JP2022125500A - 電力変換システム - Google Patents

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Abstract

【課題】コンバータ及びインバータの直流電圧部にコンデンサがそれぞれ接続され、これらのコンデンサと直流結合手段とによって共振回路が構成される電力変換システムにおいて、新たな素子を追加することなく直流結合手段の電流脈動を抑制する。【解決手段】コンバータ１０とインバータ２０とがインダクタンス成分を有する直流結合手段３０により接続された電力変換システムにおいて、ＰＷＭ制御されるコンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング周波数を等しくすると共に、そのスイッチング周波数を、第１のコンデンサＣｃと第２のコンデンサＣｉとケーブル等の直流結合手段３０とからなる共振回路の共振周波数よりも高くし、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング動作に起因するコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の所定成分の位相が概ね同相となるように、コンバータ１０及びインバータ２０の少なくとも一方のスイッチング動作を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御されるコンバータ及びインバータにより交流／直流／交流変換を行って交流モータを駆動する電力変換システムに関し、詳しくは、コンバータとインバータとの間の直流回路に流れる電流の脈動を低減するための技術に関するものである。
この種の電力変換システムは従来から種々提供されているが、コンバータ及びインバータをそれぞれＰＷＭ制御するためのキャリア波の周波数が異なると、コンバータ－インバータ間の直流回路のコンデンサ（電圧型システムの場合）やリアクトル（電流型システムの場合）を流れる電流の脈動が大きくなって制御が不安定化し、コンデンサやリアクトルに要求される容量が大きくなることが知られている。
そこで、例えば特許文献１には、コンバータ側のキャリア波とインバータ側のキャリア波とを、同一の波形または反転させた波形とし、あるいは、同一周波数で所定の位相差を持たせた波形として、直流回路の電流の脈動を低減することが記載されている。
また、特許文献２には、コンバータ－インバータ間の直流回路に流れる共振電流を抑制するために、コンバータ及びインバータのキャリア波の周波数及び位相を同期させ、上記直流回路には、二つのキャリア波の位相差がゼロの時に共振電流が少なくなるように直流コンデンサ等を付加することが記載されている。
なお、特許文献３には、直流送電線を介して接続されるコンバータ及びインバータの直流電圧部に電圧平滑用のコンデンサをそれぞれ備えた直流送電システムが開示されている。ここで、前記コンデンサは、コンバータ及びインバータのスイッチングに起因する直流電圧のサージを抑制して素子の過電圧破壊を防止すると共に、交流電源や負荷電力の変動時に直流電圧を安定化させる作用を果たしている。
特開平４－１２１０６５号公報（第５頁左上欄第２０行～第６頁左上欄第１行、図１，図８等） 特開２０１７－２０４９７６号公報（［００１７］，［００１８］、図１～図３等） 特許第４３７３０４０号公報（［００１３］、図１等）
特許文献１には、特許文献３のように直流電圧部にコンデンサを備えたコンバータ及びインバータが直流回路によって接続されるシステムが開示されていない。
また、特許文献２に係る従来技術では、直流回路のインピーダンスや二つの電力系統の条件、コンバータ及びインバータの電圧、電流等によって決まる共振電流が少なくなるようにシミュレーションを行って直流回路を構成しているが、この直流回路の共振電流を抑制する原理が具体的に示されておらず、直流回路に接続されるコンデンサやリアクトル等の接続構成や作用も明確には開示されていない。
更に、特許文献３に係る従来技術は、コンバータ及びインバータの制御回路にアクティブフィルタ機能を持たせることで交流電源系統に流出する低次高調波を抑制する発明であり、直流回路の電流の脈動を低減することを課題とするものではない。
そこで、本発明の解決課題は、コンバータとインバータとの間の直流回路（直流結合手段）と、コンバータ及びインバータの直流電圧部にそれぞれ接続されたコンデンサとによって共振回路が構成されるような電力変換システムにおいて、新たな素子や部品を追加することなく直流結合手段を流れる電流の脈動を低減可能とした電力変換システムを提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電力をＰＷＭ制御により直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータから出力される直流電力をＰＷＭ制御により交流電力に変換して交流モータに供給するインバータと、を備えた電力変換システムにおいて、
前記コンバータの直流電圧部に接続された第１のコンデンサと、前記インバータの直流電圧部に接続された第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとを接続する手段であってインダクタンス成分を有する直流結合手段と、を備え、
前記コンバータ及び前記インバータのスイッチング周波数を等しくすると共に、当該スイッチング周波数を、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサと前記直流結合手段とからなる共振回路の共振周波数よりも高くし、
前記コンバータ及び前記インバータのスイッチング動作によって生じる前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧脈動の所定成分の位相が概ね同相となるように、前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方のスイッチング動作を制御することを特徴とする。
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換システムにおいて、前記コンバータ及び前記インバータにそれぞれ与えるＰＷＭパルスを電圧指令値とキャリア波との比較により生成し、前記コンバータ側及び前記インバータ側のキャリア波を同一周波数とし、かつ両キャリア波の間に所定の位相関係を持たせることを特徴とする。
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換システムにおいて、前記交流電源及び前記交流モータの相数を等しくし、前記交流電源及び前記交流モータにおける一相の電圧の基本波が同一周波数であって概ね同相となるように前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方を制御すると共に、前記コンバータ側及び前記インバータ側のキャリア波の位相を互いに反転させたことを特徴とする。
請求項４に係る発明は、請求項２に記載した電力変換システムにおいて、前記交流電源及び前記交流モータの相数を等しくし、前記交流電源及び前記交流モータにおける一相の電圧の基本波が同一周波数であって概ね逆相となるように前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方を制御すると共に、前記コンバータ側及び前記インバータ側のキャリア波の位相を同相としたことを特徴とする。
請求項５に係る発明は、請求項１～４の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方が、直流電圧部が並列接続された複数の電力変換部を有することを特徴とする。
請求項６に係る発明は、請求項５に記載した電力変換システムにおいて、前記複数の電力変換部のスイッチング周波数を同一にし、かつ、前記コンバータまたは前記インバータを構成する前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらしたことを特徴とする。
請求項７に係る発明は、請求項６に記載した電力変換システムにおいて、前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングを概ね均等に散在させることを特徴とする。
請求項８に係る発明は、請求項６に記載した電力変換システムにおいて、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサの電圧脈動のうち、スイッチング周波数成分については、前記コンバータ及び前記インバータにおいて概ね同相とし、スイッチング周波数の高調波成分については、前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらすことにより、それぞれ相殺することを特徴とする。
請求項９に係る発明は、請求項６に記載した電力変換システムにおいて、前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサの電圧脈動のうち、スイッチング周波数成分については、前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらし、スイッチング周波数の高調波成分については、前記コンバータ及び前記インバータにおいて概ね同相とすることにより、それぞれ相殺することを特徴とする。
