CN113765137A - 三相交流系统的控制方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种三相交流系统及其控制方法，所述方法包括：接收所述三相交流系统的输出信号，并根据所述输出信号获得输出信号的特征值；根据所述特征值对所述逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势；提取所述输出信号中的谐波分量，并根据所述谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号；控制误差信号，获得谐波补偿电势；通过将所述谐波补偿电势与所述基波电势叠加，获得控制电势；通过调制所述控制电势，获得脉冲信号，并根据所述脉冲信号获得所述逆变器的开关信号。本发明实施例的技术方案可以在虚拟同步机控制下，抑制三相交流系统输出信号中的谐波成分。

Description

三相交流系统的控制方法及装置
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体而言，涉及一种三相交流系统的控制方法及装置。
背景技术
当前，采用电力电子设备的并网逆变器大量投入电网，逆变器的动态响应快但转动惯量小，不利于电网的稳定。
同步发电机可以维持电网电压和频率的稳定，具备虚拟同步机性能的并网逆变器可以模拟同步发电机的惯量和阻尼特性，在负载突变时提供瞬态功率支撑，维持电网频率的稳定。但虚拟同步机在并网运行时对输出电流的谐波含量没有抑制措施，离网运行并带有不对称和非线性负载时对输出电压的谐波也没有抑制措施，输出电压的幅值和频率会偏离额定值。
若虚拟同步机需要实际运行，就需要加入谐波控制，保证虚拟同步机在并网运行时输出电流质量满足标准，以及在离网运行带不同负载时的输出电压质量均满足标准。
需要说明的是，在上述背景技术部分公开的信息仅用于加强对本公开的背景的理解，因此可以包括不构成对本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。
发明内容
本公开的目的在于提供一种三相交流系统的控制方法及装置，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。
根据本发明的第一方面，提供一种三相交流系统的控制方法，所述三相交流系统包括逆变器及滤波单元，所述逆变器通过所述滤波单元耦接至电网，所述控制方法包括：步骤1：接收所述三相交流系统的输出信号，并根据所述输出信号获得输出信号的特征值；步骤2：根据所述特征值对所述逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势；步骤3：提取所述输出信号中的谐波分量，并根据所述谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号；步骤4：控制所述误差信号，获得谐波补偿电势；步骤5：通过将所述谐波补偿电势与所述基波电势叠加，获得控制电势；步骤6：通过调制所述控制电势，获得脉冲信号，并根据所述脉冲信号获得所述逆变器的开关信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流，则所述步骤3包括：对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；设定所述谐波电流的参考值为零，得到所述误差信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流，则所述步骤3包括：对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；将所述谐波电流进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电流，设定每一所述坐标系中的谐波电流参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制三相交流系统输出电压中的谐波电压，则所述步骤3包括：对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；设定所述谐波电压的参考值为零，得到所述误差信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制三相交流系统输出电压中的谐波电压，则所述步骤3包括：对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；将所述谐波电压进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电压，设定每一所述坐标系中的谐波电压参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
在一些实施例中，所述步骤4包括：将所述误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一所述坐标系中的所述误差信号；在每一所述坐标系中，得到每一所述坐标系中的对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个所述坐标系相对应的电势指令；对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势；将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
在一些实施例中，所述步骤4包括：在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个坐标系相对应的电势指令；对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；将两相静止坐标系中的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
在一些实施例中，所述步骤4包括：将所述误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号；将两相静止坐标系中的误差信号输入至多个控制模块，以进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
在一些实施例中，所述多个控制模块包括PR控制模块、两个R控制模块，其中所述PR控制模块输出负序谐波电势，所述两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势。
根据本发明的第二方面，提供一种三相交流系统的控制装置，所述三相交流系统包括逆变器及滤波单元，所述逆变器通过所述滤波单元耦接至电网，所述控制装置包括：第一计算单元，用于接收所述三相交流系统的输出信号，并根据所述输出信号获得输出信号的特征值；第一控制单元，用于对所述逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势；误差获取单元，用于提取所述输出信号中的谐波分量，并根据所述谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号；误差调节单元，用于控制所述误差信号，获得谐波补偿电势；第二计算单元，用于通过将所述谐波补偿电势与所述基波电势叠加，获得控制电势；调制单元，用于通过调制所述控制电势，获得脉冲信号，并根据所述脉冲信号获得所述逆变器的开关信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流；所述误差获取单元包括：谐波电流获取模块，用于对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；电流参考值设定模块，用于设定所述谐波电流的参考值为零，得到所述误差信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流；所述误差获取单元包括：谐波电流获取模块，用于对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；电流参考值设定模块，用于将所述谐波电流进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电流，设定每一所述坐标系中的谐波电流参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
在一些实施例中当所述三相交流系统运行于离网模式，控制逆变器输出电压中的谐波电压；所述误差获取单元包括：谐波电压获取模块，用于对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；电压参考值设定模块，用于设定所述谐波电压的参考值为零，得到所述误差信号。
在一些实施例中，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制逆变器输出电压中的谐波电压；所述误差获取单元包括：谐波电压获取模块，用于对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；电压参考值设定模块，用于将所述谐波电压进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电压，设定每一所述坐标系中的谐波电压参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
