TWI797598B - 三相交流系統及其控制方法 - Google Patents

三相交流系統及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
TWI797598B
TWI797598B TW110114597A TW110114597A TWI797598B TW I797598 B TWI797598 B TW I797598B TW 110114597 A TW110114597 A TW 110114597A TW 110114597 A TW110114597 A TW 110114597A TW I797598 B TWI797598 B TW I797598B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
harmonic
phase
voltage
signal
current
Prior art date
Application number
TW110114597A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202147732A (zh
Inventor
陳麗
王長永
邱愛斌
Original Assignee
大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司 filed Critical 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司
Publication of TW202147732A publication Critical patent/TW202147732A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI797598B publication Critical patent/TWI797598B/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/01—Arrangements for reducing harmonics or ripples
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本案提供一種三相交流系統及其控制方法，包括：接收三相交流系統的輸出訊號，並根據輸出訊號獲得輸出訊號的特徵值；根據特徵值對逆變器進行虛擬同步機控制，獲得基波電位；提取輸出訊號中的諧波分量，並根據諧波分量和諧波分量參考值得到誤差訊號；控制誤差訊號，獲得諧波補償電位；通過將諧波補償電位與基波電位疊加，獲得控制電位；通過調製控制電位，獲得脈衝訊號，並根據脈衝訊號獲得逆變器的開關訊號。本案實施例的技術方案可以在虛擬同步機控制下，抑制三相交流系統輸出訊號中的諧波成分。

Description

三相交流系統及其控制方法
本案係關於電力電子技術領域，尤指一種三相交流系統的控制方法及裝置。
當前，採用電力電子設備的並網逆變器大量投入電網，逆變器的動態回應快但轉動慣量小，不利於電網的穩定。
同步發電機可以維持電網電壓和頻率的穩定，具備虛擬同步機性能的並網逆變器可以模擬同步發電機的慣量和阻尼特性，在負載突變時提供瞬態功率支撐，維持電網頻率的穩定。但虛擬同步機在並網運行時對輸出電流的諧波含量沒有抑制措施，離網運行並帶有不對稱和非線性負載時對輸出電壓的諧波也沒有抑制措施，輸出電壓的幅值和頻率會偏離額定值。
若虛擬同步機需要實際運行，就需要加入諧波控制，保證虛擬同步機在並網運行時輸出電流品質滿足標準，以及在離網運行帶不同負載時的輸出電壓品質均滿足標準。
需要說明的是，在上述背景技術部分公開的資訊僅用於加強對本案的背景的理解，因此可以包括不構成對本領域普通技術人員已知的現有技術的資訊。
本案的目的在於提供一種三相交流系統的控制方法及裝置，進而至少在一定程度上克服由於相關技術的限制和缺陷而導致的一個或者多個問題。
根據本案的第一方面，提供一種三相交流系統的控制方法，三相交流系統包括逆變器及濾波單元，逆變器通過濾波單元耦接至電網和負載，控制方法包括：步驟1：接收三相交流系統的輸出訊號，並根據輸出訊號獲得輸出訊號的特徵值；步驟2：根據特徵值對逆變器進行虛擬同步機控制，獲得基波電位；步驟3：提取輸出訊號中的諧波分量，並根據諧波分量和諧波分量參考值得到誤差訊號；步驟4：控制誤差訊號，獲得諧波補償電位；步驟5：通過將諧波補償電位與基波電位疊加，獲得控制電位；步驟6：通過調製控制電位，獲得脈衝訊號，並根據脈衝訊號獲得逆變器的開關訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於並網模式，控制逆變器輸出電流中的諧波電流，則步驟3包括：對逆變器輸出電流進行座標變換得到電流訊號，對電流訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流；設定諧波電流的參考值為零，得到誤差訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於並網模式，控制逆變器輸出電流中的諧波電流，則步驟3包括：對逆變器輸出電流進行座標變換得到電流訊號，對電流訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流；將諧波電流進行多個 坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電流，設定每一坐標系中的諧波電流參考值為零，得到每一坐標系中的誤差訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於離網模式，控制三相交流系統輸出電壓中的諧波電壓，則步驟3包括：對三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓；設定諧波電壓的參考值為零，得到誤差訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於離網模式，控制三相交流系統輸出電壓中的諧波電壓，則步驟3包括：對三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓；將諧波電壓進行多個坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電壓，設定每一坐標系中的諧波電壓參考值為零，得到每一坐標系中的誤差訊號。
在一些實施例中，步驟4包括：將誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一坐標系中的誤差訊號；在每一坐標系中，得到每一坐標系中的對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令；對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位；將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在一些實施例中，步驟4包括：在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令；對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；將兩相靜止 坐標系中的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在一些實施例中，步驟4包括：將誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的誤差訊號；將兩相靜止坐標系中的誤差訊號輸入至多個控制模組，以進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在一些實施例中，多個控制模組包括PR控制模組、兩個R控制模組，其中PR控制模組輸出負序諧波電位，兩個R控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位。
根據本案的第二方面，提供一種三相交流系統的控制裝置，三相交流系統包括逆變器及濾波單元，逆變器通過濾波單元耦接至電網和負載，控制裝置包括：第一計算單元，用於接收三相交流系統的輸出訊號，並根據輸出訊號獲得輸出訊號的特徵值；第一控制單元，用於對逆變器進行虛擬同步機控制，獲得基波電位；誤差獲取單元，用於提取輸出訊號中的諧波分量，並根據諧波分量和諧波分量參考值得到誤差訊號；誤差調節單元，用於控制誤差訊號，獲得諧波補償電位；第二計算單元，用於通過將諧波補償電位與基波電位疊加，獲得控制電位；調製單元，用於通過調製控制電位，獲得脈衝訊號，並根據脈衝訊號獲得逆變器的開關訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於並網模式，控制逆變器輸出電流中的諧波電流；誤差獲取單元包括：諧波電流獲取模組，用於對逆變器輸出電流進行座標變換得到電流訊號，對電流 訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流；電流參考值設定模組，用於設定諧波電流的參考值為零，得到誤差訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於並網模式，控制逆變器輸出電流中的諧波電流；誤差獲取單元包括：諧波電流獲取模組，用於對逆變器輸出電流進行座標變換得到電流訊號，對電流訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流；電流參考值設定模組，用於將諧波電流進行多個坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電流，設定每一坐標系中的諧波電流參考值為零，得到每一坐標系中的誤差訊號。
在一些實施例中當三相交流系統運行於離網模式，控制逆變器輸出電壓中的諧波電壓；誤差獲取單元包括：諧波電壓獲取模組，用於對三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓；電壓參考值設定模組，用於設定諧波電壓的參考值為零，得到誤差訊號。
在一些實施例中，當三相交流系統運行於離網模式，控制逆變器輸出電壓中的諧波電壓；誤差獲取單元包括：諧波電壓獲取模組，用於對三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓；電壓參考值設定模組，用於將諧波電壓進行多個坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電壓，設定每一坐標系中的諧波電壓參考值為零，得到每一坐標系中的誤差訊號。
在一些實施例中，誤差調節單元包括：第一座標變換模組，用於將誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一坐標系中的誤差訊號；諧波控制模組，用於在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令；第二座標變換模組，用於對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位；第一計算模組，用於將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在一些實施例中，誤差調節單元包括：諧波控制模組，用於在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令；第三座標變換模組，用於對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；第二計算模組，用於將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在一些實施例中，誤差調節單元包括：第四座標變換模組，用於將誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的誤差訊號；多個控制模組，分別用於對兩相靜止坐標系中的誤差訊號進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；第三計算模組，用於將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在一些實施例中，多個控制模組包括PR控制模組、兩個R控制模組，其中PR控制模組輸出負序諧波電位，兩個R控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位。
