2, X3이 "L" 레벨이 된 경우에 오프가 된다. IGBT Q14~Q16은, 각각 게이트 신호 Y1, Y2, Y3이 "H" 레벨이 된 경우에 온이 되고, 각각 게이트 신호 Y1, Y2, Y3이 "L" 레벨이 된 경우에 오프가 된다.
게이트 신호 X1, Y1, X2, Y2, X3, Y3의 각각은, 펄스 신호 열이고, PWM 신호이다. 게이트 신호 X1, Y1의 위상과 게이트 신호 X2, Y2의 위상과 게이트 신호 X3, Y3의 위상은, 기본적으로는 120도씩 어긋나 있다. 게이트 신호 X1, Y1, X2, Y2, X3, Y3은, 제어 장치(4)에 의해 생성된다.
예컨대, IGBT Q11, Q15가 온이 되면, 직류 양 모선 Lp가 IGBT Q11을 거쳐서 출력 노드(2a)에 접속됨과 아울러, 출력 노드(2b)가 IGBT Q15를 거쳐서 직류 음 모선 Ln에 접속되고, 출력 노드(2a, 2b) 사이에 양전압이 출력된다.
또한, IGBT Q12, Q14가 온이 되면, 직류 양 모선 Lp가 IGBT Q12를 거쳐서 출력 노드(2b)에 접속됨과 아울러, 출력 노드(2a)가 IGBT Q14를 거쳐서 직류 음 모선 Ln에 접속되고, 출력 노드(2a, 2b) 사이에 음전압이 출력된다.
게이트 신호 X1, Y1, X2, Y2, X3, Y3에 의해 IGBT Q11~Q16의 각각을 소정의 타이밍에 온 및 오프로 함과 아울러, IGBT Q11~Q16의 각각의 온 시간을 조정하는 것에 의해, 모선 Lp, Ln 사이의 직류 전압 E를 삼상 교류 전압 V4~V6으로 변환하는 것이 가능하게 되어 있다.
도 5는 제어 장치(4)(도 1) 중 컨버터(1)의 제어에 관련되는 부분을 나타내는 회로 블록도이다. 도 5에 있어서, 제어 장치(4)는, 전압 검출기(11, 12), 가산기(13, 22A~22C), 감산기(15, 19A~19C), 참조 전압 생성 회로(14), 직류 전압 제어 회로(16), 정현파 발생 회로(17), 승산기(18A~18C), 전류 제어 회로(20), PWM 회로(23), 및 게이트 회로(24)를 포함한다.
전압 검출기(11)는, 콘덴서 Cp(도 1)의 단자간 전압 Ep를 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 출력한다. 전압 검출기(12)는, 콘덴서 Cn(도 1)의 단자간 전압 En을 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 출력한다. 가산기(13)는, 전압 검출기(11, 12)의 출력 신호를 가산하고, 콘덴서 Cp, Cn의 단자간 전압의 합의 전압 E=Ep+En을 나타내는 신호를 출력한다.
참조 전압 생성 회로(14)는, 직류 전압 E의 목표치인 참조 직류 전압 Er을 나타내는 신호를 출력한다. 감산기(15)는, 참조 전압 생성 회로(14)의 출력 신호로부터 가산기(13)의 출력 신호를 감산하고, 참조 직류 전압 Er과 직류 전압 E의 편차 ΔE=Er-E를 나타내는 신호를 출력한다.
직류 전압 제어 회로(16)는, 편차 ΔE=Er-E가 0이 되도록 컨버터(1)의 교류 입력 전류 I1~I3을 제어하기 위한 전류 지령치 Ic를 산출한다. 직류 전압 제어 회로(16)는, 예컨대 편차 ΔE=Er-E를 비례 연산 또는 비례 적분 연산하는 것에 의해 전류 지령치 Ic를 산출한다.
정현파 발생 회로(17)는, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전압 V1~V3과 동상의 삼상 정현파 신호를 생성한다. 승산기(18A~18C)는, 각각 삼상 정현파 신호에 전류 지령치 Ic를 승산하여, 삼상 전류 지령치 I1c~I3c를 생성한다.
감산기(19A)는, 전류 지령치 I1c와 전류 검출기 CT1에 의해 검출된 교류 전류 I1의 편차 ΔI1=I1c-I1을 산출한다. 감산기(19B)는, 전류 지령치 I2c와 전류 검출기 CT2에 의해 검출된 교류 전류 I2의 편차 ΔI2=I2c-I2를 산출한다. 감산기(19C)는, 전류 지령치 I3c와 전류 검출기 CT3에 의해 검출된 교류 전류 I3의 편차 ΔI3=I3c-I3을 산출한다.
전류 제어 회로(20)는, 편차 ΔI1, ΔI2, ΔI3의 각각이 0이 되도록 전압 지령치 V1a, V2a, V3a를 생성한다. 전류 제어 회로(20)는, 예컨대 편차 ΔI1, ΔI2, ΔI3을 비례 제어 또는 비례 적분 제어에 따라 증폭하는 것에 의해 전압 지령치 V1a, V2a, V3a를 생성한다. 전압 검출기(21)는, 상용 교류 전원(5)으로부터의 삼상 교류 전압 V1~V3의 순시값을 검출하고, 그들의 검출치를 나타내는 신호를 출력한다.
