JP6361398B2 - 系統連系用電力変換装置の制御装置、及び系統連系用電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、系統連系用電力変換装置の制御装置、及び系統連系用電力変換装置に関する。

近年、環境負荷の小さい太陽光発電システムが益々注目されており、数百軒程度の街全体で太陽光発電システムを一斉導入するといった新たな試みがなされている。このように比較的狭い地域に集中して多くの太陽光発電システムが電力系統に接続されると、様々な懸念材料が生まれてくる。

太陽光発電システム等の分散電源システムでは、太陽光発電パネル等の発電装置と電力系統との間に電力変換装置、所謂パワーコンディショナ（ＰＣＳ、以下単に「パワコン」とも称する）が設置されている。パワコンは、発電電力を系統周波数に合わせた交流電力に変換するインバータとその制御装置とを備えている。このようなパワコンでは、電力変換動作に加えて、系統で停電等が生じた場合に個々の分散電源システムを系統から解列させる単独運転防止機能や、瞬時電圧低下時（瞬低時）に先の機能により不要解列するのを防止する瞬低時運転継続機能（ＬＶＲＴ：Low Voltage Ride Through）を備えることが必要とされてきている。この機能は、上述のような太陽光発電システムが集中大量導入された地域においては特に、地域全体の太陽光発電システムが一斉解列することで系統に与える影響が多大となるため、系統安定化を図るためにも必要な機能である。

また、パワコンでは、系統電圧の基本波電圧位相を検出し、その位相検出に基づいて系統に合わせた交流電力の生成と注入とを行っているが、系統の電圧低下異常時に基本波電圧位相を喪失する虞があり、喪失した状態で交流電力を系統に出力すると、系統や他の電力機器に悪影響を与えてしまう。そのため、例えば特許文献１に開示の電力変換装置（制御装置）のように、基本波電圧位相を系統からその都度検出し、上述のような瞬低を含む電圧低下異常時において、基本波電圧位相の喪失を低減する技術が考えられている。

特許第３５０５６２６号公報

ところで、瞬低発生時や瞬低復帰時などの過渡変動時には、パワコンの出力電流が急変し、その電流波形が変動する。このとき、出力電流に基づいて該出力電流の電流値を制御する電流指令値を生成する場合には、系統上に設けられた交流側平滑フィルタの過渡特性に起因して上記電流指令値に振動が発生する場合がある。電流指令値に振動が生じると、その電流指令値により制御されるパワコンの出力電流にも振動が発生する。ここで、系統のインピーダンスが高い場合には、出力電流に生じた振動が系統電圧にも発生する。さらに、系統電圧の基本波電圧位相を計測して電流指令値位相を算出する場合には、上記系統電圧の振動に起因して電流指令値位相が変動する。すると、変動した電流指令値位相と、その電流指令値に基づいて生成される上記電流指令値とにより電流制御が行われることになるため、パワコンの出力電流の変動及び振動が継続するという問題がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、系統の過渡変動時において出力電流の変動及び振動を抑制し、一層の系統安定化を図ることができる系統連系用電力変換装置の制御装置、及び系統連系用電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決する系統連系用電力変換装置の制御装置は、発電装置にて発電された発電電力を電力系統に出力可能な交流電力に変換動作する電力変換器に対して、前記電力系統でのその時々の電力状況に適切な制御を実施する系統連系用電力変換装置の制御装置であって、前記発電装置の発電電圧に基づいて前記電力変換器の出力電流振幅を設定する振幅設定部と、前記電力系統の系統電圧の位相情報を都度抽出する系統電圧情報抽出部と、前記抽出した位相情報に基づいて第１判定値以上の位相変動異常を検出して第１検出信号を生成する位相変動検出部と、前記第１検出信号に基づいて切替信号を生成する切替信号生成部と、前記切替信号の生成時までの正常時の位相情報を保持する第１位相情報保持部と、前記切替信号が入力されていない場合には前記抽出した位相情報を選択し、前記切替信号が入力されている場合には前記第１位相情報保持部で保持した位相情報を選択する第１位相情報切替部と、前記第１位相情報切替部で選択した位相情報と前記設定した出力電流振幅とに基づいて、前記電力変換器の動作を制御すべく該電力変換器の出力電流値を設定する出力電流値設定部と、を有し、前記位相変動検出部は、前記系統電圧情報抽出部で抽出した現時点の位相情報と、現時点よりも前記電力系統の基本波の整数倍サイクル前の位相情報との差分を算出する演算器と、前記差分と前記第１判定値より絶対値の大きな第２判定値との比較結果に応じて、前記差分に補正値を重畳して位相変動量を算出する補正部と、前記位相変動量と前記第１判定値とを比較し、前記位相変動量が前記第１判定値以上のときに前記第１検出信号を生成する位相変動判定部と、を有することをその要旨とする。

この構成によれば、系統電圧の位相変動異常の検出に伴って切替信号が生成される前の位相変動異常が生じていない正常時の位相情報が保持される。そして、切替信号が生成される前には都度抽出される位相情報に基づいて出力電流値の設定が行われ、切替信号が生成された場合には先の保持された位相情報に基づいて出力電流値の設定が行われる。すなわち、位相変動異常の検出に伴って切替信号が生成された場合には、正常時の安定した位相情報を用いて出力電流値が設定されるため、この制御装置にて制御される電力変換器の動作は正常時と同様に安定したものとなる。結果、電力変換器の出力電流に変動及び振動が発生することが抑制され、一層の系統安定化に寄与できる。

さらに、現時点の位相情報と現時点よりも整数倍サイクル前の位相情報との差分が、第１判定値よりも大きな第２判定値と比較され、その比較結果に応じて上記差分に補正値が重畳されて位相変動量が算出される。そして、その位相変動量が第１判定値以上のときに第１検出信号が生成される。これにより、例えば高調波歪み等に起因して上記差分が著しく増加する場合であっても、その増加分を上記補正値により打ち消すことが可能となるため、上記増加分に起因して第１検出信号が生成されることを抑制できる。

なお、上記位相変動検出部の一例として、前記第２判定値は、負側の判定値と正側の判定値とを有し、前記補正部は、前記差分が前記負側の判定値よりも小さい場合に、前記差分に前記補正値である２π［ｒａｄ］を加算して前記位相変動量を算出し、前記差分が前記正側の判定値以上である場合に、前記差分から前記補正値である２π［ｒａｄ］を減算して前記位相変動量を算出し、前記差分が前記負側の判定値以上であって前記正側の判定値未満である場合に、前記差分をそのまま前記位相変動量とする構成を挙げることができる。