在一些实施例中，所述误差调节单元包括：第一坐标变换模块，用于将所述误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一所述坐标系中的所述误差信号；谐波控制模块，用于在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个所述坐标系相对应的电势指令；第二坐标变换模块，用于对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势；第一计算模块，用于将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
在一些实施例中，所述误差调节单元包括：谐波控制模块，用于在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个坐标系相对应的电势指令；第三坐标变换模块，用于对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；第二计算模块，用于将两相静止坐标系中的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
在一些实施例中，所述误差调节单元包括：第四坐标变换模块，用于将所述误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号；多个控制模块，分别用于对两相静止坐标系中的误差信号进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；第三计算模块，用于将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
在一些实施例中，所述多个控制模块包括PR控制模块、两个R控制模块，其中所述PR控制模块输出负序谐波电势，所述两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势。
本发明实施例技术方案中，在基波电势上叠加谐波补偿电势得到控制电势，对控制电势进行调制得到逆变器的开关信号，实现虚拟同步机控制，同时抑制三相交流系统输出信号中的谐波成分。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
此处的附图被并入说明书中并构成本说明书的一部分，示出了符合本公开的实施例，并与说明书一起用于解释本公开的原理。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1示意性示出本发明一种实施例的三相交流系统的控制方法的流程图；
图2示意性示出本发明一种实施例的三相交流系统的原理示意图；
图3示意性示出本发明实施例的第一计算单元的框图；
图4示意性示出本发明实施例的第一控制单元的框图；
图5a示意性示出本发明一种实施例的谐波电流的控制流程图；
图5b示意性示出图5a中的控制流程所对应的控制架构的示意图；
图6示意性示出本发明另一种实施例的谐波电流的控制流程图；
图7a示意性示出本发明另一种实施例的谐波电流的控制流程图；
图7b示意性示出图7a中的控制流程所对应的控制架构的示意图；
图8a示意性示出本发明又一种实施例的谐波电压的控制流程图；
图8b示意性示出图8a中的控制流程所对应的控制架构的示意图；
图9示意性示出本发明又一种实施例的谐波电压的控制流程图；
图10示意性示出本发明又一种实施例的谐波电压的控制结构的示意图；
图11示意性示出本发明另一种实施例的三相交流系统的原理示意图；
图12示意性示出本发明实施例的孤岛判定该方法的流程图；
图13示意性示出本发明一种实施例的第一控制单元和第四控制单元的框图；
图14示意性示出本发明另一种实施例的第一控制单元和第四控制单元的框图；
图15示意性示出本发明又一种实施例的三相交流系统的原理示意图；
图16示意性示出本发明实施例的第一控制单元和第五控制单元的框图；
图17示意性示出本发明实施例的三相交流系统的控制装置的框图。
图18示意性示出本发明实施例的第四控制单元的方框图。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的范例；相反，提供这些实施方式使得本发明将更加全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。
此外，所描述的特征、结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或更多实施例中。在下面的描述中，提供许多具体细节从而给出对本发明的实施例的充分理解。然而，本领域技术人员将意识到，可以实践本发明的技术方案而没有特定细节中的一个或更多，或者可以采用其它的方法、组元、装置、步骤等。在其它情况下，不详细示出或描述公知方法、装置、实现或者操作以避免模糊本发明的各方面。
附图中所示的方框图仅仅是功能实体，不一定必须与物理上独立的实体相对应。即，可以采用软件形式来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
附图中所示的流程图仅是示例性说明，不是必须包括所有的内容和操作/步骤，也不是必须按所描述的顺序执行。例如，有的操作/步骤还可以分解，而有的操作/步骤可以合并或部分合并，因此实际执行的顺序有可能根据实际情况改变。
本发明提供了一种三相交流系统的控制方法及装置，以实现在虚拟同步机控制下，对三相交流系统的谐波抑制，保证输出电能质量满足标准。
三相交流系统包括控制装置、逆变器及滤波单元，控制装置电连接于逆变器，逆变器通过滤波单元耦接至电网或负载。控制装置控制逆变器的开关运作，以调节三相系统的输出信号。图1为控制装置所执行的控制方法的步骤流程图。如图1所示，控制方法包括：
步骤S1，接收三相交流系统的输出信号，并根据输出信号获得输出信号的特征值。
步骤S2，根据特征值对逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势。
步骤S3，提取输出信号中的谐波分量，并根据谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号。
步骤S4，控制误差信号，获得谐波补偿电势。
步骤S5，通过将谐波补偿电势与基波电势叠加，获得控制电势。
步骤S6，通过调制控制电势，获得脉冲信号，并根据脉冲信号获得逆变器的开关信号。
对逆变器进行虚拟同步机控制得到基波电势，提取输出信号中的谐波分量包括基波负序分量，谐波分量与零做差得到误差信号，对误差进行闭环控制，得到谐波补偿电势，基波电势和谐波补偿电势相加得到控制电势。控制电势经过SVPWM(空间矢量脉宽调制)或SPWM(正弦脉宽调制)调制后得到开关信号，控制逆变器的开关运作。本实施例的技术方案对逆变器进行虚拟同步机控制，以使逆变器模拟同步电机的惯量和阻尼特性，维持电网电压和频率的稳定；并加入谐波调节，抑制三相交流系统输出信号中的谐波成分。
图2为三相交流系统的原理示意图。如图2所示，三相交流系统通过主接触器耦接至电网，三相交流系统还电连接一负载。三相系统包括逆变器201、LC滤波器及控制装置，控制装置采样逆变器的输出电流Iabc和三相交流系统的输出电压Uabc，以输出开关信号控制逆变器的开关运作。控制装置包括第一计算单元202、第一控制单元203、调节单元、第二计算单元206及调制单元207。
第一计算单元202采样三相交流系统的输出信号，即逆变器201的输出电流Iabc和三相交流系统的输出电压Uabc，以输出逆变器的有功功率P、无功功率Q，输出电压Uabc的幅值U、输出电压的角频率ω以及角度信号θ。第一控制单元203对逆变器执行虚拟同步机(VSG)控制，得到基波电势Eabc。调节单元包括第二控制单元204和第三控制单元205，其中第二控制单元204接收逆变器的输出电流Iabc和角度信号θ，以输出谐波补偿电势Eiabc，抑制逆变器输出电流中的谐波电流包括基波负序电流；第三控制单元205接收三相交流系统的输出电压Uabc和角度信号θ，以输出谐波补偿电势Euabc，抑制三相交流系统输出电压中的谐波电压包括基波负序电压。
控制装置还包括选择单元208，选择单元208根据三相交流系统的操作模式，选择执行谐波电流控制并输出谐波补偿电势Eiabc，或者选择执行谐波电压控制并输出谐波补偿电势Euabc。具体地，当三相交流系统运行于并网模式，选择单元切入第二控制单元204，输出谐波补偿电势Eiabc，抑制谐波电流；当三相交流系统运行于离网模式，带不对称或非线性负载，选择单元切入第三控制单元205，输出谐波补偿电势Euabc，抑制谐波电压。第二计算单元206为一个加法器，将谐波补偿电势和基波电势相加得到控制电势Eabc’。调制单元207对控制电势Eabc’进行调制得到脉冲信号，并根据脉冲信号获得逆变器的开关信号，其中调制方式可以为SVPWM和SPWM等。
针对基于虚拟同步机控制的三相交流系统，在并网运行时提取谐波电流，执行谐波电流闭环控制，保证输出电流质量满足标准，输出电压被电网电压钳位住。在离网运行带不对称和非线性负载时提取谐波电压，执行谐波电压闭环控制，保证输出电压质量满足标准。本发明提出的三相交流系统及其控制方法，可以同时实现虚拟同步机自身性能和并离网的控制性能。
图3为图2中第一计算单元202的一种示例性示意图。如图3所示，第一计算单元202包括锁相器2021、坐标变换器2022、积分器2023及计算器2024。第一计算单元采样输出电流Iabc和输出电压Uabc。锁相器2021对输出电压Uabc进行锁相得到其幅值U和角频率ω。积分器2023对角频率ω进行积分得到角度信号θ。坐标变换器2022根据角度信号θ，分别对输出电流Iabc和输出电压Uabc进行2r/3s(二相旋转/三相静止)坐标变换得到d轴电压Ud、q轴电压Uq、d轴电流Id和q轴电流Iq。计算器2024根据d轴电压Ud、q轴电压Uq、d轴电流Id和q轴电流Iq，计算三相交流系统的有功功率P和无功功率Q。
图4为图2中第一控制单元203对应的控制框图，即虚拟同步机控制框图。如图4所示，第一控制单元执行逆变器的虚拟同步机控制，根据功角特性，对输出电压幅值U和角频率ω进行下垂控制得到无功功率给定Q*和有功功率给定P*，计算得到的有功功率P和无功功率Q作为VSG控制的功率反馈；有功功率调节采用惯量和阻尼控制得到输出角频率ωE，角频率积分得到角度信号θE；无功功率调节采用PI闭环控制输出电势幅值E；根据电势幅值E和角度信号θE得到三相交流电势Eabc，Eabc为基波正序输出电势，简称基波电势。