가산기(22A)는, 전압 지령치 V1a와 전압 검출기(21)에 의해 검출된 교류 전압 V1을 가산하여 전압 지령치 V1c를 생성한다. 가산기(22B)는, 전압 지령치 V2a와 전압 검출기(21)에 의해 검출된 교류 전압 V2를 가산하여 전압 지령치 V2c를 생성한다. 가산기(22C)는, 전압 지령치 V3a와 전압 검출기(21)에 의해 검출된 교류 전압 V3을 가산하여 전압 지령치 V3c를 생성한다.
PWM 회로(23)는, 전압 지령치 V1c~V3c에 근거하여, 컨버터(1)를 제어하기 위한 PWM 제어 신호 φ1~φ3을 생성한다. 게이트 회로(24)는, PWM 제어 신호 φ1~φ3에 근거하여 게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3(도 4)을 생성한다.
도 6은 PWM 회로(23) 및 게이트 회로(24)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 6에 있어서, PWM 회로(23)는, 발진기(31), 반송파 신호 발생 회로(32A~32C), 및 비교기(33A~33C)를 포함한다. 발진기(31)는, 상용 주파수(예컨대, 60㎐)보다 충분히 높은 일정 주파수(예컨대, 1㎑~10㎑)의 클록 신호 CLK를 생성한다. 반송파 신호 발생 회로(32A~32C)는, 오버랩 신호 OL에 의해 제어되고, 클록 신호 CLK에 동기하여 반송파 신호 CS1~CS3을 각각 생성한다.
즉, 반송파 신호 발생 회로(32A)는, 오버랩 신호 OL이 "L" 레벨인 경우에는, 클록 신호 CLK를 삼각파 신호 TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 TS를 반송파 신호 CS1로서 출력하고, 오버랩 신호 OL이 "H" 레벨인 경우에는, 클록 신호 CLK의 반전 신호 /CLK를 삼각파 신호 /TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 /TS를 반송파 신호 CS1로서 출력한다. 삼각파 신호 /TS는, 삼각파 신호 TS의 반전 신호이다. 따라서, 삼각파 신호 TS와 삼각파 신호 /TS의 위상은 180도 어긋나 있다.
반송파 신호 발생 회로(32B)는, 오버랩 신호 OL이 "L" 레벨인 경우에는, 클록 신호 CLK의 반전 신호 /CLK를 삼각파 신호 /TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 /TS를 반송파 신호 CS2로서 출력하고, 오버랩 신호 OL이 "H" 레벨인 경우에는, 클록 신호 CLK를 삼각파 신호 TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 TS를 반송파 신호 CS2로서 출력한다. 따라서, 반송파 신호 CS1과 반송파 신호 CS2의 위상은 180도 어긋나 있다.
반송파 신호 발생 회로(32C)는, 반송파 신호 발생 회로(32A)와 마찬가지로, 오버랩 신호 OL이 "L" 레벨인 경우에는, 클록 신호 CLK를 삼각파 신호 TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 TS를 반송파 신호 CS3으로서 출력하고, 오버랩 신호 OL이 "H" 레벨인 경우에는, 클록 신호 CLK의 반전 신호 /CLK를 삼각파 신호 /TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 /TS를 반송파 신호 CS3으로서 출력한다. 따라서, 반송파 신호 CS1과 반송파 신호 CS3의 위상은 동일하고, 반송파 신호 CS1과 반송파 신호 CS2의 위상은 180도 어긋나 있다. 이와 같이 반송파 신호 CS1~CS3의 위상차를 설정한 이유에 대해서는, 후술한다.
비교기(33A)는, 전압 지령치 V1c와 반송파 신호 CS1의 고저를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 PWM 제어 신호 φ1을 생성한다. V1c>CS1인 경우에는 PWM 제어 신호 φ1은 "H" 레벨이 되고, V1c<CS1인 경우에는 PWM 제어 신호 φ1은 "L" 레벨이 된다.
비교기(33B)는, 전압 지령치 V2c와 반송파 신호 CS2의 고저를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 PWM 제어 신호 φ2를 생성한다. V2c>CS2인 경우에는 PWM 제어 신호 φ2는 "H" 레벨이 되고, V2c<CS2인 경우에는 PWM 제어 신호 φ2는 "L" 레벨이 된다.
비교기(33C)는, 전압 지령치 V3c와 반송파 신호 CS3의 고저를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 PWM 제어 신호 φ3을 생성한다. V3c>CS3인 경우에는 PWM 제어 신호 φ3은 "H" 레벨이 되고, V3c<CS3인 경우에는 PWM 제어 신호 φ3은 "L" 레벨이 된다.
게이트 회로(24)는, 게이트 신호 발생 회로(34A~34C)를 포함한다. 게이트 신호 발생 회로(34A)는, PWM 제어 신호 φ1과 동위상의 구형파 신호인 게이트 신호 A1과, 게이트 신호 A1의 반전 신호인 게이트 신호 B1을 생성한다. 게이트 신호 발생 회로(34B)는, PWM 제어 신호 φ2와 동위상의 구형파 신호인 게이트 신호 A2와, 게이트 신호 A2의 반전 신호인 게이트 신호 B2를 생성한다. 게이트 신호 발생 회로(34C)는, PWM 제어 신호 φ3과 동위상의 구형파 신호인 게이트 신호 A3과, 게이트 신호 A3의 반전 신호인 게이트 신호 B3을 생성한다.