本案實施例技術方案中，在基波電位上疊加諧波補償電位得到控制電位，對控制電位進行調製得到逆變器的開關訊號，實現虛擬同步機控制，同時抑制三相交流系統輸出訊號中的諧波成分。
應當理解的是，以上的一般描述和後文的細節描述僅是示例性和解釋性的，並不能限制本案。
S1、S2、S3、S4、S5、S6、S311、S312、S411、S412、S413、S414、S321、S322、S323、S421、S422、S423、S451、S452、S453、S331、S332、S431、S432、S433、S434、S341、S342、S343、S441、S442、S443、A1、A2、A3、A4:步驟
201:逆變器
202:第一計算單元
2022:座標變換器
2023:積分器
2024:計算器
203:第一控制單元
204:第二控制單元
205:第三控制單元
206:第二計算單元
207:調製單元
208:選擇單元
209:第四控制單元
210:第五控制單元
700:控制裝置
710:第一計算單元
720:第一控制單元
730:誤差獲取單元
740:誤差調節單元
750:第二計算單元
760:第二計算單元
800:第四控制單元
810:參數獲取模組
820:干擾訊號獲取模組
830:干擾訊號注入模組
840:判斷模組
1TR1、1TR2、1TR3、1TR4、1TR5、1TR6、1TR7、1TR8、1TR9、1TR10、1TR11、1TR12、3TR1、3TR2、3TR3、4TR1、4TR2、4TR3、5TR1、5TR2、5TR3、5TR4、5TR5、5TR6、5TR7、5TR8、5TR9、5TR10、5TR11、5TR12、6TR1、6TR2、6TR3、6TR4、6TR5、7TR1、7TR2、7TR3、8TR1、8TR2、8TR3:座標變換器
Ud:d軸電壓訊號
Uq:q軸電壓訊號
Id:d軸電流
Iq:q軸電流
Ude:電壓
Uabc、Ua、Ub、Uc:輸出電壓
U、Ug:幅值
△U:增量
Uis:干擾訊號
U*:電壓給定值
UN*:額定電壓
ω、ωg:角頻率
ω*:頻率給定值
ωis:干擾訊號
ω0:角頻率的穩態值
△ω:增量
θ:角度訊號
Iabc、Ia、Ib、Ic:輸出電流
E:電位幅值
Eabc:基波電位
Ea、Eb、Ec:交流電位
Ehabc、Eha、Ehb、Ehc:諧波補償電位
Eabc’:控制電位
Eiabc、Euabc:諧波補償電位
P:有效功率
P*:有效功率給定值
Q:無效功率
Q*:無效功率給定值
M:參數
M0:穩態值
ωE:輸出角頻率
θE:角度訊號
PI:閉環控制
Udf、Uqf:基波電壓
Udh、Uqh:諧波電壓
Ude、Uqe:誤差訊號
Ide、Iqe:誤差訊號
Idf、Iqf:基波電流
Idh、Iqh:諧波電流
Ide2、Ide4、Ide5、Ide6、Ide7、Iqe2、Iqe4、Iqe5、Iqe6、Iqe7、Iαe、Iβe:誤差訊號
Ude2、Ude4、Ude5、Ude6、Ude7、Uqe2、Uqe4、Uqe5、Uqe6、Uqe7、Uαe、Uβe:誤差訊號
Ed2、Ed4、Ed5、Ed6、Ed7、Eq2、Eq4、Eq5、Eq6、Eq7:電位指令
Eα2、Eβ2:負序電位
Eα4、Eα5、Eα6、Eα7、Eβ4、Eβ5、Eβ6、Eβ7、Ehα、Ehβ、Eβe:諧波電位
LPF:一階低通濾波器
第1圖示意性示出本案一種實施例的三相交流系統的控制方法的流程圖；第2圖示意性示出本案一種實施例的三相交流系統的原理示意圖；第3圖示意性示出本案實施例的第一計算單元的框圖；第4圖示意性示出本案實施例的第一控制單元的框圖；第5A圖示意性示出本案一種實施例的諧波電流的控制流程圖；第5B圖示意性示出第5A圖中的控制流程所對應的控制架構的示意圖；第6圖示意性示出本案另一種實施例的諧波電流的控制流程圖；第7A圖示意性示出本案另一種實施例的諧波電流的控制流程圖；第7B圖示意性示出第7A圖中的控制流程所對應的控制架構的示意圖；第8A圖示意性示出本案又一種實施例的諧波電壓的控制流程圖； 第8B圖示意性示出第8A圖中的控制流程所對應的控制架構的示意圖；第9圖示意性示出本案又一種實施例的諧波電壓的控制流程圖；第10圖示意性示出本案又一種實施例的諧波電壓的控制結構的示意圖；第11圖示意性示出本案另一種實施例的三相交流系統的原理示意圖；第12圖示意性示出本案實施例的孤島判定該方法的流程圖；第13圖示意性示出本案一種實施例的第一控制單元和第四控制單元的框圖；第14圖示意性示出本案另一種實施例的第一控制單元和第四控制單元的框圖；第15圖示意性示出本案又一種實施例的三相交流系統的原理示意圖；第16圖示意性示出本案實施例的第一控制單元和第五控制單元的框圖；第17圖示意性示出本案實施例的三相交流系統的控制裝置的方框圖；以及第18圖示意性示出本案實施例的第四控制單元的方框圖。
體現本案特徵與優點的典型實施例將在後段的說明中結合圖式詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上當作說明之用，而非架構於限制本案。
圖式中所示的方框圖僅僅是功能實體，不一定必須與物理上獨立的實體相對應。即，可以採用軟體形式來實現這些功能實體，或在一個或多個硬體模組或積體電路中實現這些功能實體，或在不同網路和/或處理器裝置和/或微控制器裝置中實現這些功能實體。
圖式中所示的流程圖僅是示例性說明，不是必須包括所有的內容和操作/步驟，也不是必須按所描述的循序執行。例如，有的操作/步驟還可以分解，而有的操作/步驟可以合併或部分合併，因此實際執行的順序有可能根據實際情況改變。
本案提供了一種三相交流系統的控制方法及裝置，以實現在虛擬同步機控制下，對三相交流系統的諧波抑制，保證輸出電能品質滿足標準。
三相交流系統包括控制裝置、逆變器及濾波單元，控制裝置電連接於逆變器，逆變器通過濾波單元耦接至電網和負載。控制裝置控制逆變器的開關運作，以調節三相系統的輸出訊號。第1圖為控制裝置所執行的控制方法的步驟流程圖。如第1圖所示，控制方法包括：
步驟S1，接收三相交流系統的輸出訊號，並根據輸出訊號獲得輸出訊號的特徵值。
步驟S2，根據特徵值對逆變器進行虛擬同步機控制，獲得基波電位。
步驟S3，提取輸出訊號中的諧波分量，並根據諧波分量和諧波分量參考值得到誤差訊號。
步驟S4，控制誤差訊號，獲得諧波補償電位。
步驟S5，通過將諧波補償電位與基波電位疊加，獲得控制電位。
步驟S6，通過調製控制電位，獲得脈衝訊號，並根據脈衝訊號獲得逆變器的開關訊號。
對逆變器進行虛擬同步機控制得到基波電位，提取輸出訊號中的諧波分量包括基波負序分量，諧波分量與零做差得到誤差訊號，對誤差進行閉環控制，得到諧波補償電位，基波電位和諧波補償電位相加得到控制電位。控制電位經過SVPWM(空間向量脈寬調製)或SPWM(正弦脈寬調製)調製後得到開關訊號，控制逆變器的開關運作。本實施例的技術方案對逆變器進行虛擬同步機控制，以使逆變器模擬同步電機的慣量和阻尼特性，維持電網電壓和頻率的穩定；並加入諧波調節，抑制三相交流系統輸出訊號中的諧波成分。
第2圖為三相交流系統的原理示意圖。如第2圖所示，三相交流系統通過主接觸器耦接至電網，三相交流系統還電連接一負載。三相系統包括逆變器201、LC濾波器及控制裝置，控制裝置採樣逆變器的輸出電流Iabc和三相交流系統的輸出電壓Uabc，以輸出開關訊號控制逆變器的開關運作。控制裝置包括第一計算單元202、第一控制單元203、調節單元、第二計算單元206及調製單元207。
第一計算單元202採樣三相交流系統的輸出訊號，即逆變器201的輸出電流Iabc和三相交流系統的輸出電壓Uabc，以輸出逆變器的有效功率P、無效功率Q，輸出電壓Uabc的幅值U、輸出電壓的角頻率ω以及角度訊號θ。第一控制單元203對逆變器執行虛擬同步機(VSG)控制，得到基波電位Eabc。調節單元包括第二 控制單元204和第三控制單元205，其中第二控制單元204接收逆變器的輸出電流Iabc和角度訊號θ，以輸出諧波補償電位Eiabc，抑制逆變器輸出電流中的諧波電流，其中諧波電流還包括基波負序電流；第三控制單元205接收三相交流系統的輸出電壓Uabc和角度訊號θ，以輸出諧波補償電位Euabc，抑制三相交流系統輸出電壓中的諧波電壓，其中諧波電壓還包括基波負序電壓。
控制裝置還包括選擇單元208，選擇單元208根據三相交流系統的操作模式，選擇執行諧波電流控制並輸出諧波補償電位Eiabc，或者選擇執行諧波電壓控制並輸出諧波補償電位Euabc。具體地，當三相交流系統運行於並網模式，選擇單元切入第二控制單元204，輸出諧波補償電位Eiabc，抑制諧波電流；當三相交流系統運行於離網模式，帶不對稱或非線性負載，選擇單元切入第三控制單元205，輸出諧波補償電位Euabc，抑制諧波電壓。第二計算單元206為一個加法器，將諧波補償電位和基波電位相加得到控制電位Eabc’。調製單元207對控制電位Eabc’進行調製得到脈衝訊號，並根據脈衝訊號獲得逆變器的開關訊號，其中調製方式可以為SVPWM和SPWM等。
針對基於虛擬同步機控制的三相交流系統，在並網運行時提取諧波電流，執行諧波電流閉環控制，保證輸出電流品質滿足標準，輸出電壓被電網電壓鉗位住。在離網運行帶不對稱和非線性負載時提取諧波電壓，執行諧波電壓閉環控制，保證輸出電壓品質滿足標準。本發明提出的三相交流系統及其控制方法，可以同時實現虛擬同步機自身性能和並離網的控制性能。
第3圖為第2圖中第一計算單元202的一種示例性示意圖。如第3圖所示，第一計算單元202包括鎖相器2021、座標變換器2022、積分器2023及計算器2024。第一計算單元採樣輸出電流Iabc和輸出電壓Uabc。鎖相器2021對輸出電壓Uabc進行鎖相得到其幅值U和角頻率ω。積分器2023對角頻率ω進行積分得到角度訊號θ。座標變換器2022根據角度訊號θ，分別對輸出電流Iabc和輸出電壓Uabc進行2r/3s(二相旋轉/三相靜止)座標變換得到d軸電壓Ud、q軸電壓Uq、d軸電流Id和q軸電流Iq。計算器2024根據d軸電壓Ud、q軸電壓Uq、d軸電流Id和q軸電流Iq，計算三相交流系統的有效功率P和無效功率Q。
第4圖為第2圖中第一控制單元203對應的控制框圖，即虛擬同步機控制框圖。如第4圖所示，第一控制單元執行逆變器的虛擬同步機控制，根據功角特性，對輸出電壓幅值U和角頻率ω進行下垂控制得到無效功率給定值Q*和有效功率給定值P*，計算得到的有效功率P和無效功率Q作為虛擬同步機控制的功率回饋；有效功率調節採用慣量和阻尼控制得到輸出角頻率ωE，角頻率積分得到角度訊號θE；無效功率調節採用PI閉環控制輸出電位幅值E；根據電位幅值E和角度訊號θE得到三相交流電位Eabc，Eabc為基波正序輸出電位，簡稱基波電位。
當三相交流系統運行于並網模式時，控制逆變器輸出電流的諧波電流，因此在步驟S3中，輸出訊號對應為輸出電流，諧波分量對應為諧波電流；提取逆變器201輸出電流中的諧波電流，根據諧波電流參考值得到諧波電流誤差訊號，對誤差訊號進行調節，獲得諧波補償電位。
第5A圖為並網模式下諧波電流的控制步驟流程圖，第5B圖為第5A圖的控制流程所對應的控制架構。具體地，如第5A圖所示，步驟S3可以包括以下子步驟：
步驟S311，對輸出電流Iabc進行3s/2r(三相靜止/二相旋轉)座標變換得到電流訊號，對電流訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流。其中，電流訊號實質為輸出電流在dq坐標系下的d軸電流Id和q軸電流Iq。
步驟S312，設定諧波電流參考值為零，得到誤差訊號。其中，誤差訊號實質為諧波電流與零的差值，即零減去諧波電流得到誤差訊號。
步驟S4可以包括以下子步驟：
步驟S411，將誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一坐標系中的誤差訊號。例如，將諧波電流誤差訊號進行多個坐標系的Park變換得到多個坐標系下的誤差訊號。