当三相交流系统运行于并网模式时，控制逆变器输出电流的谐波电流，因此在步骤S3中，输出信号对应为输出电流，谐波分量对应为谐波电流；提取逆变器201输出电流中的谐波电流，根据谐波电流参考值得到谐波电流误差信号，对误差信号进行调节，获得谐波补偿电势。
图5a为并网模式下谐波电流的控制步骤流程图，图5b为图5a的控制流程所对应的控制架构。具体地，如图5a所示，步骤S3可以包括以下子步骤：
步骤S311，对输出电流Iabc进行3s/2r(三相静止/二相旋转)坐标变换得到电流信号，对电流信号进行低通滤波得到基波电流，电流信号减去基波电流得到谐波电流。其中，电流信号实质为输出电流在dq坐标系下的d轴电流Id和q轴电流Iq。
步骤S312，设定谐波电流参考值为零，得到误差信号。其中，误差信号实质为谐波电流与零的差值，即零减去谐波电流得到误差信号。
步骤S4可以包括以下子步骤：
步骤S411，将误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一坐标系中的误差信号。例如，将谐波电流误差信号进行多个坐标系的Park变换得到多个坐标系下的误差信号。
步骤S412，在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。
步骤S413，分别对多个坐标系的电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系下的多个谐波电势。例如，分别对多个坐标系下的电势指令进行Inpark变换得到两相静止坐标系下的多个谐波电势，其中多个谐波电势之间的角频率不同。
步骤S414，将两相静止坐标系的多个谐波电势相加后进行2s/3s(二相静止/三相静止)坐标变换得到谐波补偿电势。
请参考图5a和5b，包含坐标变换器1TR1至1TR12、低通滤波器LPF及电流调节器2TR1至2TR5。坐标变换器1TR1接收输出电流Iabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电流Iabc经三相静止坐标系abc到两相旋转坐标系dq的变换(3s/2r坐标变换)得到d轴电流信号Id和q轴电流信号Iq。在另一实施例中，坐标变换器1TR1接收输出电流Iabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电流Iabc先经三相静止坐标系abc到两相静止坐标系αβ的变换(3s/2s坐标变换)，再经两相静止坐标系αβ到两相旋转坐标系dq的变换(2s/2r坐标变换)。一阶低通滤波器LPF对Id和Iq进行滤波提取基波电流Idf和Iqf，用总的电流信号Id和Iq减去基波电流Idf和Iqf得到谐波电流Idh和Iqh。谐波电流给定值为0，谐波电流的反馈值为Idh和Iqh，得到误差信号Ide和Iqe。
坐标变换器1TR2按照角度-2θ将谐波电流误差信号Ide和Iqe经正序旋转坐标系到负序旋转坐标系的变换，得到负序坐标系下误差信号的dq轴分量Ide2和Iqe2。电流调节器2TR1可为比例积分调节器，电流调节器2TR1对dq轴分量Ide2和Iqe2进行比例积分(PI)闭环调节，得到负序坐标系下的电势指令Ed2和Eq2。坐标变换器1TR3按照角度-θ将负序电势指令Ed2和Eq2经负序旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的负序电势Eα2和Eβ2。需要说明的是，本发明需要抑制输出电流中的负序分量，即谐波控制中包含对负序分量的控制，实际负序分量的频率也为ω，例如50HZ，为基波负序分量。
坐标变换器1TR4按照角度4θ将谐波电流误差信号Ide和Iqe经正序旋转坐标系到正序5次旋转坐标系的变换，得到正序5次坐标系下谐波电流误差的dq轴分量Ide4和Iqe4。电流调节器2TR2可为积分调节器，电流调节器2TR2对dq轴分量Ide4和Iqe4进行积分(I)闭环调节，得到正序5次坐标系下的电势指令Ed4和Eq4。坐标变换器1TR5按照角度5θ将正序5次电势指令Ed4和Eq4经正序5次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的正序5次谐波电势Eα4和Eβ4。
坐标变换器1TR6按照角度-6θ将谐波电流误差信号Ide和Iqe经正序旋转坐标系到负序5次旋转坐标系的变换，得到负序5次坐标系下误差信号的dq轴分量Ide5和Iqe5。电流调节器2TR3可为积分调节器，电流调节器2TR3对dq轴分量Ide5和Iqe5进行积分(I)闭环调节，得到负序5次坐标系下的电势指令Ed5和Eq5。坐标变换器1TR7按照角度-5θ将负序5次电势指令Ed5和Eq5经负序5次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的负序5次谐波电势Eα5和Eβ5。
坐标变换器1TR8按照角度6θ将谐波电流误差信号Ide和Iqe经正序旋转坐标系到正序7次旋转坐标系的变换，得到正序7次坐标系下误差信号的dq轴分量Ide6和Iqe6。电流调节器2TR4可为积分调节器，电流调节器2TR4对dq轴分量Ide6和Iqe6进行积分(I)闭环调节，得到正序7次坐标系下的电势指令Ed6和Eq6。坐标变换器1TR9按照角度7θ将正序7次电势指令Ed6和Eq6经正序7次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的正序7次谐波电势Eα6和Eβ6。
坐标变换器1TR10按照角度-8θ将谐波电流误差信号Ide和Iqe经正序旋转坐标系到负序7次旋转坐标系的变换，得到负序7次坐标系下谐波电流误差的dq轴分量Ide7和Iqe7。电流调节器2TR5可为积分调节器，电流调节器2TR5对dq轴分量Ide7和Iqe7进行积分(I)闭环调节，得到负序7次坐标系下的电势指令Ed7和Eq7。坐标变换器1TR11按照角度-7θ将负序7次电势指令Ed7和Eq7经负序7次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的负序7次谐波电势Eα7和Eβ7。
将负序电势及各次谐波电势相加得到两相静止坐标系下总的谐波电势Ehα和Ehβ。坐标变换器1TR12将两相静止坐标系下的谐波电势Ehα和Ehβ经两相静止坐标系到三相静止坐标系的变换得到谐波补偿电势Ehabc。谐波补偿电势Ehabc与基波电势Eabc相加得到控制电势。
图6为在并网模式下谐波电流的又一控制步骤流程图，具体地，如图6所示，步骤S3可以包括以下子步骤：
步骤S321，对输出电流进行3s/2r(三相静止/二相旋转)坐标变换得到电流信号，对电流信号进行低通滤波得到基波电流，电流信号减去基波电流得到谐波电流。其中，电流信号实质为输出电流在dq坐标系下的d轴电流Id和q轴电流Iq。
步骤S322，将谐波电流进行多个坐标系的坐标变换，得到与多个坐标系相对应的谐波电流。例如，将谐波电流进行多个坐标系的Park变换得到多个坐标系下的谐波电流。
步骤S323，设定每一坐标系中谐波电流参考值为零，得到每一坐标系中的误差信号。其中，每一坐标系中的误差信号实质为每一坐标系中谐波电流与零的差值，即零减去谐波电流得到误差信号。
步骤S4可以包括以下子步骤：
步骤S421，在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。
步骤S422，对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势。例如，对每一坐标系下的电势指令进行Inpark变换得到谐波电势，包括负序电势。
步骤S423，将两相静止坐标系中的多个谐波电势相加后进行2s/3s(二相静止/三相静止)坐标变换得到谐波补偿电势。
可见，图5a中先设定谐波电流参考值为零得到误差信号，对误差信号进行坐标变换得到多个坐标系下的误差变换信号，对每一坐标系下的误差变换信号进行闭环调节以输出电势补偿信号。而在图6中，先对谐波电流进行坐标变换得到多个坐标系下的谐波电流变换信号，设定每一坐标系的谐波电流变换信号的参考值为零得到每一坐标系下的误差信号，对每一坐标系下的误差信号进行闭环调节以输出电势补偿信号。
图6中控制流程所对应的控制架构与图5b类似，区别在于：得到谐波电流的dq轴分量Idh和Iqh后，将dq轴分量Idh和Iqh输入坐标变换器1TR2、1TR4、1TR6、1TR8和1TR10。坐标变换器1TR2按照角度-2θ将谐波电流Idh和Iqh经正序旋转坐标系到负序旋转坐标系的变换，得到负序坐标系下谐波电流的dq轴分量Idh2和Iqh2。负序坐标系下，谐波电流给定值为0，谐波电流反馈值为Idh2和Iqh2，得到负序坐标系下误差信号的dq轴分量Ide2和Iqe2。坐标变换器1TR4按照角度4θ将谐波电流Idh和Iqh经正序旋转坐标系到正序5次旋转坐标系的变换，得到正序5次坐标系下谐波电流的dq轴分量Idh4和Iqh4。正序5次坐标系下，谐波电流给定值为0，谐波电流反馈值为Idh4和Iqh4，得到正序5次坐标系下谐波电流误差的dq轴分量Ide4和Iqe4。坐标变换器1TR6按照角度-6θ将谐波电流Idh和Iqh经正序旋转坐标系到负序5次旋转坐标系的变换，得到负序5次坐标系下谐波电流的dq轴分量Idh5和Iqh5。负序5次坐标系下，谐波电流给定值为0，谐波电流反馈值为Idh5和Iqh5，得到负序5次坐标系下误差信号的dq轴分量Ide5和Iqe5。坐标变换器1TR8按照角度6θ将谐波电流Idh和Iqh经正序旋转坐标系到正序7次旋转坐标系的变换，得到正序7次坐标系下谐波电流的dq轴分量Idh6和Iqh6。正序7次坐标系下，谐波电流给定值为0，谐波电流反馈值为Idh6和Iqh6，得到正序7次坐标系下谐波电流误差的dq轴分量Ide6和Iqe6。坐标变换器1TR10按照角度-8θ将谐波电流Idh和Iqh经正序旋转坐标系到负序7次旋转坐标系的变换，得到负序7次坐标系下谐波电流的dq轴分量Idh7和Iqh7。负序7次坐标系下，谐波电流给定值为0，谐波电流反馈值为Idh7和Iqh7，得到负序7次坐标系下误差信号的dq轴分量Ide7和Iqe7。其余相似部分请参考图5b的描述，此处不再赘述。