도 7은 제어 장치(4)(도 1) 중 인버터(2)의 제어에 관련되는 부분을 나타내는 회로 블록도이다. 도 7에 있어서, 제어 장치(4)는, 참조 전압 생성 회로(41), 전압 제어 회로(42), 감산기(43A~43C), 전류 제어 회로(44), 전압 검출기(45), 가산기(46A~46C), PWM 회로(47), 및 게이트 회로(48)를 포함한다.
참조 전압 생성 회로(41)는, 삼상의 참조 교류 전압 V4r, V5r, V6r을 생성한다. 참조 교류 전압 V4r, V5r, V6r의 각각은, 상용 주파수의 정현파 신호이다. 전압 제어 회로(42)는, 참조 전압 생성 회로(41)로부터의 참조 교류 전압 V4r, V5r, V6r에 근거하여, 삼상의 전류 지령치 I4c, I5c, I6c를 생성한다.
감산기(43A)는, 전류 지령치 I4c와 전류 검출기 CT4에 의해 검출된 교류 전류 I4의 편차 ΔI4=I4c-I4를 산출한다. 감산기(43B)는, 전류 지령치 I5c와 전류 검출기 CT5에 의해 검출된 교류 전류 I5의 편차 ΔI5=I5c-I5를 산출한다. 감산기(43C)는, 전류 지령치 I6c와 전류 검출기 CT6에 의해 검출된 교류 전류 I6의 편차 ΔI6=I6c-I6을 산출한다.
전류 제어 회로(44)는, 편차 ΔI4, ΔI5, ΔI6의 각각이 0이 되도록 전압 지령치 V4a, V5a, V6a를 생성한다. 전류 제어 회로(44)는, 예컨대 편차 ΔI4, ΔI5, ΔI6을 비례 제어 또는 비례 적분 제어에 따라 증폭하는 것에 의해 전압 지령치 V4a, V5a, V6a를 생성한다. 전압 검출기(45)는, 인버터(2)로부터의 삼상 교류 전압 V4~V6의 순시값을 검출하고, 그들의 검출치를 나타내는 신호를 출력한다.
가산기(46A)는, 전압 지령치 V4a와 전압 검출기(45)에 의해 검출된 교류 전압 V4를 가산하여 전압 지령치 V4c를 생성한다. 가산기(46B)는, 전압 지령치 V5a와 전압 검출기(45)에 의해 검출된 교류 전압 V5를 가산하여 전압 지령치 V5c를 생성한다. 가산기(46C)는, 전압 지령치 V6a와 전압 검출기(45)에 의해 검출된 교류 전압 V6을 가산하여 전압 지령치 V6c를 생성한다.
PWM 회로(47)는, 전압 지령치 V4c~V6c에 근거하여, 인버터(2)를 제어하기 위한 PWM 제어 신호 φ4~φ6을 생성한다. 게이트 회로(48)는, PWM 제어 신호 φ4~φ6에 근거하여 게이트 신호 X1, Y1, X2, Y2, X3, Y3(도 4)을 생성한다.
도 8은 PWM 회로(47) 및 게이트 회로(48)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 8에 있어서, PWM 회로(47)는, 반송파 신호 발생 회로(51A~51C), 및 비교기(52A~52C)를 포함한다. 반송파 신호 발생 회로(51A~51C)는, 발진기(31)(도 6)로부터의 클록 신호 CLK에 동기하여 반송파 신호 CS4~CS6을 각각 생성한다.
즉, 반송파 신호 발생 회로(51A)는, 클록 신호 CLK의 반전 신호 /CLK를 삼각파 신호 /TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 /TS를 반송파 신호 CS4로서 출력한다. 반송파 신호 발생 회로(51B)는, 클록 신호 CLK를 삼각파 신호 TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 TS를 반송파 신호 CS5로서 출력한다. 반송파 신호 발생 회로(51C)는, 클록 신호 CLK의 반전 신호 /CLK를 삼각파 신호 /TS로 변환하고, 그 삼각파 신호 /TS를 반송파 신호 CS6으로서 출력한다. 따라서, 반송파 신호 CS4와 반송파 신호 CS6의 위상은 동일하고, 반송파 신호 CS4와 반송파 신호 CS5의 위상은 180도 어긋나 있다. 이와 같이 반송파 신호 CS1~CS3의 위상차를 설정한 이유에 대해서는, 후술한다.
비교기(52A)는, 전압 지령치 V4c와 반송파 신호 CS4의 고저를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 PWM 제어 신호 φ4를 생성한다. V4c>CS4인 경우에는 PWM 제어 신호 φ4는 "H" 레벨이 되고, V4c<CS4인 경우에는 PWM 제어 신호 φ4는 "L" 레벨이 된다.
비교기(52B)는, 전압 지령치 V5c와 반송파 신호 CS5의 고저를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 PWM 제어 신호 φ5를 생성한다. V5c>CS5인 경우에는 PWM 제어 신호 φ5는 "H" 레벨이 되고, V5c<CS5인 경우에는 PWM 제어 신호 φ5는 "L" 레벨이 된다.
