JP2009038885A - 信号抽出装置及びそれを含む無効電力補償装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波が重畳された基本周波数の三相交流信号から基本周波数のみを検出する際の検出遅れを抑制する。
【解決手段】信号抽出装置１は、三相交流信号を基本周波数と第１の直交座標系の二相信号に変換する第１の三相／二相変換演算処理にる三相交流信号を第１の直交座標系の二相信号に変換する基本周波数変換回路２と、基本周波数変換回路２による第１の直交座標系の二相信号に変換されたｎ次高調波の正相分と同一の二相信号を生成するｎ次高調波正相分生成回路３と、基本周波数変換回路２による第１の直交座標系の二相信号に変換されたｎ次高調波の逆相分と同一の二相信号を生成するｍ次高調波逆相分生成回路４と、基本周波数変換回路２の二相信号とｎ次高調波正相分生成回路３及びｍ次高調波逆相分生成回路４の二相信号との差分を演算し、基本周波数変換回路２の出力に含まれるｎ次数の高調波の正相分及び逆相分を相殺する高調波相殺回路５とを備える。
【選択図】図１

Description

本願発明は、複数の周波数成分を有する交流信号から所望の周波数成分を抽出するための信号抽出装置に関する。

従来、例えば配電系統に設けられ、配電系統に供給される系統電力を安定化させるための電力変換装置が提案されている。電力変換装置としては、例えば充電電池によって貯蔵した直流電力をインバータによって交流電力に変換して系統に供給する電力貯蔵システム（例えば特許文献１参照）や、配線系統に生じる無効電流の変動を抑制するための無効電力補償装置（「無効電力発生装置」ともいう）等が挙げられる。

特開２００４−１５３９５７号公報

図１２は、無効電力補償装置の一例の構成を示した図である。

この無効電力補償装置では、例えばインバータ６１が誘導性インピーダンス６２を介して系統電源６３を有する系統に接続されている。インバータ６１は、電圧制御回路６４によって出力電圧が制御される。

電圧制御回路６４は、三相／ｄｑ軸変換器６５，６６、ｄ軸フィルタ６７及びｑ軸フィルタ６８、ｄ軸電流制御回路６９及びｑ軸電流制御回路７０、減算器７１，７２、加算器７３，７４、ｄｑ軸／三相変換器７５、パルス幅変調回路７６及び電流検出器７７によって大略構成されている。

この電圧制御回路６４では、インバータ６１の出力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを検出し、三相／ｄｑ軸変換器６５でｄｑ軸変換したｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｄと予め定める基準電流Ｉｄ′，Ｉｑ′との差からｄ軸電流制御回路６９及びｑ軸電流制御回路７０でその差を０にするような制御信号Ｕｃｄ，Ｕｃｑが生成される。この制御信号Ｕｃｄ，Ｕｃｑは、系統の検出電圧Ｖｓａ，Ｖｓｂ，Ｖｓｃを三相／ｄｑ軸変換器６５でｄｑ軸変換し、ｄ軸フィルタ６７及びｑ軸フィルタ６８で高調波成分を除去したｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２で補正され、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑが生成される。そして、この電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑに基づいてインバータ６１の出力電圧Ｖｃａ，Ｖｃｂ，Ｖｃｃが制御される。これにより、系統に供給される系統電力の力率改善を図っている。

上記構成の電圧制御回路６４では、フィードバック制御によりインバータ６１の出力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを目標値に制御する際、系統の検出電圧Ｖｓａ，Ｖｓｂ，Ｖｓｃからｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２を求め、このｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２で制御信号Ｕｃｄ，Ｕｃｑを補正し、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑを生成するようにしているので、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑの更新期間はｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２の更新期間の影響を受けることになる。すなわち、系統の検出電圧Ｖｓａ，Ｖｓｂ，Ｖｓｃからｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２を求めるまでの時間が長くなると、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑを更新する期間が長くなる。

ｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２を求めるために設けられているｄ軸フィルタ６７及びｑ軸フィルタ６８は、ｄｑ軸／三相変換器７５の出力から高調波成分及び不平衡成分を除去し、基本波周波数（系統の周波数。日本では５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の正相分（以下、「基本波正相分」という。）のみを直流として抽出するためのものであるが、ｄ軸フィルタ６７及びｑ軸フィルタ６８は、例えば、移動平均フィルタ、ＦＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ又はＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタ等のディジタルローパスフィルタによって構成されている。

移動平均フィルタでは、除去したい周波数のデータを少なくとも１周期分サンプリングし、それらのサンプリングデータの移動平均を算出することによって当該周波数を除去する構成である。

このローパスフィルタを用いると、無効電力補償装置として基本波周波数の正相分の検出が遅れ、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑの生成を更新する期間が長くなるという問題点がある。すなわち、この無効電力補償装置では、ｄ軸フィルタ６７及びｑ軸フィルタ６８にこのローパスフィルタが用いられているため、応答速度が遅くなる。

フィードバック制御によりインバータ６１の出力電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを安定して目標値に制御するには、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑを可及的に高速で生成することが望ましいが、上記従来の無効電力補償装置では、移動平均フィルタからなるｄ軸フィルタ６７及びｑ軸フィルタ６８を用いているので、ｄ軸電圧Ｖｓｄ２，ｑ軸電圧Ｖｓｑ２の出力に一定時間以上の遅れが必ず生じ、電圧制御信号Ｖｃｄ，Ｖｃｑの生成の高速化に限界がある。

本願発明は、低次数の周波数成分に対してもその検出が遅れることを抑制することができる信号抽出装置を提供することを、その課題とする。また、その信号抽出装置を含む無効電力補償装置を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明の第１の側面によって提供される信号抽出装置は、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出装置であって、前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の回転速度で回転する第１の直交座標系の二相信号に変換する第１の三相／二相変換演算処理により、前記三相交流信号を前記第１の直交座標系の二相信号に変換する第１の三相／二相変換手段と、所定の演算処理により、前記三相交流信号から、前記第１の三相／二相変換手段によって前記第１の直交座標系の二相信号に変換された前記所定次数の高調波と同一の二相信号を生成する高調波生成手段と、前記第１の三相／二相変換手段から出力される二相信号と前記高調波生成手段から出力される二相信号との差分を演算することにより、前記第１の三相／二相変換手段の出力に含まれる前記所定次数の高調波を相殺する高調波相殺手段と、を備えることを特徴としている（請求項１）。

この発明によれば、第１の三相／二相変換手段によって三相交流信号が基本周波数と同一の回転速度で回転する第１の直交座標系の二相信号に変換される。三相交流信号には基本周波数以外に所定次数の高調波が含まれているので、第１の三相／二相変換手段の出力には、所定次数の高調波を第１の直交座標系の二相信号に変換したものも含まれる。高調波生成手段によって三相交流信号から、第１の三相／二相変換手段によって第１の直交座標系の二相信号に変換された所定次数の高調波と同一の二相信号が生成される。そして、高調波相殺手段によって、第１の三相／二相変換手段から出力される二相信号と高調波生成手段から出力される二相信号との差分が演算され、第１の三相／二相変換手段の出力に含まれる所定次数の高調波の二相信号が相殺される。

第１の三相／二相変換手段による三相交流信号を第１の直交座標系の二相信号に変換する演算処理と高調波生成手段による三相交流信号から第１の直交座標系の二相信号を生成する演算処理は同時に行われ、第１の三相／二相変換手段の出力に含まれる所定次数の高調波の二相信号の相殺処理はリアルタイムで行われるため、基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から基本周波数のみを抽出する際の抽出遅れを抑制することができ、信号抽出の応答性を向上させることができる。