需要说明的是，上述的多个坐标系包括负序坐标系、正负5次坐标系以及正负7次坐标系，达到抑制负序电流、正负5次谐波电流及正负7次谐波电流的效果，但本发明不以此为限，还可包括其他频次的坐标系。
图7a为在并网模式下谐波电流的另一控制步骤流程图，图7b为图7a中的控制流程所对应的控制架构。与图5a相比，图7a中的步骤S4不同，以下仅将区别点进行详细说明，相同部分请参考图5a。
步骤S4可以包括以下子步骤：
步骤S451，将误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号。
步骤S452，将两相静止坐标系中的误差信号输入至多个控制模块，以进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；
步骤S453，将两相静止坐标系中的多个谐波电势相加后进行2s/3s(二相静止/三相静止)坐标变换得到谐波补偿电势。
其中，如图7b所示，多个控制模块包括PR(比例谐振)控制模块、两个R(谐振)控制模块，其中PR控制模块输出负序电势即负序电势的频率为ω例如50HZ，两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势即谐波电势的频率分别为5ω和7ω例如250HZ和350HZ。
请参考图7a和图7b，包含坐标变换器3TR1至3TR3、低通滤波器LPF及电流调节器4TR1至4TR3。其中，电流调节器4TR1至4TR3分别为PR控制模块、两个R控制模块，坐标变换器3TR1接收输出电流Iabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电流Iabc经三相静止坐标系abc到两相旋转坐标系dq的变换(3s/2r坐标变换)得到d轴电流信号Id和q轴电流信号Iq。在另一实施例中，坐标变换器3TR1接收输出电流Iabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电流Iabc先经三相静止坐标系abc到两相静止坐标系αβ的变换(3s/2s坐标变换)，再经两相静止坐标系αβ到两相旋转坐标系dq的变换(2s/2r坐标变换)。一阶低通滤波器LPF对Id和Iq进行滤波提取基波电流Idf和Iqf，用总的电流信号Id和Iq减去基波电流Idf和Iqf得到谐波电流的dq轴分量Idh和Iqh。谐波电流给定值为0，谐波电流的反馈值为Idh和Iqh，得到误差信号Ide和Iqe。
坐标变换器3TR2按照角度θ将谐波电流误差信号Ide和Iqe经Inpark坐标变换，得到两相静止坐标系下谐波电流误差的αβ轴分量Iαe和Iβe。电流调节器4TR1可为比例谐振(PR)调节器，电流调节器4TR1对两相静止坐标系下的Iαe和Iβe进行PR闭环调节，得到两相静止坐标系下的负序电势Eα2和Eβ2，其中PR调节的谐振频率为ω例如50HZ。电流调节器4TR2可为谐振调节器，电流调节器4TR2对两相静止坐标系下的Iαe和Iβe进行R闭环调节，得到两相静止坐标系下的5次谐波电势Eα5和Eβ5，其中谐振调节的谐振频率为5ω。电流调节器4TR3可为谐振调节器对两相静止坐标系下的Iαe和Iβe进行R闭环调节，得到两相静止坐标系下的7次谐波电势Eα7和Eβ7，其中谐振调节的谐振频率为7ω。
将负序电势及各次谐波电势相加得到两相静止坐标系下总的谐波电势Ehα和Ehβ。坐标变换器3TR3将两相静止坐标系下的谐波电势Ehα和Ehβ经两相静止坐标系到三相静止坐标系的变换得到谐波补偿电势Ehabc。谐波补偿电势Ehabc与基波电势Eabc相加得到控制电势。
在另一些实施例中，图7b中的控制框图也可以变化为：得到谐波电流的dq轴分量Idh和Iqh后，先输入至坐标变换器3TR2进行Inpark变换得到两相静止坐标系下谐波电流的αβ轴分量Iαh和Iβh。谐波电流的给定值为0，反馈值为Iαh和Iβh，得到两相静止坐标系下的误差信号Iαe和Iβe，对两相静止坐标系下的Iαe和Iβe进行闭环调节，得到两相静止坐标系下的各次谐波电势，其中各次谐波电势的频率不同。
当三相交流系统运行于离网模式时，尤其是带不对称或非线性负载时，激活谐波电压控制，屏蔽谐波电流控制，因此在步骤S3中，输出信号对应为输出电压，谐波分量对应为谐波电压；提取逆变器201输出电压中的谐波电压，根据谐波电压参考值得到谐波电压误差信号，对误差信号进行调节，获得谐波补偿电势。
三相交流系统运行于离网模式，也称为运行于孤岛模式。
图8a为在离网模式下谐波电压的控制步骤流程图，图8b为图8a中的控制流程所对应的控制架构。具体地，如图8a所示，步骤S3可以包括以下子步骤：
步骤S331，对输出电压进行3s/2r(三相静止/二相旋转)坐标变换得到电压信号，对电压信号进行低通滤波得到基波电压，电压信号减去基波电压得到谐波电压。其中，电压信号实质为输出电压在dq坐标系下的d轴电压Ud和q轴电压Uq。
步骤S332，设定谐波电压参考值为零，得到误差信号。其中，误差信号实质为谐波电压与零的差值，即零减去谐波电压得到误差信号。
步骤S4可以包括以下子步骤：
步骤S431，将误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一坐标系中的误差信号。例如，将误差信号进行Park变换得到多个坐标系的误差信号分量，以对各个坐标系下的误差信号分量进行闭环控制。
步骤S432，在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。
步骤S433，分别对多个坐标系的对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势；例如，分别对各个坐标系下的电势指令进行Inpark变换得到两相静止坐标系下的多个谐波电势，其中多个谐波电势之间的角频率不同。
步骤S434，将两相静止坐标系的多个谐波电势相加后进行2s/3s(二相静止/三相静止)坐标变换得到谐波补偿电势。
请参考图8a和图8b，包含坐标变换器5TR1至5TR12、低通滤波器LPF及电压调节器6TR1至6TR5。坐标变换器5TR1接收输出电压Uabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电压Uabc经三相静止坐标系abc到两相旋转坐标系dq的变换(3s/2r坐标变换)得到d轴电压信号Ud和q轴电压信号Uq。在另一实施例中，坐标变换器5TR1接收输出电压Uabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电压Uabc先经三相静止坐标系abc到两相静止坐标系αβ的变换(3s/2s坐标变换)，再经两相静止坐标系αβ到两相旋转坐标系dq的变换(2s/2r坐标变换)。一阶低通滤波器LPF对Ud和Uq进行滤波提取基波电压Udf和Uqf，用总的电压信号Ud和Uq减去基波电压Udf和Uqf得到谐波电压Udh和Uqh。谐波电压给定值为0，谐波电压的反馈值为Udh和Uqh，得到误差信号Ude和Uqe。
坐标变换器5TR2按照角度-2θ将误差信号Ude和Uqe经正序旋转坐标系到负序旋转坐标系的变换，得到负序坐标系下误差信号的dq轴分量Ude2和Uqe2。电压调节器6TR1可为比例积分调节器，电压调节器6TR1对dq轴分量Ude2和Uqe2进行比例积分(PI)闭环调节，得到负序坐标系下的电势指令Ed2和Eq2。坐标变换器5TR3按照角度-θ将负序电势指令Ed2和Eq2经负序旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的负序电势Eα2和Eβ2。需要说明的是，本发明需要抑制输出电压中的负序分量，即谐波控制中包含对负序分量的控制，实际负序分量的频率也为ω，例如50HZ，为基波负序分量。
坐标变换器5TR4按照角度4θ将谐波电压误差信号Ude和Uqe经正序旋转坐标系到正序5次旋转坐标系的变换，得到正序5次坐标系下谐波电压误差的dq轴分量Ude4和Uqe4。电压调节器6TR2可为积分调节器，电压调节器6TR2对dq轴分量Ude4和Uqe4进行积分(I)闭环调节，得到正序5次坐标系下的电势指令Ed4和Eq4。坐标变换器5TR5按照角度5θ将正序5次电势指令Ed4和Eq4经正序5次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的正序5次谐波电势Eα4和Eβ4。
坐标变换器5TR6按照角度-6θ将谐波电压误差信号Ude和Uqe经正序旋转坐标系到负序5次旋转坐标系的变换，得到负序5次坐标系下误差信号的dq轴分量Ude5和Uqe5。电压调节器6TR3可为积分调节器，电压调节器6TR3对dq轴分量Ude5和Uqe5进行积分(I)闭环调节，得到负序5次坐标系下的电势指令Ed5和Eq5。坐标变换器5TR7按照角度-5θ将负序5次电势指令Ed5和Eq5经负序5次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的负序5次谐波电势Eα5和Eβ5。
坐标变换器5TR8按照角度6θ将谐波电压误差信号Ude和Uqe经正序旋转坐标系到正序7次旋转坐标系的变换，得到正序7次坐标系下误差信号的dq轴分量Ude6和Uqe6。电压调节器6TR4可为积分调节器，电压调节器6TR4对dq轴分量Ude6和Uqe6进行积分(I)闭环调节，得到正序7次坐标系下的电势指令Ed6和Eq6。坐标变换器5TR9按照角度7θ将正序7次电势指令Ed6和Eq6经正序7次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的正序7次谐波电势Eα6和Eβ6。