비교기(52C)는, 전압 지령치 V6c와 반송파 신호 CS6의 고저를 비교하고, 비교 결과를 나타내는 PWM 제어 신호 φ6을 생성한다. V6c>CS6인 경우에는 PWM 제어 신호 φ6은 "H" 레벨이 되고, V6c<CS6인 경우에는 PWM 제어 신호 φ6은 "L" 레벨이 된다.
게이트 회로(48)는, 게이트 신호 발생 회로(53A~53C)를 포함한다. 게이트 신호 발생 회로(53A)는, PWM 제어 신호 φ4와 동위상의 구형파 신호인 게이트 신호 X1과, 게이트 신호 X1의 반전 신호인 게이트 신호 Y1을 생성한다. 게이트 신호 발생 회로(53B)는, PWM 제어 신호 φ5와 동위상의 구형파 신호인 게이트 신호 X2와, 게이트 신호 X2의 반전 신호인 게이트 신호 Y2를 생성한다. 게이트 신호 발생 회로(53C)는, PWM 제어 신호 φ6과 동위상의 구형파 신호인 게이트 신호 X3과, 게이트 신호 X3의 반전 신호인 게이트 신호 Y3을 생성한다.
도 9는 반송파 신호 CS1~CS6의 위상차를 나타내는 도면이다. 도 9에 있어서, 오버랩 신호 OL이 "L" 레벨인 경우(OL=L)에는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3은 각각 삼각파 신호 TS, /TS, TS가 되고, 오버랩 신호 OL이 "H" 레벨인 경우(OL=H)에는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3은 각각 삼각파 신호 /TS, TS, /TS가 된다. 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6은, 오버랩 신호 OL에 관계없이, 각각 삼각파 신호 /TS, TS, /TS가 된다.
OL=L 및 OL=H 중 어느 경우에 있어서도, 반송파 신호 CS1과 CS3의 위상은 동일하고, 반송파 신호 CS1과 CS2의 위상은 180도 어긋나 있다. 즉, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3 중 하나의 반송파 신호의 위상은 또 하나의 반송파 신호의 위상과 동일하고, 나머지 하나의 반송파 신호의 위상과 180도 어긋나 있다. 이것은, 컨버터(1)에서 발생하는 영상 전류를 저감하고, 영상의 고조파 성분을 저감하기 위해서이다.
또한, 반송파 신호 CS4와 CS6의 위상은 동일하고, 반송파 신호 CS4와 CS5의 위상은 180도 어긋나 있다. 즉, 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6 중 하나의 반송파 신호의 위상은 또 하나의 반송파 신호의 위상과 동일하고, 나머지 하나의 반송파 신호의 위상과 180도 어긋나 있다. 이것은, 인버터(2)에서 발생하는 영상 전류를 저감하고, 영상의 고조파 성분을 저감하기 위해서이다.
또한, 오버랩 신호 OL이 "L" 레벨인 경우에는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3의 위상과 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6의 위상은 각각 180도 어긋나 있다. 이것은, 컨버터(1)로부터 리액터 L1~L3, 콘덴서 C1~C3, 및 접지 라인 Lg를 거쳐서 콘덴서 Cp, Cn의 중간 노드에 흐르는 제 1 영상 전류의 극성과, 인버터(2)로부터 리액터 L4~L6, 콘덴서 C4~C6, 및 접지 라인 Lg를 거쳐서 콘덴서 Cp, Cn의 중간 노드에 흐르는 제 2 영상 전류의 극성을 역으로 하고, 제 1 및 제 2 영상 전류를 상쇄하기 위해서이다(도 14 참조). 이것에 의해, 영상의 고조파 성분을 더 저감할 수 있다.
그러나, 스위치 S1~S6이 온이 되는 오버랩 급전 모드 때에도, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3의 위상과 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6의 위상을 각각 180도 어긋나게 하면, 인버터(2), 리액터 L4~L6, 스위치 S1~S3, 스위치 S4~S6, 리액터 L1~L3, 컨버터(1), 콘덴서 Cn, Cp의 경로에 순환 전류가 흐른다(도 18 참조). 그래서, 본 실시의 형태에서는, OL=H의 경우에는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3과 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6의 위상을 일치시키고 있다. 이것에 의해, 오버랩 급전 모드 때에 있어서의 순환 전류를 저감할 수 있다.
[비교예 1]
이 비교예 1에서는, 모든 반송파 신호 CS1~CS6의 파형 및 위상이 일치하고 있다. 여기서는, 파형 및 위상이 일치한 6개의 반송파 신호 CS1~CS6을, 대표적으로 반송파 신호 CS0으로 나타낸다.
도 10(a)~(d)는 실시의 형태의 비교예 1에 따른 인버터(2)의 제어 방법을 나타내는 파형도이다. 특히, 도 10(a)는 전압 지령치 V4c~V6c 및 반송파 신호 CS0을 나타내고, 도 10(b), (c)는 각각 PWM 제어 신호 φ4, φ5를 나타내고, 도 10(d)는 PWM 제어 신호 φ4와 φ5의 차이(φ4-φ5)를 나타내고 있다. 전압 지령치 V4c~V6c의 각각은, 상용 주파수(예컨대 50㎐ 혹은 60㎐)의 정현파 신호이다. 전압 지령치 V4c~V6c의 위상은, 120도씩 어긋나 있다. 반송파 신호 CS0은, 상용 주파수보다 충분히 높은 주파수(예컨대 1㎑~10㎑)의 삼각파 신호이다.
