JP7089088B2 - 三相交流システムの制御方法及び装置 - Google Patents

三相交流システムの制御方法及び装置 Download PDF

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Description

本発明は、電力電子技術分野に関し、特に、三相交流システムの制御方法及び装置に関する。
現在、電力電子機器を使用した多数のオングリッドインバータがグリッドに投入されており、インバータの動的応答が速いが、回転慣性が小さいので、グリッドの安定性に不利である。
同期発電機は、グリッド電圧及び周波数の安定性を保持することができる。仮想同期機の性能を持つオングリッドインバータは、同期発電機の慣性及び減衰特性をシミュレーションし、負荷急変時に瞬時電力サポートを提供することにより、グリッド周波数の安定性を保持することができる。しかしながら、仮想同期機は、オングリッド稼動の場合に、出力電流の高調波成分に対する抑制対策を有しなく、オフグリッド稼動で且つ非対称及び非線形の負荷を持つ場合にも、出力電圧の高調波に対する抑制対策を有しないので、出力電圧の振幅及び周波数が定格値からずれることになる。
仮想同期機を実際に稼動させる必要があれば、高調波制御を追加することにより、仮想同期機がオングリッドで稼動する場合に出力電流の品質が規格を満たすとともに、オフグリッドで稼動し且つ異なる負荷を持つ場合に出力電圧の品質が規格を満たすことを確保する必要がある。
なお、上記の背景技術の部分に開示されている情報は、本開示の背景に対する理解を深めるためのものに過ぎないため、当業者に知られている従来技術を構成しない情報を含むことができる。
本開示の目的は、三相交流システムの制御方法及び装置を提供し、さらに少なくともある程度で関連技術の制限及び欠陥による１つ又は複数の課題を解決することである。
本発明の第１態様によれば、三相交流システムの制御方法を提供する。前記三相交流システムは、インバータとフィルタリングユニットとを含み、かつ、前記インバータが前記フィルタリングユニットを介してグリッド及び負荷に結合される。前記制御方法は、前記三相交流システムの出力信号を受信するとともに、前記出力信号に基づいて出力信号の特性値を取得するステップ１と、前記特性値に応じて前記インバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、基本波電位を取得するステップ２と、前記出力信号における高調波成分を抽出するとともに、前記高調波成分及び高調波成分の参照値に基づいて誤差信号を取得するステップ３と、前記誤差信号を制御することにより、高調波補償電位を取得するステップ４と、前記高調波補償電位と前記基本波電位とを重畳することにより、制御電位を取得するステップ５と、前記制御電位を変調することによりパルス信号を取得し、前記パルス信号に基づいて前記インバータのオン／オフ信号を取得するステップ６と、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記ステップ３は、前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するステップと、前記高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するステップと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記ステップ３は、前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するステップと、前記高調波電流を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電流を取得し、各座標系での高調波電流の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するステップと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、三相交流システムの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記ステップ３は、前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するステップと、前記高調波電圧の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するステップと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、三相交流システムの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記ステップ３は、前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するステップと、前記高調波電圧を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電圧を取得し、各座標系での高調波電圧の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するステップと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記ステップ４は、前記誤差信号を複数の座標系で座標変換することにより、各座標系での前記誤差信号を取得するステップと、各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するステップと、前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するステップと、二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するステップと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記ステップ４は、各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するステップと、前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するステップと、二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するステップと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記ステップ４は、前記誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得するステップと、二相静止座標系での誤差信号を複数の制御モジュールに入力して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するステップと、二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するステップと、を含む。
本発明の第２態様によれば、三相交流システムの制御装置を提供する。前記三相交流システムは、インバータとフィルタリングユニットとを含み、かつ、前記インバータが前記フィルタリングユニットを介してグリッド及び負荷に結合される。前記制御装置は、前記三相交流システムの出力信号を受信するとともに、前記出力信号に基づいて出力信号の特性値を取得するための第１の計算ユニットと、前記インバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、基本波電位を取得するための第１の制御ユニットと、前記出力信号における高調波成分を抽出するとともに、前記高調波成分及び高調波成分の参照値に基づいて誤差信号を取得するための誤差取得ユニットと、前記誤差信号を制御することにより、高調波補償電位を取得するための誤差調整ユニットと、前記高調波補償電位と前記基本波電位とを重畳することにより制御電位を取得するための第２の計算ユニットと、前記制御電位を変調することによりパルス信号を取得し、前記パルス信号に基づいて前記インバータのオン／オフ信号を取得するための変調ユニットと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するための高調波電流取得モジュールと、前記高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するための電流参照値設定モジュールと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するための高調波電流取得モジュールと、前記高調波電流を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電流を取得し、各座標系での高調波電流の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するための電流参照値設定モジュールと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、インバータの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するための高調波電圧取得モジュールと、前記高調波電圧の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するための電圧参照値設定モジュールと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、インバータの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するための高調波電圧取得モジュールと、前記高調波電圧を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電圧を取得し、各座標系での高調波電圧の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するための電圧参照値設定モジュールと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記誤差調整ユニットは、前記誤差信号を複数の座標系で座標変換して、各座標系での前記誤差信号を取得するための第１の座標変換モジュールと、各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するための高調波制御モジュールと、前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するための第２の座標変換モジュールと、二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するための第１の計算モジュールと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記誤差調整ユニットは、各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するための高調波制御モジュールと、前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するための第３の座標変換モジュールと、二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するための第２の計算モジュールと、を含む。
いくつかの実施態様において、前記誤差調整ユニットは、前記誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得するための第４の座標変換モジュールと、それぞれ二相静止座標系での誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するための複数の制御モジュールと、二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するための第３の計算モジュールと、を含む。
本発明の実施態様の技術案において、基本波電位に高調波補償電位を重畳して制御電位を取得し、制御電位を変調してインバータのオン／オフ信号を取得することにより、仮想同期機制御を実現するとともに、三相交流システムの出力信号における高調波成分を抑制する。
なお、前記一般的な記載及び後述の詳細な記載は、単なる例示的で解釈的な記載であり、本開示を限定しない。
添付の図面は、明細書に組み入れて本明細書の一部分を構成し、本開示に該当する実施形態を例示するとともに、明細書とともに本開示の原理を解釈する。もちろん、以下の記載における図面はただ本開示の一部の実施形態に過ぎず、当業者にとって、創造的な労働を付与しない前提で、これらの図面によって他の図面を取得することもできる。