好ましい実施の形態によれば、前記高調波生成手段は、前記三相交流信号を前記所定次数の高調波と同一の回転速度で回転する第２の直交座標系の二相信号に変換する第２の三相／二相変換演算処理により、前記三相交流信号を前記第２の直交座標系の二相信号に変換する第２の三相／二相変換手段と、前記第２の三相／二相変換手段により変換された前記第２の直交座標系の二相信号に含まれる交流信号を除去するフィルタ手段と、前記第１の直交座標系に対する前記第２の直交座標系の相対的な回転速度で前記第２の直交座標系を回転させる演算処理により、前記フィルタ手段から出力される前記第２の直交座標系の二相信号を前記第１の直交座標系の二相信号に変換する座標変換手段と、によって構成されているとよい（請求項２）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記高調波生成手段は、少なくとも前記基本周波数の三相交流信号の回転方向と同一方向に回転する７次の高調波の正相成分、または前記基本周波数の三相交流信号の回転方向と逆方向に回転する前記基本周波数及び５次の高調波の逆相分の二相信号を生成するとよい（請求項３）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記フィルタ手段は、前記基本周波数の所定の応答時定数を有する第１のローパスフィルタで構成されているとよい（請求項４）。

更に、前記フィルタ手段は、前記第１のローパスフィルタに並列に接続された、前記第１のローパスフィルタの応答時定数よりも短い応答時定数を有する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出力値が一定値になってその一定値が所定の時間以上継続していることを検出する検出手段と、前記検出手段により前記一定値が所定の時間以上継続したことが検出されると、前記第１のローパスフィルタの出力値を前記第２のローパスフィルタの出力値に変更する出力変更手段とを備えるとよい（請求項５）。

本願発明の第２の側面によって提供される無効電力補償装置は、交流電源と電力系統との間に設けられ、前記交流電源から供給される交流電力の力率を改善させるために前記電力系統に流れる負荷電流に対して補償電流を供給する無効電力補償装置であって、前記負荷電流を検出する負荷電流検出回路と、前記補償電流を検出する補償電流検出回路と、を備え、前記負荷電流検出回路及び前記補償電流検出回路には、本願発明の第１の側面によって提供される信号抽出装置が用いられていることを特徴としている（請求項６）。

本願発明の第３の側面によって提供される無効電力補償装置は、交流電源と電力系統との間に設けられ、系統電圧を安定化させるために前記電力系統に対して補償電流を供給する無効電力補償装置であって、前記系統電圧を検出する系統電圧検出回路と、前記補償電流を検出する補償電流検出回路と、を備え、前記系統電圧検出回路及び前記補償電流検出回路には、本願発明の第１の側面によって提供される信号抽出装置が用いられていることを特徴としている（請求項７）。

本願発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明に係る信号抽出装置の構成を示す図である。この信号抽出装置１は、ディジタル演算処理により複数の周波数成分を有する交流信号のうち所望の周波数（例えば基本周波数）成分を有する信号を抽出するための装置である。図１に示す信号抽出装置１は、複数の周波数成分を有する交流信号として三相交流信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のディジタル信号）が入力され、抽出される所望の周波数成分を有する信号として基本周波数（例えば５０Ｈｚ）の正相分が出力されるものである。

この信号抽出装置１は、本発明の「第１の三相／二相変換手段」として機能する基本周波数回転座標変換回路２（以下、「基本周波数変換回路２」という。）と、本発明の「高調波生成手段」として機能するｎ（ｎ：２以上の整数）次高調波正相分生成回路３（以下、「ｎ次正相分生成回路３」という。）とｍ次（ｍ：１以上の整数）高調波逆相分生成回路４（以下、「ｍ次逆相分生成回路４」という。）と、本発明の「高調波相殺手段」として機能する相殺回路５とを備えている。

基本周波数変換回路２は、入力される三相交流信号に含まれる基本周波数の正相分のｄｑ変換を行うものである。なお、基本周波数変換回路２に入力される三相交流信号は、従来技術で説明したように、例えば系統の三相交流電圧を検出した信号であるので、基本周波数の正相分以外に逆相分や３次、５次、…等のｎ次高調波の正相分及びｍ次高調波の逆相分が含まれている。従って、基本周波数変換回路２からは基本周波数の正相分のｄｑ変換値（直流信号）が出力されるが、その出力には、基本周波数の逆相分、ｎ次高調波の正相分及びｍ次高調波の逆相分等のｄｑ変換値（交流信号）も含まれている。

ｎ次正相分生成回路３は、入力される三相交流信号から基本周波数変換回路２の出力に含まれるｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値（交流信号）と同一のｄｑ変換値（交流信号）を生成するものである。また、ｍ次逆相分生成回路４は、入力される三相交流信号から基本周波数変換回路２の出力に含まれるｍ次高調波の逆相分のｄｑ変換値（交流信号）と同一のｄｑ変換値（交流信号）を生成するものである。なお、ｍ＝１の場合、ｍ次逆相分生成回路４は、基本周波数変換回路２の出力に含まれる基本波周波数の逆相分のｄｑ変換値と同一のｄｑ変換値を生成する回路となり、基本波周波数の高調波に対するものではないが、説明の便宜上、基本波周波数の逆相分に対する回路もｍ次逆相分生成回路４に含めている。

相殺回路５は、基本周波数変換回路２、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４のｄ軸出力同士、並びに基本周波数変換回路２、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４のｑ軸出力同士の差分をそれぞれ演算し、基本周波数変換回路２の出力信号に含まれるｎ次高調波の正相分およびｍ次高調波の逆相分を相殺し、基本周波数の正相分のみを後段に出力するものである。

すなわち、図２に示すように、基本周波数変換回路２の出力には、上述したように、基本周波数の逆相分、ｎ次高調波の正相分及びｍ次高調波の逆相分等を基本周波数用のｄｑ変換を行うことによって生成される交流成分（図２のｆ₁，ｆ₂，ｆ₃参照）が基本周波数成分のｄｑ変換値（図２のｆ₀（＝０）参照）に重畳されている（図２（ａ）参照）。そのため、この信号抽出装置１では、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４において、ｎ次高調波の正相分及びｍ次高調波の逆相分を基本周波数用のｄｑ変換を行うことによって生成される交流成分をそれぞれ生成し（図２（ｂ）参照）、生成された交流成分を基本周波数変換回路２の出力から相殺回路５において相殺することにより、基本周波数の正相分のｄｑ変換値（直流分）のみを抽出するようにしている（図２（ｃ）参照）。

なお、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４は、それぞれ１つずつ記載されているが、例えば高調波が複数の次数からなる場合、その次数に応じた回路がそれぞれ設けられる。上記ｍ次逆相分生成回路４には、例えばｍ＝１（１次）としての基本周波数の逆相分に応じた回路も含まれる。

例えば信号抽出装置１は、後述するように系統電力の安定化を図るための無効電力補償装置等に適用されるが、系統電力にはその系統独自の高調波成分が存在する。信号抽出装置１は、系統独自の高調波成分を除去するためにそれらを生成する必要があり、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４は、それら系統独自の高調波成分についてそれぞれ設けられる。例えば、５次、７次、１１次又は１３次の正相分生成回路や逆相分生成回路が必要に応じて設けられる。また、基本波の逆相分生成回路も設けられる。

基本周波数変換回路２は、図３に示すように、三相／二相変換部６と、ｄｑ変換部７とによって構成されている。三相／二相変換部６は、三相交流信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のディジタル信号）を静止座標系（α軸、β軸）における二相信号（α，β）に変換するものである。この変換には、例えば数式１が用いられる。

ここで、三相交流信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）が仮に基本周波数の正相分のみで構成されるとすると、三相交流信号は、Ｕ＝Ａsin（ωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ωｔ−２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ωｔ＋２π／３）で表される。なお、Ａは三相交流信号の振幅を示し、ωは各周波数を示す。また、ωｔは基本波正相分の回転角を示す。これらＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１に代入すると、二相信号（α，β）は数式２によって表すことができる。

数式２で表される二相信号（α，β）は、ｄｑ変換部７に入力される。ｄｑ変換部７は、二相信号（α，β）に変換された交流信号を、静止座標系（α軸、β軸）を基本波周波数と同一角速度ωで三相交流信号と同一の回転方向（例えば反時計回り）に回転させる回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の信号に変換するものである。この変換には、数式３が用いられる。

数式３により、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）で表される信号は数式４によって表すことができる。

このように、基本周波数変換回路２によってｄｑ変換処理が行われることにより、三相交流信号の基本周波数の正相分をｄ軸及びｑ軸の直流分に変換することができる。

なお、この基本周波数変換回路２に入力される三相交流信号（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、基本周波数の正相分以外の成分（基本周波数の逆相分やｎ次高調波の正相分又はｍ次高調波の逆相分など）が含まれているので、基本周波数変換回路２からはこれらの成分に対して上記の数１乃至数３を適用して得られるｄ軸及びｑ軸の成分（交流成分）も出力される。