上記系統連系用電力変換装置の制御装置において、前記系統電圧の振幅情報を都度抽出する振幅抽出部と、前記振幅情報に基づいて、電圧低下異常を検出したときに第２検出信号を生成する電圧低下異常検出部と、を更に有し、前記切替信号生成部は、前記第１検出信号と前記第２検出信号とに基づいて、前記電圧低下異常が検出されている期間内、又は前記電圧低下異常が検出された後に正常状態に復帰してからの所定期間内に、前記第１検出信号が生成されているときに前記切替信号を生成することが好ましい。

この構成によれば、電圧低下異常が検出されている期間内、又は電圧低下異常が検出された後に正常状態に復帰してからの所定期間内に、第１検出信号が生成されているときに、第１位相情報切替部における位相情報の切り替えを指令する切替信号が生成される。これにより、出力電流に変動及び振動が生じやすい過渡変動時に切替信号を生成することができるため、その過渡変動時において、第１位相情報保持部に保持している正常時の位相情報を用いて出力電流値を設定することができる。

上記系統連系用電力変換装置の制御装置において、前記電圧低下異常検出部は、前記振幅情報に基づいて、第１基準値以上の電圧低下異常を検出したときに前記第２検出信号を生成する第１異常検出部と、前記振幅情報に基づいて、前記第１基準値よりも高い第２基準値以上の電圧低下異常を検出したときに第３検出信号を生成する第２異常検出部と、を有し、当該制御装置は、前記第３検出信号の生成時までの正常時の位相情報を保持する第２位相情報保持部と、前記第３検出信号が入力されていない場合には前記第１位相情報切替部から入力される位相情報を選択し、前記第３検出信号が入力されている場合には前記第２位相情報保持部で保持した位相情報を選択する第２位相情報切替部と、を有し、前記出力電流値設定部は、前記第２位相情報切替部で選択した位相情報と前記設定した出力電流振幅とに基づいて前記出力電流値を設定することが好ましい。

この構成によれば、第２基準値以上の電圧低下異常が検出される時までの正常時の位相情報が保持される。そして、第２基準値以上の電圧低下異常が検出されていない場合には第１位相情報切替部から都度入力される位相情報に基づいて出力電流値の設定が行われ、第２基準値以上の電圧低下異常が検出された場合には先の保持された位相情報に基づいて出力電流値の設定が行われる。すなわち、第２基準値以上の電圧低下異常が検出された場合には、正常時の安定した位相情報を用いて出力電流値が設定される。これにより、例えば第２基準値以上の電圧低下異常が発生して系統電圧からの位相情報の抽出が困難となる場合であっても、第２位相情報保持部に保持している正常時の位相情報を用いて出力電流値を設定することができる。

上記系統連系用電力変換装置の制御装置において、前記振幅抽出部は、前記系統電圧の各線間電圧の振幅情報を個別に算出し、前記第１異常検出部は、前記各線間電圧の振幅情報に対して個別に、前記第１基準値以上の電圧低下異常が発生しているか否かを検出し、前記第２異常検出部は、前記各線間電圧の振幅情報に対して個別に、前記第２基準値以上の電圧低下異常が発生しているか否かを検出することが好ましい。

この構成によれば、系統電圧の各線間電圧の振幅情報が個別に算出され、それらの振幅情報に対して個別に電圧低下異常が発生しているか否かが検出される。これにより、系統電圧から振幅情報を抽出する際に例えば瞬時正相変換等のような３相の平均値を算出する演算構成が必要ないため、電圧低下異常を迅速に検出することができる。

上記系統連系用電力変換装置の制御装置において、前記電力系統の系統電流に基づいて、励磁突入電流の発生を検出したときに第４検出信号を生成する励磁突入電流検出部を有し、前記切替信号生成部は、前記第４検出信号の入力に基づいて、前記切替信号の生成を停止することが好ましい。

この構成によれば、励磁突入電流の発生を検出したときに切替信号の生成が停止される。これにより、第１判定値以上の位相変動異常が発生していない場合に、励磁突入電流の発生に起因して、上記抽出した位相情報が第１位相情報保持部で保持した位相情報に置換されることを抑制することができる。

なお、上記励磁突入電流検出部の一例として、前記系統電流を瞬時逆相電流に変換し、前記瞬時逆相電流の振幅を算出する二次調波検出部と、前記瞬時逆相電流の振幅が第３判定値以上のときに前記第４検出信号を生成する励磁突入電流判定部と、を有する構成を挙げることができる。

また、上記励磁突入電流検出部の別の一例として、前記系統電流の各線電流から、離散フーリエ変換を用いて二次調波成分の振幅を検出する二次調波検出部と、複数の前記二次調波電流の振幅のうち少なくとも１つの振幅が第３判定値以上のときに前記第４検出信号を生成する励磁突入電流判定部と、を有する構成を挙げることができる。

また、上記課題を解決する系統連系用電力変換装置は、発電装置にて発電された発電電力を電力系統に出力可能な交流電力に変換動作する電力変換器と、上述した制御装置とを有することをその要旨とする。

この構成によれば、上述した制御装置が用いられることで、電力変換器の出力電流に変動及び振動が発生することが低減され、一層の系統安定化に寄与できる系統連系用電力変換装置として提供できる。

本発明の系統連系用電力変換装置の制御装置、及び系統連系用電力変換装置によれば、系統の過渡変動時において出力電流の変動及び振動を抑制し、一層の系統安定化を図ることができる。

第１実施形態における太陽光発電システムの構成例を示すブロック図である。 第１実施形態における制御装置の内部構成例を示すブロック図である。 第１実施形態における電圧低下検出部の内部構成例を示すブロック図である。 第１実施形態における位相変動検出部及び位相置換部の内部構成例を示すブロック図である。 第１実施形態における位相置換部の内部構成例を示すブロック図である。 第１実施形態における電圧低下検出部、位相変動検出部及び位相置換部の動作を示す波形図である。 第１実施形態における補正部の動作を示す波形図である。 第１実施形態における電圧低下検出部、位相変動検出部及び位相置換部の動作を示す波形図である。 第１実施形態における瞬低復帰時の系統電圧及び系統電流の変化を示す波形図である。 第１実施形態における制御装置の動作を示す波形図である。 比較例における過渡変動時の系統電圧及び系統電流の変化を示す波形図である。 図１１に示した波形の一部（一点鎖線で示した枠部分）を拡大した波形図である。 比較例における制御装置の動作を示す波形図である。 変形例における補正部の動作を示す波形図である。 第２実施形態における制御装置の内部構成例を示すブロック図である。 第２実施形態における振幅算出部及び電圧低下検出部の内部構成例を示すブロック図である。 第２実施形態における二次調波検出部の内部構成例を示すブロック図である。 第２実施形態における励磁突入電流判定部の内部構成例を示すブロック図である。 第２実施形態における位相置換部の内部構成例を示すブロック図である。 比較例における制御装置の動作を示す波形図である。 （ａ），（ｂ）は、比較例における制御装置の動作を示す波形図である。 （ａ），（ｂ）は、第２実施形態における制御装置の動作を示す波形図である。 変形例における二次調波検出部の内部構成例を示すブロック図である。 変形例における励磁突入電流判定部の内部構成例を示すブロック図である。 比較例における制御装置の内部構成を示すブロック図である。