本発明の一実施形態に係る三相交流システムの制御方法を模式的に示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る三相交流システムの原理を模式的に示す模式図である。 本発明の実施形態に係る第１の計算ユニットを模式的に示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る第１の制御ユニットを模式的に示すブロック図である。 本発明の一実施形態に係る高調波電流の制御を模式的に示すフローチャートである。 図５ａにおける制御フローに対応する制御アーキテクチャを模式的に示す模式図である。 本発明の別の実施形態に係る高調波電流の制御を模式的に示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態に係る高調波電流の制御を模式的に示すフローチャートである。 図７ａにおける制御フローに対応する制御アーキテクチャを模式的に示す模式図である。 本発明のさらに別の実施形態に係る高調波電圧の制御を模式的に示すフローチャートである。 図８ａにおける制御フローに対応する制御アーキテクチャを模式的に示す模式図である。 本発明のさらに別の実施形態に係る高調波電圧の制御を模式的に示すフローチャートである。 本発明のさらに別の実施形態に係る高調波電圧の制御構成を模式的に示す模式図である。 本発明の別の実施形態に係る三相交流システムの原理を模式的に示す模式図である。 本発明の実施形態に係るアイランディングの判定方法を模式的に示すフローチャートである。 本発明の一実施形態に係る第１の制御ユニット及び第４の制御ユニットを模式的に示すブロック図である。 本発明の別の実施形態に係る第１の制御ユニット及び第４の制御ユニットを模式的に示すブロック図である。 本発明のさらに別の実施形態に係る三相交流システムの原理を模式的に示す模式図である。 本発明の実施形態に係る第１の制御ユニット及び第５の制御ユニットを模式的に示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る三相交流システムの制御装置を模式的に示すブロック図である。 本発明の実施形態に係る第４の制御ユニットを模式的に示すブロック図である。
次に、図面を参照して、例示的な実施形態をより完全に説明する。しかしながら、例示的な実施形態は、様々な形態で実施されることができ、本明細書に記載の実施形態に限定されると解釈されるべきではない。逆に、これらの実施形態は、本発明が包括的且つ完全になるように提供され、例示的な実施形態の概念が当業者に完全に伝達される。
なお、説明された特徴、構造、又は特性は、任意の適切な方法で１つ又は複数の実施形態で組み合わせることができる。以下の説明では、本発明の実施形態を完全に理解するために、多くの特定の詳細が提供されている。しかしながら、当業者は、本発明の技術案が特定の詳細の１つ以上を省略して実施できるか、又は他の方法、コンポーネント、装置、ステップなどを使用できることを理解するであろう。他の例では、本発明の各態様を不明瞭にすることを避けるために、よく知られている方法、装置、実現、又は操作は、詳細に示されていないか、又は記載されていない。
図面に示されているブロック図は、機能エンティティに過ぎず、必ずしも物理的に独立しているエンティティに対応する必要がない。即ち、これらの機能エンティティは、ソフトウェア形式で実現され、又は、１つ又は複数のハードウェアモジュール或いは集積回路で実現され、又は、異なるネットワーク及び／又はプロセッサ装置及び／又はマイクロコントローラ装置で実現されることができる。
図面に示されているフローチャートは、例示的な説明に過ぎず、必ずしもすべての内容及び操作／ステップを含む必要がなく、必ずしも記載された順序で実行される必要もない。例えば、一部の操作／ステップが分解されたり、一部の操作／ステップが合併又は部分的に合併されたりすることができるので、実際の実行順序は、実際の状況によって異なる可能性がある。
本発明は、三相交流システムの制御方法及び装置を提供することにより、仮想同期機の制御下で三相交流システムの高調波を抑制することを実現し、出力電気エネルギーの品質が規格を満たすことを確保する。
三相交流システムは、制御装置、インバータ、及びフィルタリングユニットを含み、制御装置はインバータに電気的に接続され、インバータはフィルタリングユニットを介してグリッド及び負荷に結合される。制御装置は、インバータのオン／オフ動作を制御して三相システムの出力信号を調整する。図１は、制御装置が実行する制御方法のステップのフローチャートである。図１に示すように、制御方法は、以下のステップを含む。
ステップＳ１、三相交流システムの出力信号を受信し、出力信号に基づいて出力信号の特性値を取得する。
ステップＳ２、特性値に基づいてインバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、基本波電位を取得する。
ステップＳ３、出力信号における高調波成分を抽出するとともに、高調波成分及び高調波成分の参照値から誤差信号を取得する。
ステップＳ４、誤差信号を制御することにより、高調波補償電位を取得する。
ステップＳ５、高調波補償電位と基本波電位を重畳することにより、制御電位を取得する。
ステップＳ６、制御電位を変調してパルス信号を取得するとともに、パルス信号に基づいてインバータのオン／オフ信号を取得する。
インバータに対して仮想同期機制御を行うことにより基本波電位を取得し、出力信号における基本波負シーケンス成分を含む高調波成分を抽出し、高調波成分とゼロとの差を取って誤差信号を取得し、誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、高調波補償電位を取得し、基本波電位と高調波補償電位とを加算して制御電位を取得する。ＳＶＰＷＭ（空間ベクトルパルス幅変調）又はＳＰＷＭ（正弦波パルス幅変調）により制御電位を変調してからオン／オフ信号を取得し、インバータのオン／オフ動作を制御する。本実施形態の技術案は、インバータが同期モータの慣性及び減衰特性をシミュレーションするようにインバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、グリッド電圧及び周波数の安定性を保持するとともに、高調波調整を追加して三相交流システムの出力信号における高調波成分を抑制する。
図２は、三相交流システムの原理の模式図である。図２に示すように、三相交流システムは、メインコンタクタを介してグリッドに結合される。三相交流システムは、負荷にも電気的に接続される。三相システムは、インバータ２０１、ＬＣフィルタ及び制御装置を含み、制御装置は、インバータの出力電流Ｉａｂｃ及び三相交流システムの出力電圧Ｕａｂｃをサンプリングして、オン／オフ信号を出力してインバータのオン／オフ動作を制御する。制御装置は、第１の計算ユニット２０２、第１の制御ユニット２０３、調整ユニット、第２の計算ユニット２０６及び変調ユニット２０７を含む。
第１の計算ユニット２０２は、三相交流システムの出力信号、即ちインバータ２０１の出力電流Ｉａｂｃ及び三相交流システムの出力電圧Ｕａｂｃをサンプリングして、インバータの有効電力Ｐ、無効電力Ｑ、出力電圧Ｕａｂｃの振幅Ｕ、出力電圧の角周波数ω及び角度信号θを出力する。第１の制御ユニット２０３は、インバータに対して仮想同期機（ＶＳＧ）制御を実行することにより、基本波電位Ｅａｂｃを取得する。調整ユニットは、第２の制御ユニット２０４及び第３の制御ユニット２０５を含み、ここで、第２の制御ユニット２０４は、インバータの出力電流Ｉａｂｃ及び角度信号θを受信して、高調波補償電位Ｅｉａｂｃを出力し、インバータの出力電流における高調波電流を抑制し、高調波電流は基本波負シーケンス電流を含む。第３の制御ユニット２０５は、三相交流システムの出力電圧Ｕａｂｃ及び角度信号θを受信して、高調波補償電位Ｅｕａｂｃを出力し、三相交流システムの出力電圧における高調波電圧を抑制し、高調波電圧は基本波負シーケンス電圧を含む。
制御装置は、選択ユニット２０８をさらに含み、選択ユニット２０８は、三相交流システムの操作モードに応じて、高調波電流制御を実行して高調波補償電位Ｅｉａｂｃを出力するか、又は高調波電圧制御を実行して高調波補償電位Ｅｕａｂｃを出力するかを選択する。具体的に、三相交流システムがオングリッドモードで稼動する場合、選択ユニットは、第２の制御ユニット２０４に切り替えて、高調波補償電位Ｅｉａｂｃを出力し、高調波電流を抑制する。一方、三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、且つ非対称又は非線形の負荷を持つ場合、選択ユニットは、第３の制御ユニット２０５に切り替えて、高調波補償電位Ｅｕａｂｃを出力し、高調波電圧を抑制する。第２の計算ユニット２０６は、加算器であり、高調波補償電位と基本波電位とを加算して制御電位Ｅａｂｃ’を取得する。変調ユニット２０７は、制御電位Ｅａｂｃ’を変調してパルス信号を取得し、パルス信号に基づいてインバータのオン／オフ信号を取得する。ここで、変調方式は、ＳＶＰＷＭやＳＰＷＭなどであってもよい。
仮想同期機制御に基づく三相交流システムは、オングリッド稼動の場合に、高調波電流を抽出し、高調波電流に対する閉ループ制御を実行して、出力電流の品質が規格を満たすとともに出力電圧がグリッド電圧によってクランプされることを確保する。一方、オフグリッドで稼動し且つ非対称及び非線形の負荷を持つ場合に、高調波電圧を抽出し、高調波電圧に対する閉ループ制御を実行して、出力電圧の品質が規格を満たすことを確保する。本発明により提供される三相交流システム及びその制御方法は、仮想同期機自体の性能及びオングリッドとオフグリッド時の制御性能を同時に実現することができる。
図３は、図２における第１の計算ユニット２０２の例示的な模式図である。図３に示すように、第１の計算ユニット２０２は、位相ロッカー２０２１、座標変換器２０２２、積分器２０２３及び計算器２０２４を含む。第１の計算ユニットは、出力電流Ｉａｂｃ及び出力電圧Ｕａｂｃをサンプリングする。位相ロッカー２０２１は、出力電圧Ｕａｂｃの位相をロックしてその振幅Ｕ及び角周波数ωを取得する。積分器２０２３は、角周波数ωを積分して角度信号θを取得する。座標変換器２０２２は、角度信号θに基づいて出力電流Ｉａｂｃ及び出力電圧Ｕａｂｃをそれぞれ２ｒ／３ｓ（二相回転／三相静止）座標変換してｄ軸電圧Ｕｄ、ｑ軸電圧Ｕｑ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを取得する。計算器２０２４は、ｄ軸電圧Ｕｄ、ｑ軸電圧Ｕｑ、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに基づいて、三相交流システムの有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを計算する。
図４は、図２における第１の制御ユニット２０３に対応する制御ブロック図、即ち仮想同期機制御のブロック図である。図４に示すように、第１の制御ユニットは、インバータの仮想同期機制御を実行し、パワーアングル特性に応じて、出力電圧の振幅Ｕ及び角周波数ωをドループ制御して無効電力所与Ｑ＊及び有効電力所与Ｐ＊を取得し、計算して得られた有効電力Ｐ及び無効電力ＱをＶＳＧ制御の電力フィードバックとする。有効電力調整では、慣性及び減衰制御により出力角周波数ωＥを取得し、角周波数を積分して角度信号θＥを取得する。無効電力調整では、ＰＩ閉ループ制御により電位振幅Ｅを出力する。電位振幅Ｅ及び角度信号θＥに基づいて三相交流電位Ｅａｂｃを取得し、Ｅａｂｃは、基本波正シーケンス出力電位であり、単に基本波電位と称される。
三相交流システムがオングリッドモードで稼動する場合、インバータの出力電流における高調波電流を制御するので、ステップＳ３において、出力信号は出力電流に対応し、高調波成分は高調波電流に対応する。インバータ２０１の出力電流における高調波電流を抽出し、高調波電流の参照値に基づいて高調波電流の誤差信号を取得し、誤差信号を調整することにより、高調波補償電位を取得する。
図５ａは、オングリッドモードでの高調波電流の制御ステップのフローチャートであり、図５ｂは、図５ａの制御フローに対応する制御アーキテクチャである。具体的に、図５ａに示すように、ステップＳ３は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ３１１において、出力電流Ｉａｂｃを３ｓ／２ｒ（三相静止／二相回転）座標変換して電流信号を取得し、電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、電流信号から基本波電流を差し引いて高調波電流を取得する。ここで、電流信号は、実質的に出力電流のｄｑ座標系でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑである。
ステップＳ３１２において、高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、誤差信号を取得する。ここで、誤差信号は、実質的に高調波電流とゼロとの差であり、即ち、ゼロから高調波電流を差し引いて誤差信号を取得する。
ステップＳ４は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ４１１において、誤差信号を複数の座標系で座標変換して各座標系での誤差信号を取得する。例えば、高調波電流の誤差信号を複数の座標系でＰａｒｋ変換して複数の座標系での誤差信号を取得する。
ステップＳ４１２において、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得する。
ステップＳ４１３において、複数の座標系での電位指令をそれぞれ座標変換して二相の静止座標系での複数の高調波電位を取得する。例えば、複数の座標系での電位指令をそれぞれＩｎｐａｒｋ変換して二相の静止座標系での複数の高調波電位を取得する。ここで、複数の高調波電位の間の角周波数が異なる。
ステップＳ４１４において、二相の静止座標系での複数の高調波電位を加算してから２ｓ／３ｓ（二相静止／三相静止）座標変換して高調波補償電位を取得する。