請求項１０に係る発明は、請求項６～９の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記複数の電力変換部にそれぞれ与えるＰＷＭパルスを電圧指令値とキャリア波との比較により生成し、これらのキャリア波を同一周波数として各キャリア波の間に所定の位相関係を持たせると共に、前記コンバータ及び前記インバータに用いるキャリア波を同一周波数とし、かつこれらのキャリア波の間に所定の位相関係を持たせたことを特徴とする。
請求項１１に係る発明は、請求項１０に記載した電力変換システムにおいて、前記交流電源及び前記交流モータの相数を等しくすると共に交流側電圧の基本波の周波数を同一にし、前記コンバータ及び前記インバータにおいて、前記複数の電力変換部の交流側電圧及び交流側電流の基本波の振幅を概ね等しくすることを特徴とする。
請求項１２に係る発明は、請求項５～１１の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記複数の電力変換部の一部を停止させるときには、スイッチングに起因する前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサの電圧脈動の所定成分の位相が前記コンバータ及び前記インバータにおいて概ね同相になるように制御することを特徴とする。
請求項１３に係る発明は、請求項１～１２の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記交流電源が外力によって駆動される交流発電機であり、前記コンバータまたは前記インバータの直流電圧平均値が所定値となるように、前記交流発電機の電流を前記コンバータにより制御し、前記交流発電機の電流の周波数を前記交流モータの周波数指令に相当する量として前記インバータに与えることを特徴とする。
請求項１４に係る発明は、請求項１～１２の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記交流電源が外力によって駆動される交流発電機であり、前記コンバータまたは前記インバータの直流電圧平均値が所定値となるように、前記交流発電機の電流を前記コンバータにより制御し、前記交流モータの電流の周波数を前記交流発電機の周波数指令に相当する量として前記外力の制御装置に与えることを特徴とする。
請求項１５に係る発明は、請求項１３または１４に記載した電力変換システムにおいて、前記インバータの出力電力に相当する量を、前記コンバータの入力電力指令値に相当する量に加算することを特徴とする。
請求項１６に係る発明は、請求項１～１５の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、前記直流結合手段に流れる電流脈動を低減するように、前記コンバータ及び前記インバータをそれぞれＰＷＭ制御するためのキャリア波相互の位相関係、または、前記コンバータ及び前記インバータの交流側電圧基本波相互の位相関係もしくは交流側電流基本波相互の位相関係のうち、少なくとも一つを調整することを特徴とする。
請求項１７に係る発明は、請求項１～１６の何れか１項に記載した電力変換システムが、航空機を推進させる電動ファンの前記交流モータを駆動するシステムであることを特徴とする。
本発明によれば、新たな素子や部品を追加せずに、コンバータとインバータとの間の直流結合手段を流れる電流の脈動を低減し、脈動電流による発生損失を減少させると共に制御を安定化することができる。また、直流電圧部のコンデンサが脈動電流を低減する責務を軽減することにより、コンデンサの静電容量を低減して装置の小型化、低コスト化も可能になる。
本発明の一実施形態に係る電力変換システムの主回路構成図（図１（ａ））及びその制御回路のブロック図である（図１（ｂ））。 図１（ａ）を簡略化した回路図である。 図２におけるインピーダンスの絶対値の周波数特性を示す図である。 コンバータ側及びインバータ側のコンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。 図２に示した電力変換システムのコンバータ側の動作波形の一例を示す図である。 コンバータ側及びインバータ側のキャリア波を同相及び逆相にした場合の、交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、コンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。 コンバータ側及びインバータ側の力率を変化させた場合の、交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、裁断電流、コンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。 本発明の他の実施形態に係る電力変換システムの主回路構成図である。 コンバータ及びインバータが、何れも単一の電力変換部からなる場合（図９（ａ））、及び、並列接続された複数の電力変換部からなる場合（図９（ｂ））の、交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、裁断電流、コンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。 コンバータ及びインバータが、何れも並列接続された複数の電力変換部からなる場合の、交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、裁断電流、コンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。 図１（ｂ）の制御回路の変形例を示すブロック図である。 本発明を航空機推進システムに適用した場合の構成図である。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１（ａ）は、本発明の一実施形態に係る電力変換システムの主回路構成図であり、図１（ｂ）はその制御回路の一例を示すブロック図である。
図１（ａ）において、交流電源Ｇは、例えばエンジン等の外力によって回転力を得る三相の交流発電機からなる。交流電源Ｇには、三相の電圧型コンバータ（以下、単にコンバータともいう）１０が接続され、コンバータ１０の直流側には、ケーブル等の直流結合手段３０を介して三相の電圧型インバータ（以下、単にインバータともいう）２０が接続されている。インバータ２０は、直流結合手段３０を介して入力された直流電力を交流電力に変換して三相同期モータや誘導モータ等の交流モータＭに出力し、交流モータＭは所定のトルクを発生して負荷（図示せず）を駆動する。
コンバータ１０は、ＩＧＢＴやＦＥＴ等の半導体スイッチング素子（以下、単にスイッチング素子ともいう）Ｓ１～Ｓ６を三相ブリッジ接続してなる電力変換部１１と、その直流出力端子間に接続された第１のコンデンサとしての電圧平滑用のコンデンサＣｃとを備え、インバータ２０は、前記コンデンサＣｃに直流結合手段３０を介して接続された第２のコンデンサとしての電圧平滑用のコンデンサＣｉと、その両端に三相ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｓ２１～Ｓ２６からなる電力変換部２１とを備えている。
上記構成において、コンバータ１０は交流電圧をスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６のオン・オフ動作により直流電圧に変換してコンデンサＣｃにより平滑し、直流結合手段３０を介してインバータ２０に供給する。インバータ２０では、入力された直流電圧をコンデンサＣｉにより平滑し、スイッチング素子Ｓ２１～Ｓ２６のオン・オフ動作により交流電圧に変換して交流モータＭに供給する。
以下では、符号Ｃｃ，Ｃｉをコンデンサ及びキャパシタンスの両方の意味で使用する。また、直流結合手段３０が有するインダクタンスをＬｃｉにより表すものとする。なお、このインダクタンスＬｃｉは、直流結合手段３０としてのケーブル自体のインダクタンスや、ケーブルの途中に部品としての直流リアクトルが接続されている場合の、直流リアクトル及びケーブルのインダクタンスを含む。
（１）請求項１に係る実施例
この実施例の特徴は、図１（ａ）のように、コンバータ１０とインバータ２０との間の直流回路にコンデンサＣｃ，ＣｉとインダクタンスＬｃｉとからなる共振回路（以下、ＣＬＣ共振回路ともいう）を有する電力変換システムにおいて、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング周波数を等しくし、かつ、このスイッチング周波数をＣＬＣ共振回路の共振周波数よりも高く設定することにある。更に、この実施例の特徴は、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチングにより発生するコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の所定成分の位相が概ね同相となるように、コンバータ１０及びインバータ２０の少なくとも一方のスイッチング動作を制御し、これによって前記電圧脈動の差分に起因する直流結合手段３０の電流Ｉｃｉの脈動を低減することにある。