（第１実施形態）
以下、図１〜図１３に従って、系統連系用電力変換装置の第１実施形態について説明する。

図１は、本実施形態における太陽光発電システム１０を示す。太陽光発電システム１０は、太陽光発電パネルＰＶで発電した直流電力を、パワーコンディショナ（パワコン）１１にて系統周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の三相交流電力に変換し、変換した交流電力を商用電力系統Ｌｓに出力するものである。パワコン１１は、例えば電圧型電流制御方式を採用している。

パワコン１１は、配線用遮断器（ＭＣＣＢ：Molded Case Circuit Breaker）１２と、直流−交流電力変換器であるインバータ１３と、平滑用フィルタ１４と、スイッチ１５と、ＭＣＣＢ１６とを有している。また、パワコン１１は、電流検出器１７と、電圧検出器１９と、これら電流検出器１７及び電圧検出器１９の検出結果に基づいて、インバータ１３を制御する制御装置２０とを有している。

ＭＣＣＢ１２は、太陽光発電パネルＰＶとインバータ１３との間の電路に介在して設けられている。ＭＣＣＢ１２は、パワコン１１を太陽光発電パネルＰＶに接続、又はパワコン１１を太陽光発電パネルＰＶから切断するための遮断器である。ＭＣＣＢ１２は、例えば、太陽光発電パネルＰＶの故障や制限を超えた劣化等を検出したときに、太陽光発電パネルＰＶとインバータ１３との間の電路を遮断する。

インバータ１３は、半導体スイッチング素子（図示略）を複数用いた三相ブリッジ回路にて構成されている。インバータ１３には、ＭＣＣＢ１２の電路が導通状態のときに、発電にて得られた太陽光発電パネルＰＶからの直流電力がコンデンサＣ１を経て入力される。コンデンサＣ１は、例えば電解コンデンサである。インバータ１３は、制御装置２０から出力される制御パルスＰＷＭによるスイッチング制御（ＰＷＭ制御）に基づいて、入力された直流電力をその時々の電力系統Ｌｓの状況に応じた三相交流電力に変換し、その三相交流電力を平滑用フィルタ１４に出力する。

平滑用フィルタ１４は、インバータ１３とスイッチ１５との間に直列に接続されたリアクトルＬ１，Ｌ２と、それらリアクトルＬ１，Ｌ２間の接続点に接続されたコンデンサＣ２とを有するＴ型フィルタ（Ｌ−Ｃ−Ｌフィルタ）である。平滑用フィルタ１４は、インバータ１３から入力する三相交流電力の高周波成分を除去し、正弦波電圧波形を生成する。そして、平滑用フィルタ１４は、高周波成分を除去した三相交流電力を、スイッチ１５及びＭＣＣＢ１６を介して電力系統Ｌｓに出力する。

スイッチ１５及びＭＣＣＢ１６は、平滑用フィルタ１４と電力系統Ｌｓとの間の電路に介在して設けられている。また、スイッチ１５とＭＣＣＢ１６とは直列に接続されている。スイッチ１５は、パワコン１１を電力系統Ｌｓに接続、又はパワコン１１を電力系統Ｌｓから切断するためのスイッチである。スイッチ１５は、例えば、電力系統Ｌｓの電圧が設定値よりも高い場合や停電などで電力系統Ｌｓの電圧が設定値よりも低い場合に、パワコン１１と電力系統Ｌｓとの間の電路を遮断する。なお、スイッチ１５は、例えばマグネットスイッチである。

ＭＣＣＢ１６は、パワコン１１の制御電源を含めて電力系統Ｌｓから完全に切り離すための遮断器である。
電流検出器１７は、インバータ１３から出力される三相の出力電流Ｉｉを所定のサンプリング周期で検出し、検出した出力電流Ｉｉを制御装置２０に出力する。電流検出器１７としては、例えば変流器（ＣＴ：Current Transformer）を用いることができる。なお、電流検出器１７におけるサンプリング周波数は、例えば６ｋＨｚ程度とすることができる。

電流検出器１８は、平滑用フィルタ１４の後段、つまり電力系統Ｌｓとの連系点における三相の系統電流Ｉｓ（例えば、系統電流Ｉｓの線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を所定のサンプリング周期で検出し、検出した系統電流Ｉｓを制御装置２０に出力する。電流検出器１８としては、例えば変流器を用いることができる。なお、電流検出器１８におけるサンプリング周期は、例えば６ｋＨｚ程度とすることができる。

電圧検出器１９は、平滑用フィルタ１４（スイッチ１５）の後段、つまり電力系統Ｌｓとの連系点における系統電圧Ｖｓ（例えば、系統電圧Ｖｓの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）を所定のサンプリング周期で検出し、検出した系統電圧Ｖｓを制御装置２０に出力する。電圧検出器１９としては、例えば計器用変圧器（ＶＴ：Voltage Transformer）を用いることができる。なお、電圧検出器１９におけるサンプリング周波数は、例えば６ｋＨｚ程度とすることができる。

制御装置２０には、太陽光発電パネルＰＶとインバータ１３との間に設けられたコンデンサＣ１の充電電圧Ｖｄｃが入力される。制御装置２０は、直流電圧である充電電圧Ｖｄｃと、電流検出器１７からの出力電流Ｉｉと、電流検出器１８からの系統電流Ｉｓと、電圧検出器１９からの系統電圧Ｖｓとに基づいて、インバータ１３をＰＷＭ制御する制御パルスＰＷＭを生成する。

図２に示すように、制御装置２０では、上記電圧検出器１９で検出された系統電圧ＶｓがΔ−Ｙ変換部２１にサンプリング周期毎に入力される。Δ−Ｙ変換部２１は、系統電圧ＶｓをΔ−Ｙ変換して相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを三相／二相（３Φ／２Φ）変換部２２に出力する。

三相／二相変換部２２は、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、αβ軸の固定座標系の二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβに変換する（αβ変換）。三相／二相変換部２２は、上記二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβを、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３と演算器３８とに出力する。

ＢＰＦ２３は、二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβから特定の周波数帯域を通過させるフィルタ回路である。例えば、ＢＰＦ２３は、二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβからひずみ（ここでは、高周波成分）を除去し、その信号を瞬時正相変換部２４に出力する。ＢＰＦ２３では、例えば、系統周波数が５０Ｈｚである場合には中心周波数が５０Ｈｚに設定され、系統周波数が６０Ｈｚである場合には中心周波数が６０Ｈｚに設定される。また、ＢＰＦ２３では、Ｑ値を例えば１．０程度に設定することができる。