図５ａ及び５ｂを参照すると、座標変換器１ＴＲ１～１ＴＲ１２、ローパスフィルタＬＰＦ及び電流調整器２ＴＲ１～２ＴＲ５を含む。座標変換器１ＴＲ１は、出力電流Ｉａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電流Ｉａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相回転座標系ｄｑへ変換（３ｓ／２ｒ座標変換）してｄ軸電流信号Ｉｄ及びｑ軸電流信号Ｉｑを取得する。他の実施形態において、座標変換器１ＴＲ１は、出力電流Ｉａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電流Ｉａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相静止座標系αβへ変換（３ｓ／２ｓ座標変換）してから、二相静止座標系αβから二相回転座標系ｄｑへ変換（２ｓ／２ｒ座標変換）する。１次ローパスフィルタＬＰＦによりＩｄ及びＩｑをフィルタリングして基本波電流Ｉｄｆ及びＩｑｆを抽出し、総電流信号Ｉｄ及びＩｑから基本波電流Ｉｄｆ及びＩｑｆを差し引いて高調波電流Ｉｄｈ及びＩｑｈを取得する。高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ及びＩｑｈであり、誤差信号としてＩｄｅ及びＩｑｅを取得する。
座標変換器１ＴＲ２は、角度－２θに従って高調波電流の誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅを正シーケンス回転座標系から負シーケンス回転座標系へ変換して、負シーケンス座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｉｄｅ２及びＩｑｅ２を取得する。電流調整器２ＴＲ１は、比例積分調整器であってもよい。電流調整器２ＴＲ１は、ｄｑ軸成分Ｉｄｅ２及びＩｑｅ２に対して比例積分（ＰＩ）閉ループ調整を行うことにより、負シーケンス座標系での電位指令Ｅｄ２及びＥｑ２を取得する。座標変換器１ＴＲ３は、角度－θに従って負シーケンス電位指令Ｅｄ２及びＥｑ２を負シーケンス回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での負シーケンス電位Ｅα２及びＥβ２を取得する。なお、本発明は、出力電流における負シーケンス成分を抑制する必要があり、即ち、高調波制御には負シーケンス成分に対する制御が含まれ、実際の負シーケンス成分の周波数もω例えば５０Ｈｚであり、基本波負シーケンス成分である。
座標変換器１ＴＲ４は、角度４θに従って高調波電流の誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅを正シーケンス回転座標系から正シーケンス５次回転座標系へ変換して、正シーケンス５次座標系での高調波電流誤差のｄｑ軸成分Ｉｄｅ４及びＩｑｅ４を取得する。電流調整器２ＴＲ２は、積分調整器であってもよい。電流調整器２ＴＲ２は、ｄｑ軸成分Ｉｄｅ４及びＩｑｅ４に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、正シーケンス５次座標系での電位指令Ｅｄ４及びＥｑ４を取得する。座標変換器１ＴＲ５は、角度５θに従って正シーケンス５次電位指令Ｅｄ４及びＥｑ４を正シーケンス５次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での正シーケンス５次高調波電位Ｅα４及びＥβ４を取得する。
座標変換器１ＴＲ６は、角度－６θに従って高調波電流の誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅを正シーケンス回転座標系から負シーケンス５次回転座標系へ変換して、負シーケンス５次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｉｄｅ５及びＩｑｅ５を取得する。電流調整器２ＴＲ３は、積分調整器であってもよい。電流調整器２ＴＲ３は、ｄｑ軸成分Ｉｄｅ５及びＩｑｅ５に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、負シーケンス５次座標系での電位指令Ｅｄ５及びＥｑ５を取得する。座標変換器１ＴＲ７は、角度－５θに従って負シーケンス５次電位指令Ｅｄ５及びＥｑ５を負シーケンス５次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での負シーケンス５次高調波電位Ｅα５及びＥβ５を取得する。
座標変換器１ＴＲ８は、角度６θに従って高調波電流の誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅを正シーケンス回転座標系から正シーケンス７次回転座標系へ変換して、正シーケンス７次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｉｄｅ６及びＩｑｅ６を取得する。電流調整器２ＴＲ４は、積分調整器であってもよい。電流調整器２ＴＲ４は、ｄｑ軸成分Ｉｄｅ６及びＩｑｅ６に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、正シーケンス７次座標系での電位指令Ｅｄ６及びＥｑ６を取得する。座標変換器１ＴＲ９は、角度７θに従って正シーケンス７次電位指令Ｅｄ６及びＥｑ６を正シーケンス７次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での正シーケンス７次高調波電位Ｅα６及びＥβ６を取得する。
座標変換器１ＴＲ１０は、角度－８θに従って高調波電流の誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅを正シーケンス回転座標系から負シーケンス７次回転座標系へ変換して、負シーケンス７次座標系での高調波電流誤差のｄｑ軸成分Ｉｄｅ７及びＩｑｅ７を取得する。電流調整器２ＴＲ５は、積分調整器であってもよい。電流調整器２ＴＲ５は、ｄｑ軸成分Ｉｄｅ７及びＩｑｅ７に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、負シーケンス７次座標系での電位指令Ｅｄ７及びＥｑ７を取得する。座標変換器１ＴＲ１１は、角度－７θに従って負シーケンス７次電位指令Ｅｄ７及びＥｑ７を負シーケンス７次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での負シーケンス７次高調波電位Ｅα７及びＥβ７を取得する。
負シーケンス電位と各次高調波電位とを加算して二相静止座標系での総高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを取得する。座標変換器１ＴＲ１２は、二相静止座標系での高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを二相静止座標系から三相静止座標系へ変換して高調波補償電位Ｅｈａｂｃを取得する。高調波補償電位Ｅｈａｂｃと基本波電位Ｅａｂｃとを加算して制御電位を取得する。
図６は、オングリッドモードでの高調波電流のさらに別の制御ステップのフローチャートであり、具体的に、図６に示すように、ステップＳ３は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ３２１において、出力電流を３ｓ／２ｒ（三相静止／二相回転）座標変換して電流信号を取得し、電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、電流信号から基本波電流を差し引いて高調波電流を取得する。ここで、電流信号は、実質的に出力電流のｄｑ座標系でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑである。
ステップＳ３２２において、高調波電流を複数の座標系で座標変換することにより、複数の座標系に対応する高調波電流を取得する。例えば、高調波電流を複数の座標系でＰａｒｋ変換することにより、複数の座標系での高調波電流を取得する。
ステップＳ３２３において、各座標系での高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、各座標系での誤差信号を取得する。ここで、各座標系での誤差信号は、実質的に各座標系での高調波電流とゼロとの差であり、即ち、ゼロから高調波電流を差し引いて誤差信号を取得する。
ステップＳ４は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ４２１において、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得する。
ステップＳ４２２において、電位指令を座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得する。例えば、各座標系での電位指令をＩｎｐａｒｋ変換して負シーケンス電位を含む高調波電位を取得する。
ステップＳ４２３において、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから２ｓ／３ｓ（二相静止／三相静止）座標変換して高調波補償電位を取得する。
これから分かるように、図５ａにおいては、先ず、高調波電流の参照値をゼロに設定して誤差信号を取得し、誤差信号を座標変換して複数の座標系での誤差変換信号を取得し、各座標系での誤差変換信号に対して閉ループ調整を行うことにより電位補償信号を出力する。一方、図６においては、先ず、高調波電流を座標変換して複数の座標系での高調波電流変換信号を取得し、各座標系の高調波電流変換信号の参照値をゼロに設定して各座標系での誤差信号を取得し、各座標系での誤差信号に対して閉ループ調整を行うことにより電位補償信号を出力する。
図６における制御フローに対応する制御アーキテクチャは、図５ｂと類似し、相違点は、以下の通りである。高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ及びＩｑｈを取得してから、座標変換器１ＴＲ２、１ＴＲ４、１ＴＲ６、１ＴＲ８及び１ＴＲ１０に入力する。座標変換器１ＴＲ２は、角度－２θに従って高調波電流Ｉｄｈ及びＩｑｈを正シーケンス回転座標系から負シーケンス回転座標系へ変換して、負シーケンス座標系での高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ２及びＩｑｈ２を取得する。負シーケンス座標系では、高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ２及びＩｑｈ２であり、負シーケンス座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｉｄｅ２及びＩｑｅ２を取得する。座標変換器１ＴＲ４は、角度４θに従って高調波電流Ｉｄｈ及びＩｑｈを正シーケンス回転座標系から正シーケンス５次回転座標系へ変換して、正シーケンス５次座標系での高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ４及びＩｑｈ４を取得する。正シーケンス５次座標系では、高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ４及びＩｑｈ４であり、正シーケンス５次座標系での高調波電流誤差のｄｑ軸成分Ｉｄｅ４及びＩｑｅ４を取得する。座標変換器１ＴＲ６は、角度－６θに従って高調波電流Ｉｄｈ及びＩｑｈを正シーケンス回転座標系から負シーケンス５次回転座標系へ変換して、負シーケンス５次座標系での高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ５及びＩｑｈ５を取得する。負シーケンス５次座標系では、高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ５及びＩｑｈ５であり、負シーケンス５次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｉｄｅ５及びＩｑｅ５を取得する。座標変換器１ＴＲ８は、角度６θに従って高調波電流Ｉｄｈ及びＩｑｈを正シーケンス回転座標系から正シーケンス７次回転座標系へ変換して、正シーケンス７次座標系での高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ６及びＩｑｈ６を取得する。正シーケンス７次座標系では、高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ６及びＩｑｈ６であり、正シーケンス７次座標系での高調波電流誤差のｄｑ軸成分Ｉｄｅ６及びＩｑｅ６を取得する。座標変換器１ＴＲ１０は、角度－８θに従って高調波電流Ｉｄｈ及びＩｑｈを正シーケンス回転座標系から負シーケンス７次回転座標系へ変換して、負シーケンス７次座標系での高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ７及びＩｑｈ７を取得する。負シーケンス７次座標系では、高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ７及びＩｑｈ７であり、負シーケンス７次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｉｄｅ７及びＩｑｅ７を取得する。その他の類似した部分は、図５ｂの説明を参照することができ、ここで詳細な説明を省略する。
なお、上記の複数の座標系は、負シーケンス座標系、正負５次座標系及び正負７次座標系を含み、負シーケンス電流、正負５次高調波電流及び正負７次高調波電流を抑制する効果を達成するが、本発明は、これに限定されなく、他の次の座標系を含むこともできる。
図７ａは、オングリッドモードでの高調波電流の別の制御ステップのフローチャートであり、図７ｂは、図７ａにおける制御フローに対応する制御アーキテクチャである。図７ａにおけるステップＳ４は、図５ａと異なり、以下、その相違点のみを詳細に説明し、同一の部分については、図５ａを参照することができる。