始めに、ＣＬＣ共振回路の共振周波数と、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング周波数との関係について考察する。
上記スイッチング周波数またはその高調波の周波数が共振周波数に一致すると、Ｃｃ，Ｃｉ，Ｌｃｉからなるループにおける振動電流が制限なく増大し、コンデンサＣｃ，Ｃｉの過電圧、あるいは上記ループの過電流によって装置の破壊に至る。仮にこのような事態を回避できたとしても、スイッチング周波数が共振周波数より低い場合には、コンバータ１０の電力変換部１１またはインバータ２０の電力変換部２１から見て、これらの直流電圧部に設けられたコンデンサＣｃやコンデンサＣｉよりもインダクタンスＬｃｉの方が、スイッチング周波数におけるインピーダンスが低いことになる。このため、スイッチング動作により発生する電流の脈動成分の多くがコンデンサＣｃ，Ｃｉによって吸収されずにインダクタンスＬｃｉに流れることになり、コンデンサＣｃ，Ｃｉが本来担うべき電圧平滑要素としての機能が損なわれてしまう。
以上のことから、コンバータ１０及びインバータ２０（電力変換部１１，２１）のスイッチング周波数をＣＬＣ共振回路の共振周波数よりも高くすることが、システムを安定的に動作させるための要件となる。
上記の点を、図２，図３を用いて更に説明する。
図２は、図１（ａ）を簡略化したものである。この図２において、コンバータ１０側から見たインピーダンスＺの絶対値｜Ｚ｜の周波数特性は、例えば図３のようになり、これを定式化すると数式１が得られる。なお、インバータ２０側から見たインピーダンスも同様であり、数式１の右辺において第二分数項の分子のＣｉがＣｃになる。
Figure 2022125500000002
数式１から、インピーダンスＺには２つの特異点がある。各特異点の周波数は、｜Ｚ｜がゼロとなる周波数ｆｒ１（ω＝ωｒ１＝２πｆｒ１）と、｜Ｚ｜が無限大となる周波数ｆｒ２（ω＝ωｒ２＝２πｆｒ２）であり、それぞれ数式２、数式３によって与えられる。
Figure 2022125500000003
Figure 2022125500000004
ここで、図３では、特異点において｜Ｚ｜が有限値となっているが、これは実際の回路における抵抗成分を考慮したものであって本質的な問題ではなく、また、この抵抗成分は一般にＬｃｉ，Ｃｃ，Ｃｉに対してその影響が小さいので、定式化においては無視している。
数式２，数式３によれば必ずｆｒ１＜ｆｒ２の関係があるため、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング周波数は、図３のｆｒ２よりも高くする必要がある。つまり、スイッチング周波数がｆｒ１またはｆｒ２に一致すると共振状態となって過電圧や過電流となり、ｆｒ２より低いと、インダクタンスＬｃｉにはスイッチング動作に起因する電流成分の多くが流れてしまう。なお、システムを安定的に動作させるためには、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング周波数がｆｒ２に近いと共振に近い状態になるため、実用的には、スイッチング周波数をｆｒ２の概ね２倍以上とすることが望ましい。
次に、図２から明らかなように、コンバータ１０及びインバータ２０のスイッチングによるコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の差分はリアクタンスＬｃｉに印加されるため、この差分を抑制することで、リアクタンスＬｃｉに流れる電流の脈動を低減することができる。
前述した図２において、コンバータ１０及びインバータ２０の電力変換部１１，２１は、それぞれ交流電源Ｇ及び交流モータＭにＰＷＭ制御された電圧を印加して電流を直接または間接的に制御している。交流電源Ｇや交流モータＭ自体は、通常、基本波とその高調波の電圧を有しており、これらの電圧にＰＷＭ制御による矩形波状の電圧が重畳されるので、交流電源Ｇと交流モータＭとの間には、一般にリアクトル等を接続して両者の電圧の差分がこのリアクトル等に印加されることで電流が平滑化される。但し、上記リアクトル等は、交流電源Ｇや交流モータＭが有するインダクタンス成分によって代用されることが多いため、図２では、その前提でリアクトル等の記載を省略し、直流結合手段３０が有するインダクタンスＬｃｉのみを表記してある。
上記のように、交流電源Ｇからコンバータ１０に流れる電流や交流モータＭからインバータ２０に流れる電流は連続的であり、これらの連続的な電流を電力変換部１１，２１のスイッチングにより裁断したパルス状の電流（以下、裁断電流という）が直流回路側に流れ、コンデンサＣｃ，Ｃｉ及びインダクタンスＬｃｉからなるＣＬＣ共振回路の入力になる。この裁断電流の波形は、実質的には交流電源Ｇの電流と電力変換部１１のスイッチングとにより、並びに、交流モータＭの電流と電力変換部２１のスイッチングとによって決まるため、ＣＬＣ共振回路に対しては電流源的な振る舞いをする。
更に、電力変換部１１，２１のスイッチング周波数を、それぞれから見たＣＬＣ共振回路の共振周波数ｆｒ２よりも高くした場合、裁断電流の大部分は、電力変換部１１からはコンデンサＣｃに流入し、電力変換部２１からはコンデンサＣｉに流入するので、結果として、コンデンサＣｃ，Ｃｉには、所定の直流電圧に脈動電圧が重畳されることになる。また、裁断電流が有する直流成分はコンデンサＣｃ，Ｃｉを通らないため、直流結合手段３０のインダクタンスＬｃｉを通ってコンバータ１０とインバータ２０との間でやりとりされ、これによって交流モータＭが必要とする電力を交流電源Ｇから供給し、逆に、回生動作によって交流モータＭから交流電源Ｇに向けて電力が供給されることになる。
電力変換部１１，２１のスイッチング動作によって生じるコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動について、更に説明する。
ここまでの説明から明らかなように、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の差分がインダクタンスＬｃｉに印加される結果、電流脈動が発生するため、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の差分を小さく抑えれば、インダクタンスＬｃｉにおける電流脈動を低減することができる。
その具体的手段としては、電力変換部１１，２１のスイッチングに起因するコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動は、スイッチング周波数に関わる成分を有しているため、この成分のうち「所定成分」について、コンデンサＣｃとコンデンサＣｉとにおいて概ね同相となるように電力変換部１１，２１のスイッチング動作を制御すればよい。この場合の「所定成分」とは、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動が有する周波数成分のうち「主要な周波数成分」や「特に低減したい周波数成分」、あるいは、電圧脈動の時間波形において電圧振幅が大きい期間の「時間成分」を言う。
上記の点を具体的に示したのが図４である。
図４（ａ），（ｂ）は、コンバータ１０側及びインバータ２０側のコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧Ｅｃ，Ｅｉ、並びに、直流結合手段３０の電流Ｉｃｉの波形を示しており、図４（ａ）はＥｃ（実線にて示す），Ｅｉ（破線にて示す）が概ね逆相の場合、図４（ｂ）はＥｃ，Ｅｉが概ね同相の場合である。何れの場合も電圧Ｅｃ，Ｅｉは脈動しており、これらの電圧脈動の差分が直流結合手段３０のインダクタンスＬｃｉに印加されて電流Ｉｃｉが流れる。
図４（ａ）において、概ね逆相であるＥｃ，Ｅｉの電圧脈動は、各電圧の振幅が大きいほど差電圧も大きくなるため、この期間にインダクタンスＬｃｉを流れるＩｃｉには大きな電流脈動が含まれている。一方、図４（ｂ）では、Ｅｃ，Ｅｉの電圧脈動は概ね同相であるため、これによってインダクタンスＬｃｉに印加される差電圧の脈動が小さくなり、Ｉｃｉの電流脈動も小さくなる。
従って、図４（ｂ）のようにＥｃ，Ｅｉの電圧脈動が概ね同相となるようにコンバータ１０及びインバータ２０のスイッチング動作を制御すれば、直流結合手段３０を流れる電流Ｉｃｉの脈動を抑制することができる。
（２）請求項２に係る実施例
図５は、図２に示した電力変換システムの動作波形の一例であり、上からキャリア波（三角波）及び電圧指令値、裁断電流、コンバータ１０側のコンデンサＣｃの電圧Ｅｃ、直流結合手段３０の電流Ｉｃｉを示している。
図５の裁断電流については、キャリア波が極大値となるタイミングを補助線で示してあり、ここから、裁断電流によるコンデンサＣｃの電圧脈動の周波数はキャリア波の周波数に支配されることが分かる。また、コンデンサＣｃの電圧脈動を詳しく見ると、裁断電流のパルスが存在する期間に増加し、裁断電流のパルスが存在しない期間（裁断電流がゼロの期間）には減少していることが分かり、これは、裁断電流がコンデンサＣｃに流入していることから理解できる。なお、図示されていないインバータ２０側において、コンデンサＣｉの電圧Ｅｉは裁断電流のパルスが存在する期間に減少し、パルスが存在しない期間では増加する。