步驟S412，在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。
步驟S413，分別對多個坐標系的電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系下的多個諧波電位。例如，分別對多個坐標系下的電位指令進行Inpark變換得到兩相靜止坐標系下的多個諧波電位，其中多個諧波電位之間的角頻率不同。
步驟S414，將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行2s/3s(二相靜止/三相靜止)座標變換得到諧波補償電位。
請參考第5A圖和第5B圖，包含座標變換器1TR1至1TR12、低通濾波器LPF及電流調節器2TR1至2TR5。座標變換器1TR1 接收輸出電流Iabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電流Iabc經三相靜止坐標系abc到兩相旋轉坐標系dq的變換(3s/2r座標變換)得到d軸電流訊號Id和q軸電流訊號Iq。在另一實施例中，座標變換器1TR1接收輸出電流Iabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電流Iabc先經三相靜止坐標系abc到兩相靜止坐標系αβ的變換(3s/2s座標變換)，再經兩相靜止坐標系αβ到兩相旋轉坐標系dq的變換(2s/2r座標變換)。一階低通濾波器LPF對Id和Iq進行濾波提取基波電流Idf和Iqf，用總的電流訊號Id和Iq減去基波電流Idf和Iqf得到諧波電流Idh和Iqh。諧波電流給定值為0，諧波電流的回饋值為Idh和Iqh，得到誤差訊號Ide和Iqe。
座標變換器1TR2按照角度-2θ將諧波電流誤差訊號Ide和Iqe經正序旋轉坐標系到負序旋轉坐標系的變換，得到負序坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ide2和Iqe2。電流調節器2TR1可為比例積分調節器，電流調節器2TR1對dq軸分量Ide2和Iqe2進行比例積分(PI)閉環調節，得到負序坐標系下的電位指令Ed2和Eq2。座標變換器1TR3按照角度-θ將負序電位指令Ed2和Eq2經負序旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的負序電位Eα2和Eβ2。需要說明的是，本案需要抑制輸出電流中的負序分量，即諧波控制中包含對負序分量的控制，實際負序分量的頻率也為ω，例如50HZ，為基波負序分量。
座標變換器ITR4按照角度4θ將諧波電流誤差訊號Ide和Iqe經正序旋轉坐標系到正序5次旋轉坐標系的變換，得到正序5次坐標系下諧波電流誤差的dq軸分量Ide4和Iqe4。電流調節器2TR2可為積分調節器，電流調節器2TR2對dq軸分量Ide4和Iqe4進行積 分(I)閉環調節，得到正序5次坐標系下的電位指令Ed4和Eq4。座標變換器1TR5按照角度5θ將正序5次電位指令Ed4和Eq4經正序5次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的正序5次諧波電位Eα4和Eβ4。
座標變換器1TR6按照角度-6θ將諧波電流誤差訊號Ide和Iqe經正序旋轉坐標系到負序5次旋轉坐標系的變換，得到負序5次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ide5和Iqe5。電流調節器2TR3可為積分調節器，電流調節器2TR3對dq軸分量Ide5和Iqe5進行積分(I)閉環調節，得到負序5次坐標系下的電位指令Ed5和Eq5。座標變換器ITR7按照角度-5θ將負序5次電位指令Ed5和Eq5經負序5次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的負序5次諧波電位Eα5和Eβ5。
座標變換器1TR8按照角度6θ將諧波電流誤差訊號Ide和Iqe經正序旋轉坐標系到正序7次旋轉坐標系的變換，得到正序7次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ide6和Iqe6。電流調節器2TR4可為積分調節器，電流調節器2TR4對dq軸分量Ide6和Iqe6進行積分(I)閉環調節，得到正序7次坐標系下的電位指令Ed6和Eq6。座標變換器1TR9按照角度7θ將正序7次電位指令Ed6和Eq6經正序7次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的正序7次諧波電位Eα6和Eβ6。
座標變換器1TR10按照角度-8θ將諧波電流誤差訊號Ide和Iqe經正序旋轉坐標系到負序7次旋轉坐標系的變換，得到負序7次坐標系下諧波電流誤差的dq軸分量Ide7和Iqe7。電流調節器2TR5可為積分調節器，電流調節器2TR5對dq軸分量Ide7和Iqe7進行 積分(I)閉環調節，得到負序7次坐標系下的電位指令Ed7和Eq7。座標變換器1TR11按照角度-7θ將負序7次電位指令Ed7和Eq7經負序7次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的負序7次諧波電位Eα7和Eβ7。
將負序電位及各次諧波電位相加得到兩相靜止坐標系下總的諧波電位Ehα和Ehβ。座標變換器1TR12將兩相靜止坐標系下的諧波電位Ehα和Ehβ經兩相靜止坐標系到三相靜止坐標系的變換得到諧波補償電位Ehabc。諧波補償電位Ehabc與基波電位Eabc相加得到控制電位。
第6圖為在並網模式下諧波電流的又一控制步驟流程圖，具體地，如第6圖所示，步驟S3可以包括以下子步驟：
步驟S321，對輸出電流進行3s/2r(三相靜止/二相旋轉)座標變換得到電流訊號，對電流訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流。其中，電流訊號實質為輸出電流在dq坐標系下的d軸電流Id和q軸電流Iq。
步驟S322，將諧波電流進行多個坐標系的座標變換，得到與多個坐標系相對應的諧波電流。例如，將諧波電流進行多個坐標系的Park變換得到多個坐標系下的諧波電流。
步驟S323，設定每一坐標系中諧波電流參考值為零，得到每一坐標系中的誤差訊號。其中，每一坐標系中的誤差訊號實質為每一坐標系中諧波電流與零的差值，即零減去諧波電流得到誤差訊號。
步驟S4可以包括以下子步驟：
步驟S421，在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。
步驟S422，對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位。例如，對每一坐標系下的電位指令進行Inpark變換得到諧波電位，包括負序電位。
步驟S423，將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行2s/3s(二相靜止/三相靜止)座標變換得到諧波補償電位。
可見，第5A圖中先設定諧波電流參考值為零得到誤差訊號，對誤差訊號進行座標變換得到多個坐標系下的誤差變換訊號，對每一坐標系下的誤差變換訊號進行閉環調節以輸出電位補償訊號。而在第6圖中，先對諧波電流進行座標變換得到多個坐標系下的諧波電流變換訊號，設定每一坐標系的諧波電流變換訊號的參考值為零得到每一坐標系下的誤差訊號，對每一坐標系下的誤差訊號進行閉環調節以輸出電位補償訊號。
第6圖中控制流程所對應的控制架構與第5B圖類似，區別在於：得到諧波電流的dq軸分量Idh和Iqh後，將dq軸分量Idh和Iqh輸入座標變換器1TR2、1TR4、1TR6、1TR8和1TR10。座標變換器1TR2按照角度-2θ將諧波電流Idh和Iqh經正序旋轉坐標系到負序旋轉坐標系的變換，得到負序坐標系下諧波電流的dq軸分量Idh2和Iqh2。負序坐標系下，諧波電流給定值為0，諧波電流回饋值為Idh2和Iqh2，得到負序坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ide2和Iqe2。座標變換器1TR4按照角度4θ將諧波電流Idh和Iqh經正序旋轉坐標系到正序5次旋轉坐標系的變換，得到正序5次坐標系下諧波電流的dq軸分量Idh4和Iqh4。正序5次坐標系下，諧波 電流給定值為0，諧波電流回饋值為Idh4和Iqh4，得到正序5次坐標系下諧波電流誤差的dq軸分量Ide4和Iqe4。座標變換器1TR6按照角度-6θ將諧波電流Idh和Iqh經正序旋轉坐標系到負序5次旋轉坐標系的變換，得到負序5次坐標系下諧波電流的dq軸分量Idh5和Iqh5。負序5次坐標系下，諧波電流給定值為0，諧波電流回饋值為Idh5和Iqh5，得到負序5次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ide5和Iqe5。座標變換器ITR8按照角度6θ將諧波電流Idh和Iqh經正序旋轉坐標系到正序7次旋轉坐標系的變換，得到正序7次坐標系下諧波電流的dq軸分量Idh6和Iqh6。正序7次坐標系下，諧波電流給定值為0，諧波電流回饋值為Idh6和Iqh6，得到正序7次坐標系下諧波電流誤差的dq軸分量Ide6和Iqe6。座標變換器ITRI0按照角度-8θ將諧波電流Idh和Iqh經正序旋轉坐標系到負序7次旋轉坐標系的變換，得到負序7次坐標系下諧波電流的dq軸分量Idh7和Iqh7。負序7次坐標系下，諧波電流給定值為0，諧波電流回饋值為Idh7和Iqh7，得到負序7次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ide7和Iqe7。其餘相似部分請參考第5B圖的描述，此處不再贅述。
需要說明的是，上述的多個坐標系包括負序坐標系、正負5次坐標系以及正負7次坐標系，達到抑制負序電流、正負5次諧波電流及正負7次諧波電流的效果，但本案不以此為限，還可包括其他頻次的坐標系。
第7A圖為在並網模式下諧波電流的另一控制步驟流程圖，第7B圖為第7A圖中的控制流程所對應的控制架構。與第5A圖相比， 第7A圖中的步驟S4不同，以下僅將區別點進行詳細說明，相同部分請參考第5A圖。
步驟S4可以包括以下子步驟：
步驟S451，將誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的誤差訊號。
步驟S452，將兩相靜止坐標系中的誤差訊號輸入至多個控制模組，以進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；
步驟S453，將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行2s/3s(二相靜止/三相靜止)座標變換得到諧波補償電位。
其中，如第7B圖所示，多個控制模組包括PR(比例諧振)控制模組、兩個R(諧振)控制模組，其中PR控制模組輸出負序電位即負序電位的頻率為ω例如50HZ，兩個R控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位即諧波電位的頻率分別為5ω和7ω例如250HZ和350HZ。
請參考第7A圖和第7B圖，包含座標變換器3TR1至3TR3、低通濾波器LPF及電流調節器4TR1至4TR3。其中，電流調節器4TR1至4TR3分別為PR控制模組、兩個R控制模組，座標變換器3TR1接收輸出電流Iabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電流Iabc經三相靜止坐標系abc到兩相旋轉坐標系dq的變換(3s/2r座標變換)得到d軸電流訊號Id和q軸電流訊號Iq。在另一實施例中，座標變換器3TR1接收輸出電流Iabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電流Iabc先經三相靜止坐標系abc到兩相靜止坐標系αβ的變換(3s/2s座標變換)，再經兩相靜止坐標系αβ到兩相旋轉坐標系dq的變換(2s/2r座標變換)。一階低 通濾波器LPF對Id和Iq進行濾波提取基波電流Idf和Iqf，用總的電流訊號Id和Iq減去基波電流Idf和Iqf得到諧波電流的dq軸分量Idh和Iqh。諧波電流給定值為0，諧波電流的回饋值為Idh和Iqh，得到誤差訊號Ide和Iqe。