반송파 신호 CS0의 값이 전압 지령치 V4c~V6c의 각각과 비교되고, PWM 제어 신호 φ4~φ6이 생성된다(도 8 참조). PWM 제어 신호 φ4~φ6의 각각은, 반송파 신호 CS0에 동기한 구형파 신호가 된다. 반송파 신호 CS0의 값보다 전압 지령치가 큰 기간에는, 구형파 신호는 "H" 레벨(=1)이 된다. 반송파 신호 CS0의 값보다 전압 지령치가 작은 기간에는, 구형파 신호는 "L" 레벨(=0)이 된다.
PWM 제어 신호 φ4의 레벨 변화에 따라 게이트 신호 X1(도 8)의 레벨이 변화하고, 게이트 신호 X1의 레벨 변화에 따라 인버터(2)의 출력 노드(2a)(도 4)의 전압의 레벨이 변화한다. PWM 제어 신호 φ5의 레벨 변화에 따라 게이트 신호 X2(도 8)의 레벨이 변화하고, 게이트 신호 X2의 레벨 변화에 따라 인버터(2)의 출력 노드(2b)(도 4)의 전압의 레벨이 변화한다. PWM 제어 신호 φ6의 레벨 변화에 따라 게이트 신호 X3(도 8)의 레벨이 변화하고, 게이트 신호 X3의 레벨 변화에 따라 인버터(2)의 출력 노드(2c)(도 4)의 전압의 레벨이 변화한다.
예컨대, PWM 제어 신호 φ4, φ5에 응답하여 인버터(2)의 출력 노드(2a, 2b) 사이에 나타나는 전압의 파형은, 도 10(b)~(d)에 나타내는 바와 같이, PWM 제어 신호 φ4와 φ5의 차이(φ4-φ5)의 파형과 동일하게 된다.
도 11은 게이트 신호 X1~X3의 값의 조합과 전압 벡터의 대응 관계를 설명하기 위한 도면이다. 도 12는 전압 벡터를 설명하기 위한 도면이다. 도 11 및 도 12에 있어서, 게이트 신호 X1~X3(도 4)이 "1"(="H" 레벨)인 경우는, 각각 양측(positive side)의 IGBT Q11, Q12, Q13(도 4)이 온이 됨과 아울러, 각각 음측(negative side)의 IGBT Q14, Q15, Q16이 오프가 된다.
게이트 신호 X1~X3이 "0"(="L" 레벨)인 경우는, 각각 양측의 IGBT Q11, Q12, Q13이 오프가 됨과 아울러, 각각 음측의 IGBT Q14, Q15, Q16이 온이 된다. E(111)은, 게이트 신호 X1~X3이 모두 "1"일 때의 전압 벡터이다. E(000)은, 게이트 신호 X1~X3이 모두 "0"일 때의 전압 벡터이다. 전압 벡터가 E(111) 혹은 E(000)일 때에 영상 성분이 가장 커진다.
도 13(a)~(e)는 비교예 1에 있어서 인버터(2)에서 발생하는 영상 전압 V0을 설명하기 위한 파형도이다. 특히, 도 13(a)는 전압 지령치 V4c~V6c 및 반송파 신호 CS0을 나타내고, 도 13(b)~(d)는 인버터(2)의 출력 노드(2a~2c)(도 4)에 나타나는 전압 V4A~V6A를 나타내고, 도 13(e)는 영상 전압 V0을 나타내고 있다. 영상 전압 V0은, 전압 V4A~V6A의 합이다.
전압 지령치 V4c가 반송파 신호 CS0의 값보다 높은 경우에는, 게이트 신호 X1이 "1"이 되고, V4A=E/2가 된다. 전압 지령치 V4c가 반송파 신호 CS0의 값보다 낮은 경우에는, 게이트 신호 X1이 "0"이 되고, V4A=-E/2가 된다.
전압 지령치 V5c가 반송파 신호 CS0의 값보다 높은 경우에는, 게이트 신호 X2가 "1"이 되고, V5A=E/2가 된다. 전압 지령치 V5c가 반송파 신호 CS0의 값보다 낮은 경우에는, 게이트 신호 X2가 "0"이 되고, V5A=-E/2가 된다.
전압 지령치 V6c가 반송파 신호 CS0의 값보다 높은 경우에는, 게이트 신호 X3이 "1"이 되고, V6A=E/2가 된다. 전압 지령치 V6c가 반송파 신호 CS0의 값보다 낮은 경우에는, 게이트 신호 X3이 "0"이 되고, V6A=-E/2가 된다.
반송파 신호 CS0이 최고치(양의 피크값)일 때에는, 전압 지령치 V4c~V6c는 함께 반송파 신호 CS0보다 낮아진다. 이때의 전압 벡터는 E(000)이고, V4A~V6A는 함께 -E/2가 된다. 영상 전압 V0은, V4A+V5A+V6A이다. 따라서, 전압 벡터가 E(000)일 때에는 V0=-3E/2가 된다.
반송파 신호 CS0이 최저치(음의 피크값)일 때에는, 전압 지령치 V4c~V6c는 함께 반송파 신호 CS0보다 높아진다. 이때의 전압 벡터는 E(111)이고, V4A~V6A는 함께 E/2가 된다. 영상 전압 V0은, V4A+V5A+V6A이다. 따라서, 전압 벡터가 E(111)일 때에는 V0=3E/2가 된다.