ＰＷＭコンバータやＰＷＭインバータにおいては、三角波に代表されるキャリア波と電圧指令値との比較によってＰＷＭパルスを生成することが一般的である。その場合、周知のように、コンバータやインバータの電力変換部と直流電圧部のコンデンサとの間の電流はパルス状の裁断電流となり、この裁断電流の主要な周波数成分はキャリア波の周波数の整数倍の成分となる。これに伴い、コンデンサの電圧脈動の周波数成分は、キャリア波の基本周波数成分とその高調波成分、及び、それらの側帯波の成分のうち複数の成分を含む。
よって、前述したように、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の差分によって直流結合手段３０の電流脈動が決まり、この電流脈動を低減するためには両コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動を概ね同相にすることが有効であるから、コンバータ１０及びインバータ２０に与えるＰＷＭパルスを電圧指令値とキャリア波との比較によって生成する場合には、コンバータ１０及びインバータ２０に用いるキャリア波の周波数を等しくし、かつ、両コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動が概ね同相になるように両キャリア波の位相関係を調整することが望ましい。
仮に両キャリア波の周波数が等しくない場合には、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動は時間と共に位相がずれてしまい、また、両キャリア波の間に所定の位相関係を維持できない場合にも直流結合手段３０の電流脈動を抑制することができなくなる。
（３）請求項３，４に係る実施例
次に、請求項３，４に係る実施例として、直流結合手段３０の電流脈動を低減する具体的な方法について説明する。
一般に、ＰＷＭコンバータ及びＰＷＭインバータにおいて、定常状態におけるコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の振幅は、交流側の基本波の相数の２倍で周期的に変動する。従って、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動が大きくなるタイミングをコンバータ１０側とインバータ２０側とで合わせるには、まず、コンバータ１０及びインバータ２０の相数、言い換えれば交流電源Ｇと交流モータＭとの相数を等しくすることが必要である。
以下では、最も代表的な三相の場合について説明する。
まず、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の振幅と、コンバータ１０及びインバータ２０の交流側の電圧基本波の位相との関係について説明する。
前述の図５に示された電圧指令値は、交流側の一相の電圧基本波に相当する。この電圧指令値がキャリア波と比較されて、コンバータ１０及びインバータ２０の交流側に出力するべき電圧を生じさせるためのＰＷＭパルスが生成される。これにより、裁断電流は、三相全ての上アームまたは下アームのスイッチング素子がオンとなる期間（零相期間と呼ぶ）にはゼロ、それ以外の期間には、交流側の何れかの相の電流と等しいパルス状の波形となる。
図５によれば、裁断電流において、電圧指令値（基本波）の振幅がキャリア波の振幅よりも小さい期間では、キャリア波の１周期当たり２パルスの裁断電流が存在する。ここで、裁断電流のパルスの時間間隔に着目すると、電圧指令値が振幅相当すなわち最大値あるいは最小値付近であるタイミングでは、裁断電流の隣り合うパルスが近接、離散を繰り返すことが観測され、これらの近接、離散を繰り返す期間（期間Ａ）は、電圧指令値の半周期で相数回、つまりこの場合には３回存在し、ある期間Ａと次の期間Ａとの間には、裁断電流の隣り合うパルスが概ね均等に配置される期間（期間Ｂ）が同じ回数だけ存在することが分かる。
その理由を、以下に簡単に説明する。
電圧指令値（基本波）が三相平衡正弦波である場合、そのうちの一相の振幅が最大となる時点における他の二相の電圧指令値（図５には図示していない）の振幅は、前記一相の振幅の１／２で符号が反転した値となる。この時点の三相の電圧指令値を共通のキャリア波とそれぞれ比較する場合、零相期間はキャリア波が山となる時点付近では短く、谷となる時点付近では長くなる。つまり、キャリア波が山となる時点付近では裁断電流の隣り合うパルスが近接し、キャリア波が谷となる時点付近では裁断電流の隣り合うパルスが離散することになる。
このような現象は、三相の電圧指令値（電圧基本波）が正負交互に極大値、極小値となるたびに繰り返す。
また、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の大きさには、裁断電流のパルスの位置が直接的に影響する。すなわち、コンバータ１０において裁断電流の隣り合うパルスが近接していれば、コンデンサＣｃに電流が高頻度で流入するためコンデンサＣｃの電圧は大きく増加する一方、裁断電流の隣り合うパルスが離散していれば、零相期間にコンデンサＣｃには電流が流入しないためインバータ２０側への電流流出によってコンデンサＣｃの電圧は大きく減少する。インバータ２０側では逆に、コンデンサＣｉの電圧は裁断電流の隣り合うパルスが近接していると大きく減少し、離散していると大きく増加する。
以上に述べたことは図５によって確認することができる。すなわち、既に説明したことと一部重複するが、
・裁断電流のパルスが近接、離散を繰り返す期間Ａは、三相の電圧指令値（電圧基本波）の半周期で３回あり、期間Ａ同士の間には、裁断電流のパルスが概ね均等に配置される期間Ｂがある。
・期間Ａにおいて、コンデンサＣｃの電圧脈動の振幅が大きくなっている。
・コンバータ１０側のコンデンサＣｃの電圧は裁断電流のパルスが近接する期間に大きく増加し、パルスが離散する期間に大きく減少する。
前述したように、コンバータ１０及びインバータ２０においてコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動が大きい期間で両者の電圧脈動を同相にすることが、直流結合手段３０における脈動電流の低減に有効である。そこで、まず、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動が大きい期間をコンバータ１０とインバータ２０との間で合わせるため、コンバータ１０及びインバータ２０のそれぞれについて、交流側の任意の一相の電圧指令値、すなわち電圧基本波の周波数を同一とし、かつ同相とする。これは、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の大きさは裁断電流のパルスの近接と離散との影響を直接的に受けると共に、裁断電流のパルスの近接と離散は、キャリア比較によるＰＷＭ制御では電圧指令値の位相によって決まるためである。
そして、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動が大きい期間で両者の電圧脈動を同相とするためには、コンバータ１０及びインバータ２０が用いるキャリア波の周波数を同一とし、かつ逆相とすればよい。つまり、前述したように裁断電流のパルスの近接と離散に対するコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧の増減が、コンバータ１０とインバータ２０とでは逆になっているため、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧の増減を合わせるためには裁断電流のパルスの近接と離散とを反転させればよい。
このことを示したのが図６である。図６（ａ）はコンバータ１０及びインバータ２０のキャリア波が同相の場合、図６（ｂ）は逆相の場合であり、各図の上からコンバータ１０及びインバータ２０の交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧Ｅｃ，Ｅｉ、及び直流結合手段３０の電流Ｉｃｉを示している。なお、グラフのスケールは図６（ａ），（ｂ）で共通である。
図６（ａ），（ｂ）において、交流側電圧基本波はコンバータ１０及びインバータ２０で同期しているため波形が重なっており、また、インバータ２０の交流側電流は電圧基本波と同相つまり力率１の例を示している。これらの図から明らかなように、コンデンサの電圧脈動の振幅が大きい期間はコンバータ１０及びインバータ２０において同時になっているものの、図６（ａ）に示すキャリア波同相の場合には電圧Ｅｃ，Ｅｉが概ね逆相となっているのに対し、図６（ｂ）に示すキャリア波逆相の場合には電圧Ｅｃ，Ｅｉが概ね同相となっているため、図６（ａ）に比べて電流Ｉｃｉの脈動を抑制できることが明らかである。
なお、上記の説明からの類推として、コンバータ１０及びインバータ２０の交流側の任意の一相の電圧基本波を同一周波数かつ逆相とし、コンバータ１０及びインバータ２０のキャリア波を同一周波数かつ同相とした場合にも、同様な効果を得ることができる。
ここで、図７（ａ）は、コンバータ１０側の力率角φをほぼ０°（力率がほぼ１）、インバータ２０側の力率角φを－１０°（電流遅れ位相）とした場合、図７（ｂ）は、コンバータ１０側の力率角φをほぼ０°（力率がほぼ１）、インバータ２０側の力率角φを－３０°（電流遅れ位相）とした場合の、交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、裁断電流、コンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。なお、コンバータ１０及びインバータ２０の電圧基本波は同相、キャリア波は逆相である。また、裁断電流の波形において、実線はコンバータ１０側、破線はインバータ２０側の電流を示す。