瞬時正相変換部２４は、ＢＰＦ２３を通過した二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβを瞬時正相電圧Ｖｐα，Ｖｐβに変換する（瞬時正相変換）。瞬時正相変換部２４は、瞬時正相電圧Ｖｐα，Ｖｐβを極座標変換部２５に出力する。以下に、瞬時正相変換部２４による瞬時正相変換について簡単に説明する。ここでは、説明の便宜上、ＢＰＦ２３から入力する二相電圧値をＶｓα，Ｖｓβとして説明する。

瞬時正相変換部２４は、ＢＰＦ２３から入力する二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβと、二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβの位相を１／４サイクル（つまり、系統周波数（例えば、５０Ｈｚ）で９０度）遅らせた電圧値Ｖｓα’，Ｖｓβ’とから、以下の変換式を用いて瞬時正相電圧Ｖｐα，Ｖｐβを算出する。

極座標変換部２５は、極座標変換により瞬時正相電圧Ｖｐα，Ｖｐβから位相情報θ１と振幅情報Ｖ１とを算出する。例えば、極座標変換部２５は、以下の式（２）を用いて振幅情報Ｖ１を算出するとともに、以下の式（３）を用いて位相情報θ１を算出する。

そして、極座標変換部２５は、振幅情報Ｖ１を電圧低下検出部２６に出力する一方、位相情報θ１を位相変動検出部２７及び位相置換部２８に出力する。

このように、本例の制御装置２０では、Δ−Ｙ変換、αβ変換、瞬時正相変換及び極座標変換を用いて、系統電圧Ｖｓから位相情報θ１（位相瞬時値）及び振幅情報Ｖ１が算出される。

電圧低下検出部２６は、サンプリング周期毎に入力される振幅情報Ｖ１に基づいて、電力系統Ｌｓにて瞬時電圧低下（瞬低）を含む所定レベル以上の電圧低下異常が生じているか否かを検出する。例えば、電圧低下検出部２６は、位相検出が可能な程度の電圧レベルまで系統電圧Ｖｓが低下する電圧低下異常を検出したときにＨレベルの検出信号Ｓ１を生成する。また、電圧低下検出部２６は、位相検出が困難な電圧レベルまで系統電圧Ｖｓが低下する電圧低下異常を検出したときにＨレベルの検出信号Ｓ２を生成する。この電圧低下検出部２６の内部構成例について以下に説明する。

図３に示すように、電圧低下検出部２６は、判定器５１と判定器５２とを有している。電圧低下検出部２６では、上記振幅情報Ｖ１が判定器５１，５２に入力される。ここで、振幅情報Ｖ１は、極座標変換部２５（図２参照）において瞬時正相電圧Ｖｐα，Ｖｐβに基づいて算出された、その時々の電圧振幅値を示す情報である。

判定器５１には、系統電圧Ｖｓの定格電圧に応じた電圧値Ｖｒ１，Ｖｒ２が入力される。判定器５１は、振幅情報Ｖ１と電圧値Ｖｒ１，Ｖｒ２との比較を行い、比較結果に応じた検出信号Ｓ１を生成する。例えば、電圧値Ｖｒ１は、系統電圧Ｖｓの定格電圧の７０％の電圧値に設定することができ、電圧値Ｖｒ２は、系統電圧Ｖｓの定格電圧の１０％の電圧値に設定することができる。判定器５１は、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ１以上であるとき、及び振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２未満であるときに、Ｌレベルの検出信号Ｓ１を生成する。また、判定器５１は、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２以上であって電圧値Ｖｒ１未満のときに、Ｈレベルの検出信号Ｓ１を生成する。すなわち、本例の判定器５１は、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％以上７０％未満となる電圧低下異常（つまり、第１基準値以上第２基準値未満の電圧低下異常）が生じたことを検出し、それを検出したときにＨレベルの検出信号Ｓ１を生成する。この検出信号Ｓ１は、図２に示した位相置換部２８に供給される。

一方、判定器５２は、振幅情報Ｖ１と電圧値Ｖｒ２との比較を行い、比較結果に応じた検出信号Ｓ２を生成する。判定器５２は、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２以上であるときにＬレベルの検出信号Ｓ２を生成し、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２未満であるときにはＨレベルの検出信号Ｓ２を生成する。すなわち、本例の判定器５２は、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる電圧低下異常（第２基準値以上の電圧低下異常）が生じたことを検出したときにＨレベルの検出信号Ｓ２を生成する。この検出信号Ｓ２は、図２に示した位相置換部２８，２９に供給される。

図２に示すように、位相変動検出部２７は、サンプリング周期毎に入力される上記位相情報θ１に基づいて、電力系統Ｌｓにて所定レベル以上の位相変動異常が生じているか否かを検出する。例えば、位相変動検出部２７は、系統電圧Ｖｓにおける位相変動量が判定値以上であるか否かを検出し、その検出結果に応じた信号レベルを持つ検出信号Ｓ３を位相置換部２８に出力する。

位相置換部２８は、上記検出信号Ｓ１〜Ｓ３に基づいて、位相情報の切り替え（位相置換の実行）を指令する切替信号Ｓ４（図４参照）を生成する。また、位相置換部２８は、Ｈレベルの切替信号Ｓ４が生成される前の正常時の位相情報（つまり、電力系統Ｌｓにおける位相が安定している時に算出された位相情報）を一定期間分だけ保持する。そして、位相置換部２８は、切替信号Ｓ４に基づいて、サンプリング周期毎に入力される位相情報θ１、又は上記保持している位相情報から位相情報θ２を生成し、その位相情報θ２を位相置換部２９に出力する。

例えば、位相置換部２８は、位相変動異常が検出されておらず上記切替信号Ｓ４がＬレベルである場合には、入力値である位相情報θ１をそのまま位相情報θ２として位相置換部２９に出力する。例えば、位相置換部２８は、瞬低発生後や瞬低復帰直後等に位相変動異常が検出されて上記切替信号Ｓ４がＨレベルになると、位相情報θ１（ここでは、位相変動が生じている位相情報）を、上記保持した正常時の位相情報に置換して、その置換後の位相情報を位相情報θ２として出力する。

位相置換部２９は、電圧低下検出部２６から入力する検出信号Ｓ２を所定時間遅延させた検出信号Ｓ２ｄ（図５参照）を生成する。また、位相置換部２９は、第２基準値以上の電圧低下異常が検出される時までの正常時の位相情報（つまり、第２基準値以上の電圧低下異常が検出されていない正常時（系統健全時）に算出された位相情報）を一定期間分だけ保持する。そして、位相置換部２９は、位相置換部２８からの位相情報θ２と、上記保持した系統健全時の位相情報と、検出信号Ｓ２ｄとに基づいて、その時々の電流指令値位相θｃを設定し、設定した電流指令値位相θｃを座標変換部３０に出力する。ここで、電流指令値位相θｃは、出力電流Ｉｉの目標電流値を指令する電流指令値の位相情報である。