도 13(a)~(e)에 나타내어지는 바와 같이, 반송파 신호 CS0이 피크값에 이를 때에 영상 전압 V0의 절대치가 커진다. 도 10(a)~(d)로부터 도 13(a)~(e)에서는, 인버터(2)에서 발생하는 영상 전압 V0에 대하여 설명했지만, 컨버터(1)에서도 동일한 현상이 발생한다.
도 14는 도 1에 나타낸 무정전 전원 장치에 흐르는 영상 전류 I01, I02를 나타내는 회로 블록도이다. 도 14에 있어서, 필터 F1은 리액터 L1~L3 및 콘덴서 C1~C3(도 1)을 포함하고, 필터 F2는 리액터 L4~L6 및 콘덴서 C4~C6(도 1)을 포함한다. 인버터 급전 모드 때에 컨버터(1) 및 인버터(2)가 운전되고, 컨버터(1)의 입력 노드(1a~1c)(도 4)에서 영상 전압이 발생함과 아울러, 인버터(2)의 출력 노드(2a~2c)(도 4)에서 영상 전압이 발생한 것으로 한다.
컨버터(1)의 입력 노드(1a~1c)에서 영상 전압이 발생하면, 컨버터(1)의 입력 노드(1a~1c)로부터 필터 F1, 접지 라인 Lg, 및 중성 라인 Lgn을 거쳐서 중성점 N1(콘덴서 Cp, Cn 사이의 노드)에 이르는 경로에 영상 전류 I01이 흐른다.
또한, 인버터(2)의 출력 노드(2a~2c)에서 영상 전압이 발생하면, 인버터(2)의 출력 노드(2a~2c)로부터 필터 F2, 접지 라인 Lg, 및 중성 라인 Lgn을 거쳐서 중성점 N1(콘덴서 Cp, Cn 사이의 노드)에 이르는 경로에 영상 전류 I02가 흐른다.
따라서, 이 비교예 1에서는, 영상 전류 I01, I02가 크기 때문에, 필터 F1, F2에 있어서의 손실이 커지고, 커먼 모드 노이즈가 커진다.
[비교예 2]
도 15는 실시의 형태의 비교예 2에 있어서의 반송파 신호 CS1~CS6의 위상을 나타내는 도면이다. 도 15에 있어서, 이 비교예 2에서는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1과 CS3의 위상은 일치하고, 반송파 신호 CS1과 CS2의 위상은 180도 어긋나 있다. 또한, 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4와 CS6의 위상은 일치하고, 반송파 신호 CS4와 CS5의 위상은 180도 어긋나 있다. 또한, 반송파 신호 CS1~CS3의 위상과 반송파 신호 CS4~CS6의 위상은 각각 일치하고 있다.
도 16(a)~(e)는 비교예 2에 있어서 인버터(2)에서 발생하는 영상 전압 V0을 설명하기 위한 파형도이고, 도 13(a)~(e)와 대비되는 도면이다. 특히, 도 16(a)는 전압 지령치 V4c~V6c 및 반송파 신호 CS4~CS6을 나타내고, 도 16(b)~(d)는 인버터(2)의 출력 노드(2a~2c)(도 4)에 나타나는 전압 V4A~V6A를 나타내고, 도 16(e)는 영상 전압 V0을 나타내고 있다. 영상 전압 V0은, 전압 V4A~V6A의 합이다.
도 13(a)~(e) 및 도 16(a)~(e)를 비교하면, 1개의 반송파 신호의 위상을 다른 2개의 반송파 신호의 위상에 대하여 반전시키는 것에 의해, 영상 전압 V0이 양의 피크값(+3E/2)에 이르는 빈도가 저하된다. 또한, 영상 전압 V0의 음의 피크값은, -3E/2로부터 -E/2로 변화한다. 이것에 의해, 영상 전압 V0의 시간 평균이 작아진다. 영상 전압 V0이 작아지면, 영상 전류도 작아진다. 도 16(a)~(e)에서는, 인버터(2)에서 발생하는 영상 전압 V0에 대하여 설명했지만, 컨버터(1)에서도 동일한 현상이 발생한다.
따라서, 이 비교예 2에서는, 비교예 1과 비교하여, 영상 전류 I01, I02를 저감할 수 있다. 따라서, 필터 F1, F2에 있어서의 손실을 저감할 수 있고, 커먼 모드 노이즈를 저감할 수 있다.
[비교예 3]
도 17은 실시의 형태의 비교예 3에 있어서의 반송파 신호 CS1~CS6의 위상을 나타내는 도면이고, 도 15와 대비되는 도면이다. 도 17에 있어서, 이 비교예 3에서는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1과 CS3의 위상은 일치하고, 반송파 신호 CS1과 CS2의 위상은 180도 어긋나 있다. 또한, 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4와 CS6의 위상은 일치하고, 반송파 신호 CS4와 CS5의 위상은 180도 어긋나 있다. 또한, 반송파 신호 CS1~CS3의 위상과 반송파 신호 CS4~CS6의 위상은 각각 180도 어긋나 있다.