このように、コンバータ１０及びインバータ２０の電流位相が異なる場合でも、前述した如く裁断電流のパルスの近接と離散が力率に依存せずに電圧基本波の位相のみで決まるため、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の振幅の大小の繰り返しはコンバータ１０及びインバータ２０の両方で概ね一致しており、同様な作用効果が得られることが分かる。
（４）請求項５に係る実施例
本発明は、コンバータ及びインバータの少なくとも一方を、直流電圧部が並列接続された複数の電力変換部により構成する場合にも適用可能であり、その一例を本発明の他の実施形態として図８に示す。
この図８は、コンバータ１０Ａが２台の電力変換部１１，１２を並列接続して構成され、インバータ２０Ａが２台の電力変換部２１，２２を並列接続して構成されている場合であり、コンバータ１０Ａには１台の交流電源Ｇが接続され、インバータ２０Ａには１台の交流モータＭが接続されている。なお、電力変換部１１，１２及び電力変換部２１，２２のスイッチング周波数は全て同一である。
本実施例でも、これまでに説明した各実施例と同様に、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の所定の成分が概ね同相になるように電力変換部１１，１２及び電力変換部２１，２２をそれぞれ制御することにより、直流結合手段３０の電流脈動を抑制することができる。
（５）請求項６，７に係る実施例
図８の構成において、コンバータ１０ＡのコンデンサＣｃ及びインバータ２０ＡのコンデンサＣｉの電圧脈動は、並列接続される複数の電力変換部１１，１２の相互作用及び電力変換部２１，２２の相互作用によってそれぞれ生じる。
これに対しては、コンバータ１０Ａ内の電力変換部１１，１２に与えるＰＷＭパルスをずらして直流母線電流（裁断電流）のパルス発生のタイミングをずらし、同様に、インバータ２０Ａ内の電力変換部２１，２２に与えるＰＷＭパルスをずらして直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらすことにより、コンデンサＣｃやコンデンサＣｉの電圧脈動をそれぞれ抑制することができる。
例えばコンバータ１０Ａ内の電力変換部１１，１２のＰＷＭパルスを概ね均等になるようにずらせば、各電力変換部１１，１２から流れる直流母線電流のパルス発生のタイミングを概ね均等にずらすことができ、結果としてコンデンサＣｃに流入する電流の総和が平滑化されてコンデンサＣｃの電圧脈動を好適に抑制することができる。並列接続される電力変換部が２台の場合には、それぞれのＰＷＭパルスが概ね交互になるようにすればよい。電力変換部のＰＷＭパルスのずらし方は、インバータ２０Ａの電力変換部２１，２２についても同様である。
なお、本実施例によれば、前記各実施例と同様に直流結合手段３０の電流脈動の低減にも寄与できることは言うまでもない。
（６）請求項８に係る実施例
図８の構成において、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動のうち、スイッチング周波数成分については、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａにおいて概ね同期させ、また、スイッチング周波数の高調波成分については、複数の電力変換部１１，１２及び電力変換部２１，２２の直流母線電流のパルス発生のタイミングを互いにずらして相殺することが望ましい。
コンバータ１０Ａとインバータ２０Ａとが物理的にある程度離れている場合を考慮すると、これらのキャリア波の位相の管理には当然誤差があり、その影響は高周波成分になるほど大きくなる。従って、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａのスイッチング動作に起因する直流結合手段３０の電流脈動成分のうち最も低周波であるスイッチング周波数成分を、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａのキャリア波の位相を管理して抑制することで管理誤差の影響を小さくする。
これに対し、並列接続される複数の電力変換部１１，１２同士や電力変換部２１，２２同士は、それぞれ物理的に近い位置（例えば同じ筐体内）に配置されることが想定されるため、キャリア波の位相はコンバータ１０Ａとインバータ２０Ａとの間よりも高精度に管理することができる。よって、スイッチング周波数の高調波成分については、並列接続される複数の電力変換部の相互作用により抑制すればよい。
ここで、直流結合手段３０を構成するケーブル等は分布定数的な振る舞いをすることが考えられる。この振る舞いは、例えばケーブル長が長いほど、または正負の導線が近接しているほど顕著になる。
分布定数的な振る舞いは、一般に周波数が高いほど強く現れる。従って、ケーブル等の両端に高周波の電圧変動が印加された場合、これをケーブル両端における位相の管理によって相殺しようとしても、ケーブル等の分布定数的な要素、具体的には正負の導線間のキャパシタンス成分を通って高周波電流が通流してしまうことが考えられる。従って、ケーブル両端のスイッチング周波数の高調波成分は、複数の電力変換部１１，１２や電力変換部２１，２２の相互作用によってそれぞれ相殺しておき、相対的に周波数が低いスイッチング周波数成分については、ケーブル両端の位相の管理によって抑制することで、ケーブルの分布定数的な振る舞いの影響を受け難くして電流脈動を好適に抑制することができる。
（７）請求項９に係る実施例
上述した請求項８に係る実施例とは逆に、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０ＡのコンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動のうち、スイッチング周波数成分については、複数の電力変換部１１，１２及び電力変換部２１，２２の直流母線電流のパルス発生のタイミングを互いにずらして相殺し、スイッチング周波数の高調波成分については、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａにおいて概ね同相となるようにしてもよい。
すなわち、ケーブル等の直流結合手段３０に生じる電流脈動のうち、通常は最も成分比率が高いスイッチング周波数成分については、直流結合手段３０の両端、つまり、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａのそれぞれの内部において、電力変換部１１，１２の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらし、かつ、電力変換部２１，２２の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらすことにより、脈動成分を根源的に低減させる。また、直流結合手段３０に生じる電流脈動のうち残存するスイッチング周波数の高調波成分については、コンバータ１０Ａとインバータ２０Ａとの相互作用、つまり、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の所定成分を同相にして相殺するものである。
（８）請求項１０に係る実施例
この実施例は、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａが、並列接続される複数の電力変換部により構成される場合を更に具体化したものである。
電力変換部が単一である場合と同様に、ＰＷＭパルスを電圧指令値とキャリア波との比較によって生成する場合、並列接続される複数の電力変換部について、各電力変換部に対するキャリア波を同一周波数とし、かつ、各キャリア波の間に所定の位相差を持たせることにより、各電力変換部から出力される裁断電流のパルスの発生タイミングを簡便にずらすことができる。これは、図５を用いた説明等により容易に理解可能である。
一例として、並列接続される電力変換部が２台の場合には、各電力変換部に与えるキャリア波を反転させること、また、３台の場合にはキャリア波の位相差を１２０°として均等にずらすことが考えられ、何れの場合も複数の電力変換部の発生する裁断電流のパルスの発生タイミングが均等にずれるため、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動ひいては直流結合手段３０の電流脈動を低減させることができる。または、スイッチング周波数の高調波成分を相殺するようにキャリア波の位相をずらすことも有効である。
そして、電力変換部が単数の場合と同様に、電力変換部が複数である場合も、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａのキャリア波の周波数を同一にし、コンバータ１０Ａ側のキャリア波とインバータ２０Ａの側のキャリア波との位相関係を調整することにより、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の主成分を概ね同相にして直流結合手段３０の電流脈動を抑制することができる。
（９）請求項１１に係る実施例