坐标变换器5TR10按照角度-8θ将谐波电压误差信号Ude和Uqe经正序旋转坐标系到负序7次旋转坐标系的变换，得到负序7次坐标系下谐波电压误差的dq轴分量Ude7和Uqe7。电压调节器6TR5可为积分调节器，电压调节器6TR5对dq轴分量Ude7和Uqe7进行积分(I)闭环调节，得到负序7次坐标系下的电势指令Ed7和Eq7。坐标变换器5TR11按照角度-7θ将负序7次电势指令Ed7和Eq7经负序7次旋转坐标系到两相静止坐标系的变换，得到两相静止坐标系下的负序7次谐波电势Eα7和Eβ7。
将负序电势及各次谐波电势相加得到两相静止坐标系下总的谐波电势Ehα和Ehβ。坐标变换器5TR12将两相静止坐标系下的谐波电势Ehα和Ehβ经两相静止坐标系到三相静止坐标系的变换得到谐波补偿电势Ehabc。谐波补偿电势Ehabc与基波电势Eabc相加得到控制电势。
图9为在离网模式下谐波电压的又一控制步骤流程图，具体地，如图9所示，步骤S3可以包括以下子步骤：
步骤S341，对输出电压进行3s/2r坐标变换得到电压信号，对电压信号进行低通滤波得到基波电压，电压信号减去基波电压得到谐波电压。其中，电压信号实质为输出电流在dq坐标系下的d轴电流Id和q轴电流Iq。
步骤S342，将谐波电压进行多个坐标系的坐标变换，获得与多个坐标系相对应的谐波电压。例如，将谐波电压进行多个坐标系的Park变换得到多个坐标系下的谐波电压。
步骤S343，设定每一坐标系中的谐波电压分量参考值为零，得到每一坐标系种的误差信号。其中，每一坐标系中的误差信号实质为每一坐标系中谐波电压与零的差值，即零减去谐波电压得到误差信号。
步骤S4可以包括以下子步骤：
步骤S441，在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令；
步骤S442，对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势。例如，对每一坐标系下的电势指令进行Inpark变换得到谐波电势，包括负序电势。
步骤S443，将两相静止坐标系中的多个谐波电势相加后进行2s/3s(二相静止/三相静止)坐标变换得到谐波补偿电势。
可见，图8a与图9中的各步骤的区别在于，在图8a中的各步骤中，先设定谐波电压参考值为零得到误差信号，对误差信号进行坐标变换得到多个坐标系下的误差变换信号，对每一坐标系下的误差变换信号进行闭环调节以输出电势补偿信号。而在图9的各步骤中，先对谐波电压进行坐标变换得到多个坐标系下的谐波电压变换信号，设定每一坐标系的谐波电压变换信号的参考值为零得到每一坐标系下的误差信号，对每一坐标系下的误差信号进行闭环调节以输出电势补偿信号。这两种方式都可最终得到谐波补偿电势。
图9中控制流程所对应的控制架构与图8b类似，区别在于：得到谐波电压的dq轴分量Udh和Uqh后，直接将dq轴分量Udh和Uqh输入坐标变换器5TR2、5TR4、5TR6、5TR8和5TR10。坐标变换器5TR2按照角度-2θ将谐波电压Udh和Uqh经正序旋转坐标系到负序旋转坐标系的变换，得到负序坐标系下谐波电压的dq轴分量Udh2和Uqh2。负序坐标系下，谐波电压给定值为0，谐波电压反馈值为Udh2和Uqh2，得到负序坐标系下误差信号的dq轴分量Ude2和Uqe2。坐标变换器5TR4按照角度4θ将谐波电压Udh和Uqh经正序旋转坐标系到正序5次旋转坐标系的变换，得到正序5次坐标系下谐波电压的dq轴分量Udh4和Uqh4。正序5次坐标系下，谐波电压给定值为0，谐波电压反馈值为Udh4和Uqh4，得到正序5次坐标系下谐波电压误差的dq轴分量Ude4和Uqe4。坐标变换器5TR6按照角度-6θ将谐波电压Udh和Uqh经正序旋转坐标系到负序5次旋转坐标系的变换，得到负序5次坐标系下谐波电压的dq轴分量Udh5和Uqh5。负序5次坐标系下，谐波电压给定值为0，谐波电压反馈值为Udh5和Uqh5，得到负序5次坐标系下误差信号的dq轴分量Ude5和Uqe5。坐标变换器5TR8按照角度6θ将谐波电压Udh和Uqh经正序旋转坐标系到正序7次旋转坐标系的变换，得到正序7次坐标系下谐波电压的dq轴分量Udh6和Uqh6。正序7次坐标系下，谐波电压给定值为0，谐波电压反馈值为Udh6和Uqh6，得到正序7次坐标系下谐波电压误差的dq轴分量Ude6和Uqe6。坐标变换器5TR10按照角度-8θ将谐波电压Udh和Uqh经正序旋转坐标系到负序7次旋转坐标系的变换，得到负序7次坐标系下谐波电压的dq轴分量Udh7和Uqh7。负序7次坐标系下，谐波电压给定值为0，谐波电压反馈值为Udh7和Uqh7，得到负序7次坐标系下谐波电压误差的dq轴分量Ude7和Uqe7。其余相似部分请参考图8b的描述，此处不再赘述。
需要说明的是，上述的多个坐标系包括负序坐标系、正负5次坐标系以及正负7次坐标系，达到抑制负序电压、正负5次谐波电压及正负7次谐波电压的效果，但本发明不以此为限，还可包括其他频次的坐标系。
图10为在离网模式下谐波电压的另一控制架构。与图8a相比，图10对应的控制流程中的步骤S4不同，以下仅将区别点进行详细说明，相同部分请参考图8a。
步骤S4可以包括以下子步骤：
步骤S451，将误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号。
步骤S452，将两相静止坐标系中的误差信号输入至多个控制模块，以进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势。
步骤S453，将两相静止坐标系中的多个谐波电势相加后进行2s/3s(二相静止/三相静止)坐标变换得到谐波补偿电势。
其中，如图10所示，多个控制模块包括PR(比例谐振)控制模块、两个R(谐振)控制模块，其中PR控制模块输出负序电势即负序电势的频率为ω例如50HZ，两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势即谐波电势的频率分别为5ω和7ω例如250HZ和350HZ。
请参考图10，包含坐标变换器7TR1至7TR3、低通滤波器LPF及电压调节器8TR1至8TR3。坐标变换器7TR1接收输出电压Uabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电压Uabc经三相静止坐标系abc到两相旋转坐标系dq的变换(3s/2r坐标变换)得到d轴电压信号Ud和q轴电压信号Uq。在另一实施例中，坐标变换器7TR1接收输出电压Uabc和角度信号θ，按照角度信号θ将输出电压Uabc先经三相静止坐标系abc到两相静止坐标系αβ的变换(3s/2s坐标变换)，再经两相静止坐标系αβ到两相旋转坐标系dq的变换(2s/2r坐标变换)。一阶低通滤波器LPF对Ud和Uq进行滤波提取基波电压Udf和Uqf，用总的电压信号Ud和Uq减去基波电压Udf和Uqf得到谐波电压的dq轴分量Udh和Uqh。谐波电压给定值为0，谐波电压的反馈值为Udh和Uqh，得到误差信号Ude和Uqe。
坐标变换器7TR2按照角度信号θ将谐波电压误差信号Ude和Uqe经Inpark坐标变换，得到两相静止坐标系下误差信号的αβ轴分量Uαe和Uβe。电压调节器8TR1可为比例谐振(PR)调节器，电压调节器8TR1对两相静止坐标系下的Uαe和Uβe进行PR闭环调节，得到两相静止坐标系下的负序电势Eα2和Eβ2，其中PR调节的谐振频率为ω例如50HZ。电压调节器8TR2可为谐振调节器，电压调节器8TR2对两相静止坐标系下的Uαe和Uβe进行R闭环调节，得到两相静止坐标系下的5次谐波电势Eα5和Eβ5，其中谐振调节的谐振频率为5ω。电压调节器8TR3可为谐振调节器，电压调节器8TR3对两相静止坐标系下的Uαe和Uβe进行R闭环调节，得到两相静止坐标系下的7次谐波电势Eα7和Eβ7，其中谐振调节的谐振频率为7ω。
将负序电势及各次谐波电势相加得到两相静止坐标系下总的谐波电势Ehα和Ehβ。坐标变换器7TR3将两相静止坐标系下的谐波电势Ehα和Ehβ经两相静止坐标系到三相静止坐标系的变换得到谐波补偿电势Ehabc。谐波补偿电势Ehabc与基波电势Eabc相加得到控制电势。
在另一些实施例中，图10中的控制框图也可以修改为：得到谐波电压的dq轴分量Udh和Uqh后，先输入至坐标变换器7TR2进行Inpark变换得到两相静止坐标系下谐波电压的αβ轴分量Uαh和Uβh。谐波电压的给定值为0，反馈值为Uαh和Uβh，得到两相静止坐标系下的误差信号Uαe和Uβe，对两相静止坐标系下的Uαe和Uβe进行闭环调节，得到两相静止坐标系下的各次谐波电势，其余相似部分请参考图10的描述，此处不再赘述。其中，具体的步骤流程图请参考图9，此处不再赘述。
图11为三相交流系统的另一原理示意图。相比于图2所示的三相交流系统，图11所示的三相交流系统增加了孤岛检测的功能。如图11所示，三相交流系统中的控制装置还包括第四控制单元209，电连接于第一控制单元203，用于实现孤岛检测。第一控制单元包含下垂控制，第四控制单元209的输出叠加在下垂控制的至少一给定上。
图12为孤岛判定方法的步骤流程图，如图12所示，孤岛判定方法包含：
步骤A1，获取三相交流系统输出电压Uabc的参数M及其对应的一持续时间内的稳态值M0。
步骤A2，根据参数M及稳态值M0得到干扰信号。
步骤A3，将干扰信号叠加在下垂控制的至少一给定上。
步骤A4，检测加入干扰信号后的参数M，当参数M大于上限值或小于下限值时，判定发生孤岛。
步骤A1中，输出电压Uabc的参数M为电压幅值U或电压角频率ω，可通过图3中的锁相器对输出电压Uabc进行锁相得到。稳态值M0通过对参数M进行一持续时间的滤波得到，持续时间可根据实际情况自行设定。具体地，当参数M为电压幅值U时，则稳态值M0对应为U0，可通过对电压幅值U进行持续时间的滤波得到，可对应为持续时间内的电压幅值的平均值；当参数M为角频率ω时，则稳态值M0对应为ω0，可通过对角频率ω进行持续时间的滤波得到，可对应为持续时间内的角频率的平均值。