すなわち、ｎ次高調波の正相分が含まれている場合、ｎ次高調波の正相分は、Ｕ＝Ａsin（ｎωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｎωｔ−２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｎωｔ＋２π／３）で表されるから、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１及び数式３に適用すると、αβ変換値は数式５のようになり、ｄｑ変換値は数式６のようになる。従って、ｎ次高調波の正相分は、基本周波数変換回路２から（ｎ−１）次高調波（ｎは２以上の整数）と同一の周波数を有する交流信号で出力される。

また、ｍ次高調波の逆相分が含まれている場合、ｍ次高調波の逆相分は、Ｕ＝Ａsin（ｍωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｍωｔ＋２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｍωｔ−２π／３）で表されるから、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１及び数式３に適用すると、αβ変換値は数式７のようになり、ｄｑ変換値は数式８のようになる。従って、ｍ次高調波の逆相分は、基本周波数変換回路２から（ｍ＋１）次高調波（ｍは１以上の整数）と同一の周波数を有する交流信号で出力される。

なお、数式７，８でｍ＝１にすると、基本周波数の逆相分のαβ変換値と基本周波数変換回路２から出力される基本周波数の逆相分のｄｑ変換値が求められ、数式９，１０のようになる。したがって、基本周波数の逆相分は、基本周波数変換回路２から基本周波数の２倍の周波数を有する交流信号で出力される。

図１に戻り、ｎ次正相分生成回路３は、ｎ次高調波正相分回転座標変換回路１１（以下、「ｎ次正相分変換回路１１」という。）と、第１ローパスフィルタ１２と、第２ローパスフィルタ１３と、ｎ次正相分副変換回路１４とによって構成されている。

ｎ次正相分変換回路１１は、ｎ次高調波の正相分のｄｑ変換処理を行うものであり、その構成は、上述した基本周波数変換回路２と同様の構成とされ、三相／二相変換部６及びｄｑ変換部７を含んでいる（図３参照）。

ｎ次正相分変換回路１１における三相／二相変換部６では、三相交流信号に含まれるｎ次高調波の正相分が静止座標系である二相信号（α，β）に変換される。三相交流信号に含まれるｎ次高調波の正相分は、Ｕ＝Ａsin（ｎωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｎωｔ−２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｎωｔ＋２π／３）で表されるから、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を上記の数式１に適用すると、二相信号（α，β）は、上記数式５で示されるように、α＝Ａsin（ｎωｔ）、α＝−Ａcos（ｎωｔ）となる。

ｄｑ変換部７では、二相信号（α，β）＝（Ａsin（ｎωｔ），−Ａcos（ｎωｔ））が静止座標系（α軸、β軸）をｎωｔの回転速度で三相交流信号と同一の回転方向（例えば反時計回り）に回転させる回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の信号に変換される。この変換には、数式３に代えて下記の数式１１が用いられ、そのｄｑ変換値は上記の数式４と同じになる。すなわち、ｄ＝０、ｑ＝−Ａとなり、三相交流信号のｎ次高調波の正相分は、ｎ次正相分変換回路１１からｄ軸及びｑ軸の直流分に変換されて出力される。

一方、ｎ次正相分変換回路１１の入力信号は、基本周波数変換回路２の入力信号と同一であるから、その入力信号にはｎ次高調波の正相分以外の信号（基本周波数の正相分及び逆相分やｓ次高調波（ｓ≠ｎ）の逆相分など）が含まれているので、ｎ次正相分変換回路１１からはこれらの信号に対して上記の数式１及び数式１１を適用して得られるｄ軸及びｑ軸の成分（交流成分）も出力される。

ｎ次正相分変換回路１１に入力されるｎ次高調波と異なる周波数の正相分を、Ｕ＝Ａsin（ｓωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｓωｔ−２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｓωｔ＋２π／３）（ｓ≠ｎ）で表すと、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１及び数式１１に適用すると、αβ変換値は数式１２のようになり、ｄｑ変換値は数式１３のようになる。

従って、ｎ次高調波と異なる周波数の正相分は、ｎ次正相分変換回路１１から（ｓ−ｎ）次高調波と同一の周波数を有する交流信号で出力される。なお、ｎ次正相分変換回路１１に入力された基本周波数の正相分のｄｑ変換値は、数式１３でｓ＝１にすれば求められ、ｄ＝−Ａsin｛（ｎ−１）ωｔ｝、ｑ＝−Ａcos｛（ｎ−１）ωｔ｝となる。

また、ｎ次正相分変換回路１１に入力されるｎ次高調波と同一若しくは異なる周波数（この周波数には基本波周波数も含まれる）の逆相分を、Ｕ＝Ａsin（ｐωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｐωｔ＋２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｐωｔ−２π／３）（ｐ＝１，２，…の整数）で表すと、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１及び数式１１に適用すると、αβ変換値は数式１４のようになり、ｄｑ変換値は数式１５のようになる。

従って、ｎ次高調波と同一若しくは異なる周波数の逆相分は、ｎ次正相分変換回路１１から（ｐ＋ｎ）次高調波と同一の周波数を有する交流信号で出力される。なお、ｎ次正相分変換回路１１に入力された基本周波数の逆相分のｄｑ変換値は、数式１５でｐ＝１にすれば求められ、ｄ＝Ａsin｛（ｎ＋１）ωｔ｝、ｑ＝Ａcos｛（ｎ＋１）ωｔ｝となる。

ｎ次正相分変換回路１１のｄ軸出力には第１ローパスフィルタ１２が接続され、ｎ次正相分変換回路１１のｑ軸出力には第２ローパスフィルタ１３がそれぞれ接続されている。上記のように、ｎ次正相分変換回路１１の出力にはｎ次高調波の正相分以外の信号のｄｑ変換値が交流信号として出力されるので、第１ローパスフィルタ１２及び第１ローパスフィルタ１３は、ｎ次正相分変換回路１１の出力からその交流成分を除去するために設けられている。

第１ローパスフィルタ１２及び第２ローパスフィルタ１３は、ディジタルフィルタ（例えば平均移動フィルタ）によって構成されている。第１ローパスフィルタ１２にはｎ次正相分変換回路１１のｄ軸出力が入力され、第２ローパスフィルタ１３には、ｎ次正相分変換回路１１のｑ軸出力が入力される。ｎ次正相分変換回路１１から出力されるｄ軸成分の、例えば、Ａsin｛（ｓ−ｎ）ωｔ｝やＡsin｛（ｐ＋ｎ）ωｔ｝の交流成分は第１ローパスフィルタ１２で除去される。また、ｎ次正相分変換回路１１から出力されるｑ軸成分の、例えば、−Ａcos｛（ｓ−ｎ）ωｔ｝やＡcos｛（ｐ＋ｎ）ωｔ｝の交流成分は第２ローパスフィルタ１３で除去される。第１及び第２ローパスフィルタ１２，１３の出力には、ｎ次正相分副変換回路１４が接続されている。

ｎ次正相分副変換回路１４は、第１ローパスフィルタ１２及び第２ローパスフィルタ１３から出力されるｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値の座標を回転して基本周波数変換回路２から出力されるｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値（交流信号）と同一のｄｑ変換値（交流信号）に変換する。

基本周波数変換回路２から出力されるｄｑ変換値は、静止しているαβ座標系を反時計回りにωｔの回転速度で回転する回転座標系（この回転座標系は、本発明の「第１の直交座標系」に相当する）に変換したものである。一方、ｎ次正相分変換回路１１から出力されるｄｑ変換値は、静止しているαβ座標系を反時計回りにｎωｔの回転速度で回転する回転座標系（この回転座標系は、本発明の「第２の直交座標系」に相当する）に変換したものである。ｎ次正相分変換回路１１から出力されるｄｑ変換値の回転座標系は、基本周波数変換回路２から出力されるｄｑ変換値の回転座標系に対して（ｎ−１）ωｔの回転速度で反時計回りに回転しているから、ｎ次正相分変換回路１１から出力されるｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値を（ｎ−１）ωｔの回転速度で時計回りに回転する回転座標系に変換すれば、基本周波数変換回路２の回転座標系におけるｄｑ変換値となる。