座標變換器3TR2按照角度θ將諧波電流誤差訊號Ide和Iqe經Inpark座標變換，得到兩相靜止坐標系下諧波電流誤差的αβ軸分量Iαe和Iβe。電流調節器4TR1可為比例諧振(PR)調節器，電流調節器4TR1對兩相靜止坐標系下的Iαe和Iβe進行PR閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的負序電位Eα2和Eβ2，其中PR調節的諧振頻率為ω例如50HZ。電流調節器4TR2可為諧振調節器，電流調節器4TR2對兩相靜止坐標系下的Iαe和Iβe進行R閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的5次諧波電位Eα5和Eβ5，其中諧振調節的諧振頻率為5ω。電流調節器4TR3可為諧振調節器對兩相靜止坐標系下的Iαe和Iβe進行R閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的7次諧波電位Eα7和Eβ7，其中諧振調節的諧振頻率為7ω。
將負序電位及各次諧波電位相加得到兩相靜止坐標系下總的諧波電位Ehα和Ehβ。座標變換器3TR3將兩相靜止坐標系下的諧波電位Ehα和Ehβ經兩相靜止坐標系到三相靜止坐標系的變換得到諧波補償電位Ehabc。諧波補償電位Ehabc與基波電位Eabc相加得到控制電位。
在另一些實施例中，第7B圖中的控制框圖也可以變化為：得到諧波電流的dq軸分量Idh和Iqh後，先輸入至座標變換器3TR2進行Inpark變換得到兩相靜止坐標系下諧波電流的αβ軸分量Iαh 和Iβh。諧波電流的給定值為0，回饋值為Iαh和Iβh，得到兩相靜止坐標系下的誤差訊號Iαe和Iβe，對兩相靜止坐標系下的Iαe和Iβe進行閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的各次諧波電位，其中各次諧波電位的頻率不同。
當三相交流系統運行於離網模式時，尤其是帶不對稱或非線性負載時，啟動諧波電壓控制，屏蔽諧波電流控制，因此在步驟S3中，輸出訊號對應為輸出電壓，諧波分量對應為諧波電壓；提取逆變器201輸出電壓中的諧波電壓，根據諧波電壓參考值得到諧波電壓誤差訊號，對誤差訊號進行調節，獲得諧波補償電位。
三相交流系統運行於離網模式，也稱為運行於孤島模式。
第8A圖為在離網模式下諧波電壓的控制步驟流程圖，第8B圖為第8A圖中的控制流程所對應的控制架構。具體地，如第8A圖所示，步驟S3可以包括以下子步驟：
步驟S331，對輸出電壓進行3s/2r(三相靜止/二相旋轉)座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓。其中，電壓訊號實質為輸出電壓在dq坐標系下的d軸電壓Ud和q軸電壓Uq。
步驟S332，設定諧波電壓參考值為零，得到誤差訊號。其中，誤差訊號實質為諧波電壓與零的差值，即零減去諧波電壓得到誤差訊號。
步驟S4可以包括以下子步驟：
步驟S431，將誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一坐標系中的誤差訊號。例如，將誤差訊號進行Park變換得到多 個坐標系的誤差訊號分量，以對各個坐標系下的誤差訊號分量進行閉環控制。
步驟S432，在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。
步驟S433，分別對多個坐標系的對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位；例如，分別對各個坐標系下的電位指令進行Inpark變換得到兩相靜止坐標系下的多個諧波電位，其中多個諧波電位之間的角頻率不同。
步驟S434，將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行2s/3s(二相靜止/三相靜止)座標變換得到諧波補償電位。
請參考第8A圖和第8B圖，包含座標變換器5TR1至5TR12、低通濾波器LPF及電壓調節器6TR1至6TR5。座標變換器5TR1接收輸出電壓Uabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電壓Uabc經三相靜止坐標系abc到兩相旋轉坐標系dq的變換(3s/2r座標變換)得到d軸電壓訊號Ud和q軸電壓訊號Uq。在另一實施例中，座標變換器5TR1接收輸出電壓Uabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電壓Uabc先經三相靜止坐標系abc到兩相靜止坐標系αβ的變換(3s/2s座標變換)，再經兩相靜止坐標系αβ到兩相旋轉坐標系dq的變換(2s/2r座標變換)。一階低通濾波器LPF對Ud和Uq進行濾波提取基波電壓Udf和Uqf，用總的電壓訊號Ud和Uq減去基波電壓Udf和Uqf得到諧波電壓Udh和Uqh。諧波電壓給定值為0，諧波電壓的回饋值為Udh和Uqh，得到誤差訊號Ude和Uqe。
座標變換器5TR2按照角度-2θ將誤差訊號Ude和Uqe經正序旋轉坐標系到負序旋轉坐標系的變換，得到負序坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ude2和Uqe2。電壓調節器6TR1可為比例積分調節器，電壓調節器6TR1對dq軸分量Ude2和Uqe2進行比例積分(PI)閉環調節，得到負序坐標系下的電位指令Ed2和Eq2。座標變換器5TR3按照角度-θ將負序電位指令Ed2和Eq2經負序旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的負序電位Eα2和Eβ2。需要說明的是，本案需要抑制輸出電壓中的負序分量，即諧波控制中包含對負序分量的控制，實際負序分量的頻率也為ω，例如50HZ，為基波負序分量。
座標變換器5TR4按照角度4θ將諧波電壓誤差訊號Ude和Uqe經正序旋轉坐標系到正序5次旋轉坐標系的變換，得到正序5次坐標系下諧波電壓誤差的dq軸分量Ude4和Uqe4。電壓調節器6TR2可為積分調節器，電壓調節器6TR2對dq軸分量Ude4和Uqe4進行積分(I)閉環調節，得到正序5次坐標系下的電位指令Ed4和Eq4。座標變換器5TR5按照角度5θ將正序5次電位指令Ed4和Eq4經正序5次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的正序5次諧波電位Eα4和Eβ4。
座標變換器5TR6按照角度-6θ將諧波電壓誤差訊號Ude和Uqe經正序旋轉坐標系到負序5次旋轉坐標系的變換，得到負序5次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ude5和Uqe5。電壓調節器6TR3可為積分調節器，電壓調節器6TR3對dq軸分量Ude5和Uqe5進行積分(I)閉環調節，得到負序5次坐標系下的電位指令Ed5和Eq5。座標變換器5TR7按照角度-5θ將負序5次電位指令Ed5和 Eq5經負序5次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的負序5次諧波電位Eα5和Eβ5。
座標變換器5TR8按照角度6θ將諧波電壓誤差訊號Ude和Uqe經正序旋轉坐標系到正序7次旋轉坐標系的變換，得到正序7次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ude6和Uqe6。電壓調節器6TR4可為積分調節器，電壓調節器6TR4對dq軸分量Ude6和Uqe6進行積分(I)閉環調節，得到正序7次坐標系下的電位指令Ed6和Eq6。座標變換器5TR9按照角度7θ將正序7次電位指令Ed6和Eq6經正序7次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的正序7次諧波電位Eα6和Eβ6。
座標變換器5TR10按照角度-8θ將諧波電壓誤差訊號Ude和Uqe經正序旋轉坐標系到負序7次旋轉坐標系的變換，得到負序7次坐標系下諧波電壓誤差的dq軸分量Ude7和Uqe7。電壓調節器6TR5可為積分調節器，電壓調節器6TR5對dq軸分量Ude7和Uqe7進行積分(I)閉環調節，得到負序7次坐標系下的電位指令Ed7和Eq7。座標變換器5TR11按照角度-7θ將負序7次電位指令Ed7和Eq7經負序7次旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換，得到兩相靜止坐標系下的負序7次諧波電位Eα7和Eβ7。
將負序電位及各次諧波電位相加得到兩相靜止坐標系下總的諧波電位Ehα和Ehβ。座標變換器5TR12將兩相靜止坐標系下的諧波電位Ehα和Ehβ經兩相靜止坐標系到三相靜止坐標系的變換得到諧波補償電位Ehabc。諧波補償電位Ehabc與基波電位Eabc相加得到控制電位。
第9圖為在離網模式下諧波電壓的又一控制步驟流程圖，具體地，如第9圖所示，步驟S3可以包括以下子步驟：
步驟S341，對輸出電壓進行3s/2r座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓。其中，電壓訊號實質為輸出電流在dq坐標系下的d軸電流Id和q軸電流Iq。
步驟S342，將諧波電壓進行多個坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電壓。例如，將諧波電壓進行多個坐標系的Park變換得到多個坐標系下的諧波電壓。
步驟S343，設定每一坐標系中的諧波電壓分量參考值為零，得到每一坐標系中的誤差訊號。其中，每一坐標系中的誤差訊號實質為每一坐標系中諧波電壓與零的差值，即零減去諧波電壓得到誤差訊號。
步驟S4可以包括以下子步驟：
步驟S441，在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令；
步驟S442，對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位。例如，對每一坐標系下的電位指令進行Inpark變換得到諧波電位，包括負序電位。
步驟S443，將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行2s/3s(二相靜止/三相靜止)座標變換得到諧波補償電位。
可見，第8A圖與第9圖中的各步驟的區別在於，在第8A圖中的各步驟中，先設定諧波電壓參考值為零得到誤差訊號，對誤差訊號進行座標變換得到多個坐標系下的誤差變換訊號，對每一坐 標系下的誤差變換訊號進行閉環調節以輸出電位補償訊號。而在第9圖的各步驟中，先對諧波電壓進行座標變換得到多個坐標系下的諧波電壓變換訊號，設定每一坐標系的諧波電壓變換訊號的參考值為零得到每一坐標系下的誤差訊號，對每一坐標系下的誤差訊號進行閉環調節以輸出電位補償訊號。這兩種方式都可最終得到諧波補償電位。
第9圖中控制流程所對應的控制架構與第8B圖類似，區別在於：得到諧波電壓的dq軸分量Udh和Uqh後，直接將dq軸分量Udh和Uqh輸入座標變換器5TR2、5TR4、5TR6、5TR8和5TR10。座標變換器5TR2按照角度-2θ將諧波電壓Udh和Uqh經正序旋轉坐標系到負序旋轉坐標系的變換，得到負序坐標系下諧波電壓的dq軸分量Udh2和Uqh2。負序坐標系下，諧波電壓給定值為0，諧波電壓回饋值為Udh2和Uqh2，得到負序坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ude2和Uqe2。座標變換器5TR4按照角度4θ將諧波電壓Udh和Uqh經正序旋轉坐標系到正序5次旋轉坐標系的變換，得到正序5次坐標系下諧波電壓的dq軸分量Udh4和Uqh4。正序5次坐標系下，諧波電壓給定值為0，諧波電壓回饋值為Udh4和Uqh4，得到正序5次坐標系下諧波電壓誤差的dq軸分量Ude4和Uqe4。座標變換器5TR6按照角度-6θ將諧波電壓Udh和Uqh經正序旋轉坐標系到負序5次旋轉坐標系的變換，得到負序5次坐標系下諧波電壓的dq軸分量Udh5和Uqh5。負序5次坐標系下，諧波電壓給定值為0，諧波電壓回饋值為Udh5和Uqh5，得到負序5次坐標系下誤差訊號的dq軸分量Ude5和Uqe5。座標變換器5TR8按照角度6θ將諧波電壓Udh和Uqh經正序旋轉坐標系到正序7 次旋轉坐標系的變換，得到正序7次坐標系下諧波電壓的dq軸分量Udh6和Uqh6。正序7次坐標系下，諧波電壓給定值為0，諧波電壓回饋值為Udh6和Uqh6，得到正序7次坐標系下諧波電壓誤差的dq軸分量Ude6和Uqe6。座標變換器5TR10按照角度-8θ將諧波電壓Udh和Uqh經正序旋轉坐標系到負序7次旋轉坐標系的變換，得到負序7次坐標系下諧波電壓的dq軸分量Udh7和Uqh7。負序7次坐標系下，諧波電壓給定值為0，諧波電壓回饋值為Udh7和Uqh7，得到負序7次坐標系下諧波電壓誤差的dq軸分量Ude7和Uqe7。其餘相似部分請參考第8B圖的描述，此處不再贅述。