步骤A2进一步包括子步骤：
步骤A21，比较稳态值M0和参数M。
步骤A22，当稳态值M0和参数M不相等时，参数M叠加一个增量δ得到新参数M’。
步骤A23，计算稳态值M0与新参数M’的误差，对误差取反得到干扰信号。
其中，当稳态值M0大于参数M时，增量δ为负值，稳态值M0与新参数M’的误差为正，干扰信号为负值，下垂控制给定上叠加了反向扰动。并网运行时，由于输出电压Uabc被电网钳位住，实时参数M不会发生变化或变化较小，下垂控制的给定变化较小，反向扰动作用不明显。若发生孤岛，下垂控制的给定叠加了反向扰动，实时参数M减小，则干扰信号的绝对值增加，反向扰动增加，实时参数M进一步减小，最终达到下限值，判断出孤岛。
另一方面，当稳态值M0小于参数M时，增量δ为正值，稳态值M0与新参数M’的误差为负，干扰信号为正值，下垂控制给定上叠加了正向扰动。并网运行时，由于输出电压Uabc被电网钳位住，实时参数M不会发生变化或变化较小，下垂控制的给定变化较小，正向扰动作用不明显。若发生孤岛，下垂控制的给定叠加了正向扰动，实时参数M增大，则干扰信号增加，正向扰动增加，实时参数M进一步增大，最终达到上限值，判断出孤岛。
对逆变器执行虚拟同步机控制，虚拟同步机控制包括下垂控制。下垂控制包含角频率给定和电压幅值给定，当参数M为电压幅值U时将干扰信号叠加在下垂控制的电压给定上，当参数M为角频率ω时将干扰信号叠加在下垂控制的角频率给定上。
图13为第一控制单元及第四控制单元对应的控制框图。如图13所示，第四控制单元209获取逆变器输出电压的角频率ω，并对角频率ω进行滤波得到角频率的稳态值ω0，可以理解为一持续时间内的角频率的平均值。比较ω和ω0，当两者不相等时，将ω增加或减小一个增量Δω得到ω’，对ω0与ω’的误差取反得到干扰信号，注入到下垂控制的频率给定上。若发生孤岛，下垂控制的频率给定上叠加的扰动会使电网角频率偏离额定值，达到上限值或下限值，判断出孤岛。
如图13所示，增量Δω可以为正值或负值，当ω0大于ω时，增量Δω为负值，则ω0与ω’的误差取反得到干扰信号ωis，叠加到频率给定ω*上，显然此时干扰信号ωis为负值，因此相当于在下垂控制的频率给定上叠加了小幅频率的反向扰动。当ω0小于ω时，增量Δω为正值，则ω0与ω’的误差取反得到干扰信号ωis，叠加到频率给定ω*上，显然此时干扰信号ωis为正值，因此相当于在下垂控制的频率给定上叠加了小幅频率的正向扰动。Δω取值较小，本实施例中Δω为±0.01Hz，但本发明不以此为限。例如，ω0为50HZ，当ω为51HZ时，Δω为0.01Hz，ω’为51.01HZ，ω0与ω’的误差为-1.01HZ，此时干扰信号ωis为1.01HZ；当ω为49HZ时，Δω为-0.01Hz，ω’为48.99HZ，ω0与ω’的误差为1.01HZ，此时干扰信号ωis为-1.01HZ。
当ω0大于ω时，干扰信号ωis为负值，下垂控制的频率给定ω*上叠加了小幅频率的负向扰动，在并网运行时，由于输出电压Uabc被电网钳位住，其角频率ω不会发生变化或变化较小，若发生孤岛，由于负反馈作用实时角频率ω会逐渐变小，扰动频率ωis的绝对值会逐渐变大，叠加了扰动后的下垂控制的频率给定逐渐减小，最终达到频率下限，判断发生孤岛。
当ω0小于ω时，干扰信号ωis为正值，下垂控制的频率给定ω*上叠加了小幅频率的正向扰动，在并网运行时，由于输出电压Uabc被电网钳位住，其角频率ω不会发生变化或变化较小，若发生孤岛，由于正反馈作用实时角频率ω会逐渐变大，扰动频率ωis会逐渐变大，叠加了扰动后的下垂控制的频率给定逐渐变大，最终达到频率上限，判断发生孤岛。
图14为第一控制单元及第四控制单元对应的另一控制框图。如图14所示，第四控制单元209获取逆变器输出电压的电压幅值U，并对电压幅值U进行滤波得到电压幅值的稳态值U0，可以理解为一持续时间内的电压幅值的平均值。比较U和U0，当两者不相等时，将U增加或减小一个增量ΔU得到U’，对U0与U’的误差取反得到干扰信号，注入到下垂控制的电压给定上。若发生孤岛，下垂控制的电压给定上叠加的扰动会使电网电压偏离额定值，达到上限值或下限值，判断出孤岛。
如图14所示，增量ΔU可以为正值或负值，当U0大于U时，增量ΔU为负值，则U0与U’的误差取反得到干扰信号Uis，叠加到电压给定U*上，显然此时干扰信号Uis为负值，因此相当于在下垂控制的电压给定上叠加了小幅电压的反向扰动。当U0小于U时，增量ΔU为正值，则U0与U’的误差取反得到干扰信号Uis，叠加到电压给定U*上，显然此时干扰信号Uis为正值，因此相当于在下垂控制的电压给定上叠加了小幅电压的正向扰动。ΔU取值较小，本实施例中ΔU为±0.1V，但本发明不以此为限。例如，U0为200V，当U为201V时，ΔU为0.1V，U’为201.1V，U0与U’的误差为-1.1V，此时干扰信号Uis为1.1V；当U为199V时，ΔU为-0.1V，U’为198.9V，U0与U’的误差为1.1V，此时干扰信号Uis为-1.1V。
当U0大于U时，干扰信号Uis为负值，下垂控制的电压给定U*上叠加了小幅电压的负向扰动，在并网运行时，由于输出电压Uabc被电网钳位住，其电压U不会发生变化或变化较小，若发生孤岛，由于负反馈作用实时电压U会逐渐变小，扰动电压Uis的绝对值会逐渐变大，叠加了扰动后的下垂控制的电压给定逐渐减小，最终达到电压下限，判断发生孤岛。
当U0小于U时，干扰信号Uis为正值，下垂控制的电压给定U*上叠加了小幅电压的正向扰动，在并网运行时，由于输出电压Uabc被电网钳位住，其电压U不会发生变化或变化较小，若发生孤岛，由于正反馈作用实时电压U会逐渐变大，扰动电压Uis会逐渐变大，叠加了扰动后的下垂控制的电压给定逐渐变大，最终达到电压上限，判断发生孤岛。
本公开的孤岛检测方法简单，判断结果准确。通过在虚拟同步机下垂控制的电压给定或频率给定上叠加正向或反向干扰信号，对电压或角频率进行持续的小幅度正向扰动或负向扰动，并将扰动后的电压幅值和角频率与阈值比较，当电压幅值和角频率大于上限值或小于下限值时，检测出孤岛。本发明可以快速识别孤岛现象，结果准确，干扰信号较小，不影响交流系统的稳定运行；扰动信号直接叠加在虚拟同步机控制的下垂给定上，实现方法简单。
如图15所示，三相交流系统还可以包括第五控制单元210，这样三相交流系统的虚拟同步机(VSG)在离网运行时可以具有二次调压调频功能，当虚拟同步机离网运行时，负载会引起电压的频率和幅值变化，使输出电压和频率偏离额定。增加二次调压和二次调频的闭环控制，可将电压幅值和频率调节到额定电压幅值和频率。
具体地，根据额定频率对输出电压的角频率ω进行PI调节，得到第一给定值，虚拟同步机控制的频率给定ω*加上第一给定值，得到新的频率参考值；根据输出电压额定值对输出电压幅值U进行PI调节，得到第二给定值，虚拟同步机控制的电压给定U*加上第二给定值，得到新的电压参考值。
如图16所示，二次调压给定为额定电压UN *，输出电压幅值U作为反馈，经过PI调节，输出的二次调压给定ΔU2 *。此电压给定与电压下垂控制的电压给定U*取和，作为新的下垂控制的电压给定。经过闭环控制，可以将电压幅值调节到额定电压幅值UN *。
二次调频给定为额定频率ωN *，输出电压角频率ω作为反馈，经过PI调节，输出二次频率给定Δω2 *。此频率给定与频率下垂控制的频率给定ω*取和，作为新的下垂控制的频率给定。经过闭环控制，可以将电压频率调节到额定频率ωN *。
另外，当前端电网恢复，需要虚拟同步机自动与电网同步重新并网时，二次调压调频的给定值为前端电网的幅值Ug和角频率ωg。
需要说明的是，三相交流系统还可以同时包含图11中的第四控制单元209和第五控制单元210，即并网可执行孤岛检测，离网可执行二次调压调频。
本发明实施例中的三相交流系统的控制方法中，提取三相交流系统的输出信号中的谐波分量包括基波负序分量，根据谐波分量参考值得到谐波分量误差信号，进而获得谐波补偿电势；将谐波补偿电势与基波电势相加后进行调制得到脉冲信号，可以同时实现虚拟同步机自身减缓电网频率变化的性能和并网、离网的谐波控制性能。还可以具有孤岛检测和二次调压调频的功能。
以下介绍本发明的装置实施例，可以用于执行本发明上述的实时消息处理方法。
如图17所示，本发明实施例提供一种三相交流系统的控制装置700，三相交流系统包括逆变器及滤波单元，逆变器通过滤波单元耦接至电网，具体地，控制装置包括：
第一计算单元710，用于接收三相交流系统的输出信号，并根据输出信号获得输出信号的特征值。
第一控制单元720，用于对逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势。
误差获取单元730，用于提取输出信号中的谐波分量，并根据谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号。
误差调节单元740，用于控制误差信号，获得谐波补偿电势。
第二计算单元750，用于通过将谐波补偿电势与基波电势叠加，获得控制电势。
调制单元760，用于通过调制控制电势，获得脉冲信号，并根据脉冲信号获得逆变器的开关信号。
在本发明实施例的技术方案中，通过提取输出信号的谐波分量进行谐波分量的闭环控制，得到谐波补偿电势，谐波补偿电势和基波电势相加得到控制电势并根据控制电势控制逆变器工作，可以实现虚拟同步机的惯量和阻尼特性，并抑制三相交流系统输出信号中的谐波成分。
误差获取单元和误差调节单元对应图2中的调节单元。
当三相交流系统运行于并网模式时，切入第二控制单元，控制逆变器输出电流的谐波电流，屏蔽第三控制单元。为实现例如图5a中的步骤，误差获取单元包括以下模块：
谐波电流获取模块，用于对逆变器的输出电流进行3s/2r坐标变换得到电流信号，对电流信号进行低通滤波得到基波电流，电流信号减去基波电流得到谐波电流。在一些实施例中，其包括坐标变换器、滤波器及减法器，坐标变换器按照角度信号θ进行3s/2r坐标变换，或者先进行3s/2s坐标变换再进行2s/2r坐标变换，其中电流信号包括d轴电流信号Id和q轴电流信号Iq。