従って、ｎ次正相分副変換回路１４では、第１ローパスフィルタ１２及び第２ローパスフィルタ１３から出力されるｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値が下記数式１６により基本周波数変換回路２の回転座標系における値（ｄ′，ｑ′）に変換される。

第１ローパスフィルタ１２及び第２ローパスフィルタ１３からｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値のみが出力されている状態ではｄ＝０，ｑ＝−Ａであるから、これらの値を数式１６に入れると、変換値ｄ′，ｑ′は、ｄ′＝Ａsin｛(n-1)ωt｝、ｑ′＝−Ａcos｛(n-1)ωt｝となる。この変換値ｄ′，ｑ′は、数式６で示した基本周波数変換回路２から出力されるｎ次高調波の正相分のｄｑ変換値に一致している。ｎ次正相分副変換回路１４から出力される変換値ｄ′，ｑ′は、相殺回路５に入力される。

ｍ次逆相分生成回路４は、ｍ次高調波逆相分回転座標変換回路１５（以下、「ｍ次正相分変換回路１５」という。）と、第３ローパスフィルタ１６と、第４ローパスフィルタ１７と、ｍ次逆相分副変換回路１８とによって構成されている。

ｍ次逆相分変換回路１５は、ｍ次高調波の逆相分のｄｑ変換処理を行うものであり、ｎ次正相分生成回路３と同様に、基本周波数変換回路２と同様の構成とされ、三相／二相変換部６及びｄｑ変換部７を含んでいる（図３参照）。

ｍ次逆相分変換回路１５における三相／二相変換部６では、三相交流信号に含まれるｍ次高調波の逆相分が静止座標系である二相信号（α，β）に変換される。三相交流信号に含まれるｍ次高調波の逆相分は、Ｕ＝Ａsin（ｍωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｍωｔ＋２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｍωｔ−２π／３）で表されるから、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を上記の数式１に適用すると、二相信号（α，β）は、上記数式７で示されるように、α＝Ａsin（ｍωｔ）、α＝Ａcos（ｍωｔ）となる。

ｄｑ変換部７では、二相信号（α，β）＝（Ａsin（ｍωｔ），Ａcos（ｍωｔ））が静止座標系（α軸、β軸）をｍωｔの回転速度で三相交流信号と同一の回転方向（時計回り）に回転させる回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の信号に変換される。この変換には、数式３に代えて下記の数式１７が用いられ、そのｄｑ変換値はｄ＝０、ｑ＝Ａとなる。従って、三相交流信号のｍ次高調波の逆相分もｍ次逆相分変換回路１５からｄ軸及びｑ軸の直流分に変換されて出力される。

一方、ｍ次逆相分変換回路１５の入力信号も基本周波数変換回路２の入力信号と同一であるから、その入力信号にはｍ次高調波の逆相分以外の信号（基本周波数の正相分及び逆相分やｋ次高調波（ｋ≠ｍ）の正相分など）が含まれているので、ｍ次逆相分変換回路１５からはこれらの信号に対して上記の数式１及び数式１７を適用して得られるｄ軸及びｑ軸の成分（交流成分）も出力される。

ｍ次逆相分変換回路１５に入力されるｍ次高調波と同一若しく異なる周波数（この周波数には基本波周波数も含まれる）の正相分を、Ｕ＝Ａsin（ｋωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｋωｔ−２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｋωｔ＋２π／３）（ｋ＝１，２，…の整数）で表し、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１及び数式１７に適用すると、αβ変換値は数式１８と同じになり、ｄｑ変換値は数式１９のようになる。

従って、ｍ次高調波と同一若しくは異なる周波数の正相分は、ｍ次逆相分変換回路１５から（ｍ＋ｋ）次高調波と同一の周波数を有する交流信号で出力される。なお、ｍ次逆相分変換回路１５に入力された基本周波数の正相分のｄｑ変換値は、数式１８でｋ＝１にすれば求められ、ｄ＝Ａsin｛（ｍ＋１）ωｔ｝、ｑ＝−Ａcos｛（ｍ＋１）ωｔ｝となる。

また、ｍ次逆相分変換回路１５に入力されるｍ次高調波と異なる周波数の逆相分をＵ＝Ａsin（ｈωｔ）、Ｖ＝Ａsin（ｈωｔ＋２π／３）、Ｗ＝Ａsin（ｈωｔ−２π／３）（ｈ≠ｍ）で表し、これらのＵ，Ｖ，Ｗの値を数式１及び数式１７に適用すると、αβ変換値は数式２０のようになり、ｄｑ変換値は数式２１のようになる。

従って、ｍ次高調波と異なる周波数の逆相分は、ｍ次正相分変換回路１１から（ｍ−ｈ）次高調波と同一の周波数を有する交流信号で出力される。なお、ｍ次逆相分変換回路１５に入力された基本周波数の逆相分のｄｑ変換値は、数式２１でｈ＝１にすれば求められ、ｄ＝Ａsin｛（ｍ−１）ωｔ｝、ｑ＝Ａcos｛（ｍ−１）ωｔ｝となる。

ｍ次逆相分変換回路１５のｄ軸出力には第３ローパスフィルタ１６が接続され、ｍ次逆相分変換回路１５のｑ軸出力には第４ローパスフィルタ１７がそれぞれ接続されている。上記のように、ｍ次逆相分変換回路１５の出力にもｍ次高調波の逆相分以外の信号のｄｑ変換値が交流信号として出力されるので、第３ローパスフィルタ１６及び第４ローパスフィルタ１７は、ｍ次逆相分変換回路１５の出力からその交流成分を除去するために設けられている。

第３ローパスフィルタ１６及び第４ローパスフィルタ１７は、第１及び第２ローパスフィルタ１２，１３と同様にディジタルフィルタによって構成されている。第３ローパスフィルタ１６にはｍ次逆相分変換回路１５のｄ軸出力が入力され、第４ローパスフィルタ１７にはｍ次逆相分変換回路１５のｑ軸出力が入力される。ｍ次逆相分変換回路１５から出力されるｄ軸成分の、例えば、Ａsin｛（ｍ＋ｋ）ωｔ｝やＡsin｛（ｍ−ｈ）ωｔ｝の交流成分は第３ローパスフィルタ１６で除去される。また、ｎ次逆相分変換回路１５から出力されるｑ軸成分の、例えば、−Ａcos｛（ｍ＋ｋ）ωｔ｝やＡcos｛（ｍ−ｈ）ωｔ｝の交流成分は第４ローパスフィルタ１７で除去される。第３及び第４ローパスフィルタ１６，１７の出力には、ｍ次逆相分副変換回路１８が接続されている。

ｍ次逆相分副変換回路１８は、第３ローパスフィルタ１６及び第４ローパスフィルタ１７から出力されるｍ次高調波の正相分のｄｑ変換値の座標を回転して基本周波数変換回路２から出力されるｍ次高調波の正相分のｄｑ変換値（交流信号）と同一のｄｑ変換値（交流信号）に変換する。

ｍ次逆相分副変換回路１８から出力されるｄｑ変換値は、静止しているαβ座標系を時計回りにｍωｔの回転速度で回転する回転座標系（この回転座標系は、本発明の「第２の直交座標系」に相当する）に変換したものである。基本周波数変換回路２から出力されるｄｑ変換値の回転座標系は反時計回りにωｔの回転速度で回転しているから、ｍ次逆相分副変換回路１８から出力されるｄｑ変換値の回転座標系は、基本周波数変換回路２から出力されるｄｑ変換値の回転座標系に対して（ｍ＋１）ωｔの回転速度で時計回りに回転している。従って、ｍ次逆相分副変換回路１８から出力されるｎ次高調波の逆相分のｄｑ変換値を（ｍ＋１）ωｔの回転速度で反時計回りに回転する回転座標系に変換すれば、基本周波数変換回路２の回転座標系におけるｄｑ変換値となる。