例えば、位相置換部２９は、検出信号Ｓ２ｄがＬレベルである場合に、入力値である位相情報θ２に基づいて電流指令値位相θｃを設定する。例えば、位相置換部２９は、検出信号Ｓ２ｄがＨレベルである場合に、上記保持した系統健全時の位相情報に基づいて電流指令値位相θｃを設定する。

直流電圧制御部３１は、上記コンデンサＣ１（図１参照）の充電電圧Ｖｄｃを太陽光発電パネルＰＶの発電電圧として入力し、充電電圧Ｖｄｃが定常電圧となるようにその時々の電流指令値振幅Ｉｃを設定し、設定した電流指令値振幅Ｉｃを座標変換部３０に出力する。ここで、電流指令値振幅Ｉｃは、出力電流Ｉｉの目標電流値を指令する電流指令値の振幅情報である。

座標変換部３０は、位相置換部２９からの電流指令値位相θｃと、直流電圧制御部３１からの電流指令値振幅Ｉｃとに基づいて、その時々で適切な振幅及び位相の出力電流値（電流指令値）の算出を行う。座標変換部３０は、例えば、上記電流指令値位相θｃと上記電流指令値振幅Ｉｃとからなる極座標を直交座標に変換し、αβ軸の固定座標系の二相電流値Ｉｃα，Ｉｃβを生成する。そして、座標変換部３０は、生成した二相電流値Ｉｃα，Ｉｃβ（電流指令値）を演算器３２，３３に出力する。

座標変換部３０から出力された二相電流値Ｉｃα，Ｉｃβは、演算器３２及び電圧変換器３４でｊωＬが乗算され、下記式で示す二相電圧値Ｖｉｃα，Ｖｉｃβ（電流指令値）に変換される。

ここで、上記式４において、Ｌは系統上に設けられたリアクトル（ここでは、リアクトルＬ１，Ｌ２）のインダクタンス値、ωは上記リアクトルの角周波数、ｊは虚数である。すなわち、演算器３２では二相電流値Ｉｃα，Ｉｃβの位相がπ／２［ｒａｄ］だけ進められ、その結果に対して電圧変換器３４でωＬが乗算される。このように生成された二相電圧値Ｖｉｃα，Ｖｉｃβは、演算器３５に供給される。

一方、上記演算器３３には、三相／二相変換部３６から二相電流値Ｉｓα，Ｉｓβが供給される。三相／二相変換部３６には、上記電流検出器１７（図１参照）で検出された三相の出力電流Ｉｉがサンプリング周期毎に入力される。三相／二相変換部３６は、三相の出力電流Ｉｉを、αβ軸の固定座標系の二相電流値Ｉｓα，Ｉｓβに変換し、それら二相電流値Ｉｓα，Ｉｓβを演算器３３に出力する。

演算器３３は、電流指令値位相θｃ及び電流指令値振幅Ｉｃに基づく電流値Ｉｃαと、実値（出力電流Ｉｉ）に基づく電流値Ｉｓαとを用いて偏差を演算し、その演算結果をα軸側の偏差電流値として電圧変換器３７に出力する。また、演算器３３は、電流指令値位相θｃ及び電流指令値振幅Ｉｃに基づく二相電流値Ｉｃβと、実値に基づく二相電流値Ｉｓβとを用いて偏差を演算し、その演算結果をβ軸側の偏差電流値として電圧変換器３７に出力する。

電圧変換器３７は、演算器３３の演算結果である偏差電流値を偏差電圧値に変換し、その偏差電圧値を演算器３５に出力する。具体的には、電圧変換器３７は、α軸側の偏差電流値を電圧値に変換し、α軸側の偏差電圧値として演算器３５に出力する。また、電圧変換器３７は、β軸側の偏差電流値を電圧値に変換し、β軸側の偏差電圧値として演算器３５に出力する。

演算器３５は、電圧変換器３７からの偏差電圧値を、電圧変換器３４からの二相電圧値Ｖｉｃα，Ｖｉｃβに反映し、二相電圧値Ｖα，Ｖβとして演算器３８に出力する。具体的には、演算器３５は、電圧値Ｖｉｃαにα軸側の偏差電圧値を加算して電圧値Ｖαを生成するとともに、電圧値Ｖｉｃβにβ軸側の偏差電圧値を加算して電圧値Ｖβを生成する。

演算器３８は、電圧値Ｖｓαに電圧値Ｖαを加算して出力電圧値Ｖｃαを生成するとともに、電圧値Ｖｓβに電圧値Ｖβを加算して出力電圧値Ｖｃβを生成する。演算器３８は、二相出力電圧値Ｖｃα，Ｖｃβを二相／三相（２Φ／３Φ）変換部３９に出力する。

二相／三相変換部３９は、αβ軸の固定座標系の二相出力電圧値Ｖｃα，Ｖｃβを三相出力電圧値Ｖｃａ，Ｖｃｂ，Ｖｃｃに変換し、それら三相出力電圧値Ｖｃａ，Ｖｃｂ，ＶｃｃをＰＷＭ制御部４０に出力する。

ＰＷＭ制御部４０は、インバータ１３（図１参照）のＰＷＭ制御を実施する際に用いる制御パルスＰＷＭを設定するものであり、入力された三相出力電圧値Ｖｃａ，Ｖｃｂ，Ｖｃｃに基づいて制御パルスＰＷＭのオンパルス幅（デューティ）を適切値に決定する。そして、ＰＷＭ制御部４０は、その時々で決定される制御パルスＰＷＭに基づいて、インバータ１３の適切なスイッチング動作を行っている。

次に、位相変動検出部２７及び位相置換部２８の内部構成例について説明する。
図４に示すように、位相変動検出部２７は、演算器６１と、比較位相生成部６２と、補正部６３と、位相変動判定部６４とを有している。また、位相置換部２８は、オンディレイタイマ７０と、オフディレイタイマ７１と、アンド回路７２と、アンド回路７３と、オンディレイタイマ７４と、オフディレイタイマ７５と、位相情報切替部７６と、位相保持部７７と、位相抽出部７８と、位相選択部７９と、位相情報保持部８０とを有している。

位相変動検出部２７では、極座標変換部２５（図２参照）で算出された位相情報θ１がサンプリング周期毎に演算器６１に入力される。すなわち、演算器６１には、今回のサンプリングで算出された位相情報θ１が入力される。また、演算器６１には、比較位相生成部６２から比較位相θ３が入力される。