따라서, 이 비교예 3에서는, 영상 전류 I02(도 14)의 극성이 영상 전류 I01(도 14)의 역 극성이 되므로, 영상 전류 I01과 I02를 상쇄할 수 있다. 따라서, 필터 F1, F2에 있어서의 손실을 저감할 수 있고, 커먼 모드 노이즈를 저감할 수 있다.
도 18은 비교예 3의 문제점을 설명하기 위한 회로도이고, 도 1과 대비되는 도면이다. 도 18에서는, 삼상 중 일상에 대한 회로만이 나타나 있다. 실시의 형태에서는, 오버랩 급전 모드 때에는 스위치 S1~S6이 온이 된다. 도 18에서는, 온 상태의 스위치 S1, S4의 도시가 생략되어 있다.
비교예 3에서는 상시, 반송파 신호 CS1과 CS4의 위상차가 180도가 된다. 그러나, 오버랩 급전 모드 때에도, 반송파 신호 CS1과 CS4의 위상차를 180도로 하면, 도 18에 나타내는 바와 같이, IGBT Q4와 Q11이 동시에 온이 되고, 직류 양 모선 Lp, IGBT Q11, 리액터 L4, 스위치 S1, S4(도시하지 않음), 리액터 L1, IGBT Q4, 직류 음 모선 Ln, 콘덴서 Cn, Cp의 경로에서 공진 현상이 발생하고, 그 경로에 순환 전류 ICL이 흐를 우려가 있다. 또한, 그 순환 전류 ICL에 의해 그 경로의 배선 등이 발열할 우려가 있다.
그래서, 본 실시의 형태에서는, 오버랩 급전 모드 때(OL=H)의 경우에는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3과 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6의 위상을 일치시키고 있다(도 9). 이것에 의해, 오버랩 급전 모드 때에 있어서의 순환 전류 ICL을 저감할 수 있다.
이상과 같이, 본 실시의 형태에서는, 인버터 급전 모드 및 바이패스 급전 모드 때에는, 컨버터(1)용의 반송파 신호 CS1~CS3과 인버터(2)용의 반송파 신호 CS4~CS6의 각각의 위상차를 180도로 하므로, 무정전 전원 장치로부터 발생하는 영상의 고조파 성분을 저감할 수 있다. 또한, 오버랩 급전 모드 때에는, 반송파 신호 CS1~CS3의 위상과 반송파 신호 CS4~CS6의 위상을 각각 일치시키므로, 순환 전류 ICL을 저감할 수 있다.
또, 본 실시의 형태에서는, 본원 발명이 2 레벨의 컨버터(1) 및 인버터(2)를 구비한 무정전 전원 장치에 적용된 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하는 것이 아니고, 본원 발명은 멀티 레벨의 컨버터 및 인버터를 구비한 무정전 전원 장치에도 적용 가능한 것은 말할 필요도 없다.
이번 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이고 제한적인 것이 아니라고 생각되어야 한다. 본 발명은 상기한 설명이 아닌 청구의 범위에 의해 나타내어지고, 청구의 범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
C1~C6, Cp, Cn : 콘덴서
L1~L6 : 리액터
CT1~CT6 : 전류 검출기
1 : 컨버터
Lp : 직류 양 모선
Ln : 직류 음 모선
2 : 인버터
3 : 조작부
4 : 제어 장치
5 : 상용 교류 전원
6 : 부하
7 : 배터리
Q1~Q6, Q11~Q16 : IGBT
D1~D6, D11~D16 : 다이오드
11, 12, 21, 45 : 전압 검출기
13, 22A~22C, 46A~46C : 가산기
15, 19A~19C, 43A~43C : 감산기
14, 41 : 참조 전압 생성 회로
16 : 직류 전압 제어 회로
17 : 정현파 발생 회로
18A~18C : 승산기
20, 44 : 전류 제어 회로
23, 47 : PWM 회로
24, 48 : 게이트 회로
31 : 발진기
32A~32C, 51A~51C : 반송파 신호 발생 회로
33A~33C, 52A~52C : 비교기
34A~34C : 게이트 신호 발생 회로
42 : 전압 제어 회로
F1, F2 : 필터

Claims (7)

  1. 상용 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 순(順) 변환기와,
    직류 전력을 상용 주파수의 제 2 교류 전력으로 변환하는 역(逆) 변환기와,
    상기 역 변환기와 부하의 사이에 접속된 제 1 스위치와,
    상기 상용 교류 전원과 상기 부하의 사이에 접속된 제 2 스위치와,
    상기 제 1 스위치를 온(on)으로 함과 아울러 상기 제 2 스위치를 오프(off)로 하고, 상기 제 2 교류 전력을 상기 부하에 공급하는 제 1 급전 모드와, 상기 제 1 및 제 2 스위치를 온으로 하고, 상기 제 1 및 제 2 교류 전력을 상기 부하에 공급하는 제 2 급전 모드와, 상기 제 1 스위치를 오프로 함과 아울러 상기 제 2 스위치를 온으로 하고, 상기 제 1 교류 전력을 상기 부하에 공급하는 제 3 급전 모드 중 어느 하나의 급전 모드를 실행하는 제 1 제어부와,
    상기 순 변환기 및 상기 역 변환기의 각각을 제어하는 제 2 제어부
    를 구비하고,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 순 변환기에 입력되는 교류 전압에 대응하는 제 1 전압 지령치를 생성하는 제 1 전압 지령부와,
    상기 역 변환기로부터 출력되는 교류 전압에 대응하는 제 2 전압 지령치를 생성하는 제 2 전압 지령부와,
    제 1 및 제 2 반송파 신호를 생성하는 신호 발생부와,
    상기 제 1 전압 지령치와 상기 제 1 반송파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 상기 순 변환기를 제어하기 위한 제 1 제어 신호를 생성하는 제 1 비교부와,
    상기 제 2 전압 지령치와 상기 제 2 반송파 신호를 비교하고, 비교 결과에 근거하여 상기 역 변환기를 제어하기 위한 제 2 제어 신호를 생성하는 제 2 비교부
    를 포함하고,
    상기 신호 발생부는, 상기 제 1 및 제 3 급전 모드 때에는, 상기 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상차를 180도로 하고, 상기 제 2 급전 모드 때에는, 상기 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상을 일치시키는
    전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 전압 지령치의 각각은, 상용 주파수의 정현파 신호이고,
    상기 제 1 및 제 2 반송파 신호의 각각은, 상기 상용 주파수보다 높은 주파수의 삼각파 신호를 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 제어 신호의 각각은, 펄스 폭 변조 제어 신호인
    전원 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 제어부는, 상기 역 변환기가 정상인 경우는 상기 제 1 급전 모드를 실행하고, 상기 역 변환기가 고장이 난 경우는, 상기 제 2 급전 모드를 미리 정해진 시간만큼 실행한 후에 상기 제 3 급전 모드를 실행하는 전원 장치.