ステップＳ４は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ４５１において、誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得する。
ステップＳ４５２において、二相静止座標系での誤差信号を複数の制御モジュールに入力して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得する。
ステップＳ４５３において、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから２ｓ／３ｓ（二相静止／三相静止）座標変換して高調波補償電位を取得する。
ここで、図７ｂに示すように、複数の制御モジュールは、ＰＲ（比例共振）制御モジュール及び２つのＲ（共振）制御モジュールを含み、ＰＲ制御モジュールは、負シーケンス電位を出力し、即ち、負シーケンス電位の周波数がω例えば５０Ｈｚであり、２つのＲ制御モジュールは、それぞれ５次高調波電位及び７次高調波電位を出力し、即ち、高調波電位の周波数がそれぞれ５ω及び７ω、例えば２５０Ｈｚ及び３５０Ｈｚである。
図７ａ及び図７ｂを参照すると、座標変換器３ＴＲ１～３ＴＲ３、ローパスフィルタＬＰＦ及び電流調整器４ＴＲ１～４ＴＲ３を含む。ここで、電流調整器４ＴＲ１～４ＴＲ３は、それぞれＰＲ制御モジュール、２つのＲ制御モジュールであり、座標変換器３ＴＲ１は、出力電流Ｉａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電流Ｉａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相回転座標系ｄｑへ変換（３ｓ／２ｒ座標変換）して、ｄ軸電流信号Ｉｄ及びｑ軸電流信号Ｉｑを取得する。他の実施形態において、座標変換器３ＴＲ１は、出力電流Ｉａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電流Ｉａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相静止座標系αβへ変換（３ｓ／２ｓ座標変換）してから、二相静止座標系αβから二相回転座標系ｄｑへ変換（２ｓ／２ｒ座標変換）する。１次ローパスフィルタＬＰＦは、Ｉｄ及びＩｑをフィルタリングして基本波電流Ｉｄｆ及びＩｑｆを抽出し、総電流信号Ｉｄ及びＩｑから基本波電流Ｉｄｆ及びＩｑｆを差し引いて高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ及びＩｑｈを取得する。高調波電流の所与値は０であり、高調波電流のフィードバック値はＩｄｈ及びＩｑｈであり、誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅを取得する。
座標変換器３ＴＲ２は、角度θに従って高調波電流の誤差信号Ｉｄｅ及びＩｑｅをＩｎｐａｒｋ座標変換して、二相静止座標系での高調波電流誤差のαβ軸成分Ｉαｅ及びＩβｅを取得する。電流調整器４ＴＲ１は、比例共振（ＰＲ）調整器であってもよい。電流調整器４ＴＲ１は、二相静止座標系でのＩαｅ和Ｉβｅに対してＰＲ閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での負シーケンス電位Ｅα２及びＥβ２を取得し、ここで、ＰＲ調整の共振周波数はω例えば５０Ｈｚである。電流調整器４ＴＲ２は、共振調整器であってもよい。電流調整器４ＴＲ２は、二相静止座標系でのＩαｅ和Ｉβｅに対してＲ閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での５次高調波電位Ｅα５及びＥβ５を取得し、ここで、共振調整の共振周波数は５ωである。電流調整器４ＴＲ３は、共振調整器であってもよく、二相静止座標系でのＩαｅ和Ｉβｅに対してＲ閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での７次高調波電位Ｅα７及びＥβ７を取得し、ここで、共振調整の共振周波数は７ωである。
負シーケンス電位と各次高調波電位とを加算して二相静止座標系での総高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを取得する。座標変換器３ＴＲ３は、二相静止座標系での高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを二相静止座標系から三相静止座標系へ変換して高調波補償電位Ｅｈａｂｃを取得する。高調波補償電位Ｅｈａｂｃと基本波電位Ｅａｂｃとを加算して制御電位を取得する。
他の実施形態において、図７ｂにおける制御ブロック図は、次のように変更することもできる。高調波電流のｄｑ軸成分Ｉｄｈ及びＩｑｈを取得してから、先ず、座標変換器３ＴＲ２に入力してＩｎｐａｒｋ変換を行うことにより、二相静止座標系での高調波電流のαβ軸成分Ｉαｈ及びＩβｈを取得する。高調波電流の所与値は０であり、フィードバック値はＩαｈ及びＩβｈであり、二相静止座標系での誤差信号Ｉαｅ及びＩβｅを取得し、二相静止座標系でのＩαｅ及びＩβｅに対して閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での各次高調波電位を取得し、ここで、各次高調波電位の周波数が異なる。
三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、特に非対称又は非線形の負荷を持つ場合、高調波電圧制御をアクティブし、高調波電流制御をシールドするので、ステップＳ３において、出力信号は出力電圧に対応し、高調波成分は高調波電圧に対応し、インバータ２０１の出力電圧における高調波電圧を抽出し、高調波電圧の参照値に基づいて高調波電圧の誤差信号を取得し、誤差信号を調整することにより、高調波補償電位を取得する。
三相交流システムは、オフグリッドモードで稼動し、アイランディングモードとも称される。
図８ａはオフグリッドモードでの高調波電圧の制御ステップのフローチャートであり、図８ｂは図８ａにおける制御フローに対応する制御アーキテクチャである。具体的に、図８ａに示すように、ステップＳ３は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ３３１において、出力電圧を３ｓ／２ｒ（三相静止／二相回転）座標変換して電圧信号を取得し、電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、電圧信号から基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得する。ここで、電圧信号は、実質的に出力電圧のｄｑ座標系でのｄ軸電圧Ｕｄ及びｑ軸電圧Ｕｑである。
ステップＳ３３２において、高調波電圧の参照値をゼロに設定することにより、誤差信号を取得する。ここで、誤差信号は、実質的に高調波電圧とゼロとの差であり、即ち、ゼロから高調波電圧を差し引いて誤差信号を取得する。
ステップＳ４は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ４３１において、誤差信号を複数の座標系で座標変換して各座標系での誤差信号を取得する。例えば、各座標系での誤差信号成分に対して閉ループ制御を行うように、誤差信号をＰａｒｋ変換して複数の座標系での誤差信号成分を取得する。
ステップＳ４３２において、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得する。
ステップＳ４３３において、複数の座標系での電位指令をそれぞれ座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得する。例えば、各座標系での電位指令をそれぞれＩｎｐａｒｋ変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得し、ここで、複数の高調波電位の間の角周波数が異なる。
ステップＳ４３４において、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから２ｓ／３ｓ（二相静止／三相静止）座標変換して高調波補償電位を取得する。
図８ａ及び図８ｂを参照すると、座標変換器５ＴＲ１～５ＴＲ１２、ローパスフィルタＬＰＦ及び電圧調整器６ＴＲ１～６ＴＲ５を含む。座標変換器５ＴＲ１は、出力電圧Ｕａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電圧Ｕａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相回転座標系ｄｑへ変換（３ｓ／２ｒ座標変換）してｄ軸電圧信号Ｕｄ及びｑ軸電圧信号Ｕｑを取得する。他の実施形態において、座標変換器５ＴＲ１は、出力電圧Ｕａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電圧Ｕａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相静止座標系αβへ変換（３ｓ／２ｓ座標変換）してから、二相静止座標系αβから二相回転座標系ｄｑへ変換（２ｓ／２ｒ座標変換）する。１次ローパスフィルタＬＰＦは、Ｕｄ及びＵｑをフィルタリングして基本波電圧Ｕｄｆ及びＵｑｆを抽出し、総電圧信号Ｕｄ及びＵｑから基本波電圧Ｕｄｆ及びＵｑｆを差し引いて高調波電圧Ｕｄｈ及びＵｑｈを取得する。高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ及びＵｑｈであり、誤差信号としてＵｄｅ及びＵｑｅを取得する。
座標変換器５ＴＲ２は、角度－２θに従って誤差信号Ｕｄｅ及びＵｑｅを正シーケンス回転座標系から負シーケンス回転座標系へ変換して、負シーケンス座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｕｄｅ２及びＵｑｅ２を取得する。電圧調整器６ＴＲ１は、比例積分調整器であってもよい。電圧調整器６ＴＲ１は、ｄｑ軸成分Ｕｄｅ２及びＵｑｅ２に対して比例積分（ＰＩ）閉ループ調整を行うことにより、負シーケンス座標系での電位指令Ｅｄ２及びＥｑ２を取得する。座標変換器５ＴＲ３は、角度－θに従って負シーケンス電位指令Ｅｄ２及びＥｑ２を負シーケンス回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での負シーケンス電位Ｅα２及びＥβ２を取得する。なお、本発明は、出力電圧における負シーケンス成分を抑制する必要があり、即ち、高調波制御には負シーケンス成分に対する制御が含まれ、実際の負シーケンス成分の周波数もω例えば５０Ｈｚであり、基本波負シーケンス成分である。
座標変換器５ＴＲ４は、角度４θに従って高調波電圧の誤差信号Ｕｄｅ及びＵｑｅを正シーケンス回転座標系から正シーケンス５次回転座標系へ変換して、正シーケンス５次座標系での高調波電圧誤差のｄｑ軸成分Ｕｄｅ４及びＵｑｅ４を取得する。電圧調整器６ＴＲ２は、積分調整器であってもよい。電圧調整器６ＴＲ２は、ｄｑ軸成分Ｕｄｅ４及びＵｑｅ４に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、正シーケンス５次座標系での電位指令Ｅｄ４及びＥｑ４を取得する。座標変換器５ＴＲ５は、角度５θに従って正シーケンス５次電位指令Ｅｄ４及びＥｑ４を正シーケンス５次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での正シーケンス５次高調波電位Ｅα４及びＥβ４を取得する。
座標変換器５ＴＲ６は、角度－６θに従って高調波電圧の誤差信号Ｕｄｅ及びＵｑｅを正シーケンス回転座標系から負シーケンス５次回転座標系へ変換して、負シーケンス５次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｕｄｅ５及びＵｑｅ５を取得する。電圧調整器６ＴＲ３は、積分調整器であってもよい。電圧調整器６ＴＲ３は、ｄｑ軸成分Ｕｄｅ５和Ｕｑｅ５に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、負シーケンス５次座標系での電位指令Ｅｄ５及びＥｑ５を取得する。座標変換器５ＴＲ７は、角度－５θに従って負シーケンス５次電位指令Ｅｄ５及びＥｑ５を負シーケンス５次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での負シーケンス５次高調波電位Ｅα５及びＥβ５を取得する。
座標変換器５ＴＲ８は、角度６θに従って高調波電圧の誤差信号Ｕｄｅ及びＵｑｅを正シーケンス回転座標系から正シーケンス７次回転座標系へ変換して、正シーケンス７次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｕｄｅ６及びＵｑｅ６を取得する。電圧調整器６ＴＲ４は、積分調整器であってもよい。電圧調整器６ＴＲ４は、ｄｑ軸成分Ｕｄｅ６及びＵｑｅ６に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、正シーケンス７次座標系での電位指令Ｅｄ６及びＥｑ６を取得する。座標変換器５ＴＲ９は、角度７θに従って正シーケンス７次電位指令Ｅｄ６及びＥｑ６を正シーケンス７次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での正シーケンス７次高調波電位Ｅα６及びＥβ６を取得する。