ｍ次逆相分副変換回路１８では、第３ローパスフィルタ１６及び第４ローパスフィルタ１７から出力されるｍ次高調波の逆相分のｄｑ変換値が下記数式２２により基本周波数変換回路２の回転座標系における値（ｄ′，ｑ′）に変換される。

第３ローパスフィルタ１６及び第４ローパスフィルタ１７からｍ次高調波の逆相分のｄｑ変換値のみが出力されている状態ではｄ＝０，ｑ＝Ａであるから、これらの値を数式２２に入れると、変換値ｄ′，ｑ′は、ｄ′＝Ａsin｛(m＋1)ωt｝、ｑ′＝Ａcos｛(m＋1)ωt｝となる。この変換値ｄ′，ｑ′は、数式８で示した基本周波数変換回路２から出力されるｍ次高調波の逆相分のｄｑ変換値に一致している。ｍ次逆相分副変換回路１８から出力される変換値ｄ′，ｑ′は、相殺回路５に入力される。

相殺回路５は、基本周波数変換回路２及びｎ次正相分生成回路３のｄ軸出力同士の差分を演算する第１演算回路１９と、第１演算回路１９及びｍ次逆相分生成回路４のｄ軸出力同士の差分を演算する第２演算回路２０と、基本周波数変換回路２及びｎ次正相分生成回路３のｑ軸出力同士の差分を演算する第３演算回路２１と、第３演算回路２１及びｍ次逆相分生成回路４のｑ軸出力同士の差分を演算する第４演算回路２２とによって構成されている。

すなわち、第１演算回路１９では、基本周波数変換回路２でｄｑ変換された基本周波数成分及びそれに重畳されるｎ次高調波の正相分のｄ軸分に対して、ｎ次正相分生成回路３で生成されたｎ次高調波の正相分のｄ軸分が相殺される。第２演算回路２０では、第１演算回路１９の出力に対して、ｍ次逆相分生成回路４で生成されたｍ次高調波の逆相分のｄ軸分が相殺される。したがって、第２演算回路２０からは、基本周波数の正相分のｄ軸成分（直流）のみが出力されることになる。

同様に、第３演算回路２１では、基本周波数変換回路２でｄｑ変換された基本周波数成分及びそれに重畳されるｍ次高調波の逆相分のｑ軸分に対して、ｎ次正相分生成回路３で生成されたｎ次高調波の正相分のｑ軸分が相殺される。第４演算回路２２では、第３演算回路２１の出力に対して、ｍ次逆相分生成回路４で生成されたｍ次高調波の逆相分のｑ軸分が相殺される。したがって、第４演算回路２２からは、基本周波数の逆相分のｑ軸成分（直流）のみが出力されることになる。

上記構成によれば、三相交流信号に含まれるｎ次高調波（ｎ；２以上の整数）の正相分が基本周波数変換回路２でｄｑ変換されて出力される信号（ｄｑ変換された交流成分）と同一の信号がｎ次正相分生成回路３で生成される。また、三相交流信号に含まれるｍ次高調波（ｍ；１または２以上の整数）が基本周波数変換回路２でｄｑ変換されて出力される信号（ｄｑ変換された交流成分）と同一の信号がｍ次逆相分生成回路４で生成される。

そして、ｎ次正相分生成回路３で生成されたｎ次高調波の正相分とｍ次逆相分生成回路４で生成されたｍ次高調波の逆相分の信号（基本周波数と同一の角速度で反時計回りに回転するｄｑ座標系上の交流信号）は、相殺回路５に入力され、基本周波数変換回路２の出力との差分が演算される。基本周波数変換回路２の出力には、基本周波数の正相分の他にｎ次高調波の正相分及びｍ次高調波の逆相分のｄｑ座標系上の交流成分が含まれているので、これらの交流成分がｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４で生成されたｎ次高調波の正相分とｍ次高調波の逆相分の信号と相殺される。その結果、相殺回路５からは基本周波数の正相分のｄｑ変換値（ｄｑ座標系上の直流信号）のみが出力されることになる。

このように、本実施形態の信号抽出装置１では、基本周波数の正相分を抽出するとき、従来の構成のように不要なｎ次高調波成分を移動平均フィルタやＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタなどを用いて移動平均演算をすることにより除去するのではなく、基本周波数の正相分を基本周波数変換回路２でｄｑ変換したときにその出力に含まれる基本周波数の正相分以外の信号（基本周波数の逆相分、ｎ次高調波の正相分またはｍ次高調波の逆相分の信号）のｄｑ変換値（交流信号）と同一の信号をｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４で別途生成し、基本周波数変換回路２の出力からその別途生成した信号を差し引くといった方法を用いている。

この方法によれば、基本周波数変換回路２のｄｑ変換処理に同期してｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４で基本周波数の正相分以外の信号の基本周波数変換回路２におけるｄｑ変換値と同一の信号を生成する処理が行われ、その信号で基本周波数変換回路２の出力に含まれる基本周波数の正相分以外の信号のｄｑ変換値（交流信号）を相殺する動作がリアルタイムで行われるため、基本周波数の正相分を迅速に抽出することができる。すなわち、従来の移動平均フィルタからなるローパスフィルタを用いた場合には、除去したい周波数のフィルタリング効果が生じるのにその周波数の１周期以上のタイムラグが生じるが、本実施形態の方法では、そのタイムラグは殆どなく、信号応答性を向上させることができる。

図４は、信号抽出装置１における三相交流信号のシミュレーション入力波形を示す図である。同図は、常時２次高調波（振幅Ａ＝０．１、周波数１００Ｈｚ）が入力されている状態で時間０において振幅が「１」の基本周波数（周波数５０Ｈｚ）の正相分（三相交流）を入力した場合を示している。すなわち、信号抽出装置１への入力信号として、時間０に振幅「０．１」の２次高調波が重畳された振幅「１．０」の基本周波数の正相分（三相交流）が入力されたときの信号波形を示している。

図５は、信号抽出装置１におけるシミュレーション出力波形を示す図である。同図において、実線で示す波形は、本実施形態に係る信号抽出装置１からの出力波形を示し、一点鎖線は、従来の移動平均フィルタからなるローパスフィルタ（以下、必要に応じて「移動平均ローパスフィルタ」という。）を用いて２次高調波を除去した場合の出力波形を示している。

同図に示すように、従来の構成では、時間０で２次高調波が重畳された基本周波数の正相分が入力されると、その後に２次高調波のｄｑ変換値（交流成分）に対して移動平均演算が行なわれるので、そのｄｑ変換値の振幅は漸減し、２次高調波の１周期（２００ｍｓｅｃ）が経過した時点から完全なフィルタリング効果が生じ、振幅はゼロとなる。従って、２次高調波が重畳された基本周波数の正相分のｄｑ変換値は、時間０．０２から基本周波数の正相分直流のｄｑ変換値（直流分）のみとなる。

これに対し、本実施形態に係る信号抽出装置１では、時間０で２次高調波が重畳された基本周波数の正相分のｄｑ変換処理が開始されると同時に２次高調波のｄｑ変換値（交流成分）の相殺処理が行われるので、２次高調波が重畳された基本周波数の正相分のｄｑ変換値は、時間０からほぼ基本周波数の正相分直流のｄｑ変換値（直流分）のみとなり、従来の構成のように、２００ｍｓｅｃのタイムラグは生じないことがわかる。

なお、図５において、信号抽出装置１の出力波形が時間０から時間０．０４の近くまで微小変動を起こしているが、これはｎ次正相分生成回路３の第１，第２ローパスフィルタ１２，１３及びｍ次逆相分生成回路４の第３，第４ローパスフィルタ１６，１７として移動平均ローパスフィルタを用いているので、これらのローパスフィルタのフィルタリング効果が生じるまでのタイムラグの期間にｎ次正相分生成回路３またはｎ次正相分生成回路３からの出力に２次高調波の基本周波数変換回路２におけるｄｑ変換値と同一の信号以外の成分が出力されることによるものである。

ところで、三相交流信号に含まれるｎ次高調波は、基本周波数に対する高調波であるから、基本周波数が何らかの要因で変動することがあれば、ｎ次高調波はそれに応じて変動することになる。従って、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４に入力される基本周波数の正相分が変動すると、その変動に応じて基本周波数の正相分に重畳されている基本周波数の逆相分、ｎ次高調波の正相分及びｍ次高調波の逆相分も変動する。基本周波数の正相分に重畳されている信号自身が変動した場合は言うまでもない。