需要說明的是，上述的多個坐標系包括負序坐標系、正負5次坐標系以及正負7次坐標系，達到抑制負序電壓、正負5次諧波電壓及正負7次諧波電壓的效果，但本案不以此為限，還可包括其他頻次的坐標系。
第10圖為在離網模式下諧波電壓的另一控制架構。與第8A圖相比，第10圖對應的控制流程中的步驟S4不同，以下僅將區別點進行詳細說明，相同部分請參考第8A圖。
步驟S4可以包括以下子步驟：
步驟S451，將誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的誤差訊號。
步驟S452，將兩相靜止坐標系中的誤差訊號輸入至多個控制模組，以進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位。
步驟S453，將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行2s/3s(二相靜止/三相靜止)座標變換得到諧波補償電位。
其中，如第10圖所示，多個控制模組包括PR(比例諧振)控制模組、兩個R(諧振)控制模組，其中PR控制模組輸出負序電位即負序電位的頻率為ω例如50HZ，兩個R控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位即諧波電位的頻率分別為5ω和7ω例如250HZ和350HZ。
請參考第10圖，包含座標變換器7TR1至7TR3、低通濾波器LPF及電壓調節器8TR1至8TR3。座標變換器7TR1接收輸出電壓Uabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電壓Uabc經三相靜止坐標系abc到兩相旋轉坐標系dq的變換(3s/2r座標變換)得到d軸電壓訊號Ud和q軸電壓訊號Uq。在另一實施例中，座標變換器7TR1接收輸出電壓Uabc和角度訊號θ，按照角度訊號θ將輸出電壓Uabc先經三相靜止坐標系abc到兩相靜止坐標系αβ的變換(3s/2s座標變換)，再經兩相靜止坐標系αβ到兩相旋轉坐標系dq的變換(2s/2r座標變換)。一階低通濾波器LPF對Ud和Uq進行濾波提取基波電壓Udf和Uqf，用總的電壓訊號Ud和Uq減去基波電壓Udf和Uqf得到諧波電壓的dq軸分量Udh和Uqh。諧波電壓給定值為0，諧波電壓的回饋值為Udh和Uqh，得到誤差訊號Ude和Uqe。
座標變換器7TR2按照角度訊號θ將諧波電壓誤差訊號Ude和Uqe經Inpark座標變換，得到兩相靜止坐標系下誤差訊號的αβ軸分量Uαe和Uβe。電壓調節器8TR1可為比例諧振(PR)調節器，電壓調節器8TR1對兩相靜止坐標系下的Uαe和Uβe進行PR閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的負序電位Eα2和Eβ2，其中PR調節的諧振頻率為ω例如50HZ。電壓調節器8TR2可為諧振調節 器，電壓調節器8TR2對兩相靜止坐標系下的Uαe和Uβe進行R閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的5次諧波電位Eα5和Eβ5，其中諧振調節的諧振頻率為5ω。電壓調節器8TR3可為諧振調節器，電壓調節器8TR3對兩相靜止坐標系下的Uαe和Uβe進行R閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的7次諧波電位Eα7和Eβ7，其中諧振調節的諧振頻率為7ω。
將負序電位及各次諧波電位相加得到兩相靜止坐標系下總的諧波電位Ehα和Ehβ。座標變換器7TR3將兩相靜止坐標系下的諧波電位Ehα和Ehβ經兩相靜止坐標系到三相靜止坐標系的變換得到諧波補償電位Ehabc。諧波補償電位Ehabc與基波電位Eabc相加得到控制電位。
在另一些實施例中，第10圖中的控制框圖也可以修改為：得到諧波電壓的dq軸分量Udh和Uqh後，先輸入至座標變換器7TR2進行Inpark變換得到兩相靜止坐標系下諧波電壓的αβ軸分量Uαh和Uβh。諧波電壓的給定值為0，回饋值為Uαh和Uβh，得到兩相靜止坐標系下的誤差訊號Uαe和Uβe，對兩相靜止坐標系下的Uαe和Uβe進行閉環調節，得到兩相靜止坐標系下的各次諧波電位，其餘相似部分請參考第10圖的描述，此處不再贅述。其中，具體的步驟流程圖請參考第9圖，此處不再贅述。
第11圖為三相交流系統的另一原理示意圖。相比於第2圖所示的三相交流系統，第11圖所示的三相交流系統增加了孤島檢測的功能。如第11圖所示，三相交流系統中的控制裝置還包括第四控制單元209，電連接於第一控制單元203，用於實現孤島檢 測。第一控制單元包含下垂控制，第四控制單元209的輸出疊加在下垂控制的至少一給定值上。
第12圖為孤島判定方法的步驟流程圖，如第12圖所示，孤島判定方法包含：
步驟A1，獲取三相交流系統輸出電壓Uabc的參數M及其對應的一持續時間內的穩態值M0。
步驟A2，根據參數M及穩態值M0得到干擾訊號。
步驟A3，將干擾訊號疊加在下垂控制的至少一給定值上。
步驟A4，檢測加入干擾訊號後的參數M，當參數M大於上限值或小於下限值時，判定發生孤島。
步驟A1中，輸出電壓Uabc的參數M為電壓幅值U或電壓角頻率ω，可通過第3圖中的鎖相器對輸出電壓Uabc進行鎖相得到。穩態值M0通過對參數M進行一持續時間的濾波得到，持續時間可根據實際情況自行設定。具體地，當參數M為電壓幅值U時，則穩態值M0對應為U0，可通過對電壓幅值U進行持續時間的濾波得到，可對應為持續時間內的電壓幅值的平均值；當參數M為角頻率ω時，則穩態值M0對應為ω0，可通過對角頻率ω進行持續時間的濾波得到，可對應為持續時間內的角頻率的平均值。
步驟A2進一步包括子步驟：
步驟A21，比較穩態值M0和參數M。
步驟A22，當穩態值M0和參數M不相等時，參數M疊加一個增量δ得到新參數M’。
步驟A23，計算穩態值M0與新參數M’的誤差，對誤差取反得到干擾訊號。
其中，當穩態值M0大於參數M時，增量δ為負值，穩態值M0與新參數M’的誤差為正，干擾訊號為負值，下垂控制給定值上疊加了反向擾動。並網運行時，由於輸出電壓Uabc被電網鉗位住，即時參數M不會發生變化或變化較小，下垂控制的給定值變化較小，反向擾動作用不明顯。若發生孤島，下垂控制的給定值疊加了反向擾動，即時參數M減小，則干擾訊號的絕對值增加，反向擾動增加，即時參數M進一步減小，最終達到下限值，判斷出孤島。
另一方面，當穩態值M0小於參數M時，增量δ為正值，穩態值M0與新參數M’的誤差為負，干擾訊號為正值，下垂控制給定值上疊加了正向擾動。並網運行時，由於輸出電壓Uabc被電網鉗位元住，即時參數M不會發生變化或變化較小，下垂控制的給定值變化較小，正向擾動作用不明顯。若發生孤島，下垂控制的給定值疊加了正向擾動，即時參數M增大，則干擾訊號增加，正向擾動增加，即時參數M進一步增大，最終達到上限值，判斷出孤島。
對逆變器執行虛擬同步機控制，虛擬同步機控制包括下垂控制。下垂控制包含角頻率給定值和電壓幅值給定值，當參數M為電壓幅值U時將干擾訊號疊加在下垂控制的電壓給定值上，當參數M為角頻率ω時將干擾訊號疊加在下垂控制的角頻率給定值上。
第13圖為第一控制單元及第四控制單元對應的控制框圖。如第13圖所示，第四控制單元209獲取逆變器輸出電壓的角頻率ω，並對角頻率ω進行濾波得到角頻率的穩態值ω0，可以理解為一持續時間內的角頻率的平均值。比較ω和ω0，當兩者不相等時，將ω增加或減小一個增量△ω得到ω’，對ω0與ω’的誤差取反得到干擾訊號，注入到下垂控制的頻率給定值上。若發生孤島，下垂控制的頻率給定值上疊加的擾動會使電網角頻率偏離額定值，達到上限值或下限值，判斷出孤島。
如第13圖所示，增量△ω可以為正值或負值，當ω0大於ω時，增量△ω為負值，則ω0與ω’的誤差取反得到干擾訊號ωis，疊加到頻率給定值ω*上，顯然此時干擾訊號ωis為負值，因此相當於在下垂控制的頻率給定值上疊加了小幅頻率的反向擾動。當ω0小於ω時，增量△ω為正值，則ω0與ω’的誤差取反得到干擾訊號ωis，疊加到頻率給定值ω*上，顯然此時干擾訊號ωis為正值，因此相當於在下垂控制的頻率給定值上疊加了小幅頻率的正向擾動。△ω取值較小，本實施例中△ω為±0.01Hz，但本案不以此為限。例如，ω0為50HZ，當ω為51HZ時，△ω為0.01Hz，ω’為51.01HZ，ω0與ω’的誤差為-1.01HZ，此時干擾訊號ωis為1.01HZ；當ω為49HZ時，△ω為-0.01Hz，ω’為48.99HZ，ω0與ω’的誤差為1.01HZ，此時干擾訊號ωis為-1.01HZ。
當ω0大於ω時，干擾訊號ωis為負值，下垂控制的頻率給定值ω*上疊加了小幅頻率的負向擾動，在並網運行時，由於輸出電壓Uabc被電網鉗位住，其角頻率ω不會發生變化或變化較小，若發生孤島，由於負反饋作用即時角頻率ω會逐漸變小，擾動頻率ωis 的絕對值會逐漸變大，疊加了擾動後的下垂控制的頻率給定值逐漸減小，最終達到頻率下限，判斷發生孤島。
當ω0小於ω時，干擾訊號ωis為正值，下垂控制的頻率給定值ω*上疊加了小幅頻率的正向擾動，在並網運行時，由於輸出電壓Uabc被電網鉗位住，其角頻率ω不會發生變化或變化較小，若發生孤島，由於正回饋作用即時角頻率ω會逐漸變大，擾動頻率ωis會逐漸變大，疊加了擾動後的下垂控制的頻率給定值逐漸變大，最終達到頻率上限，判斷發生孤島。
第14圖為第一控制單元及第四控制單元對應的另一控制框圖。如第14圖所示，第四控制單元209獲取逆變器輸出電壓的電壓幅值U，並對電壓幅值U進行濾波得到電壓幅值的穩態值U0，可以理解為一持續時間內的電壓幅值的平均值。比較U和U0，當兩者不相等時，將U增加或減小一個增量△U得到U’，對U0與U’的誤差取反得到干擾訊號，注入到下垂控制的電壓給定值上。若發生孤島，下垂控制的電壓給定值上疊加的擾動會使電網電壓偏離額定值，達到上限值或下限值，判斷出孤島。
如第14圖所示，增量△U可以為正值或負值，當U0大於U時，增量△U為負值，則U0與U’的誤差取反得到干擾訊號Uis，疊加到電壓給定值U*上，顯然此時干擾訊號Uis為負值，因此相當於在下垂控制的電壓給定值上疊加了小幅電壓的反向擾動。當U0小於U時，增量△U為正值，則U0與U’的誤差取反得到干擾訊號Uis，疊加到電壓給定值U*上，顯然此時干擾訊號Uis為正值，因此相當於在下垂控制的電壓給定值上疊加了小幅電壓的正向擾動。△U取值較小，本實施例中△U為±0.1V，但本案不以 此為限。例如，U0為200V，當U為201V時，△U為0.1V，U’為201.1V，U0與U’的誤差為-1.1V，此時干擾訊號Uis為1.1V；當U為199V時，△U為-0.1V，U’為198.9V，U0與U’的誤差為1.1V，此時干擾訊號Uis為-1.1V。
當U0大於U時，干擾訊號Uis為負值，下垂控制的電壓給定值U*上疊加了小幅電壓的負向擾動，在並網運行時，由於輸出電壓Uabc被電網鉗位住，其電壓U不會發生變化或變化較小，若發生孤島，由於負反饋作用即時電壓U會逐漸變小，擾動電壓Uis的絕對值會逐漸變大，疊加了擾動後的下垂控制的電壓給定值逐漸減小，最終達到電壓下限，判斷發生孤島。
當U0小於U時，干擾訊號Uis為正值，下垂控制的電壓給定值U*上疊加了小幅電壓的正向擾動，在並網運行時，由於輸出電壓Uabc被電網鉗位住，其電壓U不會發生變化或變化較小，若發生孤島，由於正回饋作用即時電壓U會逐漸變大，擾動電壓Uis會逐漸變大，疊加了擾動後的下垂控制的電壓給定值逐漸變大，最終達到電壓上限，判斷發生孤島。