电流参考值设定模块，用于设定谐波电流参考值为零，得到误差信号。在一些实施例中，其包括减法器，实现零减去谐波电流。
误差调节单元740可以包括以下模块：
第一坐标变换模块，用于将误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一坐标系中的误差信号。在一些实施例中，其包括多个坐标变换器。
谐波控制模块，用于在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。在一些实施例中，其包括多个电流调节器。
第二坐标变换模块，用于对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势。在一些实施例中，其包括多个坐标变换器。
第一计算模块，用于将两相静止坐标系的多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到谐波补偿电势。
在另一实施例中，为实现以上步骤图6中的步骤，误差获取单元包括以下模块：谐波电流获取模块和电流参考值设定模块，谐波电流获取模块与上述实施例的谐波电流获取模块结构与功能类似。电流参考值设定模块，用于将谐波电流进行多个坐标系的坐标变换，获得与多个坐标系相对应的谐波电流，设定每一坐标系中的谐波电流参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。在一些实施例中，其包括多个坐标变换器和多个减法器。具体请参考图6的描述，此处不再赘述。
误差调节单元740可以包括：
谐波控制模块，用于在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。
第三坐标变换模块，用于对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势。
第二计算模块，用于将两相静止坐标系中的多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到谐波补偿电势。
本实施例中，为实现以上步骤图7a中的步骤，误差调节单元740还可以包括：
第四坐标变换模块，用于将误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号。
多个控制模块，分别用于对两相静止坐标系中的误差信号进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势。
第三计算模块，用于将两相静止坐标系的多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到谐波补偿电势。
其中，多个控制模块包括PR控制模块、两个R控制模块，其中PR控制模块输出负序电势，两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势。
在三相交流系统运行于离网模式时，切入第三控制单元，控制逆变器输出电压的谐波电压，屏蔽第二控制单元。
为实现图8a中的步骤，误差获取单元可以包括：
谐波电压获取模块，用于对三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对电压信号进行低通滤波得到基波电压，电压信号减去基波电压得到谐波电压。在一些实施例中，其包括坐标变换器、滤波器及减法器，坐标变换器按照角度信号θ进行3s/2r坐标变换，或者先进行3s/2s坐标变换再进行2s/2r坐标变换，其中电压信号包括d轴电压信号Ud和q轴电压信号Uq。
电压参考值设定模块，用于设定谐波电压的参考值为零，得到误差信号。
本实施例中，误差调节单元740还可以包括：
第一坐标变换模块，用于将误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一坐标系中的误差信号。
谐波控制模块，用于在每一坐标系中对误差信号进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。在一些实施例中，其包括多个电压调节器。
第二坐标变换模块，用于对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势。
第一计算模块，用于将两相静止坐标系的多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到谐波补偿电势。
为实现图9中的步骤，误差获取单元可以包括：
谐波电压获取模块，用于对三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对电压信号进行低通滤波得到基波电压，电压信号减去基波电压得到谐波电压。
电压参考值设定模块，用于将谐波电压进行多个坐标系的坐标变换，获得与多个坐标系相对应的谐波电压，设定每一坐标系中的谐波电压参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
误差调节单元740可以包括：
谐波控制模块，用于在每一坐标系中进行闭环控制，获得与多个坐标系相对应的电势指令。
第三坐标变换模块，用于对电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势。
第二计算模块，用于将两相静止坐标系中的多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到谐波补偿电势。
为实现图10中的控制结构对应的步骤，误差调节单元740还可以包括：
第四坐标变换模块，用于将误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号。
多个控制模块，分别用于对两相静止坐标系中的误差信号进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势。
第三计算模块，用于将两相静止坐标系的多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到谐波补偿电势。
其中，多个控制模块包括PR控制模块、两个R控制模块，其中PR控制模块输出负序电势，两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势。
具体请参考上述描述，为简化说明此处不再赘述。
本发明的三相交流系统的控制装置，通过提取三相交流系统的输出信号中的谐波分量，对谐波分量进行闭环控制得到谐波补偿电势；将谐波补偿电势叠加在虚拟同步机控制输出的基波电势上得到控制电势，对控制电势进行调制得到逆变器的开关信号，实现虚拟同步机控制，同时抑制三相交流系统输出信号中的谐波成分。
本发明的三相交流系统还具有孤岛检测功能，用于确定三相交流系统的运行于并网模式或离网模式，相应的控制装置中还包括第四控制单元用于进行孤岛检测。为实现本发明中孤岛检测方法，例如图12-14中的方法，第四控制单元800包括：参数获取模块810、干扰信号获取模块820、干扰信号注入模块830及判断模块840，请参考图18。
参数获取模块，用于获取三相交流系统输出电压Uabc的参数M及其对应的一持续时间内的稳态值M0。例如，其耦接於第一计算单元以接收输出电压Uabc的幅值U或角频率ω；并通过一个滤波器得到参数的稳态值U0或ω0。干扰信号获取模块，根据参数M及稳态值M0得到干扰信号。具体地，比较稳态值和参数，当两者不相等时，通过将参数M叠加一个增量δ得到新参数M’，稳态值与新参数的误差取反后得到干扰信号。干扰信号注入模块，用于将干扰信号叠加在下垂控制的给定上。具体地，当参数M为电压幅值时，将干扰信号叠加在下垂控制的电压给定上；当参数为角频率时，将干扰信号叠加在下垂控制的角频率给定上。判断模块，实时检测加入干扰信号后的参数，并与阈值比较，当参数超过阈值时，判定发生孤岛。例如，当将干扰信号加在角频率给定ω*时，实时检测输出电压的角频率ω并与阈值比较；当将干扰信号加在幅值给定U*时，实时检测输出电压的幅值U并与阈值比较。
为实现本发明中孤岛检测方法，干扰信号获取模块进一步包括：比较子模块，用于比较稳态值和参数；叠加子模块，当稳态值和参数不相等时，通过将参数叠加一个增量得到新参数；计算子模块，用于获取稳态值与新参数的误差，对误差取反得到干扰信号。
由于本发明的示例实施例的三相交流系统的控制装置的各个功能模块与上述三相交流系统的控制方法的示例实施例的步骤对应，因此对于本发明装置实施例中未披露的细节，请参照本发明上述的三相交流系统的控制方法的实施例。
上述所述的具备VSG功能的三相交流系统的控制装置，可以是基于本发明方法流程的一种计算机解决方案，即一种软件架构，可应用到VSG的控制系统中，上述装置即为与方法流程相对应的处理进程。
本领域技术人员在考虑说明书及实践这里公开的发明后，将容易想到本发明的其它实施方案。本申请旨在涵盖本发明的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本发明的一般性原理并包括本发明未公开的本技术领域中的公知常识或惯用技术手段。说明书和实施例仅被视为示例性的，本发明的真正范围和精神由下面的权利要求指出。
应当理解的是，本发明并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本发明的范围仅由所附的权利要求来限制。

Claims (18)

1.一种三相交流系统的控制方法，所述三相交流系统包括逆变器及滤波单元，所述逆变器通过所述滤波单元耦接至电网，其特征在于，所述控制方法包括：
步骤1：接收所述三相交流系统的输出信号，并根据所述输出信号获得输出信号的特征值；
步骤2：根据所述特征值对所述逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势；
步骤3：提取所述输出信号中的谐波分量，并根据所述谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号；