上記のように、ｎ次正相分生成回路３にはｎ次高調波の正相分以外の信号がｄｑ変換された成分（交流成分）を除去するために移動平均ローパスフィルタからなる第１，第２ローパスフィルタ１２，１３を設けているが、基本周波数の正相分の変動に応じてｎ次正相分生成回路３に入力されるｎ次高調波の正相分以外の信号が変動した場合にもその信号を効果的に除去するためには、第１，第２ローパスフィルタ１２，１３の応答時定数を比較的長く設定する必要がある。ｍ次逆相分生成回路４の移動平均ローパスフィルタからなる第３，第４ローパスフィルタ１６，１７についても同様である。

しかしながら、ｎ次正相分生成回路３の第１，第２ローパスフィルタ１２，１３の応答時定数を長い応答時定数に固定すると、例えば、第１，第２ローパスフィルタ１２，１３の応答時定数の期間中に基本周波数の正相分の変動が収束し、その時点で十分なフィルタリング効果が得られる場合にも固定化された応答時定数の期間が経過するまでフィルタリング効果が得られないという不都合が生じる。

例えば、第１，第２ローパスフィルタ１２，１３の応答時定数を基本周波数の１０周期分（２００ｍｓｅｃ）に設定すると、第１，第２ローパスフィルタ１２，１３による除去したい周波数範囲と減衰効果が向上するが、十分なフィルタリング効果が生じるまでに２００ｍ秒の応答時間を要する。従って、第１，第２ローパスフィルタ１２，１３で移動平均演算処理が開始された後、例えば、１００ｍｓｅｃで基本周波数の変動が収束し、第１，第２ローパスフィルタ１２，１３の応答時定数が１００秒であれば、その１００秒が経過した時点で十分にフィルタリング効果が生じる場合にも第１，第２ローパスフィルタ１２，１３からは２００秒を経過しなければ、十分にフィルタリング効果が生じない。このような不都合は、ｍ次逆相分生成回路４の第３，第４ローパスフィルタ１６，１７についても同様である。

そこで、本実施形態では、上記の不都合を解消するため、第１ないし第４ローパスフィルタ１２，１３，１６，１７を以下に示すように構成している。

図６は、第１ないし第４ローパスフィルタ１２，１３，１６，１７の内部構成を示す図である。各ローパスフィルタ１２，１３，１６，１７は、その内部構成がそれぞれ同様とされている。なお、第１ないし第４ローパスフィルタ１２，１３，１６，１７は、いわゆる移動平均フィルタからなるディジタルローパスフィルタによって構成されており、図６に示す内部構成は具体的なハードウェア構成を示すものではなく、ディジタル演算処理される際のソフトウェア的な概念を示すものである。

各ローパスフィルタ１２，１３，１６，１７は、応答時定数の比較的大きいローパスフィルタ（以下、「ローパスフィルタ（大）」という。）２３と、応答時定数の比較的小さいローパスフィルタ（以下、「ローパスフィルタ（小）」という。）２４と、三相交流信号の変動が収束したことを検出するための変動検出部２５とによって構成される。ローパスフィルタ（大）２３は、本発明の「第１の移動平均ローパスフィルタ」として機能し、ローパスフィルタ（小）２４は、本発明の「第２の移動平均ローパスフィルタ」として機能する。また、変動検出部２５は、本発明の「検出手段」及び「出力変更手段」として機能する。

ローパスフィルタ（大）２３の応答時定数は、少なくとも基本周波数の１周期（２０ｍｓｅｃ）以上であれば、基本周波数以上の周波数を除去することができるが、ローパスフィルタ（大）２３の減衰率を高くするために、例えば２００ｍｓｅｃとしている。また、ローパスフィルタ（小）２４の応答時定数は、例えば１０ｍｓｅｃである。また、ローパスフィルタ（大）２３は、データを格納するデータ領域２３ａを有し、ローパスフィルタ（小）２４は、ローパスフィルタ（大）２３のデータ領域２３ａに比べ、データの格納数が小さいデータ領域２４ａを有している。

第１ないし第４ローパスフィルタ１２，１３，１６，１７では、入力される三相交流信号の変動時の応答特性を向上させるために、通常時には、ローパスフィルタ（大）２３の出力値を用いている。そして、三相交流信号が変動し、その変動が収束したことを変動検出部２５が検出したとき、ローパスフィルタ（小）２４の出力値をローパスフィルタ（大）２３の出力値として用いるようにしている。

図７は、ローパスフィルタ（大）２３及びローパスフィルタ（小）２４のデータ領域におけるデータの遷移状態及びそれに伴う移動平均値を示した図であり、図８は、ローパスフィルタ（大）２３及びローパスフィルタ（小）２４の動作を示すフローチャートである。

ここで、仮にローパスフィルタ（小）２４は、５個のデータを格納するデータ領域２４ａを有し、ローパスフィルタ（大）２３は、５０個のデータを格納するデータ領域２３ａを有するとする（図７（ａ）参照）。なお、サンプリング周期をτとした場合、ローパスフィルタ（小）２４の応答時定数は５×τ、ローパスフィルタ（大）２３の応答時定数は５０×τでそれぞれ表される。

ローパスフィルタ（小）２４は、サンプリング時毎にデータ領域数が５個の移動平均を算出し、ローパスフィルタ（大）２３は、データ領域数が５０個の移動平均を算出する。また、データ領域には、初期状態でデータ「０」が格納されているとする。従って、ローパスフィルタ（小）２４及びローパスフィルタ（大）２３とも初期状態の移動平均値は「０」である（図７（ａ）参照）。なお、図７では、ｎ次正相分変換回路１１及びｍ次逆相分変換回路１５からのｄ軸出力及びｑ軸出力として入力されるデータを「１」で示している。

図８のフローチャートを参照すると、ｎ次正相分変換回路１１及びｍ次逆相分変換回路１５からのｄ軸出力及びｑ軸出力のデータが入力されると、ローパスフィルタ（大）２３は、そのデータをデータ領域２３ａにおいて記憶する（Ｓ１）。また、ローパスフィルタ（小）２４もそのデータをデータ領域２４ａにおいて記憶する（Ｓ２）。

次いで、ローパスフィルタ（小）２４及びローパスフィルタ（大）２３においてフィルタリングが行われる（Ｓ３）。具体的には、ローパスフィルタ（小）２４及びローパスフィルタ（大）２３における移動平均値が算出される。すなわち、サンプリング１回目において、図７（ｂ）に示すように、ローパスフィルタ（小）２４及びローパスフィルタ（大）２３の各データ領域の第１領域（各領域の上部に記載された数字（以下、「領域番号」という。）０参照）に「１」が格納されたとすると、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値は１／５＝０．２となり、ローパスフィルタ（大）２３の移動平均値は１／５０＝０．０２となる。

図７（ｃ）では、サンプリング２回目にデータが格納された場合を示している。この場合、サンプリング２回目において、ローパスフィルタ（小）２４及びローパスフィルタ（大）２３の各データ領域２４ａ，２３ａの各第２領域（領域番号１参照）に「１」が格納されたとすると、データ「１」が２個となるので、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値は２／５＝０．４となり、ローパスフィルタ（大）２３の移動平均値は２／５０＝０．０４となる。

その後、順次サンプリングが行われ、図７（ｄ）に示すように、サンプリング５回目において、ローパスフィルタ（小）２４及びローパスフィルタ（大）２３の各データ領域２４ａ，２３ａの各第５領域（領域番号４参照）に「１」が格納されると、第１〜第５領域（小文字０〜４参照）におけるデータ「１」が５個となるので、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値は５／５＝１となり、ローパスフィルタ（大）２３の移動平均値は５／５０＝０．１となる。すなわち、ローパスフィルタ（小）２４では、サンプリング５回目から正しいフィルタリング値が出力される。