本公開的孤島檢測方法簡單，判斷結果準確。通過在虛擬同步機下垂控制的電壓幅值給定值或頻率給定值上疊加正向或反向干擾訊號，對電壓幅值或角頻率進行持續的小幅度正向擾動或負向擾動，並將擾動後的電壓幅值和角頻率與閾值比較，當電壓幅值和角頻率大於上限值或小於下限值時，檢測出孤島。本案可以快速識別孤島現象，結果準確，干擾訊號較小，不影響交流系統的穩定運行；擾動訊號直接疊加在虛擬同步機控制的下垂給定值上，實現方法簡單。
如第15圖所示，三相交流系統還可以包括第五控制單元210，這樣三相交流系統的虛擬同步機(VSG)在離網運行時可以具有二次調壓調頻功能，當虛擬同步機離網運行時，負載會引起電壓的頻率和幅值變化，使輸出電壓和頻率偏離額定。增加二次調壓和二次調頻的閉環控制，可將電壓幅值和頻率調節到額定電壓幅值和頻率。
具體地，根據額定頻率對輸出電壓的角頻率ω進行PI調節，得到第一給定值，虛擬同步機控制的頻率給定值ω*加上第一給定值，得到新的頻率參考值；根據輸出電壓額定值對輸出電壓幅值U進行PI調節，得到第二給定值，虛擬同步機控制的電壓給定值U*加上第二給定值，得到新的電壓參考值。
如第16圖所示，二次調壓給定值為額定電壓UN *，輸出電壓幅值U作為回饋，經過PI調節，輸出的第二給定值△U2*。此第二給定值與電壓下垂控制的電壓給定值U*取和，作為新的下垂控制的電壓給定值。經過閉環控制，可以將電壓幅值調節到額定電壓幅值UN*。
二次調頻給定值為額定頻率ωN *，輸出電壓角頻率ω作為回饋，經過PI調節，輸出第一給定值△ω2*。此第一給定值與頻率下垂控制的頻率給定值ω*取和，作為新的下垂控制的頻率給定值。經過閉環控制，可以將電壓頻率調節到額定頻率ωN*。
另外，當前端電網恢復，需要虛擬同步機自動與電網同步重新並網時，二次調壓調頻的給定值為前端電網的幅值Ug和角頻率ωg。
需要說明的是，三相交流系統還可以同時包含第11圖中的第四控制單元209和第15圖中的第五控制單元210，即並網可執行孤島檢測，離網可執行二次調壓調頻。
本案實施例中的三相交流系統的控制方法中，提取三相交流系統的輸出訊號中的諧波分量包括基波負序分量，根據諧波分量參考值得到諧波分量誤差訊號，進而獲得諧波補償電位；將諧波補償電位與基波電位相加後進行調製得到脈衝訊號，可以同時實現虛擬同步機自身減緩電網頻率變化的性能和並網、離網的諧波控制性能。還可以具有孤島檢測和二次調壓調頻的功能。
以下介紹本案的裝置實施例，可以用於執行本案上述的即時消息處理方法。
如第17圖所示，本案實施例提供一種三相交流系統的控制裝置700，三相交流系統包括逆變器及濾波單元，逆變器通過濾波單元耦接至電網和負載，具體地，控制裝置包括：第一計算單元710，用於接收三相交流系統的輸出訊號，並根據輸出訊號獲得輸出訊號的特徵值。第一控制單元720，用於對逆變器進行虛擬同步機控制，獲得基波電位。誤差獲取單元730，用於提取輸出訊號中的諧波分量，並根據諧波分量和諧波分量參考值得到誤差訊號。誤差調節單元740，用於控制誤差訊號，獲得諧波補償電位。第二計算單元750，用於通過將諧波補償電位與基波電位疊加，獲得控制電位。調製單元760，用於通過調製控制電位，獲得脈衝訊號，並根據脈衝訊號獲得逆變器的開關訊號。
在本案實施例的技術方案中，通過提取輸出訊號的諧波分量進行諧波分量的閉環控制，得到諧波補償電位，諧波補償電位和基波 電位相加得到控制電位並根據控制電位控制逆變器工作，可以實現虛擬同步機的慣量和阻尼特性，並抑制三相交流系統輸出訊號中的諧波成分。
誤差獲取單元和誤差調節單元對應第2圖中的調節單元。
當三相交流系統運行于並網模式時，切入第二控制單元，控制逆變器輸出電流的諧波電流，遮罩第三控制單元。為實現例如第5A圖中的步驟，誤差獲取單元包括以下模組：諧波電流獲取模組，用於對逆變器的輸出電流進行3s/2r座標變換得到電流訊號，對電流訊號進行低通濾波得到基波電流，電流訊號減去基波電流得到諧波電流。在一些實施例中，其包括座標變換器、濾波器及減法器，座標變換器按照角度訊號θ進行3s/2r座標變換，或者先進行3s/2s座標變換再進行2s/2r座標變換，其中電流訊號包括d軸電流訊號Id和q軸電流訊號Iq。
電流參考值設定模組，用於設定諧波電流參考值為零，得到誤差訊號。在一些實施例中，其包括減法器，實現零減去諧波電流。
誤差調節單元740可以包括以下模組：第一座標變換模組，用於將誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一坐標系中的誤差訊號。在一些實施例中，其包括多個座標變換器。
諧波控制模組，用於在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。在一些實施例中，其包括多個電流調節器。第二座標變換模組，用於對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位。在一些實施例中，其包括多個座標變換器。
第一計算模組，用於將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
在另一實施例中，為實現以上步驟第6圖中的步驟，誤差獲取單元包括以下模組：諧波電流獲取模組和電流參考值設定模組，諧波電流獲取模組與上述實施例的諧波電流獲取模組結構與功能類似。
電流參考值設定模組，用於將諧波電流進行多個坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電流，設定每一坐標系中的諧波電流參考值為零，得到每一所述坐標系中的所述誤差訊號。在一些實施例中，其包括多個座標變換器和多個減法器。具體請參考第6圖的描述，此處不再贅述。
誤差調節單元740可以包括：諧波控制模組，用於在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。
第三座標變換模組，用於對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位。
第二計算模組，用於將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
本實施例中，為實現以上步驟第7A圖中的步驟，誤差調節單元740還可以包括：第四座標變換模組，用於將誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的誤差訊號。
多個控制模組，分別用於對兩相靜止坐標系中的誤差訊號進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位。
第三計算模組，用於將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
其中，多個控制模組包括PR控制模組、兩個R控制模組，其中PR控制模組輸出負序電位，兩個R控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位。
在三相交流系統運行於離網模式時，切入第三控制單元，控制逆變器輸出電壓的諧波電壓，遮罩第二控制單元。
為實現第8A圖中的步驟，誤差獲取單元可以包括：諧波電壓獲取模組，用於對三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓。在一些實施例中，其包括座標變換器、濾波器及減法器，座標變換器按照角度訊號θ進行3s/2r座標變換，或者先進行3s/2s座標變換再進行2s/2r座標變換，其中電壓訊號包括d軸電壓訊號Ud和q軸電壓訊號Uq。
電壓參考值設定模組，用於設定諧波電壓的參考值為零，得到誤差訊號。
本實施例中，誤差調節單元740還可以包括：第一座標變換模組，用於將誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一坐標系中的誤差訊號。
諧波控制模組，用於在每一坐標系中對誤差訊號進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。在一些實施例中，其包括多個電壓調節器。第二座標變換模組，用於對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位。
第一計算模組，用於將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
為實現第9圖中的步驟，誤差獲取單元可以包括：諧波電壓獲取模組，用於對三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到電壓訊號，對電壓訊號進行低通濾波得到基波電壓，電壓訊號減去基波電壓得到諧波電壓。
電壓參考值設定模組，用於將諧波電壓進行多個坐標系的座標變換，獲得與多個坐標系相對應的諧波電壓，設定每一坐標系中的諧波電壓參考值為零，得到每一所述坐標系中的所述誤差訊號。
誤差調節單元740可以包括：諧波控制模組，用於在每一坐標系中進行閉環控制，獲得與多個坐標系相對應的電位指令。
第三座標變換模組，用於對電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位。
第二計算模組，用於將兩相靜止坐標系中的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
為實現第10圖中的控制結構對應的步驟，誤差調節單元740還可以包括：第四座標變換模組，用於將誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的誤差訊號。
多個控制模組，分別用於對兩相靜止坐標系中的誤差訊號進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位。
第三計算模組，用於將兩相靜止坐標系的多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到諧波補償電位。
其中，多個控制模組包括PR控制模組、兩個R控制模組，其中PR控制模組輸出負序電位，兩個R控制模組分別輸出5次諧波 電位和7次諧波電位。具體請參考上述描述，為簡化說明此處不再贅述。
本案的三相交流系統的控制裝置，通過提取三相交流系統的輸出訊號中的諧波分量，對諧波分量進行閉環控制得到諧波補償電位；將諧波補償電位疊加在虛擬同步機控制輸出的基波電位上得到控制電位，對控制電位進行調製得到逆變器的開關訊號，實現虛擬同步機控制，同時抑制三相交流系統輸出訊號中的諧波成分。
本案的三相交流系統還具有孤島檢測功能，用於確定三相交流系統的運行於並網模式或離網模式，相應的控制裝置中還包括第四控制單元用於進行孤島檢測。為實現本案中孤島檢測方法，例如第12圖-14中的方法，第四控制單元800包括：參數獲取模組810、干擾訊號獲取模組820、干擾訊號注入模組830及判斷模組840，請參考第18圖。
參數獲取模組，用於獲取三相交流系統輸出電壓Uabc的參數M及其對應的一持續時間內的穩態值M0。例如，其耦接於第一計算單元以接收輸出電壓Uabc的幅值U或角頻率ω；並通過一個濾波器得到參數的穩態值U0或ω0。干擾訊號獲取模組，根據參數M及穩態值M0得到干擾訊號。具體地，比較穩態值和參數，當兩者不相等時，通過將參數M疊加一個增量δ得到新參數M’，穩態值與新參數的誤差取反後得到干擾訊號。干擾訊號注入模組，用於將干擾訊號疊加在下垂控制的給定值上。具體地，當參數M為電壓幅值時，將干擾訊號疊加在下垂控制的電壓給定值上；當參數為角頻率時，將干擾訊號疊加在下垂控制的角頻 率給定值上。判斷模組，即時檢測加入干擾訊號後的參數，並與閾值比較，當參數超過閾值時，判定發生孤島。例如，當將干擾訊號加在角頻率給定值ω*時，即時檢測輸出電壓的角頻率ω並與閾值比較；當將干擾訊號加在幅值給定值U*時，即時檢測輸出電壓的幅值U並與閾值比較。
為實現本案中孤島檢測方法，干擾訊號獲取模組進一步包括：比較子模組，用於比較穩態值和參數；疊加子模組，當穩態值和參數不相等時，通過將參數疊加一個增量得到新參數；計算子模組，用於獲取穩態值與新參數的誤差，對誤差取反得到干擾訊號。
由於本案的示例實施例的三相交流系統的控制裝置的各個功能模組與上述三相交流系統的控制方法的示例實施例的步驟對應，因此對於本案裝置實施例中未披露的細節，請參照本案上述的三相交流系統的控制方法的實施例。