座標変換器５ＴＲ１０は、角度－８θに従って高調波電圧の誤差信号Ｕｄｅ及びＵｑｅを正シーケンス回転座標系から負シーケンス７次回転座標系へ変換して、負シーケンス７次座標系での高調波電圧誤差のｄｑ軸成分Ｕｄｅ７及びＵｑｅ７を取得する。電圧調整器６ＴＲ５は、積分調整器であってもよい。電圧調整器６ＴＲ５は、ｄｑ軸成分Ｕｄｅ７及びＵｑｅ７に対して積分（Ｉ）閉ループ調整を行うことにより、負シーケンス７次座標系での電位指令Ｅｄ７及びＥｑ７を取得する。座標変換器５ＴＲ１１は、角度－７θに従って負シーケンス７次電位指令Ｅｄ７及びＥｑ７を負シーケンス７次回転座標系から二相静止座標系へ変換して、二相静止座標系での負シーケンス７次高調波電位Ｅα７及びＥβ７を取得する。
負シーケンス電位と各次高調波電位とを加算して二相静止座標系での総高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを取得する。座標変換器５ＴＲ１２は、二相静止座標系での高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを二相静止座標系から三相静止座標系へ変換して高調波補償電位Ｅｈａｂｃを取得する。高調波補償電位Ｅｈａｂｃと基本波電位Ｅａｂｃとを加算して制御電位を取得する。
図９は、オフグリッドモードでの高調波電圧のさらに別の制御ステップのフローチャートであり、具体的に、図９に示すように、ステップＳ３は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ３４１において、出力電圧を３ｓ／２ｒ座標変換して電圧信号を取得し、電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、電圧信号から基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得する。ここで、電圧信号は、実質的に出力電流のｄｑ座標系でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑである。
ステップＳ３４２において、高調波電圧を複数の座標系で座標変換することにより、複数の座標系に対応する高調波電圧を取得する。例えば、高調波電圧を複数の座標系でＰａｒｋ変換することにより、複数の座標系での高調波電圧を取得する。
ステップＳ３４３において、各座標系での高調波電圧成分の参照値をゼロに設定することにより、各座標系での誤差信号を取得する。ここで、各座標系での誤差信号は、実質的に各座標系での高調波電圧とゼロとの差であり、即ち、ゼロから高調波電圧を差し引いて誤差信号を取得する。
ステップＳ４は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ４４１において、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得する。
ステップＳ４４２において、電位指令を座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得する。例えば、各座標系での電位指令をＩｎｐａｒｋ変換して負シーケンス電位を含む高調波電位を取得する。
ステップＳ４４３において、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから２ｓ／３ｓ（二相静止／三相静止）座標変換して高調波補償電位を取得する。
これから分かるように、図８ａと図９における各ステップとの相違点は、以下の通りである。図８ａにおける各ステップにおいては、先ず、高調波電圧の参照値をゼロに設定して誤差信号を取得し、誤差信号を座標変換して複数の座標系での誤差変換信号を取得し、各座標系での誤差変換信号に対して閉ループ調整を行うことにより電位補償信号を出力する。これに対して、図９の各ステップにおいては、先ず、高調波電圧を座標変換して複数の座標系での高調波電圧変換信号を取得し、各座標系の高調波電圧変換信号の参照値をゼロに設定して各座標系での誤差信号を取得し、各座標系での誤差信号に対して閉ループ調整を行うことにより電位補償信号を出力する。これらの２つの方法によれば、どちらも最終的に高調波補償電位を取得することができる。
図９における制御フローに対応する制御アーキテクチャは、図８ｂと類似し、相違点は、以下の通りである。高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ及びＵｑｈを取得してから、そのまま座標変換器５ＴＲ２、５ＴＲ４、５ＴＲ６、５ＴＲ８及び５ＴＲ１０に入力する。座標変換器５ＴＲ２は、角度－２θに従って高調波電圧Ｕｄｈ及びＵｑｈを正シーケンス回転座標系から負シーケンス回転座標系へ変換して、負シーケンス座標系での高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ２及びＵｑｈ２を取得する。負シーケンス座標系で、高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ２及びＵｑｈ２であり、負シーケンス座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｕｄｅ２及びＵｑｅ２を取得する。座標変換器５ＴＲ４は、角度４θに従って高調波電圧Ｕｄｈ及びＵｑｈを正シーケンス回転座標系から正シーケンス５次回転座標系へ変換して、正シーケンス５次座標系での高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ４及びＵｑｈ４を取得する。正シーケンス５次座標系で、高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ４及びＵｑｈ４であり、正シーケンス５次座標系での高調波電圧誤差のｄｑ軸成分Ｕｄｅ４及びＵｑｅ４を取得する。座標変換器５ＴＲ６は、角度－６θに従って高調波電圧Ｕｄｈ及びＵｑｈを正シーケンス回転座標系から負シーケンス５次回転座標系へ変換して、負シーケンス５次座標系での高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ５及びＵｑｈ５を取得する。負シーケンス５次座標系で、高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ５及びＵｑｈ５であり、負シーケンス５次座標系での誤差信号のｄｑ軸成分Ｕｄｅ５及びＵｑｅ５を取得する。座標変換器５ＴＲ８は、角度６θに従って高調波電圧Ｕｄｈ及びＵｑｈを正シーケンス回転座標系から正シーケンス７次回転座標系へ変換して、正シーケンス７次座標系での高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ６及びＵｑｈ６を取得する。正シーケンス７次座標系で、高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ６及びＵｑｈ６であり、正シーケンス７次座標系での高調波電圧誤差のｄｑ軸成分Ｕｄｅ６及びＵｑｅ６を取得する。座標変換器５ＴＲ１０は、角度－８θに従って高調波電圧Ｕｄｈ及びＵｑｈを正シーケンス回転座標系から負シーケンス７次回転座標系へ変換して、負シーケンス７次座標系での高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ７及びＵｑｈ７を取得する。負シーケンス７次座標系で、高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ７及びＵｑｈ７であり、負シーケンス７次座標系での高調波電圧誤差のｄｑ軸成分Ｕｄｅ７及びＵｑｅ７を取得する。その他の類似した部分は、図８ｂの説明を参照することができ、ここで詳細な説明を省略する。
なお、上記の複数の座標系は、負シーケンス座標系、正負５次座標系及び正負７次座標系を含み、負シーケンス電圧、正負５次高調波電圧及び正負７次高調波電圧を抑制する効果を達成するが、本発明は、これに限定されなく、他の次の座標系を含むこともできる。
図１０は、オフグリッドモードでの高調波電圧の別の制御アーキテクチャである。図１０に対応する制御フローにおけるステップＳ４は、図８ａと異なり、以下、その相違点のみを詳細に説明し、同一の部分については、図８ａを参照することができる。
ステップＳ４は、以下のサブステップを含むことができる。
ステップＳ４５１において、誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得する。
ステップＳ４５２において、二相静止座標系での誤差信号を複数の制御モジュールに入力して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得する。
ステップＳ４５３において、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから２ｓ／３ｓ（二相静止／三相静止）座標変換して高調波補償電位を取得する。
ここで、図１０に示すように、複数の制御モジュールは、ＰＲ（比例共振）制御モジュール及び２つのＲ（共振）制御モジュールを含み、ここで、ＰＲ制御モジュールは、負シーケンス電位を出力し、即ち、負シーケンス電位の周波数はω例えば５０Ｈｚであり、２つのＲ制御モジュールは、それぞれ５次高調波電位及び７次高調波電位を出力し、即ち、高調波電位の周波数はそれぞれ５ω及び７ω、例えば２５０Ｈｚ及び３５０Ｈｚである。
図１０を参照すると、座標変換器７ＴＲ１～７ＴＲ３、ローパスフィルタＬＰＦ及び電圧調整器８ＴＲ１～８ＴＲ３を含む。座標変換器７ＴＲ１は、出力電圧Ｕａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電圧Ｕａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相回転座標系ｄｑへ変換（３ｓ／２ｒ座標変換）して、ｄ軸電圧信号Ｕｄ及びｑ軸電圧信号Ｕｑを取得する。他の実施形態において、座標変換器７ＴＲ１は、出力電圧Ｕａｂｃ及び角度信号θを受信し、角度信号θに従って出力電圧Ｕａｂｃを三相静止座標系ａｂｃから二相静止座標系αβへ変換（３ｓ／２ｓ座標変換）してから、二相静止座標系αβから二相回転座標系ｄｑへ変換（２ｓ／２ｒ座標変換）する。１次ローパスフィルタＬＰＦは、Ｕｄ及びＵｑをフィルタリングして基本波電圧Ｕｄｆ及びＵｑｆを抽出し、総電圧信号Ｕｄ及びＵｑから基本波電圧Ｕｄｆ及びＵｑｆを差し引いて高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ及びＵｑｈを取得する。高調波電圧の所与値は０であり、高調波電圧のフィードバック値はＵｄｈ及びＵｑｈであり、誤差信号としてＵｄｅ及びＵｑｅを取得する。
座標変換器７ＴＲ２は、角度信号θに従って高調波電圧の誤差信号Ｕｄｅ及びＵｑｅをＩｎｐａｒｋ座標変換して、二相静止座標系での誤差信号のαβ軸成分Ｕαｅ及びＵβｅを取得する。電圧調整器８ＴＲ１は、比例共振（ＰＲ）調整器であってもよい。電圧調整器８ＴＲ１は、二相静止座標系でのＵαｅ及びＵβｅに対してＰＲ閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での負シーケンス電位Ｅα２及びＥβ２を取得し、ここで、ＰＲ調整の共振周波数はω例えば５０Ｈｚである。電圧調整器８ＴＲ２は、共振調整器であってもよい。電圧調整器８ＴＲ２は、二相静止座標系でのＵαｅ及びＵβｅに対してＲ閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での５次高調波電位Ｅα５及びＥβ５を取得し、ここで、共振調整の共振周波数は５ωである。電圧調整器８ＴＲ３は、共振調整器であってもよい。電圧調整器８ＴＲ３は、二相静止座標系でのＵαｅ及びＵβｅに対してＲ閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での７次高調波電位Ｅα７及びＥβ７を取得し、ここで、共振調整の共振周波数は７ωである。
負シーケンス電位と各次高調波電位とを加算して二相静止座標系での総高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを取得する。座標変換器７ＴＲ３は、二相静止座標系での高調波電位Ｅｈα及びＥｈβを二相静止座標系から三相静止座標系へ変換して高調波補償電位Ｅｈａｂｃを取得する。高調波補償電位Ｅｈａｂｃと基本波電位Ｅａｂｃとを加算して制御電位を取得する。
他の実施形態において、図１０における制御ブロック図は、次のように変更することもできる。高調波電圧のｄｑ軸成分Ｕｄｈ及びＵｑｈを取得してから、先ず、座標変換器７ＴＲ２に入力してＩｎｐａｒｋ変換を行うことにより、二相静止座標系での高調波電圧のαβ軸成分Ｕαｈ及びＵβｈを取得する。高調波電圧の所与値は０であり、フィードバック値はＵαｈ及びＵβｈであり、二相静止座標系での誤差信号Ｕαｅ及びＵβｅを取得し、二相静止座標系でのＵαｅ及びＵβｅに対して閉ループ調整を行うことにより、二相静止座標系での各次高調波電位を取得する。その他の類似した部分は、図１０の説明を参照することができ、ここで詳細な説明を省略する。ここで、具体的なステップのフローチャートは、図９を参照することができ、ここで詳細な説明を省略する。
図１１は、三相交流システムの他の原理の模式図である。図１１に示す三相交流システムは、図２に示す三相交流システムに比べて、アイランディング検出機能が追加された。図１１に示すように、三相交流システムにおける制御装置は、第４の制御ユニット２０９をさらに含み、前記第４の制御ユニット２０９は、第１の制御ユニット２０３に電気的に接続され、アイランディング検出を実現するために使用される。第１の制御ユニットは、ドループ制御を含み、第４の制御ユニット２０９の出力は、ドループ制御の少なくとも１つの所与に重畳される。
図１２は、アイランディング判定方法のステップのフローチャートである。図１２に示すように、アイランディング判定方法は、以下のステップを含む。
ステップＡ１において、三相交流システムの出力電圧ＵａｂｃのパラメーターＭ及びそれに対応するある持続期間内の定常値Ｍ０を取得する。