図７（ｅ）に示すように、サンプリング６回目においては、ローパスフィルタ（小）２４のデータ領域２４ａの全てにデータが格納されているため、サンプリング６回目のデータ「１」は、データ領域２４ａの第１領域（領域番号０参照）に格納される。ローパスフィルタ（大）２３では、データ領域２３ａの第６領域（領域番号５参照）にデータ「１」が格納される。このときのローパスフィルタ（小）２４の移動平均値は５／５＝１のままであり、ローパスフィルタ（大）２３の移動平均値は６／５０＝０．１２となる。

次いで、ローパスフィルタ（小）２４の前回のフィルタリング結果（サンプリング１〜５回目における移動平均値）と、ローパスフィルタ（小）２４の今回のフィルタリング結果（サンプリング２〜６回目における移動平均値）とが等しいか否かが判別される（Ｓ４）。

ローパスフィルタ（小）２４の前回のフィルタリング結果と、今回のフィルタリング結果とが等しい場合（Ｓ４：ＹＥＳ）、基本周波数及びｎ次高調波の変動が収束したか否かを検出するための収束時間の計測を開始又は継続する（Ｓ５）。

すなわち、図７（ｅ）に示すように、サンプリング６回目におけるデータ入力時に、ローパスフィルタ（小）２４のデータ領域２４ａの第１領域（領域番号０参照）に「１」が格納される場合、ローパスフィルタ（小）２４では、前回のフィルタリング結果と、今回のフィルタリング結果とが等しいので、収束時間の計測が開始される。

一方、ローパスフィルタ（小）２４の前回のフィルタリング結果と、今回のフィルタリング結果とが等しくない場合（Ｓ４：ＮＯ）、収束時間の計測値を「０」にリセットする（Ｓ６）。この場合、入力されるデータが連続して同じデータでないことを示し、すなわち基本周波数及びｎ次高調波が変動したことを示す。

図７（ｆ）に示すように、サンプリング９回目におけるデータ入力時まで、ローパスフィルタ（小）２４のデータ領域２４ａの第２〜４領域（領域番号１〜３参照）に連続して「１」が格納されると、ローパスフィルタ（小）２４における前回のフィルタリング結果と今回のフィルタリング結果とは等しい状態が継続され、収束時間の計測が継続される。

その後、収束時間の計測値がローパスフィルタ（小）２４の応答時定数と等しくなったか否かの判別を行い（Ｓ７）、収束時間の計測値がローパスフィルタ（小）２４の応答時定数と等しくなった場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、ローパスフィルタ（大）２３のデータ領域２３ａを全て、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値に変更する（Ｓ８）。

すなわち、図７（ｇ）に示すように、サンプリング１０回目におけるデータ入力が「１」の場合、収束時間がローパスフィルタ（小）２４の応答時定数と等しくなるので、ローパスフィルタ（大）２３のデータ領域２３ａを全て、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値である「１」に置き換える。

ステップＳ８においてローパスフィルタ（大）２３のデータ領域２３ａを全てローパスフィルタ（小）２４の移動平均値に変更した場合、ステップＳ６において収束時間の計測値を「０」にリセットした場合、あるいはステップＳ７において収束時間がローパスフィルタ（小）２４の応答時定数と等しくなっていない場合（Ｓ７：ＮＯ）、ローパスフィルタ（大）２３でフィルタリングした結果、すなわちローパスフィルタ（大）２３の移動平均値を出力する（Ｓ９）。

図９は、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値をローパスフィルタ（大）２３の移動平均値に置き換えるときのｑ軸出力のシミュレーション結果を示す図である。なお、図９では説明の便宜上ｑ軸に関する信号のみを示し、二点鎖線はローパスフィルタ（小）の出力値、点線はローパスフィルタ（小）の出力値（出力値を切り換えない場合）、上方の実線はｍ次逆相分副変換回路１８の出力値、一点鎖線は基本周波数変換回路２の出力値（基本周波数の正相分）、下方の実線は相殺回路５の出力値をそれぞれ示す。

図９によると、時間「０ｍｓｅｃ」で変動が発生し、期間「２０〜４０ｍｓｅｃ」でローパスフィルタ（小）２４の移動平均値が一定値で継続しているので（図９のア参照）、その変動が収束したと見做して時間「４０ｍｓｅｃ」以降においてローパスフィルタ（小）２４の移動平均値をローパスフィルタ（大）２３の移動平均値に置き換える（図９のイ参照）。このようにすれば、相殺回路５の出力（下方の実線参照）は、期間「０〜４０ｍｓｅｃ」で振動（フィルタリングされない交流成分）が生じていたが、時間「４０ｍｓｅｃ」においてその振動が抑制され、出力「−１」（ｄｑ変換値の直流成分）のみが出力される。

このように、収束時間の計測値がローパスフィルタ（小）２４の応答時定数と等しくなった場合、すなわち基本周波数及びｎ次高調波の変動が収束したと検出された場合、ローパスフィルタ（小）２４の移動平均値をローパスフィルタ（大）２３の出力に置き換えるようにする。これにより、ｎ次正相分生成回路３及びｍ次逆相分生成回路４におけるｎ次高調波の正相分及び逆相分のみのｄｑ変換値の検出を、入力される三相交流信号の変動の期間に応じた適切な速度で行なうことができる。

図１０及び図１１は、本願発明に係る信号抽出装置１が無効電力補償装置に適用された場合の電力変換システムの構成を示す図である。無効電力補償装置には、例えば負荷電流を検出するタイプと系統電圧を検出するタイプとがある。図１０は、無効電力補償装置のうち負荷電流を検出するタイプを示している。この電力変換システムは、系統電源３１、配電系統３２及び無効電力補償装置３３によって概略構成されている。

系統電源３１は、例えば三相交流電源からなる。系統電源３１には、配線系統３２が接続され、配線系統３２には、抵抗分３４及びインピーダンス分３５が設けられる。また、配線系統３２には、系統電力の力率の改善を図るための無効電力補償装置３３が接続されている。無効電力補償装置３３は、配線系統３２に生じる無効電流の変動を抑制するために、インバータ３６によって配線系統３２に対して補償電流が与えられるものである。

配線系統３２には、電流検出器３７を介して図示しない負荷に流れる負荷電流の無効電流分を抽出するための負荷電流抽出回路３８が設けられている。負荷電流抽出回路３８には、本願発明の信号抽出装置１が採用される。なお、負荷電流抽出回路３８では、無効電流としてのｑ軸の直流分のみを検出するため、ｑ軸に関する回路構成のみとなっている。

配線系統３２とインバータ３６の間には電流検出器３９が設けられ、電流検出器３７を介してインバータ３６に流れる電流を抽出するための補償電流抽出回路４０が設けられている。この補償電流抽出回路４０にも、本願発明の信号抽出装置１が採用されている。

負荷電流抽出回路３８及び補償電流抽出回路４０には、系統電源３１に同期した角速度（基本波の周波数）θがそれぞれ与えられる。すなわち、配線系統３２には、変圧器４１を介してＰＬＬ回路４２が接続されている。ＰＬＬ回路４２は、上記角速度θを検出するためのものであり、検出された角速度θの値が負荷電流抽出回路３８及び補償電流抽出回路４０に出力される。

負荷電流抽出回路３８のｑ軸出力は、演算器４３によって補償電流抽出回路４０のｑ軸出力との差分が演算され、積分処理を行うためのＩ（integral）制御回路４４を介して逆ｄｑ変換回路４５に入力される。

補償電流抽出回路４０のｄ軸出力は、演算器４６に入力され、直流電圧出力回路４７の出力との差分が演算される。より詳細には、直流電圧出力回路４７は、目標値（例えば７００Ｖ）としての一定電圧を出力し演算器４８（後述）を介してＰＩ（proportional-integral）制御回路４９においてＰＩ制御されて演算器４６に入力されて、補償電流抽出回路４０のｄ軸出力との差分が演算される。演算器４６の出力は、積分処理を行うためのＩ制御回路５０を介して逆ｄｑ変換回路４５に入力される。なお、演算器４８では、インバータ３６のコンデンサ３６ａの出力がＬＰＦ部５１を介して入力される。

逆ｄｑ変換回路４５では、Ｉ制御回路４４の出力及びＩ制御回路５０の出力が逆ｄｑ変換された後、二相／三相変換されてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路５２に出力される。インバータ３６は、このＰＷＭ回路５２の出力によって制御される。