図８のように、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａが、並列接続される複数の電力変換部を有する場合も、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａの交流側電圧基本波の周波数を同一にすれば、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の振幅が変動するタイミングを合わせることができる。そして、並列接続される複数の電力変換部の交流側電圧及び交流側電流の基本波の振幅をほぼ等しくすることで、各電力変換部が発生する裁断電流も相似波形となり、これらの裁断電流に位相差を設けることによって脈動電流を好適に相殺することができる。
図９は、本実施例のシミュレーション結果を示す波形図である。
図９（ａ）は、比較のために、コンバータ１０及びインバータ２０が何れも単一の電力変換部を有する場合の、交流側電流、交流側電圧基本波、キャリア波、裁断電流、コンデンサの電圧、及び、直流結合手段の電流を示す波形図である。この図９（ａ）では、コンバータ１０側及びインバータ２０側のキャリア波が逆相となっており、前述した図６（ｂ）の例に相当する。
一方、図９（ｂ）は、図８のように、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａがそれぞれ並列接続された電力変換部１１，１２、及び電力変換部２１，２２を有する場合の各部の波形図であり、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａの交流側電圧基本波を同期させ、電力変換部１１，２１、電力変換部１２，２２の各組について交流側電流及び交流側電圧基本波の振幅をほぼ等しくすると共に、４台の電力変換部１１，１２，２１，２２のキャリア波の周波数を同一にしてそれぞれの位相を順に０°，９０°，１８０°，２７０°とした場合のものである。つまり、コンバータ１０Ａでは電力変換部１１，１２に対するキャリア波の位相が互いに９０°ずれ、インバータ２０Ａでは電力変換部２１，２２に対するキャリア波の位相が互いに９０°ずれている。そして、コンバータ１０Ａとインバータ２０Ａとの間ではキャリア波の位相が全体として１８０°ずれている。図９（ｂ）では、コンバータ１０Ａ内の電力変換部１１に対するキャリア波とインバータ２０Ａ内の電力変換部２１に対するキャリア波（互いの位相差は１８０°）のみを示しており、他の電力変換部１２，２２に対するキャリア波は図示を省略してある。
また、図９（ｂ）における裁断電流は、実線がコンバータ１０Ａ内の電力変換部１１側、破線がインバータ２０Ａ内の電力変換部２１側を示し、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧は、実線がコンデンサＣｃの電圧Ｅｃ、破線がコンデンサＣｉの電圧Ｅｉを示している。
なお、図９（ａ），（ｂ）において、対応する各波形のスケールは同一である。
本実施例（図９（ｂ））によれば、コンバータ１０Ａとインバータ２０Ａとの間で、直流結合手段３０の電流脈動の主要成分であるキャリア波の周波数成分が互いに同相になって相殺されると共に、コンバータ１０Ａ内の電力変換部１１，１２の間、コンバータ２０Ａ内の電力変換部２１，２２の間で、キャリア波の２倍周波数成分が互いに同相になって相殺される結果、直流結合手段３０の電流脈動が図９（ａ）よりも一層低減されていることが分かる。
更に、図１０は、図９（ｂ）とは逆に、コンバータ１０Ａとインバータ２０Ａとの間で、キャリア波の２倍周波数成分を相殺し、コンバータ１０Ａ内の電力変換部１１，１２の間、コンバータ２０Ａ内の電力変換部２１，２２の間で、キャリア波の周波数成分を相殺するようにした場合の波形図である。
この例では、４台の電力変換部１１，１２，２１，２２のキャリア波の周波数を同一にしてそれぞれの位相を順に０°，１８０°，９０°，２７０°としている。図１０では、コンバータ１０Ａ内の電力変換部１１に対するキャリア波とインバータ２０Ａ内の電力変換部２１に対するキャリア波（互いの位相差は９０°）のみを示しており、他の電力変換部１２，２２に対するキャリア波は図示を省略してある。また、裁断電流については、実線がコンバータ１０Ａ内の電力変換部１１側、破線がインバータ２０Ａ内の電力変換部２１側を示し、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧は、実線がコンデンサＣｃの電圧Ｅｃ、破線がコンデンサＣｉの電圧Ｅｉを示している。
この図１０においても、図９（ｂ）と同様に、直流結合手段３０の電流脈動が顕著に低減されていることが分かる。
なお、図９（ｂ）と図１０とを比較すると、コンデンサＣｃ，Ｃｉの電圧脈動の周波数成分が異なっていることが見て取れる。これは、コンバータ１０Ａ側のコンデンサＣｃとインバータ２０Ａ側のコンデンサＣｉとのそれぞれの電圧脈動を概ね同相にして相殺し、直流結合手段３０の電流脈動を低減するという本発明の課題を解決するために、相殺するべきコンデンサ電圧の周波数成分が異なっていること（図９（ｂ）ではキャリア波の周波数成分であるのに対し、図１０ではその２倍周波数成分であること）に起因している。
（１０）請求項１２に係る実施例
複数の電力変換部を並列接続してコンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａを構成する場合には、単一の電力変換部が故障などによって停止したとしても残りの電力変換部によってシステムの動作を継続することが可能である。
その場合、残りの電力変換部が、全ての電力変換部が動作している時と同様に動作すると、個々の電力変換部の相互作用によって直流結合手段３０の電流脈動を抑制していたことのバランスが崩れ、電流脈動が大きくなってしまうという問題が生じる。
そこで、残りの電力変換部の動作状態を修正することにより上記問題を緩和することが本実施例の要点である。
例えば、図８に示したように、コンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａが、並列接続された２台の電力変換部１１，１２及び電力変換部２１，２２をそれぞれ有する構成において、コンバータ１０Ａ側の１台の電力変換部が停止した場合に、次のような動作状態の修正が考えられる。
（ａ）インバータ２０Ａ側の２台の電力変換部２１，２２のうちの１台の運転を停止してコンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａとも１台の電力変換部が動作する状態とし、これまでに説明した動作によって直流結合手段３０の電流脈動を抑制する。
（ｂ）インバータ２０Ａ側の２台の電力変換部２１，２２を、あたかも１台の電力変換部であるように同じ動作をさせる、すなわち、交流側電圧と交流側電流及びキャリア波を共通化して直流結合手段３０の電流脈動を抑制する。
（１１）請求項１３～１５に係る実施例
この実施例は、電力変換システムの制御回路についてのものであり、前述した図１（ｂ）の制御回路の構成及び作用に関する。以下では、図１（ａ）のコンバータ１０及びインバータ２０を制御する場合について説明するが、図８に示したように複数の電力変換部が並列接続されたコンバータ１０Ａ及びインバータ２０Ａを制御する場合も、基本的には同様の制御回路を適用することができる。
なお、本発明における制御回路の構成は、後述するように、図１（ｂ）の例に何ら限定されるものではない。
図１（ｂ）において、インバータ２０が交流電動機Ｍを介して負荷（図示せず）に与えるトルクに角速度を乗じた軸出力と損失分とを加えた電力が、コンバータ１０によって直流結合手段３０に送るべき電力である。この関係を成り立たせるためには、コンバータ１０のコンデンサＣｃを含む直流電圧部の直流成分を一定に保てばよい。従って、コンバータ１０の制御系は、上記直流電圧部の直流電圧が所定値となるようにフィードバック制御し、その操作量が交流電源Ｇの発電量Ｐとなる。そして、この発電量Ｐは、交流電源Ｇの電圧に同期した電流を通流させることで制御される。
一方、インバータ２０の制御系は、交流モータＭのトルクを制御する場合にはその電流を操作すればよく、また、交流モータＭの速度を制御する場合には、速度のフィードバック制御を行ってトルクを操作すればよい。
図１（ｂ）においてコンバータ１０側は、いわゆる電流制御マイナーループ付き直流電圧制御を行い、インバータ２０側は、いわゆる電流制御マイナーループ付き（回転）速度制御を行っている。これらの実現方法は周知であり、交流量の直接制御や回転座標変換による直流制御、ベクトル制御、センサレスベクトル制御などを用いることができる。この点については説明を省略する。
各実施例により説明してきたように、本発明において直流結合手段３０における電流脈動を低減するためには、交流電源Ｇと交流モータＭの基本波の周波数を同一にすることが有効である。そこで、図１（ｂ）の制御回路では、交流電源Ｇの電流の周波数を交流モータＭの周波数指令値に相当する量としてインバータ２０に与えている。