步骤4：控制所述误差信号，获得谐波补偿电势；
步骤5：通过将所述谐波补偿电势与所述基波电势叠加，获得控制电势；
步骤6：通过调制所述控制电势，获得脉冲信号，并根据所述脉冲信号获得所述逆变器的开关信号。
2.如权利要求1所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流，则所述步骤3包括：
对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；
设定所述谐波电流的参考值为零，得到所述误差信号。
3.如权利要求1所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流，则所述步骤3包括：
对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；
将所述谐波电流进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电流，设定每一所述坐标系中的谐波电流参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
4.如权利要求1所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制三相交流系统输出电压中的谐波电压，则所述步骤3包括：
对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；
设定所述谐波电压的参考值为零，得到所述误差信号。
5.如权利要求1所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制三相交流系统输出电压中的谐波电压，则所述步骤3包括：
对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；
将所述谐波电压进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电压，设定每一所述坐标系中的谐波电压参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
6.如权利要求2或4所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，
所述步骤4包括：
将所述误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一所述坐标系中的所述误差信号；
在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个所述坐标系相对应的电势指令；
对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势；
将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
7.如权利要求3或5所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，所述步骤4包括：
在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个坐标系相对应的电势指令；
对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；
将两相静止坐标系中的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
8.如权利要求2或4所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，所述步骤4包括：
将所述误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号；
将两相静止坐标系中的误差信号输入至多个控制模块，以进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；
将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
9.如权利要求8所述的三相交流系统的控制方法，其特征在于，所述多个控制模块包括PR控制模块、两个R控制模块，其中所述PR控制模块输出负序谐波电势，所述两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势。
10.一种三相交流系统的控制装置，所述三相交流系统包括逆变器及滤波单元，所述逆变器通过所述滤波单元耦接至电网，其特征在于，所述控制装置包括：
第一计算单元，用于接收所述三相交流系统的输出信号，并根据所述输出信号获得输出信号的特征值；
第一控制单元，用于对所述逆变器进行虚拟同步机控制，获得基波电势；
误差获取单元，用于提取所述输出信号中的谐波分量，并根据所述谐波分量和谐波分量参考值得到误差信号；
误差调节单元，用于控制所述误差信号，获得谐波补偿电势；
第二计算单元，用于通过将所述谐波补偿电势与所述基波电势叠加，获得控制电势；
调制单元，用于通过调制所述控制电势，获得脉冲信号，并根据所述脉冲信号获得所述逆变器的开关信号。
11.如权利要求10所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流；则所述误差获取单元包括：
谐波电流获取模块，用于对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；
电流参考值设定模块，用于设定所述谐波电流的参考值为零，得到所述误差信号。
12.如权利要求10所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，当所述三相交流系统运行于并网模式，控制逆变器输出电流中的谐波电流；则所述误差获取单元包括：
谐波电流获取模块，用于对所述逆变器输出电流进行坐标变换得到电流信号，对所述电流信号进行低通滤波得到基波电流，所述电流信号减去所述基波电流得到谐波电流；
电流参考值设定模块，用于将所述谐波电流进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电流，设定每一所述坐标系中的谐波电流参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
13.如权利要求10所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制逆变器输出电压中的谐波电压；则所述误差获取单元包括：
谐波电压获取模块，用于对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；
电压参考值设定模块，用于设定所述谐波电压的参考值为零，得到所述误差信号。
14.如权利要求10所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，当所述三相交流系统运行于离网模式，控制逆变器输出电压中的谐波电压；则所述误差获取单元包括：
谐波电压获取模块，用于对所述三相交流系统输出电压进行坐标变换得到电压信号，对所述电压信号进行低通滤波得到基波电压，所述电压信号减去所述基波电压得到谐波电压；
电压参考值设定模块，用于将所述谐波电压进行多个坐标系的坐标变换，获得与所述多个坐标系相对应的谐波电压，设定每一所述坐标系中的谐波电压参考值为零，得到每一所述坐标系中的所述误差信号。
15.如权利要求11或13所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，所述误差调节单元包括：
第一坐标变换模块，用于将所述误差信号进行多个坐标系的坐标变换，得到每一所述坐标系中的所述误差信号；
谐波控制模块，用于在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个所述坐标系相对应的电势指令；
第二坐标变换模块，用于对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系的多个谐波电势；
第一计算模块，用于将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
16.如权利要求12或14所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，所述误差调节单元包括：
谐波控制模块，用于在每一所述坐标系中对所述误差信号进行闭环控制，获得与所述多个坐标系相对应的电势指令；
第三坐标变换模块，用于对所述电势指令进行坐标变换得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；
第二计算模块，用于将两相静止坐标系中的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
17.如权利要求11或13所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，所述误差调节单元包括：
第四坐标变换模块，用于将所述误差信号进行坐标变换，得到两相静止坐标系中的误差信号；
多个控制模块，分别用于对两相静止坐标系中的误差信号进行闭环控制，得到两相静止坐标系中的多个谐波电势；
第三计算模块，用于将两相静止坐标系的所述多个谐波电势相加后进行二相静止/三相静止坐标变换得到所述谐波补偿电势。
18.如权利要求17所述的三相交流系统的控制装置，其特征在于，所述多个控制模块包括PR控制模块、两个R控制模块，其中所述PR控制模块输出负序谐波电势，所述两个R控制模块分别输出5次谐波电势和7次谐波电势。
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