ステップＡ２において、パラメーターＭ及び定常値Ｍ０に基づいて干渉信号を取得する。
ステップＡ３において、干渉信号をドループ制御の少なくとも１つの所与に重畳する。
ステップＡ４において、干渉信号が追加された後のパラメーターＭを検出し、パラメーターＭが上限値よりも大きい場合、又は下限値よりも小さい場合に、アイランディングが発生したと判定する。
ステップＡ１において、出力電圧ＵａｂｃのパラメーターＭは、電圧振幅Ｕ又は電圧角周波数ωであり、図３における位相ロッカーにより出力電圧Ｕａｂｃの位相をロックして得られる。定常値Ｍ０は、パラメーターＭをある持続期間にわたってフィルタリングして得られるものであり、持続期間は、実際の状況に応じて自分で設置することができる。具体的に、パラメーターＭが電圧振幅Ｕである場合、定常値Ｍ０は、Ｕ０に対応し、電圧振幅Ｕを持続期間にわたってフィルタリングして得られるものであり、持続期間内の電圧振幅の平均値に対応することができる。パラメーターＭが角周波数ωである場合、定常値Ｍ０は、ω０に対応し、角周波数ωを持続期間にわたってフィルタリングして得られるものであり、持続期間内の角周波数の平均値に対応することができる。
ステップＡ２は、以下のサブステップをさらに含む。
ステップＡ２１において、定常値Ｍ０とパラメーターＭとを比較する。
ステップＡ２２において、定常値Ｍ０とパラメーターＭが等しくない場合、パラメーターＭに増分δを重み合わせて新たなパラメーターＭ’を取得する。
ステップＡ２３において、定常値Ｍ０と新たなパラメーターＭ’との誤差を計算し、誤差を反転して干渉信号を取得する。
ここで、定常値Ｍ０がパラメーターＭより大きい場合、増分δは、負の値であり、定常値Ｍ０と新たなパラメーターＭ’との誤差は、正の値であり、干渉信号は、負の値であり、ドループ制御の所与に逆方向外乱が重畳される。オングリッド稼動の場合、出力電圧Ｕａｂｃがグリッドによってクランプされるので、リアルタイムパラメーターＭは、変化しないか、又は変化が小さく、ドループ制御の所与の変化は小さく、逆方向外乱の作用は明らかでない。アイランディングが発生すれば、逆方向外乱がドループ制御の所与に重畳され、リアルタイムパラメーターＭが小さくなるので、干渉信号の絶対値が大きくなり、逆方向外乱が増加し、リアルタイムパラメーターＭがさらに小さくなって最終的に下限値に達し、アイランディングが発生したと判断する。
一方、定常値Ｍ０がパラメーターＭよりも小さい場合、増分δは正の値であり、定常値Ｍ０と新たなパラメーターＭ’との誤差は負の値であり、干渉信号は正の値であり、ドループ制御の所与に順方向外乱が重畳される。オングリッド稼動の場合、出力電圧Ｕａｂｃがグリッドによってクランプされるので、リアルタイムパラメーターＭは、変化しないか、又は変化が小さく、ドループ制御の所与の変化は小さく、順方向外乱の作用が明らかでない。アイランディングが発生すれば、順方向外乱がドループ制御の所与に重畳され、リアルタイムパラメーターＭが大きくなるので、干渉信号が大きくなり、順方向外乱が増加し、リアルタイムパラメーターＭがさらに大きくなって最終的に上限値に達し、アイランディングが発生したと判断する。
インバータに対してドループ制御を含む仮想同期機制御を実行する。ドループ制御は、角周波数所与及び電圧振幅所与を含み、パラメーターＭが電圧振幅Ｕである場合、干渉信号をドループ制御の電圧所与に重畳し、パラメーターＭが角周波数ωである場合、干渉信号をドループ制御の角周波数所与に重畳する。
図１３は、第１の制御ユニット及び第４の制御ユニットに対応する制御ブロック図である。図１３に示すように、第４の制御ユニット２０９は、インバータの出力電圧の角周波数ωを取得するとともに、角周波数ωをフィルタリングして、一持続期間内の角周波数の平均値として理解される角周波数の定常値ω０を取得する。ωとω０とを比較し、両者が等しくない場合、ωを増分Δωだけ増加又は減少させてω’を取得し、ω０とω’との誤差を反転して干渉信号を取得し、ドループ制御の周波数所与に導入する。アイランディングが発生すれば、ドループ制御の周波数所与に重畳された外乱によって、グリッド角周波数が定格値からずれて上限値又は下限値に達し、アイランディングが発生したと判断する。
図１３に示すように、増分Δωは、正の値又は負の値であってもよい。ω０がωよりも大きい場合、増分Δωは、負の値であり、ω０とω’との誤差を反転して干渉信号ωｉｓを取得して周波数所与ω＊に重畳し、明らかに、この時の干渉信号ωｉｓが負の値であるので、ドループ制御の周波数所与に小振幅の周波数の逆方向外乱が重畳されることに相当する。ω０がωよりも小さい場合、増分Δωは、正の値であり、ω０とω’との誤差を反転して干渉信号ωｉｓを取得し、それを周波数所与ω＊に重畳し、明らかに、この時の干渉信号ωｉｓが正の値であるので、ドループ制御の周波数所与に小振幅の周波数の順方向外乱が重畳されることに相当する。Δωの値は小さく、本実施形態におけるΔωは、±０．０１Ｈｚであるが、本発明は、これに限定されない。例えば、ω０が５０Ｈｚであり、ωが５１Ｈｚである場合、Δωは、０．０１Ｈｚであり、ω’は、５１．０１Ｈｚであり、ω０とω’との誤差は、－１．０１Ｈｚであり、この時の干渉信号ωｉｓは、１．０１Ｈｚである。ωが４９Ｈｚである場合、Δωは、－０．０１Ｈｚであり、ω’は、４８．９９Ｈｚであり、ω０とω’との誤差は、１．０１Ｈｚであり、この時の干渉信号ωｉｓは、－１．０１Ｈｚである。
ω０がωよりも大きい場合、干渉信号ωｉｓは、負の値であり、ドループ制御の周波数所与ω＊に小振幅の周波数の逆方向外乱が重畳され、オングリッド稼動の場合、出力電圧Ｕａｂｃがグリッドによってクランプされるので、その角周波数ωは、変化しないか、又は変化が小さいが、アイランディングが発生すれば、負フィードバックの作用によって、リアルタイム角周波数ωが徐々に小さくなり、外乱周波数ωｉｓの絶対値が徐々に大きくなるので、外乱が重畳された後のドループ制御の周波数所与が徐々に小さくなって最終的に周波数の下限に達し、アイランディングが発生したと判断する。
ω０がωよりも小さい場合、干渉信号ωｉｓは正の値であり、ドループ制御の周波数所与ω＊に小振幅の周波数の順方向外乱が重畳され、オングリッド稼動の場合、出力電圧Ｕａｂｃがグリッドによってクランプされるので、その角周波数ωは、変化しないか、又は変化が小さいが、アイランディングが発生すれば、正フィードバックの作用によって、リアルタイム角周波数ωが徐々に大きくなり、外乱周波数ωｉｓが徐々に大きくなるので、外乱が重畳された後のドループ制御の周波数所与が徐々に大きくなって最終的に周波数の上限に達し、アイランディングが発生したと判断する。
図１４は、第１の制御ユニット及び第４の制御ユニットに対応する他の制御ブロック図である。図１４に示すように、第４の制御ユニット２０９は、インバータの出力電圧の電圧振幅Ｕを取得するとともに、電圧振幅Ｕをフィルタリングして一持続期間内の電圧振幅の平均値として理解される電圧振幅の定常値Ｕ０を取得する。ＵとＵ０と比較し、両者が等しくない場合、Ｕを増分ΔＵだけ増加又は減少させてＵ’を取得し、Ｕ０とＵ’との誤差を反転して干渉信号を取得し、それをドループ制御の電圧幅値所与に導入する。アイランディングが発生すれば、ドループ制御の電圧幅値所与に重畳された外乱によって、出力電圧幅値が定格値からずれて上限値又は下限値に達し、アイランディングが発生したと判断する。
図１４に示すように、増分ΔＵは、正の値又は負の値であってもよい。Ｕ０がＵよりも大きい場合、増分ΔＵは、負の値であり、Ｕ０とＵ’との誤差を反転して干渉信号Ｕｉｓを取得し、それを電圧所与Ｕ＊に重畳し、明らかに、この時の干渉信号Ｕｉｓが負の値であるので、ドループ制御の電圧幅値所与に小振幅の電圧の逆方向外乱が重畳されることに相当する。Ｕ０がＵよりも小さい場合、増分ΔＵは、正の値であり、Ｕ０とＵ’との誤差を反転して干渉信号Ｕｉｓを取得し、それを電圧幅値所与Ｕ＊に重畳し、明らかに、この時の干渉信号Ｕｉｓが正の値であるので、ドループ制御の電圧幅値所与に小振幅の電圧の順方向外乱が重畳されることに相当する。ΔＵの値は小さく、本実施形態におけるΔＵは、±０．１Ｖであるが、本発明は、これに限定されない。例えば、Ｕ０が２００Ｖであり、Ｕが２０１Ｖである場合、ΔＵは０．１Ｖであり、Ｕ’は２０１．１Ｖであり、Ｕ０とＵ’との誤差は－１．１Ｖであり、この時の干渉信号Ｕｉｓは１．１Ｖである。Ｕが１９９Ｖである場合、ΔＵは－０．１Ｖであり、Ｕ’は１９８．９Ｖであり、Ｕ０とＵ’との誤差は１．１Ｖであり、この時の干渉信号Ｕｉｓは－１．１Ｖである。
Ｕ０がＵよりも大きい場合、干渉信号Ｕｉｓは、負の値であり、ドループ制御の電圧幅値所与Ｕ＊に小振幅の電圧の逆方向外乱が重畳され、オングリッド稼動の場合、出力電圧Ｕａｂｃがグリッドによってクランプされるので、その電圧Ｕは、変化しないか、又は変化が小さいが、アイランディングが発生すれば、負フィードバックの作用によって、リアルタイム電圧Ｕが徐々に小さくなり、外乱電圧Ｕｉｓの絶対値が徐々に大きくなるので、外乱が重畳された後のドループ制御の電圧幅値所与が徐々に小さくなって最終的に電圧下限に達し、アイランディングが発生したと判断する。
Ｕ０がＵよりも小さい場合、干渉信号Ｕｉｓは、正の値であり、ドループ制御の電圧所与Ｕ＊に小振幅の電圧の順方向外乱が重畳され、オングリッド稼動の場合、出力電圧Ｕａｂｃがグリッドによってクランプされるので、その電圧幅値Ｕは、変化しないか、又は変化が小さいが、アイランディングが発生すれば、正フィードバックの作用によって、リアルタイム電圧Ｕが徐々に大きくなり、外乱電圧Ｕｉｓが徐々に大きくなるので、外乱が重畳された後のドループ制御の電圧幅値所与が徐々に大きくなって最終的に電圧上限に達し、アイランディングが発生したと判断する。
本発明のアイランディング検出方法は、簡単であり、その判断結果が正確である。仮想同期機のドループ制御の電圧幅値所与又は周波数所与に順方向又は逆方向の干渉信号を重畳することにより、電圧又は角周波数に連続的な小振幅の順方向外乱又は逆方向外乱を印加するとともに、外乱が印加された後の電圧振幅及び角周波数と閾値とを比較し、電圧振幅及び角周波数が上限値よりも大きいか下限値よりも小さい場合、アイランディングが検出される。本発明は、アイランディング現象を迅速に識別することができ、その結果が正確であり、干渉信号が小さいので、交流システムの安定稼動に影響を与えない。また、外乱信号は、仮想同期機のドループ制御の所与に直接に重畳されており、実現方法が簡単である。
図１５に示すように、三相交流システムは、第５の制御ユニット２１０をさらに含むことができ、これにより、三相交流システムの仮想同期機（ＶＳＧ）は、オフグリッド稼動の場合に二次電圧及び周波数調整機能を有することができる。仮想同期機がオフグリッドで稼動する場合、負荷によって電圧の周波数及び振幅が変化して、出力電圧及び周波数が定格値からずれることになる。二次電圧調整及び二次周波数調整の閉ループ制御を追加することにより、電圧振幅及び周波数を定格電圧振幅及び周波数に調整することができる。
具体的に、定格周波数に応じて出力電圧の角周波数ωに対してＰＩ調整を行うことにより第１の所与値を取得し、仮想同期機により制御される周波数所与ω＊に第１の所与値を加算することにより新たな周波数参照値を取得する。出力電圧の定格値に応じて出力電圧の振幅Ｕに対してＰＩ調整を行うことにより第２の所与値を取得し、仮想同期機により制御される電圧幅値所与Ｕ＊に第２の所与値を加算することにより新たな電圧参照値を取得する。
図１６に示すように、二次電圧調整所与を定格電圧ＵＮ ＊とし、出力電圧の振幅Ｕをフィードバックとし、ＰＩ調整後、第２の所与値ΔＵ２ ＊を出力する。この第２の所与値と電圧ドループ制御の電圧幅値所与Ｕ＊とを加算して新たなドループ制御の電圧幅値所与となる。閉ループ制御により、電圧振幅を定格電圧振幅ＵＮ ＊に調整することができる。
二次周波数調整所与を定格周波数ωＮ ＊とし、出力電圧の角周波数ωをフィードバックとし、ＰＩ調整後、第１の所与値Δω２ ＊を出力する。この第１の所与値と周波数ドループ制御の周波数所与ω＊とを加算して新たなドループ制御の周波数所与となる。閉ループ制御により、電圧周波数を定格周波数ωＮ ＊に調整することができる。
また、フロントエンドのグリッドを復元され、仮想同期機がグリッドと自動的に同期して再びオングリッドで稼動する必要がある場合、二次電圧調整及び周波数調整の所与値は、フロントエンドグリッドの振幅Ｕｇ及び角周波数ωｇである。
なお、三相交流システムは、図１１における第４の制御ユニット２０９及び図１５における第５の制御ユニット２１０を同時に含むこともでき、即ち、オングリッド接続ではアイランディング検出を実行することができ、オフグリッドでは二次電圧調整及び周波数調整を実行することができる。
本発明の実施形態に係る三相交流システムの制御方法において、三相交流システムの出力信号における基本波負シーケンス成分を含む高調波成分を抽出し、高調波成分の参照値に基づいて高調波成分の誤差信号を取得し、さらに高調波補償電位を取得する。高調波補償電位と基本波電位とを加算してから変調してパルス信号を取得し、グリッド周波数変化を遅くする仮想同期機自体の遅延性能、及びオン・オフグリッドの場合の高調波制御性能を同時に実現することができる。アイランディング検出及び二次電圧調整及び周波数調整の機能をさらに備えることができる。
以下、本発明の上記のリアルタイム・メッセージの処理方法を実行するための本発明の装置の実施形態を説明する。
図１７に示すように、本発明の実施形態は、三相交流システムの制御装置７００を提供し、三相交流システムは、インバータ及びフィルタリングユニットを含み、インバータは、フィルタリングユニットを介してグリッド及び負荷に結合され、具体的に、制御装置は、以下のユニットを含む。
第１の計算ユニット７１０は、三相交流システムの出力信号を受信するとともに、出力信号に基づいて出力信号の特性値を取得するために使用される。