つまり、コンバータ１０側では交流電源Ｇの電流制御を行っているため、交流電源Ｇの電流の周波数の情報を有している。一方、インバータ２０側は交流モータＭの速度制御を行っており、この速度制御の指令値は、交流モータＭの電流の周波数と直接的な関係がある。この関係は、交流モータＭの種類（同期モータ、誘導モータ等）や極数等によって決まる。従って、交流モータＭの電流の周波数が交流電源Ｇの電流の周波数に一致するように、つまり両者が同期するように、コンバータ１０側が持つ電流の周波数の情報をインバータ２０側に送り、インバータ２０側はこれに基づいて例えば速度の指令値等を生成している。
図１（ｂ）における具体的な制御方法は、以下の通りである。ここでは、交流電源Ｇ、交流モータＭともに同期電動機であるものとする。
すなわち、同期電動機の場合には、電流の周波数と電動機の回転周波数は、電動機の極対数（整数）倍で一致する。このため、コンバータ１０、インバータ２０の両者において、それぞれ位置センサＳＥＮＳｇ，ＳＥＮＳｍにより検出した同期電動機の位相角θｇ，θｍを電気角変換手段ｐｇ，ｐｅにより電気角θｇｅ，θｍｅに変換し、これらのθｇｅ，θｍｅを用いて、制御系における回転座標変換手段ＶＲ及び逆変換手段ＶＲＩにそれぞれ与えている。なお、いわゆるセンサレス制御の場合には、θｇｅ，θｍｅとして、制御系が有する電圧や電流の情報を使って演算された推定値が用いられる。
次に、コンバータ１０側及びインバータ２０側の電流制御マイナーループについて説明する。コンバータ１０側及びインバータ２０側の何れも、回転座標変換手段ＶＲにより、交流電源Ｇ及び交流モータＭの交流電流Ｉｇ，Ｉｍは直流電流Ｉｇｄ，ＩｇｑとＩｍｄ，Ｉｍｑとに変換され、それぞれの電流指令値との差分が電流調節手段ＡＣＲに入力されて直流の電圧指令値が生成される。これらの電圧指令値を逆変換手段ＶＲＩによって交流電圧指令Ｖｃ，Ｖｉに戻し、コンパレータＣＯＭＰｃ，ＣＯＭＰｉによりキャリア波と比較してＰＷＭパルス（指令値）を生成し、電力変換部１１，２１にそれぞれ与える。ここで、コンバータ１０とインバータ２０とではキャリア波の周波数が同一であるが、必要に応じて、位相シフト手段Ｆにより両者のキャリア波に所定の位相差を持たせることができる。
始めに、コンバータ１０側の直流電圧制御について説明する。
コンバータ１０の直流電圧部の電圧Ｅｃを検出し、低域通過フィルタＬＰＦを通した電圧Ｅｃ－ｌｐｆを生成する。この電圧Ｅｃ－ｌｐｆを目標値Ｅｃｒｅｆに一致させるためのフィードバック制御系が構成されており、両者の差分が電圧調節手段ＡＶＲに入力されて電力の指令値が得られる。これに相当する発電量を交流電源Ｇに出力させるための電流指令値が電力指令値変換手段「Ｐ→Ｉ」によって生成され、先に述べたコンバータ１０側の電流制御マイナーループに与えられる。
次いで、インバータ２０側の速度制御について説明する。
交流モータＭの回転周波数ωｍに極対数ｐｅを乗じた電気角周波数ωｍｅが、後述の位相同期手段４３から出力される回転周波数の目標値ωｍｅｒｅｆに一致するようにフィードバック制御を行う。電気角周波数ωｍｅと目標値ωｍｅｒｅｆとの差分が速度調節手段ＡＳＲに入力されてトルク指令値が得られる。このトルク指令値に応じたトルクを交流モータＭに発生させるための電流指令値がトルク指令値変換手段「Ｔ→Ｉ」によって生成され、先に述べたインバータ２０側の電流制御マイナーループに与えられる。
ここで、前述したように交流電源Ｇ及び交流モータＭの電流の周波数を一致させる方法について説明する。
図１（ｂ）では、周波数を一致させるだけでなく、電流の位相角も制御可能としている。これを実現しているのが位相同期手段４３である。この位相同期手段４３では、交流電源Ｇの電流位相角θｇｅを基準として交流モータＭの電流位相角θｍｅを同期させるため、フィードバック制御を行っている。すなわち、θｇｅとθｍｅとの差分に所定のオフセット角θａｄｆを加えた値を位相調節手段ＰＬＬに入力し、その出力を交流モータＭの回転周波数の目標値ωｍｅｒｅｆとしている。つまり、θｇｅとθｍｅとが同期するように、交流モータＭの回転速度に比例するωｍｅｒｅｆを調整するように構成されている。
上述した制御回路の動作により、交流電源Ｇ及び交流モータＭの基本波を同期させることができる。
なお、上記とは逆に、交流モータＭの電流の周波数を交流モータＭの負荷の状況に応じて決め、これに応じて交流電源Ｇの電流の周波数を一致させること、具体的には、交流モータＭの電流の周波数に一致するように交流電源Ｇの駆動源となる回転動力の回転速度を調整することも可能である。
この場合の制御回路のブロック図を、図１１に示す。図１１において、位相同期手段４３Ａは、交流モータＭの電気位相角θｍｅを基準として交流電源Ｇの電気位相角θｇｅを同期させるため、θｍｅとθｇｅとの差分に所定のオフセット角θａｄｆを加えた値を位相調節手段ＰＬＬに入力し、その出力を交流電源Ｇの電気角周波数の目標値ωｇｅｒｅｆとしている。すなわち、θｍｅとθｇｅとが同期するように交流電源Ｇの回転速度に比例するωｇｅｒｅｆを調整するように構成されている。交流電源Ｇは、図示しない外力、例えばエンジンによって駆動されているため、ωｇｅｒｅｆは同じく図示しない当該外力の制御系に与えられる。この制御回路を用いた場合でも、交流電源Ｇ及び交流モータＭの基本波を同期させることができる。なお、この制御系において、交流モータＭの電気角周波数の目標値ωｍｅｒｅｆは、負荷の都合によって与えられるものとなる。
次に、交流電源Ｇから交流モータＭへの電力の供給を安定化させ、交流電源Ｇと交流モータＭの基本波の同期を高度に維持する方法について述べる。これを実現するためには、交流モータＭが必要とする電力を、交流電源Ｇが適時、遅れなく供給することが有効である。この機能を実現しているのが、モータ電力演算手段４１及び電力フィードフォワード手段（電力ＦＦ手段）４２である。
すなわち、交流モータＭの電力Ｐｍは、出力トルクと機械角周波数との積であり、両者の指令値は制御回路において既知であるため、これらの情報を用いて、モータ電力演算手段４１が交流モータＭの電力Ｐｍを演算することができる。得られた電力Ｐｍを、電力フィードフォワード手段４２がコンバータ１０の電力指令値に加算することにより、交流モータＭが必要とする電力を遅れなく交流電源Ｇによって発電させることができる。厳密には、交流電源Ｇにはコンバータ１０、インバータ２０、及び交流モータＭの損失分も含めて発電させる必要があるものの、これらは一般に発電量に対して小さいため制御回路における影響も小さく、かつ、これらの損失分による差異はフィードバック制御系が補償するため問題はない。
上述した交流モータＭの電力Ｐｍのフィードフォワードを行わない場合、例えば交流モータＭの電力が急増すると、その時の発電量を上回る電力をインバータ２０がコンバータ１０から得ようとするため、結果として直流電圧部の電圧が低下し、これによってコンバータ１０の直流電圧制御系の作用により発電量が増える。つまり、直流電圧部の電圧の変動を前提とする動作になってしまう。
従って、電力Ｐｍのフィードフォワード制御を行うことにより、上記のような直流電圧部の電圧の変動を最小限にすることができるため、電力供給が安定し、交流電源Ｇと交流モータＭの基本波の同期も安定して実現可能になる。
（１２）請求項１６に係る実施例
各実施例において説明したように、ケーブル等の直流結合手段３０の電流脈動は、コンバータ１０及びインバータ２０の交流側の電圧基本波、電流基本波、及びキャリア波の状態によって変化する。基本的には、これらの交流側の電圧基本波、電流基本波、及びキャリア波について、コンバータ１０側とインバータ２０側とで周波数を一致させることが有効であり、しかもキャリア波の位相を調整して直流結合手段３０の電流脈動を低減させることが可能であるから、これらを自動調整するような制御系を構成すればよい。特に、システム本来の目的である交流モータＭの駆動を妨げないように、前記自動調整の時定数は交流モータＭを駆動する際の応答時定数に対して大きく、例えば概ね５倍以上とすればよい。これにより、システムを安定に動作させることに加え、制御回路の計算負荷を低減することができる。
（１３）請求項１７に係る実施例
本発明に係る電力変換システムの適用分野は様々であるが、その一例として、図１２に示すような公知の航空機推進システムに本発明を適用した場合を一つの実施例として説明する。
図１２において、ＥＮ１，ＥＮ２は航空機のジェットエンジンであり、これらに発電機Ｇ１，Ｇ２が結合されている。発電機Ｇ１，Ｇ２にはコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２が接続され、更にバッテリーＢＡＴ１，ＢＡＴ２を充放電させるための変換器ＣＯＮ１ａ，ＣＯＮ２ａを経由して、モータＭ１，Ｍ２駆動用のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２が接続されている。前記モータＭ１，Ｍ２は、航空機を推進させる電動ファンを構成している。なお、バッテリーＢＡＴ１，ＢＡＴ２を用いない場合には、変換器ＣＯＮ１ａ，ＣＯＮ２ａが不要になり、コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２とインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２とが直流結合手段としてのケーブルにて直結される。
この航空機推進システムの基本的な構成は、図１や図２（ａ）に示した本発明に係る電力変換システムを二つ備えたものと考えることができる。