比較位相生成部６２は、位相置換部２８から出力される位相情報θ２を入力し、一定期間分、具体的には電力系統Ｌｓの基本波（系統基本波）の整数倍サイクル分（ここでは、系統基本波の３サイクル分）の位相情報の更新及び保持を行っている。比較位相生成部６２は、保持した位相情報の中から最古の位相情報、つまり３サイクル前（３周期前）のサンプリング時に位相置換部２８から出力された位相情報を上記比較位相θ３として出力する。例えば、系統周波数が５０Ｈｚ、サンプリング周波数が６ｋＨｚである場合には、１サイクルで１２０個のサンプリング点が存在することになるため、比較位相生成部６２は、３６０個前のサンプリング時に保持した位相情報を上記比較位相θ３として出力する。

そして、演算器６１は、今回のサンプリングで算出された現時点の位相情報θ１と、現時点よりも３サイクル前の位相情報である比較位相θ３とを入力し、両値の差分から位相変動量Δθ（＝θ１−θ３）の算出を行う。演算器６１は、算出した位相変動量Δθを補正部６３に出力する。

補正部６３は、位相変動量Δθと予め設定された判定値θｄ１，θｄ２とを比較し、その比較結果に応じて位相変動量Δθに補正値を重畳して位相変動量Δθａを生成する。ここで、判定値θｄ１，θｄ２は、電力系統Ｌｓにて所定レベル以上の位相変動異常が生じた場合における位相変動量（例えば、±１０〜２０［ｄｅｇ］程度）よりも絶対値で大きな値に設定されている。例えば、判定値θｄ１は０［ｄｅｇ］よりも小さい値であり、判定値θｄ２は０［ｄｅｇ］よりも大きい値に設定されている。本例の判定値θｄ１は−１８０［ｄｅｇ］、つまり−π［ｒａｄ］に設定され、本例の判定値θｄ２は＋１８０［ｄｅｇ］、つまり＋π［ｒａｄ］に設定されている。

例えば、補正部６３は、位相変動量Δθが判定値θｄ１未満である場合に、位相変動量Δθに補正値（ここでは、２π［ｒａｄ］）を加算して位相変動量Δθａを生成する。また、補正部６３は、位相変動量Δθが判定値θｄ２以上である場合に、位相変動量Δθから補正値（ここでは、２π［ｒａｄ］）を減算して位相変動量Δθａを生成する。一方、補正部６３は、位相変動量Δθが判定値θｄ１以上であって判定値θｄ２未満である場合には、位相変動量Δθをそのまま位相変動量Δθａとする。そして、補正部６３は、算出した位相変動量Δθａを位相変動判定部６４に出力する。

位相変動判定部６４は、位相変動量Δθａの絶対値である位相変動量｜Δθａ｜と予め設定された判定値θｅとを比較し、その比較結果に応じた信号レベルを持つ検出信号Ｓ３を生成する。例えば、位相変動判定部６４は、位相変動量｜Δθａ｜が判定値θｅ未満であるときはＬレベルの検出信号Ｓ３を生成し、位相変動量｜Δθａ｜が判定値θｅ以上となったときにはＨレベルの検出信号Ｓ３を生成する。すなわち、位相変動判定部６４は、位相情報θ１と比較位相θ３との差分に基づく位相変動量Δθａを用いて、系統電圧Ｖｓにおいて判定値θｅ以上の位相変動異常が生じているか否かの判定を行っている。そして、位相変動判定部６４は、生成した検出信号Ｓ３を位相置換部２８内のオンディレイタイマ７０に出力する。なお、判定値θｅは、上記判定値θｄ１，θｄ２の絶対値よりも小さな値に設定されている。本例の判定値θｅは、例えば５［ｄｅｇ］程度に設定することができる。

オンディレイタイマ７０は、検出信号Ｓ３がＬレベルからＨレベルに遷移してから所定時間経過したときに、Ｈレベルの出力信号をオフディレイタイマ７１に出力する。この所定時間は、例えば１ｍｓ程度に設定することができる。その一方で、オンディレイタイマ７０は、検出信号Ｓ３がＨレベルからＬレベルになると、直ちにＬレベルの出力信号をオフディレイタイマ７１に出力する。

オフディレイタイマ７１は、オンディレイタイマ７０の出力信号がＬレベルからＨレベルになると、直ちにそのＨレベルの出力信号を検出信号Ｓ３ｄとしてアンド回路７２に出力する。その一方で、オフディレイタイマ７１は、オンディレイタイマ７０の出力信号がＨレベルからＬレベルに遷移したから所定時間経過したときに、検出信号Ｓ３ｄをＨレベルからＬレベルに遷移する。この所定時間は、例えば、系統基本波の１サイクル分（１周期分）の時間に設定することができる。このときの所定時間は、系統周波数が５０Ｈｚの場合には２０ｍｓ程度に設定することができる。

このように、オンディレイタイマ７０は、検出信号Ｓ３のオンするタイミング（ここでは、検出信号Ｓ３ｄがＬレベルからＨレベルに遷移するタイミング）を所定時間遅延させるタイマである。また、上記オフディレイタイマ７１は、検出信号Ｓ３のオフするタイミング（ここでは、検出信号Ｓ３ｄがＨレベルからＬレベルに遷移するタイミング）を所定時間遅延させるタイマである。

位相置換部２８では、オンディレイタイマ７０を設けたことにより、系統電圧Ｖｓにおいて判定値θｅ以上の位相変動異常が所定時間（ここでは、１ｍｓ）継続して発生した場合に初めてＨレベルの検出信号Ｓ３ｄが生成される。また、オフディレイタイマ７１を設けたことにより、位相変動量Δθａが判定値θｅ未満となって検出信号Ｓ３がＨレベルからＬレベルになり、そのＬレベルの状態が所定時間（ここでは、２０ｍｓ）継続した場合に初めて、検出信号Ｓ３ｄがＨレベルからＬレベルに遷移される。これらにより、例えばノイズなどに起因して位相変動異常が瞬間的に発生した場合に、検出信号Ｓ３ｄの信号レベルが不要に遷移されることが抑制される。

アンド回路７２は、２入力型であり、一方の入力端子に検出信号Ｓ３ｄが入力され、他方の入力端子に上記検出信号Ｓ１がアンド回路７３とオンディレイタイマ７４とオフディレイタイマ７５とを介して入力される。

アンド回路７３は、２入力型であり、一方の入力端子に検出信号Ｓ１が入力され、他方の入力端子（反転入力端子）に検出信号Ｓ２が入力される。アンド回路７３は、Ｌレベルの検出信号Ｓ２が入力されると、検出信号Ｓ１の信号レベルと等しい信号レベルを持つ信号を出力する。一方、アンド回路７３は、Ｈレベルの検出信号Ｓ２が入力されると、検出信号Ｓ１の信号レベルに関わらず、Ｌレベル固定の信号を出力する。すなわち、この場合のアンド回路７３は、検出信号Ｓ１を無効にする無効回路として機能する。