第１の制御ユニット７２０は、インバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、基本波電位を取得するために使用される。
誤差取得ユニット７３０は、出力信号における高調波成分を抽出するとともに、高調波成分及び高調波成分の参照値に基づいて誤差信号を取得するために使用される。
誤差調整ユニット７４０は、誤差信号を制御することにより、高調波補償電位を取得するために使用される。
第２の計算ユニット７５０は、高調波補償電位と基本波電位とを重畳することにより、制御電位を取得するために使用される。
変調ユニット７６０は、制御電位を変調することによりパルス信号を取得するとともに、パルス信号に基づいてインバータのオン／オフ信号を取得するために使用される。
本発明の実施形態に係る技術案において、出力信号の高調波成分を抽出して高調波成分の閉ループ制御を行うことにより、高調波補償電位を取得し、高調波補償電位と基本波電位とを加算して制御電位を取得するとともに、制御電位に従ってインバータの動作を制御し、仮想同期機の慣性及び減衰特性を実現するとともに、三相交流システムの出力信号における高調波成分を抑制することができる。
誤差取得ユニット及び誤差調整ユニットは、図２における調整ユニットに対応する。
三相交流システムがオングリッドモードで稼動する場合、第２の制御ユニットに切り替え、インバータの出力電流における高調波電流を制御し、第３の制御ユニットをシールドする。例えば図５ａにおけるステップを実現するために、誤差取得ユニットは、以下のモジュールを含む。
高調波電流取得モジュールは、インバータの出力電流を３ｓ／２ｒ座標変換して電流信号を取得し、電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、電流信号から基本波電流を差し引いて高調波電流を取得する。いくつかの実施形態において、高調波電流取得モジュールは、座標変換器、フィルタ及び減算器を含み、座標変換器は、角度信号θに従って３ｓ／２ｒ座標変換し、又は、先ず３ｓ／２ｓ座標変換してから２ｓ／２ｒ座標変換し、ここで、電流信号は、ｄ軸電流信号Ｉｄ及びｑ軸電流信号Ｉｑを含む。
電流参照値設定モジュールは、高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、誤差信号を取得する。いくつかの実施形態において、電流参照値設定モジュールは、ゼロから高調波電流を差し引くことを実現するための減算器を含む。
誤差調整ユニット７４０は、以下のモジュールを含むことができる。
第１の座標変換モジュールは、誤差信号を複数の座標系で座標変換して各座標系での誤差信号を取得するために使用される。いくつかの実施形態において、第１の座標変換モジュールは複数の座標変換器を含む。
高調波制御モジュールは、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得する。いくつかの実施形態において、高調波制御モジュールは複数の電流調整器を含む。
第２の座標変換モジュールは、電位指令を座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するために使用される。いくつかの実施形態において、第２の座標変換モジュールは複数の座標変換器を含む。
第１の計算モジュールは、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換して高調波補償電位を取得する。
他の実施形態において、上記の図６におけるステップを実現するために、誤差取得ユニットは、高調波電流取得モジュール及び電流参照値設定モジュールを含む。高調波電流取得モジュールは、上記の実施形態の高調波電流取得モジュールの構造及び機能と類似する。電流参照値設定モジュールは、高調波電流を複数の座標系で座標変換することにより、複数の座標系に対応する高調波電流を取得し、各座標系での高調波電流の参照値をゼロに設定し、各座標系での前記誤差信号を取得するために使用される。いくつかの実施形態において、電流参照値設定モジュールは複数の座標変換器及び複数の減算器を含む。詳細については、図６の説明を参照することができ、ここで詳細な説明を省略する。
誤差調整ユニット７４０は、以下のモジュールを含むことができる。
高調波制御モジュールは、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得するために使用される。
第３の座標変換モジュールは、電位指令を座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するために使用される。
第２の計算モジュールは、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換して高調波補償電位を取得するために使用される。
本実施形態において、上記の図７ａにおけるステップを実現するために、誤差調整ユニット７４０は、以下のモジュールをさらに含むことができる。
第４の座標変換モジュールは、誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得するために使用される。
複数の制御モジュールは、それぞれ二相静止座標系での誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するために使用される。
第３の計算モジュールは、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換して高調波補償電位を取得するために使用される。
ここで、複数の制御モジュールは、ＰＲ制御モジュール及び２つのＲ制御モジュールを含み、ＰＲ制御モジュールは、負シーケンス電位を出力し、２つのＲ制御モジュールは、それぞれ５次高調波電位及び７次高調波電位を出力する。
三相交流システムがオフグリッドモードで稼動する場合、第３の制御ユニットに切り替え、インバータの出力電圧の高調波電圧を制御し、第２の制御ユニットをシールドする。
図８ａにおけるステップを実現するために、誤差取得ユニットは、以下のモジュールを含むことができる。
高調波電圧取得モジュールは、三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、電圧信号から基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するために使用される。いくつかの実施形態において、高調波電圧取得モジュールは座標変換器、フィルタ及び減算器を含み、座標変換器は、角度信号θに従って３ｓ／２ｒ座標変換し、又は、先ず３ｓ／２ｓ座標変換してから２ｓ／２ｒ座標変換し、ここで、電圧信号は、ｄ軸電圧信号Ｕｄ及びｑ軸電圧信号Ｕｑを含む。
電圧参照値設定モジュールは、高調波電圧の参照値をゼロに設定することにより、誤差信号を取得する。
本実施形態において、誤差調整ユニット７４０は、以下のモジュールをさらに含むことができる。
第１の座標変換モジュールは、誤差信号を複数の座標系で座標変換して各座標系での誤差信号を取得するために使用される。
高調波制御モジュールは、各座標系において誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得するために使用される。いくつかの実施形態において、高調波制御モジュールは複数の電圧調整器を含む。
第２の座標変換モジュールは、電位指令を座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するために使用される。
第１の計算モジュールは、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換して高調波補償電位を取得するために使用される。
図９におけるステップを実現するために、誤差取得ユニットは、以下のモジュールを含むことができる。
高調波電圧取得モジュールは、三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、電圧信号から基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するために使用される。
電圧参照値設定モジュールは、高調波電圧を複数の座標系で座標変換し、複数の座標系に対応する高調波電圧を取得し、各座標系での高調波電圧の参照値をゼロに設定し、各座標系での前記誤差信号を取得するために使用される。
誤差調整ユニット７４０は、以下のモジュールを含むことができる。
高調波制御モジュールは、各座標系において閉ループ制御を行うことにより、複数の座標系に対応する電位指令を取得するために使用される。
第３の座標変換モジュールは、電位指令を座標変換して二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するために使用される。
第２の計算モジュールは、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換して高調波補償電位を取得するために使用される。
図１０における制御構成に対応するステップを実現するために、誤差調整ユニット７４０は、以下のモジュールをさらに含むことができる。
第４の座標変換モジュールは、誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得するために使用される。
複数の制御モジュールは、それぞれ二相静止座標系での誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するために使用される。
第３の計算モジュールは、二相静止座標系での複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換して高調波補償電位を取得するために使用される。
ここで、複数の制御モジュールは、ＰＲ制御モジュール及び２つのＲ制御モジュールを含み、ＰＲ制御モジュールは負シーケンス電位を出力し、２つのＲ制御モジュールは、それぞれ５次高調波電位及び７次高調波電位を出力する。
詳細については、上記の説明を参照することができ、説明を簡略化するために、ここで詳細な説明を省略する。
本発明に係る三相交流システムの制御装置は、三相交流システムの出力信号における高調波成分を抽出し、高調波成分に対して閉ループ制御を行うことにより、高調波補償電位を取得し、高調波補償電位を仮想同期機により制御及び出力される基本波電位に重畳して制御電位を取得し、制御電位を変調してインバータのオン／オフ信号を取得し、仮想同期機制御を実現するとともに、三相交流システムの出力信号における高調波成分を抑制する。
本発明の三相交流システムは、三相交流システムがオングリッドモードで稼動するかオフグリッドモードで稼動するかを決定するためのアイランディング検出機能をさらに備え、対応する制御装置には、アイランディングを検出するための第４の制御ユニットをさらに含む。本発明のアイランディング検出方法、例えば図１２－１４における方法を実現するために、第４の制御ユニット８００は、パラメーター取得モジュール８１０、干渉信号取得モジュール８２０、干渉信号導入モジュール８３０及び判断モジュール８４０を含み、図１８を参照することができる。
パラメーター取得モジュールは、三相交流システムの出力電圧ＵａｂｃのパラメーターＭ及びそれに対応する一持続期間内の定常値Ｍ０を取得するために使用される。例えば、パラメーター取得モジュールは、出力電圧Ｕａｂｃの振幅Ｕ又は角周波数ωを受信するように第１の計算ユニットに結合されるとともに、フィルタによりパラメーターの定常値Ｕ０又はω０を取得する。干渉信号取得モジュールは、パラメーターＭ及び定常値Ｍ０に基づいて干渉信号を取得する。具体的に、定常値とパラメーターとを比較し、両者が等しくない場合、パラメーターＭに増分δを重畳して新たなパラメーターＭ’を取得し、定常値と新たなパラメーターとの誤差を反転して干渉信号を取得する。干渉信号導入モジュールは、干渉信号をドループ制御の所与に重畳するために使用される。具体的に、パラメーターＭが電圧振幅である場合、干渉信号をドループ制御の電圧幅値所与に重畳する。パラメーターが角周波数である場合、干渉信号をドループ制御の角周波数所与に重畳する。判断モジュールは、干渉信号が印加された後のパラメーターをリアルタイムで検出し、それを閾値と比較し、パラメーターが閾値を超える場合、アイランディングが発生したと判定する。例えば、干渉信号が角周波数所与ω＊に印加される場合、出力電圧の角周波数ωをリアルタイムで検出してそれを閾値と比較する。干渉信号が振幅所与Ｕ＊に印加される場合、出力電圧の振幅Ｕをリアルタイムで検出してそれを閾値と比較する。
本発明におけるアイランディング検出方法を実現するために、干渉信号取得モジュールは、定常値とパラメーターとを比較するための比較サブモジュールと、定常値とパラメーターが等しくない場合、パラメーターに増分を重畳して新たなパラメーターを取得するための重畳サブモジュールと、定常値と新たなパラメーターとの誤差を取得し、誤差を反転して干渉信号を取得するための計算サブモジュールと、をさらに含む。
本発明の例示的な実施形態に係る三相交流システムの制御装置の各機能モジュールは、上記の三相交流システムの制御方法の例示的な実施形態のステップに対応しているので、本発明の装置の実施形態において提示されていない詳細については、本発明の上記の三相交流システムの制御方法の実施形態を参照することができる。
上記のＶＳＧ機能を備える三相交流システムの制御装置は、本発明の方法フローに基づくコンピュータソリューション、即ち、ＶＳＧの制御システムに適用可能なソフトウェア・アーキテクチャであってもよく、上記の装置は、方法フローに対応する処理プロセスである。