上述所述的具備VSG功能的三相交流系統的控制裝置，可以是基於本案方法流程的一種電腦解決方案，即一種軟體架構，可應用到VSG的控制系統中，上述裝置即為與方法流程相對應的處理進程。
注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。
S1、S2、S3、S4、S5及S6:步驟

Claims (18)

  1. 一種三相交流系統的控制方法，該三相交流系統包括一逆變器及一濾波單元，該逆變器通過該濾波單元耦接至一電網和一負載，該控制方法包括：步驟1：接收該三相交流系統的一輸出訊號，並根據該輸出訊號獲得該輸出訊號的一特徵值；步驟2：根據該特徵值對該逆變器進行虛擬同步機控制，獲得一基波電位；步驟3：提取該輸出訊號中的一諧波分量，並根據該諧波分量和一諧波分量參考值得到一誤差訊號；步驟4：控制該誤差訊號，獲得一諧波補償電位；步驟5：通過將該諧波補償電位與該基波電位疊加，獲得一控制電位；以及步驟6：通過調製該控制電位，獲得一脈衝訊號，並根據該脈衝訊號獲得該逆變器的一開關訊號。
  2. 如請求項1之三相交流系統的控制方法，其中當該三相交流系統運行於一並網模式，控制該逆變器輸出電流中的一諧波電流，則該步驟3包括：對該逆變器輸出電流進行座標變換得到一電流訊號，對該電流訊號進行低通濾波得到一基波電流，該電流訊號減去該基波電流得到該諧波電流；以及設定該諧波電流的參考值為零，得到該誤差訊號。
  3. 如請求項1之三相交流系統的控制方法，其中當該三相交流系統運行於一並網模式，控制該逆變器輸出電流中的一諧波電流，則該步驟3包括：對該逆變器輸出電流進行座標變換得到一電流訊號，對該電流訊號進行低通濾波得到一基波電流，該電流訊號減去該基波電流得到該諧波電流；以及將該諧波電流進行多個坐標系的座標變換，獲得與該多個坐標系相對應的該諧波電流，設定每一該坐標系中的該諧波電流參考值為零，得到每一該坐標系中的該誤差訊號。
  4. 如請求項1之三相交流系統的控制方法，其中當該三相交流系統運行於一離網模式，控制該三相交流系統輸出電壓中的一諧波電壓，則該步驟3包括：對該三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到一電壓訊號，對該電壓訊號進行低通濾波得到一基波電壓，該電壓訊號減去該基波電壓得到該諧波電壓；以及設定該諧波電壓的參考值為零，得到該誤差訊號。
  5. 如請求項1之三相交流系統的控制方法，其中當該三相交流系統運行於一離網模式，控制三相交流系統輸出電壓中的一諧波電壓，則該步驟3包括：對該三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到一電壓訊號，對該電壓訊號進行低通濾波得到一基波電壓，該電壓訊號減去該基波電壓得到該諧波電壓；以及 將該諧波電壓進行多個坐標系的座標變換，獲得與該多個坐標系相對應的該諧波電壓，設定每一該坐標系中的該諧波電壓參考值為零，得到每一該坐標系中的該誤差訊號。
  6. 如請求項2或4之三相交流系統的控制方法，其中該步驟4包括：將該誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一該坐標系中的該誤差訊號；在每一該坐標系中對該誤差訊號進行閉環控制，獲得與該多個坐標系相對應的一電位指令；對該電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位；以及將該兩相靜止坐標系的該多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到該諧波補償電位。
  7. 如請求項3或5之三相交流系統的控制方法，其中該步驟4包括：在每一該坐標系中對該誤差訊號進行閉環控制，獲得與該多個坐標系相對應的一電位指令；對該電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；以及將該兩相靜止坐標系中的該多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到該諧波補償電位。
  8. 如請求項2或4之三相交流系統的控制方法，其中該步驟4包括：將該誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的一誤差訊號；將該兩相靜止坐標系中的該誤差訊號輸入至多個控制模組，以進行閉環控制，得到該兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；以及 將該兩相靜止坐標系的該多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到該諧波補償電位。
  9. 如請求項8之三相交流系統的控制方法，其中該多個控制模組包括一比例諧振控制模組、兩個諧振控制模組，其中該比例諧振控制模組輸出負序諧波電位，該兩個諧振控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位。
  10. 一種三相交流系統的控制裝置，該三相交流系統包括一逆變器及一濾波單元，該逆變器通過該濾波單元耦接至一電網和一負載，該控制裝置包括：一第一計算單元，用於接收該三相交流系統的一輸出訊號，並根據該輸出訊號獲得該輸出訊號的一特徵值；一第一控制單元，用於根據該特徵值對該逆變器進行虛擬同步機控制，獲得一基波電位；一誤差獲取單元，用於提取該輸出訊號中的一諧波分量，並根據該諧波分量和該諧波分量參考值得到一誤差訊號；一誤差調節單元，用於控制該誤差訊號，獲得一諧波補償電位；一第二計算單元，用於通過將該諧波補償電位與該基波電位疊加，獲得一控制電位；以及一調製單元，用於通過調製該控制電位，獲得一脈衝訊號，並根據該脈衝訊號獲得該逆變器的一開關訊號。
  11. 如請求項10之三相交流系統的控制裝置，其中當該三相交流系統運行於一並網模式，控制該逆變器輸出電流中的一諧波電流；則該誤差獲取單元包括： 一諧波電流獲取模組，用於對該逆變器輸出電流進行座標變換得到一電流訊號，對該電流訊號進行低通濾波得到一基波電流，該電流訊號減去該基波電流得到該諧波電流；以及一電流參考值設定模組，用於設定該諧波電流的參考值為零，得到該誤差訊號。
  12. 如請求項10之三相交流系統的控制裝置，其中當該三相交流系統運行於一並網模式，控制該逆變器輸出電流中的一諧波電流；則該誤差獲取單元包括：一諧波電流獲取模組，用於對該逆變器輸出電流進行座標變換得到一電流訊號，對該電流訊號進行低通濾波得到一基波電流，該電流訊號減去該基波電流得到該諧波電流；以及一電流參考值設定模組，用於將該諧波電流進行多個坐標系的座標變換，獲得與該多個坐標系相對應的該諧波電流，設定每一該坐標系中的該諧波電流參考值為零，得到每一該坐標系中的該誤差訊號。
  13. 如請求項10之三相交流系統的控制裝置，其中當該三相交流系統運行於一離網模式，控制該逆變器輸出電壓中的一諧波電壓；則該誤差獲取單元包括：一諧波電壓獲取模組，用於對該三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到一電壓訊號，對該電壓訊號進行低通濾波得到一基波電壓，該電壓訊號減去該基波電壓得到該諧波電壓；以及一電壓參考值設定模組，用於設定該諧波電壓的參考值為零，得到該誤差訊號。
  14. 如請求項10之三相交流系統的控制裝置，其中當該三相交流系統運行於一離網模式，控制該逆變器輸出電壓中的一諧波電壓；則該誤差獲取單元包括：一諧波電壓獲取模組，用於對該三相交流系統輸出電壓進行座標變換得到一電壓訊號，對該電壓訊號進行低通濾波得到一基波電壓，該電壓訊號減去該基波電壓得到該諧波電壓；以及一電壓參考值設定模組，用於將該諧波電壓進行多個坐標系的座標變換，獲得與該多個坐標系相對應的該諧波電壓，設定每一該坐標系中的該諧波電壓參考值為零，得到每一該坐標系中的該誤差訊號。
  15. 如請求項11或13之三相交流系統的控制裝置，其中該誤差調節單元包括：一第一座標變換模組，用於將該誤差訊號進行多個坐標系的座標變換，得到每一該坐標系中的該誤差訊號；一諧波控制模組，用於在每一該坐標系中對該誤差訊號進行閉環控制，獲得與該多個坐標系相對應的一電位指令；一第二座標變換模組，用於對該電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系的多個諧波電位；以及一第一計算模組，用於將該兩相靜止坐標系的該多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到該諧波補償電位。
  16. 如請求項12或14之三相交流系統的控制裝置，其中該誤差調節單元包括：一諧波控制模組，用於在每一該坐標系中對該誤差訊號進行閉環控制，獲得與該多個坐標系相對應的一電位指令； 一第三座標變換模組，用於對該電位指令進行座標變換得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；以及一第二計算模組，用於將該兩相靜止坐標系中的該多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到該諧波補償電位。
  17. 如請求項11或13之三相交流系統的控制裝置，其中該誤差調節單元包括：一第四座標變換模組，用於將該誤差訊號進行座標變換，得到兩相靜止坐標系中的一誤差訊號；多個控制模組，分別用於對該兩相靜止坐標系中的該誤差訊號進行閉環控制，得到兩相靜止坐標系中的多個諧波電位；以及一第三計算模組，用於將該兩相靜止坐標系的該多個諧波電位相加後進行二相靜止/三相靜止座標變換得到該諧波補償電位。
  18. 如請求項17之三相交流系統的控制裝置，其中該多個控制模組包括一比例諧振控制模組、兩個諧振控制模組，其中該比例諧振控制模組輸出一負序諧波電位，該兩個諧振控制模組分別輸出5次諧波電位和7次諧波電位。
TW110114597A 2020-06-03 2021-04-22 三相交流系統及其控制方法 TWI797598B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010494010.0A CN113765137A (zh) 2020-06-03 2020-06-03 三相交流系统的控制方法及装置
CN202010494010.0 2020-06-03

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202147732A TW202147732A (zh) 2021-12-16
TWI797598B true TWI797598B (zh) 2023-04-01

Family

ID=75786954

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110114597A TWI797598B (zh) 2020-06-03 2021-04-22 三相交流系統及其控制方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US11936310B2 (zh)
EP (1) EP3920392A1 (zh)
JP (1) JP7089088B2 (zh)
CN (1) CN113765137A (zh)
AU (1) AU2021202672B2 (zh)
TW (1) TWI797598B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115000945A (zh) * 2022-06-14 2022-09-02 国网江苏省电力有限公司丹阳市供电分公司 配网合环装备的二阶解耦双同步坐标系锁相环控制方法
CN115632437B (zh) * 2022-12-08 2023-05-23 锦浪科技股份有限公司 一种光伏并网系统模式切换控制方法及装置
CN116073719B (zh) * 2023-03-06 2023-07-07 浙大城市学院 一种同时实现电流采样增益及延时补偿方法和系统
CN117239852B (zh) * 2023-11-09 2024-03-19 深圳市云天数字能源有限公司 基于功率选择和电压反馈的虚拟同步机控制方法及装置