アンド回路７３の出力信号は、オンディレイタイマ７４とオフディレイタイマ７５を介して検出信号Ｓ１ｄとしてアンド回路７２に供給される。オンディレイタイマ７４は、アンド回路７２の出力信号、具体的には検出信号Ｓ１がオンするタイミング（ここでは、検出信号Ｓ１ｄがＬレベルからＨレベルに遷移するタイミング）を所定時間遅延させるタイマである。また、オフディレイタイマ７５は、検出信号Ｓ１がオフするタイミング（ここでは、検出信号Ｓ１ｄがＨレベルからＬレベルに遷移するタイミング）を所定時間遅延させるタイマである。なお、オンディレイタイマ７４における遅延時間は、例えば上記オンディレイタイマ７０における遅延時間と同じ時間（ここでは、１ｍｓ）に設定することができる。また、オフディレイタイマ７５における遅延時間は、例えば、上記オフディレイタイマ７１における遅延時間と同じ時間（ここでは、２０ｍｓ）に設定することができる。

位相置換部２８では、オンディレイタイマ７４を設けたことにより、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％以上７０％未満となる電圧低下異常が所定時間（ここでは、１ｍｓ）継続して発生した場合に初めてＨレベルの検出信号Ｓ１ｄが出力される。また、オフディレイタイマ７５を設けたことにより、電圧低下異常が発生した後に系統電圧Ｖｓが正常電圧レベルに復帰して検出信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに遷移した後も所定時間（ここでは、２０ｍｓ）だけ検出信号Ｓ１ｄがＨレベルに維持される。これらにより、例えばノイズなどに起因して電圧変動異常が瞬間的に発生した場合に、検出信号Ｓ１ｄの信号レベルが不要に遷移されることが抑制される。

そして、アンド回路７２は、検出信号Ｓ１ｄと検出信号Ｓ３ｄとを論理積演算した結果を持つ切替信号Ｓ４を生成する。すなわち、アンド回路７２は、検出信号Ｓ１ｄ及び検出信号Ｓ３ｄが共にＨレベルである場合に、位相置換の実行を指令するＨレベルの切替信号Ｓ４を生成する。換言すると、検出信号Ｓ１ｄがＨレベルとなる期間（例えば、瞬低期間中及び瞬低復帰直後）において、系統電圧Ｖｓにて判定値θｅ以上の位相変動異常が発生した場合に、Ｈレベルの切替信号Ｓ４が生成される。なお、それ以外の場合には、アンド回路７２は、Ｌレベルの切替信号Ｓ４を生成する。すなわち、検出信号Ｓ２がＨレベルとなって検出信号Ｓ１ｄがＬレベルに固定されている場合、又は検出信号Ｓ１，Ｓ２がＬレベルで検出信号Ｓ１ｄがＬレベルである場合には、位相変動異常の発生の有無に関わらず、Ｌレベルの切替信号Ｓ４が生成される。また、検出信号Ｓ１がＨレベルとなって検出信号Ｓ１ｄがＨレベルに遷移した場合であっても、位相変動異常の発生に伴って検出信号Ｓ３ｄがＨレベルに遷移するまでは、Ｌレベルの切替信号Ｓ４が生成される。そして、切替信号Ｓ４は、位相情報切替部７６及び位相選択部７９に供給される。

位相情報切替部７６は、制御端子ａ０と、第１及び第２入力端子ａ１，ａ２とを有している。制御端子ａ０には、切替信号Ｓ４が入力される。第１入力端子ａ１には、極座標変換部２５から今回のサンプリングで算出された位相情報θ１が入力される。第２入力端子ａ２には、位相情報保持部８０から出力される位相情報θ４が位相選択部７９を介して入力される。例えば、位相情報切替部７６は、Ｌレベルの切替信号Ｓ４に基づいて第１入力端子ａ１が選択される場合には、今回のサンプリングで算出された現時点の位相情報θ１をそのまま位相情報θ２として後段の位相置換部２９（図２参照）に出力する。その一方で、位相情報切替部７６は、Ｈレベルの切替信号Ｓ４に基づいて第２入力端子ａ２が選択される場合には、位相情報保持部８０から出力される位相情報θ４を位相情報θ２として出力する。

位相保持部７７は、位相情報切替部７６から出力される位相情報θ２（位相瞬時値）を入力し、一定期間分の位相情報の更新及び保持を行っている。なお、上記一定期間、つまり位相情報θ２の保存間隔は、例えば系統基本波の整数倍サイクル分（例えば、２サイクル以上分）とすることが好ましい。本例の位相保持部７７における保存間隔は３サイクル分に設定されている。

位相抽出部７８は、位相保持部７７に保存された位相情報の中から時間的に最も古い最古の位相情報（ここでは、３サイクル前の位相情報）を抽出し、抽出した位相情報を位相選択部７９に出力する。この位相抽出部７８にて位相情報を抽出する間隔（つまり、位相抽出部７８で抽出する位相情報量）は、例えば、上記最古の位相情報を基準として上記保存間隔よりも短く、且つ系統基本波の整数倍サイクル分とすることが好ましい。本例では、位相抽出部７８は、上記最古の位相情報から１サイクル分の位相情報を位相保持部７７から抽出し、抽出した位相情報を位相選択部７９に出力する。

位相選択部７９は、制御端子ｂ０と、第１及び第２入力端子ｂ１，ｂ２とを有している。制御端子ｂ０には、上記アンド回路７２から切替信号Ｓ４が入力される。第１入力端子ｂ１には、位相抽出部７８から出力される位相情報が入力される。第２入力端子ｂ２には、位相情報保持部８０から位相情報θ４が入力される。位相選択部７９は、Ｌレベルの切替信号Ｓ４に応答して、位相抽出部７８から入力される位相情報を位相情報切替部７６及び位相情報保持部８０に出力する。また、位相選択部７９は、Ｈレベルの切替信号Ｓ４に応答して、位相情報保持部８０から入力される位相情報θ４を位相情報切替部７６及び位相情報保持部８０に出力する。

位相情報保持部８０は、位相選択部７９から出力される位相情報を入力し、系統基本波の整数倍サイクル分（ここでは、１サイクル分）の位相情報の更新及び保持を行っている。例えば、切替信号Ｓ４がＬレベルである場合、位相情報保持部８０には、位相抽出部７８で抽出された１サイクル分の位相情報が保持される。すなわち、切替信号Ｓ４がＬレベルである場合の位相情報保持部８０には、現時点の周期よりも３周期前の１サイクル分の位相情報が保持される。なお、切替信号Ｓ４がＬレベルである場合には、位相情報保持部８０に保持された位相情報θ４が、位相抽出部７８における抽出間隔（ここでは、系統基本波の１周期）毎に更新される。