  4. 상용 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 순 변환기와,
    직류 전력을 상용 주파수의 제 2 삼상 교류 전력으로 변환하는 역 변환기와,
    상기 역 변환기와 부하의 사이에 접속된 제 1 내지 제 3 스위치와,
    상기 상용 교류 전원과 상기 부하의 사이에 접속된 제 4 내지 제 6 스위치와,
    상기 제 1 내지 제 3 스위치를 온으로 함과 아울러 상기 제 4 내지 제 6 스위치를 오프로 하고, 상기 제 2 삼상 교류 전력을 상기 부하에 공급하는 제 1 급전 모드와, 상기 제 1 내지 제 6 스위치를 온으로 하고, 상기 제 1 및 제 2 삼상 교류 전력을 상기 부하에 공급하는 제 2 급전 모드와, 상기 제 1 내지 제 3 스위치를 오프로 함과 아울러 상기 제 4 내지 제 6 스위치를 온으로 하고, 상기 제 1 삼상 교류 전력을 상기 부하에 공급하는 제 3 급전 모드 중 어느 하나의 급전 모드를 실행하는 제 1 제어부와,
    상기 순 변환기 및 상기 역 변환기의 각각을 제어하는 제 2 제어부
    를 구비하고,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 순 변환기에 입력되는 삼상 교류 전압에 각각 대응하는 제 1 내지 제 3 전압 지령치를 생성하는 제 1 전압 지령부와,
    상기 역 변환기로부터 출력되는 삼상 교류 전압에 각각 대응하는 제 4 내지 제 6 전압 지령치를 생성하는 제 2 전압 지령부와,
    제 1 내지 제 6 반송파 신호를 생성하는 신호 발생부와,
    상기 제 1 내지 제 3 전압 지령치와 상기 제 1 내지 제 3 반송파 신호를 각각 비교하고, 비교 결과에 근거하여 상기 순 변환기를 제어하기 위한 제 1 내지 제 3 제어 신호를 생성하는 제 1 비교부와,
    상기 제 4 내지 제 6 전압 지령치와 상기 제 4 내지 제 6 반송파 신호를 각각 비교하고, 비교 결과에 근거하여 상기 역 변환기를 제어하기 위한 제 4 내지 제 6 제어 신호를 생성하는 제 2 비교부
    를 포함하고,
    상기 신호 발생부는, 상기 제 1 및 제 3 급전 모드 때에는, 상기 제 1 내지 제 3 반송파 신호와 상기 제 4 내지 제 6 반송파 신호의 위상차를 각각 180도로 하고, 상기 제 3 급전 모드 때에는, 상기 제 1 내지 제 3 반송파 신호의 위상과 상기 제 4 내지 제 6 반송파 신호의 위상을 각각 일치시키는
    전원 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 내지 제 6 전압 지령치의 각각은, 상용 주파수의 정현파 신호이고,
    상기 제 1 내지 제 6 반송파 신호의 각각은, 상기 상용 주파수보다 높은 주파수의 삼각파 신호를 포함하고,
    상기 제 1 내지 제 6 제어 신호의 각각은, 펄스 폭 변조 제어 신호인
    전원 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 제어부는, 상기 역 변환기가 정상인 경우는 상기 제 1 급전 모드를 실행하고, 상기 역 변환기가 고장이 난 경우는, 상기 제 2 급전 모드를 미리 정해진 시간만큼 실행한 후에 상기 제 3 급전 모드를 실행하는 전원 장치.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 반송파 신호의 위상은 서로 180도 다르고,
    상기 제 1 및 제 3 반송파 신호의 위상은 동일하고,
    상기 제 4 및 제 5 반송파 신호의 위상은 서로 180도 다르고,
    상기 제 4 및 제 6 반송파 신호의 위상은 동일한
    전원 장치.
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