CN117239813B (zh) * 2023-11-15 2024-01-26 国网江苏省电力有限公司 一种考虑谐波抑制的低压储能变流器控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201830827A (zh) * 2017-02-03 2018-08-16 東芝三菱電機產業系統股份有限公司 不斷電電源裝置
CN109193746A (zh) * 2018-10-26 2019-01-11 贵州电网有限责任公司 一种基于直流配电中心的虚拟同步发电机无缝切换方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6472775B1 (en) * 2001-11-30 2002-10-29 Ballard Power Systems Corporation Method and system for eliminating certain harmonics in a distributed power system
TWI305073B (en) 2005-12-20 2009-01-01 Ind Tech Res Inst An islanding detection protects method
CN101741101B (zh) 2010-01-22 2012-11-21 南京航空航天大学 实现并网逆变器单位功率因数进网电流和内在反孤岛方法
JP5505145B2 (ja) 2010-07-09 2014-05-28 富士電機株式会社 単独運転検出装置
GB201109348D0 (en) * 2011-06-03 2011-07-20 Trw Ltd Motor control with voltage harmonic shaping
GB201114868D0 (en) 2011-08-30 2011-10-12 Rolls Royce Plc Method of controlling an inverter and a controller for controlling an inverter
JP5892787B2 (ja) * 2011-09-29 2016-03-23 株式会社ダイヘン 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ｐｗｍコンバータシステム
CN102664413B (zh) 2012-05-14 2014-03-26 重庆大学 抑制风电并网用全功率变流器谐波电流控制方法及控制器
US9331487B2 (en) 2013-03-14 2016-05-03 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for islanding detection for grid tie converters
JP5988911B2 (ja) * 2013-04-24 2016-09-07 東洋電機製造株式会社 インバータ制御装置
US9887547B2 (en) 2015-11-27 2018-02-06 Delta Electronics (Shanghai) Co.,Ltd. Method and apparatus for decoupling the power of grid-connected inverter
CN105470995B (zh) 2015-12-31 2017-11-24 北京四方继保自动化股份有限公司 一种双频岸电电源同期并网及功率平稳转移方法
CN107765108B (zh) 2016-08-18 2020-01-21 华为技术有限公司 一种逆变器的孤岛检测方法、装置和供电系统
CN107681688B (zh) 2017-05-19 2020-08-11 许继集团有限公司 具备vsg特征的并网变流器及其孤岛判别方法与装置
CN107947240A (zh) 2017-12-21 2018-04-20 燕山大学 一种下垂控制并网逆变器的孤岛检测方法
CN108072815A (zh) 2017-12-21 2018-05-25 燕山大学 一种基于pll的相位扰动孤岛检测方法
CN108808704B (zh) 2018-07-13 2021-07-30 华北水利水电大学 一种虚拟同步发电机的控制方法及装置
CN109980682A (zh) 2019-03-18 2019-07-05 国网江苏省电力有限公司连云港供电分公司 基于功率前馈的vsg储能电站主动频率支撑控制方法
CN109888829B (zh) 2019-03-21 2022-10-11 哈尔滨工业大学 基于改进感性下垂控制的光伏微网系统离并网无缝切换系统
CN110336319A (zh) 2019-06-25 2019-10-15 陕西科技大学 一种基于功率下垂的光伏并网发电系统的控制方法
CN110824272B (zh) 2019-10-24 2021-07-09 合肥为民电源有限公司 一种孤岛检测方法及孤岛检测系统
CN110994743A (zh) 2019-12-27 2020-04-10 北京兴达智联科技有限公司 一种受控型电池组装置及其充放电控制方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201830827A (zh) * 2017-02-03 2018-08-16 東芝三菱電機產業系統股份有限公司 不斷電電源裝置
CN109193746A (zh) * 2018-10-26 2019-01-11 贵州电网有限责任公司 一种基于直流配电中心的虚拟同步发电机无缝切换方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
J.Liu, etal., "Model-predictive-control-based distributed control scheme for bus voltage unbalance and harmonics compensation in microgrids", 2017 IEEE(ECCE),2017/10/01;Zisen Q. etal.,"Application of virtual synchronous generator technology in three-phase four-leg inverter", 2017 (ICEMS), IEEE,2017/08/11 *
Zisen Q. etal.,"Application of virtual synchronous generator technology in three-phase four-leg inverter", 2017 (ICEMS), IEEE,2017/08/11

Also Published As

Publication number Publication date
TW202147732A (zh) 2021-12-16
US11936310B2 (en) 2024-03-19
AU2021202672B2 (en) 2023-04-06
EP3920392A1 (en) 2021-12-08
JP2021191225A (ja) 2021-12-13
JP7089088B2 (ja) 2022-06-21
CN113765137A (zh) 2021-12-07
US20210384855A1 (en) 2021-12-09
AU2021202672A1 (en) 2021-12-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI797598B (zh) 三相交流系統及其控制方法
Busada et al. Current controller based on reduced order generalized integrators for distributed generation systems
CN110112940B (zh) 一种基于αβ坐标系下的PWM整流器自适应滑模QPIR控制方法
JP5184153B2 (ja) 単相電圧型交直変換装置及び単相電圧型交直変換回路の制御方法
Nian et al. Direct power control of doubly fed induction generator without phase-locked loop under harmonically distorted voltage conditions
Naderipour et al. Hierarchical control strategy for a three-phase 4-wire microgrid under unbalanced and nonlinear load conditions
Pérez-Estévez et al. Grid-tied inverter with AC voltage sensorless synchronization and soft start
CN111313474A (zh) 一种改进的微电网并网预同步控制方法
Bendib et al. Advanced control scheme and dynamic phasor modelling of grid‐tied droop‐controlled inverters
TWI763456B (zh) 逆變器的孤島檢測方法及裝置
Wang et al. Design and hardware-in-the-loop validation: a fractional full feed-forward method of grid voltage in LCL grid-connected inverter system
Tarasantisuk et al. Stationary frame current regulation using Proportional Resonant controller for single phase grid connected inverter
KR20130021134A (ko) 인버터의 전류 제어 장치
JP5616411B2 (ja) 単相電圧型交直変換装置
Jukić et al. Sensorless synchronization method for a grid-side converter with an lcl filter based on a sliding mode observer and discontinuous operating mode
Manmek et al. Voltage dip detection based on an efficient least squares algorithm for D-STATCOM application
WO2014050759A1 (ja) 単相電圧型交直変換装置
Lauttamus et al. Model-based cascade control of three-level STATCOM with a tuned LCL-filter
CN110365038A (zh) 微电网逆变器的控制方法、控制装置以及微电网逆变器
Liu et al. Fast LADRC-Type Phase-Locked Loop With Adaptive Extended State Observer
JP5616412B2 (ja) 単相電圧型交直変換装置
WO2014050934A1 (ja) 単相電圧型交直変換装置
Lien et al. A Synchronization Shift Phase-Locked Loop Strategy for Three-Phase Grid-Tied Inverters Under Unbalanced Grid Voltage Scenarios
Rao et al. Electrical load emulation using optimal feedback control technique
JP2014072980A (ja) 単相電圧型交直変換装置