当業者は、明細書を考慮し、ここに公開された開示を実践した後、本発明の他の実施形態を容易に想到することができる。本願は、本発明に対する任意の変形、用途、又は適応的な変化を含み、このような変形、用途、又は適応的な変化は、本発明の一般的な原理に従い、本発明では開示していない本技術分野の公知知識、又は通常の技術手段を含む。明細書及び実施形態は、単に例示的なものであって、本発明の本当の範囲と主旨は、以下の特許請求の範囲により示される。
なお、本発明は、上記で記述され、図面で図示した特定の構成に限定されず、その範囲を逸脱しない状況で、様々な修正や変更を実施してもよい。本発明の範囲は、添付される特許請求の範囲のみにより限定される。
２０１ インバータ
２０２ 第１の計算ユニット
２０２１ 位相ロッカー
２０２２ 座標変換器
２０２３ 積分器
２０２４ 計算器
２０３ 第１の制御ユニット
２０４ 第２の制御ユニット
２０５ 第３の制御ユニット
２０６ 第２の計算ユニット
２０７ 変調ユニット
２０８ 選択ユニット
２０９ 第４の制御ユニット
２１０ 第５の制御ユニット
７００ 三相交流システムの制御装置
７１０ 第１の計算ユニット
７２０ 第１の制御ユニット
７３０ 誤差取得ユニット
７４０ 誤差調整ユニット
７５０ 第２の計算ユニット
７６０ 変調ユニット
８００ 第４の制御ユニット
８１０ パラメーター取得モジュール
８２０ 干渉信号取得モジュール
８３０ 干渉信号導入モジュール
８４０ 判断モジュール

Claims (16)

  1. インバータとフィルタリングユニットとを含み、かつ、前記インバータが前記フィルタリングユニットを介してグリッド及び負荷に結合される三相交流システムの制御方法であって、
    前記三相交流システムの出力信号を受信するとともに、前記出力信号に基づいて出力信号の特性値を取得するステップ１と、
    前記特性値に応じて前記インバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、基本波電位を取得するステップ２と、
    前記出力信号における高調波成分を抽出するとともに、前記高調波成分及び高調波成分の参照値に基づいて誤差信号を取得するステップ３と、
    前記誤差信号を制御することにより、高調波補償電位を取得するステップ４と、
    前記高調波補償電位と前記基本波電位とを重畳することにより、制御電位を取得するステップ５と、
    前記制御電位を変調することによりパルス信号を取得し、前記パルス信号に基づいて前記インバータのオン／オフ信号を取得するステップ６と、を含む
    ことを特徴とする三相交流システムの制御方法。
  2. 前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記ステップ３は、
    前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するステップと、
    前記高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の三相交流システムの制御方法。
  3. 前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記ステップ３は、
    前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するステップと、
    前記高調波電流を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電流を取得し、各座標系での高調波電流の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の三相交流システムの制御方法。
  4. 前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、三相交流システムの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記ステップ３は、
    前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するステップと、
    前記高調波電圧の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の三相交流システムの制御方法。
  5. 前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、三相交流システムの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記ステップ３は、
    前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するステップと、
    前記高調波電圧を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電圧を取得し、各座標系での高調波電圧の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の三相交流システムの制御方法。
  6. 前記ステップ４は、
    前記誤差信号を複数の座標系で座標変換することにより、各座標系での前記誤差信号を取得するステップと、
    各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するステップと、
    前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するステップと、
    二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項２又は４に記載の三相交流システムの制御方法。
  7. 前記ステップ４は、
    各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するステップと、
    前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するステップと、
    二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項３又は５に記載の三相交流システムの制御方法。
  8. 前記ステップ４は、
    前記誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得するステップと、
    二相静止座標系での誤差信号を複数の制御モジュールに入力して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するステップと、
    二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するステップと、を含む
    ことを特徴とする請求項２又は４に記載の三相交流システムの制御方法。
  9. インバータとフィルタリングユニットとを含み、かつ、前記インバータが前記フィルタリングユニットを介してグリッド及び負荷に結合される三相交流システムの制御装置であって、
    前記制御装置は、
    前記三相交流システムの出力信号を受信するとともに、前記出力信号に基づいて出力信号の特性値を取得するための第１の計算ユニットと、
    前記インバータに対して仮想同期機制御を行うことにより、基本波電位を取得するための第１の制御ユニットと、
    前記出力信号における高調波成分を抽出するとともに、前記高調波成分及び高調波成分の参照値に基づいて誤差信号を取得するための誤差取得ユニットと、
    前記誤差信号を制御することにより、高調波補償電位を取得するための誤差調整ユニットと、
    前記高調波補償電位と前記基本波電位とを重畳することにより、制御電位を取得するための第２の計算ユニットと、
    前記制御電位を変調することによりパルス信号を取得し、前記パルス信号に基づいて前記インバータのオン／オフ信号を取得するための変調ユニットと、を含む
    ことを特徴とする三相交流システムの制御装置。
  10. 前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、
    前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するための高調波電流取得モジュールと、
    前記高調波電流の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するための電流参照値設定モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の三相交流システムの制御装置。
  11. 前記三相交流システムがオングリッドモードで稼動し、インバータの出力電流における高調波電流を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、
    前記インバータの出力電流を座標変換して電流信号を取得し、前記電流信号をローパスフィルタリングして基本波電流を取得し、前記電流信号から前記基本波電流を差し引いて高調波電流を取得するための高調波電流取得モジュールと、
    前記高調波電流を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電流を取得し、各座標系での高調波電流の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するための電流参照値設定モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の三相交流システムの制御装置。
  12. 前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、インバータの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、
    前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するための高調波電圧取得モジュールと、
    前記高調波電圧の参照値をゼロに設定することにより、前記誤差信号を取得するための電圧参照値設定モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の三相交流システムの制御装置。
  13. 前記三相交流システムがオフグリッドモードで稼動し、インバータの出力電圧における高調波電圧を制御する場合、前記誤差取得ユニットは、
    前記三相交流システムの出力電圧を座標変換して電圧信号を取得し、前記電圧信号をローパスフィルタリングして基本波電圧を取得し、前記電圧信号から前記基本波電圧を差し引いて高調波電圧を取得するための高調波電圧取得モジュールと、
    前記高調波電圧を複数の座標系で座標変換して、前記複数の座標系に対応する高調波電圧を取得し、各座標系での高調波電圧の参照値をゼロに設定して、各座標系での前記誤差信号を取得するための電圧参照値設定モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項９に記載の三相交流システムの制御装置。
  14. 前記誤差調整ユニットは、
    前記誤差信号を複数の座標系で座標変換して、各座標系での前記誤差信号を取得するための第１の座標変換モジュールと、
    各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するための高調波制御モジュールと、
    前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するための第２の座標変換モジュールと、
    二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するための第１の計算モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項１０又は１２に記載の三相交流システムの制御装置。
  15. 前記誤差調整ユニットは、
    各座標系において前記誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、前記複数の座標系に対応する電位指令を取得するための高調波制御モジュールと、
    前記電位指令を座標変換することにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するための第３の座標変換モジュールと、
    二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するための第２の計算モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項１１又は１３に記載の三相交流システムの制御装置。
  16. 前記誤差調整ユニットは、
    前記誤差信号を座標変換することにより、二相静止座標系での誤差信号を取得するための第４の座標変換モジュールと、
    それぞれ二相静止座標系での誤差信号に対して閉ループ制御を行うことにより、二相静止座標系での複数の高調波電位を取得するための複数の制御モジュールと、
    二相静止座標系での前記複数の高調波電位を加算してから二相静止／三相静止座標変換を行うことにより、前記高調波補償電位を取得するための第３の計算モジュールと、を含む
    ことを特徴とする請求項１０又は１２に記載の三相交流システムの制御装置。
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