この無効電力補償装置３３では、負荷電流に含まれるｑ軸成分（無効成分）を抽出するとともに、補償電流に含まれるｑ軸成分（無効成分）を抽出して、ｑ軸成分同士を相殺させて逆ｄｑ変換後、その信号によってインバータ３６の出力を制御している。すなわち、補償電流がゼロになるようにインバータ３６の出力が制御されているので、安定化した負荷電流が得られることになる。この場合、負荷電流抽出回路３８及び補償電流抽出回路４０には、本実施形態の信号抽出装置１が採用されているため、負荷電流抽出回路３８のｑ軸出力並びに補償電流抽出回路４０のｄ軸出力及びｑ軸出力は、信号応答性を損なうことなく出力される。

図１１は、本願発明に係る信号抽出装置１が系統電圧を検出するタイプの無効電力補償装置に適用された場合の構成を示す図である。図１０との構成の違いについて主に述べると、この無効電力補償装置３３′では、変圧器４１を介して系統電圧が検出され、本実施形態の信号抽出装置１が採用されている系統電圧抽出回路５３に入力される。

系統電圧抽出回路５３では、検出された系統電圧に基づいて基本周波数正相分のｄ軸及びｑ軸成分が抽出される。これらｄ軸及びｑ軸成分は、実効値算出回路５４に出力され、実効値算出回路５４において系統電圧の実効値が算出される。系統電圧の実効値は、例えばｄ軸成分の二乗とｑ軸成分の二乗との和の平方根を算出することにより求められる。

系統電圧の実効値は、演算器５５に入力され、系統電圧出力回路５６からの目標値としての系統電圧値との差分が演算される。実効値算出回路５４からの系統電圧の実効値と、系統電圧出力回路５６からの目標値との差分は、ＰＩ制御回路５７においてＰＩ制御され、演算器４３において補償電流抽出回路４０からのｑ軸出力との差分が演算される。これにより、系統電圧が目標値に一致するように制御される。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、信号抽出装置１における各回路の構成は、各回路の機能を逸脱しない範囲で任意の構成にすることができる。

本願発明に係る信号抽出装置の構成を示す図である。 基本周波数成分の抽出方法を説明するための図である。 基本周波数変換回路の構成を示す図である。 信号抽出装置における三相交流信号のシミュレーション入力波形を示す図である。 信号抽出装置におけるシミュレーション出力波形を示す図である。 第１ないし第４ローパスフィルタの内部構成を示す図である。 ローパスフィルタ（大）及びローパスフィルタ（小）のデータ領域におけるデータの遷移状態及びそれにともなう移動平均値を示した図である。 ローパスフィルタ（大）及びローパスフィルタ（小）の動作を示すフローチャートである。 ローパスフィルタ（小）の移動平均値をローパスフィルタ（大）の移動平均値に置き換えるときのｑ軸出力のシミュレーション結果を示す図である。 本願発明に係る信号抽出装置が無効電力補償装置に適用された場合の電力変換システムの構成を示す図である。 本願発明に係る信号抽出装置が無効電力補償装置に適用された場合の電力変換システムの他の構成を示す図である。 従来の無効電力補償装置の構成を示した図である。

符号の説明

１ 信号抽出装置
２ 基本周波数回転座標変換回路
３ ｎ次高調波正相分生成回路
４ ｍ次高調波逆相分生成回路
５ 相殺回路
５ フィルタ部
６ 三相／二相変換部
７ ｄｑ変換部
１１ ｎ次高調波正相分回転座標変換回路
１２ 第１ローパスフィルタ
１３ 第２ローパスフィルタ
１４ ｎ次正相分副変換回路
１５ ｍ次高調波逆相分回転座標変換回路
１６ 第３ローパスフィルタ
１７ 第４ローパスフィルタ
１８ ｍ次逆相分副変換回路
１９ 第１演算回路
２０ 第２演算回路
２１ 第３演算回路
２２ 第４演算回路
２３ ローパスフィルタ（大）
２４ ローパスフィルタ（小）
２５ 変動検出部
３１ 系統電源
３２ 配電系統
３３ 無効電力補償装置
３６ インバータ
３８ 負荷電流抽出回路
４０ 補償電流抽出回路
４２ ＰＬＬ回路
４４ Ｉ制御回路
４５ 逆ｄｑ変換回路
４７ 直流電圧出力回路
４９ ＰＩ制御回路
５２ ＰＷＭ回路

Claims (7)

1. 基本周波数に所定次数の高調波が重畳された三相交流信号から当該基本周波数を抽出するための信号抽出装置であって、
   前記三相交流信号を前記基本周波数と同一の回転速度で回転する第１の直交座標系の二相信号に変換する第１の三相／二相変換演算処理により、前記三相交流信号を前記第１の直交座標系の二相信号に変換する第１の三相／二相変換手段と、
   所定の演算処理により、前記三相交流信号から、前記第１の三相／二相変換手段によって前記第１の直交座標系の二相信号に変換された前記所定次数の高調波と同一の二相信号を生成する高調波生成手段と、
   前記第１の三相／二相変換手段から出力される二相信号と前記高調波生成手段から出力される二相信号との差分を演算することにより、前記第１の三相／二相変換手段の出力に含まれる前記所定次数の高調波を相殺する高調波相殺手段と、
   を備えることを特徴とする信号抽出装置。
2. 前記高調波生成手段は、
   前記三相交流信号を前記所定次数の高調波と同一の回転速度で回転する第２の直交座標系の二相信号に変換する第２の三相／二相変換演算処理により、前記三相交流信号を前記第２の直交座標系の二相信号に変換する第２の三相／二相変換手段と、
   前記第２の三相／二相変換手段により変換された前記第２の直交座標系の二相信号に含まれる交流信号を除去するフィルタ手段と、
   前記第１の直交座標系に対する前記第２の直交座標系の相対的な回転速度で前記第２の直交座標系を回転させる演算処理により、前記フィルタ手段から出力される前記第２の直交座標系の二相信号を前記第１の直交座標系の二相信号に変換する座標変換手段と、
   によって構成されている、請求項１に記載の信号抽出装置。
3. 前記高調波生成手段は、
   少なくとも前記基本周波数の三相交流信号の回転方向と同一方向に回転する７次の高調波の正相成分、または前記基本周波数の三相交流信号の回転方向と逆方向に回転する前記基本周波数及び５次の高調波の逆相分の二相信号を生成する、請求項１または２に記載の信号抽出装置。
4. 前記フィルタ手段は、
   前記基本周波数の所定の応答時定数を有する第１のローパスフィルタで構成されている、請求項２または３に記載の信号抽出装置。
5. 前記フィルタ手段は、
   前記第１のローパスフィルタに並列に接続された、前記第１のローパスフィルタの応答時定数よりも短い応答時定数を有する第２のローパスフィルタと、
   前記第２のローパスフィルタの出力値が一定値になってその一定値が所定の時間以上継続していることを検出する検出手段と、
   前記検出手段により前記一定値が所定の時間以上継続したことが検出されると、前記第１のローパスフィルタの出力値を前記第２のローパスフィルタの出力値に変更する出力変更手段と、
   を更に備える、請求項４に記載の信号抽出装置。
6. 交流電源と電力系統との間に設けられ、前記交流電源から供給される交流電力の力率を改善するために前記電力系統に流れる負荷電流に対して補償電流を供給する無効電力補償装置であって、
   前記負荷電流を検出する負荷電流検出回路と、
   前記補償電流を検出する補償電流検出回路と、を備え、
   前記負荷電流検出回路及び前記補償電流検出回路には、請求項１ないし５のいずれかに記載の信号抽出装置が用いられていることを特徴とする無効電力補償装置。
7. 交流電源と電力系統との間に設けられ、系統電圧を安定化させるために前記電力系統に対して補償電流を供給する無効電力補償装置であって、
   前記系統電圧を検出する系統電圧検出回路と、
   前記補償電流を検出する補償電流検出回路と、を備え、
   前記系統電圧検出回路及び前記補償電流検出回路には、請求項１ないし５のいずれかに記載の信号抽出装置が用いられていることを特徴とする無効電力補償装置。

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