ちなみに、航空機の推進用モータは数１００［ｋＷ］から数［ＭＷ］の大出力が必要であるため、システムの効率の向上や発熱の低減が重要である。また、軽量化が極めて重要になることから、コンバータ及びインバータに用いられる電圧平滑用のコンデンサの静電容量を極小化する必要があるため、コンバータとインバータとの間のケーブルに流れる電流の脈動が大きくなり易い。
従って、本発明の適用により、コンバータ及びインバータの直流電圧部に小容量のコンデンサを使用しながらケーブルの電流脈動を抑制することで、発熱の低減、効率の向上を図ることができる。
なお、直流結合手段としては超電導ケーブルを用いることも考えられ、その場合には、超伝導体が高周波電流の流通によって損失を発生し、これが超電導状態の維持を妨害することから、本発明の適用が特に有効となる。
以上の説明は、主として三相の電力変換システムについて行ったが、本発明はこれに限定されず、他の相数の電力変換システムについても適用可能である。
１０：コンバータ
１１，１２：電力変換部
２０：インバータ
２１，２２：電力変換部
３０：直流結合手段
４１：モータ電力演算手段
４２：電力フィードフォワード手段
４３，４３Ａ：位相同期手段
Ｓ１～Ｓ１２，Ｓ２１～Ｓ３２：半導体スイッチング素子
Ｃｃ，Ｃｉ：コンデンサ
ＳＥＮＳｇ，ＳＥＮＳｍ：位置センサ

Claims (17)

  1. 交流電源と、前記交流電源の交流電力をＰＷＭ制御により直流電力に変換するコンバータと、前記コンバータから出力される直流電力をＰＷＭ制御により交流電力に変換して交流モータに供給するインバータと、を備えた電力変換システムにおいて、
    前記コンバータの直流電圧部に接続された第１のコンデンサと、前記インバータの直流電圧部に接続された第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとを接続する手段であってインダクタンス成分を有する直流結合手段と、を備え、
    前記コンバータ及び前記インバータのスイッチング周波数を等しくすると共に、当該スイッチング周波数を、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサと前記直流結合手段とからなる共振回路の共振周波数よりも高くし、
    前記コンバータ及び前記インバータのスイッチング動作によって生じる前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの電圧脈動の所定成分の位相が概ね同相となるように、前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換システム。
  2. 請求項１に記載した電力変換システムにおいて、
    前記コンバータ及び前記インバータにそれぞれ与えるＰＷＭパルスを電圧指令値とキャリア波との比較により生成し、前記コンバータ側のキャリア波及び前記インバータ側のキャリア波を同一周波数とし、かつ両キャリア波の間に所定の位相関係を持たせることを特徴とする電力変換システム。
  3. 請求項２に記載した電力変換システムにおいて、
    前記交流電源及び前記交流モータの相数を等しくし、
    前記交流電源及び前記交流モータにおける一相の電圧の基本波が同一周波数であって概ね同相となるように前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方を制御すると共に、
    前記コンバータ側及び前記インバータ側のキャリア波の位相を互いに反転させたことを特徴とする電力変換システム。
  4. 請求項２に記載した電力変換システムにおいて、
    前記交流電源及び前記交流モータの相数を等しくし、
    前記交流電源及び前記交流モータにおける一相の電圧の基本波が同一周波数であって概ね逆相となるように前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方を制御すると共に、
    前記コンバータ側及び前記インバータ側のキャリア波の位相を同相としたことを特徴とする電力変換システム。
  5. 請求項１～４の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
    前記コンバータ及び前記インバータの少なくとも一方が、直流電圧部が並列接続された複数の電力変換部を有することを特徴とする電力変換システム。
  6. 請求項５に記載した電力変換システムにおいて、
    前記複数の電力変換部のスイッチング周波数を同一にし、かつ、前記コンバータまたは前記インバータを構成する前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらしたことを特徴とする電力変換システム。
  7. 請求項６に記載した電力変換システムにおいて、
    前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングを概ね均等に散在させることを特徴とする電力変換システム。
  8. 請求項６に記載した電力変換システムにおいて、
    前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサの電圧脈動のうち、スイッチング周波数成分については、前記コンバータ及び前記インバータにおいて概ね同相とし、スイッチング周波数の高調波成分については、前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらすことにより、それぞれ相殺することを特徴とする電力変換システム。
  9. 請求項６に記載した電力変換システムにおいて、
    前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサの電圧脈動のうち、スイッチング周波数成分については、前記複数の電力変換部の直流母線電流のパルス発生のタイミングをずらし、スイッチング周波数の高調波成分については、前記コンバータ及び前記インバータにおいて概ね同相とすることにより、それぞれ相殺することを特徴とする電力変換システム。
  10. 請求項６～９の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
    前記複数の電力変換部にそれぞれ与えるＰＷＭパルスを電圧指令値とキャリア波との比較により生成し、これらのキャリア波を同一周波数として各キャリア波の間に所定の位相関係を持たせると共に、
    前記コンバータ及び前記インバータに用いるキャリア波を同一周波数とし、かつこれらのキャリア波の間に所定の位相関係を持たせたことを特徴とする電力変換システム。
  11. 請求項１０に記載した電力変換システムにおいて、
    前記交流電源及び前記交流モータの相数を等しくすると共に交流側電圧の基本波の周波数を同一にし、
    前記コンバータ及び前記インバータにおいて、前記複数の電力変換部の交流側電圧及び交流側電流の基本波の振幅を概ね等しくすることを特徴とする電力変換システム。
  12. 請求項５～１１の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
    前記複数の電力変換部の一部を停止させるときには、スイッチングに起因する前記第１のコンデンサまたは前記第２のコンデンサの電圧脈動の所定成分の位相が前記コンバータ及び前記インバータにおいて概ね同相になるように制御することを特徴とする電力変換システム。
  13. 請求項１～１２の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
    前記交流電源が外力によって駆動される交流発電機であり、
    前記コンバータまたは前記インバータの直流電圧平均値が所定値となるように、前記交流発電機の電流を前記コンバータにより制御し、前記交流発電機の電流の周波数を前記交流モータの周波数指令に相当する量として前記インバータに与えることを特徴とする電力変換システム。
  14. 請求項１～１２の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
    前記交流電源が外力によって駆動される交流発電機であり、
    前記コンバータまたは前記インバータの直流電圧平均値が所定値となるように、前記交流発電機の電流を前記コンバータにより制御し、前記交流モータの電流の周波数を前記交流発電機の周波数指令に相当する量として前記外力の制御装置に与えることを特徴とする電力変換システム。
  15. 請求項１３または１４に記載した電力変換システムにおいて、
    前記インバータの出力電力に相当する量を、前記コンバータの入力電力指令値に相当する量に加算することを特徴とする電力変換システム。
  16. 請求項１～１５の何れか１項に記載した電力変換システムにおいて、
    前記直流結合手段に流れる電流脈動を低減するように、前記コンバータ及び前記インバータをそれぞれＰＷＭ制御するためのキャリア波相互の位相関係、または、前記コンバータ及び前記インバータの交流側電圧基本波の相互の位相関係もしくは交流側電流基本波の相互の位相関係のうち、少なくとも一つを調整することを特徴とする電力変換システム。
  17. 請求項１～１６の何れか１項に記載した電力変換システムが、航空機を推進させる電動ファンの前記交流モータを駆動するシステムであることを特徴とする電力変換システム。
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