一方、Ｈレベルの切替信号Ｓ４に応答して位相選択部７９で第２入力端子ｂ２が選択される場合、位相情報保持部８０には、第２入力端子ｂ２に切り替わる前までに当該位相情報保持部８０に保持されていた１サイクル分の位相情報θ４が繰り返し更新されつつ保持される。すなわち、切替信号Ｓ４がＨレベルである場合、位相情報保持部８０では、その位相情報保持部８０と位相選択部７９との接続態様から同一情報（つまり、位相情報保持部８０から出力される位相情報θ４）にて繰り返し更新される。このように、切替信号Ｓ４がＨレベルである場合には、第２入力端子ｂ２に切り替わった周期よりも３周期前の位相正常時における１サイクル分の位相情報が位相情報保持部８０に継続して保持される。すなわち、切替信号Ｓ４がＨレベルである場合の位相情報保持部８０には、位相変動異常が検出されていない正常時（位相正常時）の位相情報が継続して保持される。

そして、切替信号Ｓ４がＨレベルである場合には、位相情報保持部８０に保持されている位相情報θ４が位相選択部７９を介して位相情報切替部７６に出力され、さらに位相情報切替部７６から上記位相情報θ４が位相情報θ２として出力される。このように、位相置換部２８では、切替信号Ｓ４がＨレベルになると、位相変動の生じている位相情報θ１が、位相正常時における位相情報θ４に置換され、その置換後の位相情報が位相情報θ２として出力される。

次に、図５に従って、位相置換部２９の内部構成例について説明する。
位相置換部２９は、位相情報切替部８２と、オンディレイタイマ８３と、オフディレイタイマ８４と、位相保持部８５と、位相抽出部８６と、位相選択部８７と、位相情報保持部８８とを有している。ここで、オンディレイタイマ８３は、上記電圧低下検出部２６からの検出信号Ｓ２のオンするタイミングを所定時間（例えば、１ｍｓ程度）遅延させるタイマであり、オフディレイタイマ８４は、検出信号Ｓ２のオフするタイミングを所定時間（例えば、２０ｍｓ程度）遅延させるタイマである。なお、位相保持部８５、位相抽出部８６、位相選択部８７及び位相情報保持部８８は、位相保持部７７、位相抽出部７８、位相選択部７９及び位相情報保持部８０と同様の構成・機能を有するため、ここでは詳細な説明を省略する。

位相情報切替部８２は、制御端子ｃ０と、第１及び第２入力端子ｃ１，ｃ２とを有している。制御端子ｃ０には、検出信号Ｓ２がオンディレイタイマ８３及びオフディレイタイマ８４により所定時間遅延されて検出信号Ｓ２ｄとして入力される。第１入力端子ｃ１には、位相情報θ２が入力される。第２入力端子ｃ２には、位相情報保持部８８から出力される位相情報θ５が位相選択部８７を介して入力される。例えば、位相情報切替部８２は、Ｌレベルの検出信号Ｓ２ｄに基づいて第１入力端子ｃ１が選択される場合には、位相置換部２８からの位相情報θ２をそのまま電流指令値位相θｃとして出力する。その一方で、位相情報切替部８２は、Ｈレベルの検出信号Ｓ２ｄに基づいて第２入力端子ｃ２が選択される場合には、位相情報保持部８８から出力される位相情報θ５（例えば、３周期前の系統健全時の位相情報）を電流指令値位相θｃとして出力する。

このように、位相置換部２９では、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２未満となる電圧低下異常が発生して検出信号Ｓ２ｄがＨレベルに切り替わると、位相情報θ２が、位相情報保持部８８に保持されている系統健全時の位相情報θ５に置換され、その置換後の位相情報が電流指令値位相θｃとして出力される。これにより、例えば、瞬低発生により系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となって系統電圧Ｖｓから位相情報を検出することが困難になった場合であっても、電力系統Ｌｓが安定した正常時の位相情報θ５に基づいて電流指令値位相θｃを設定することができる。

次に、図６に従って、電圧低下検出部２６、位相変動検出部２７及び位相置換部２８，２９の動作について説明する。なお、図６において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。

今、時刻ｔ２では、電力系統Ｌｓに瞬低（ここでは、系統電圧Ｖｓの残電圧が２０％）が発生している（瞬低期間）。この瞬低期間では、上記瞬低による電圧低下異常が電圧低下検出部２６内の判定器５１で検出されているため、その判定器５１からＨレベルの検出信号Ｓ１が出力されている。また、判定器５２からはＬレベルの検出信号Ｓ２が出力されている。このように、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％〜７０％の瞬低に対する運転継続機能、つまりＬＶＲＴ（Low Voltage Ride Through）動作時には、Ｈレベルの検出信号Ｓ１及びＬレベルの検出信号Ｓ２が出力される。

その一方で、系統電圧Ｖｓの残電圧が２０％となる瞬低期間では、系統電圧Ｖｓの位相が安定しているため、位相変動検出部２７からはＬレベルの検出信号Ｓ３が出力され、オフディレイタイマ７１からはＬレベルの検出信号Ｓ３ｄが出力されている。このため、アンド回路７２からＬレベルの切替信号Ｓ４が出力される。このときの位相変動検出部２７の動作を以下に説明する。

まず、時刻ｔ２の比較位相生成部６２には、時刻ｔ２の３サイクル前（３周期前）の時刻ｔ０で取得した位相情報から３サイクル分の位相情報が保持されている。時刻ｔ２において、比較位相生成部６２は、保持した位相情報の中から最古の位相情報、ここでは時刻ｔ０で取得した位相情報（位相瞬時値）を比較位相θ３として演算器６１に出力する。演算器６１は、時刻ｔ２のサンプリングで算出された現時点の位相情報θ１と、時刻ｔ２よりも３サイクル前の時刻ｔ０における比較位相θ３とを比較する。このとき、系統電圧Ｖｓの位相が安定しており、位相情報θ１と比較位相θ３との差分、つまり位相変動量Δθが０（ゼロ）に近い。このため、位相変動量Δθが判定値θｄ１以上判定値θｄ２未満となり、位相変動量Δθがそのまま位相変動量Δθａとなる。この位相変動量Δθａが０に近い値であり判定値θｅよりも小さいため、位相変動検出部２７からはＬレベルの検出信号Ｓ３が出力される。このため、アンド回路７２からはＬレベルの切替信号Ｓ４が出力される。

そして、Ｌレベルの切替信号Ｓ４に応答して、時刻ｔ２のサンプリングで算出された位相情報θ１がそのまま位相情報θ２として出力される。ここで、上述したように、検出信号Ｓ２がＬレベルであるため、位相情報θ２（ここでは、時刻ｔ２のサンプリングで算出された位相情報θ１）がそのまま電流指令値位相θｃとして出力される。

なお、時刻ｔ２を含む周期Ｔ４の開始時（時刻ｔ１参照）には、位相保持部７７に、位相置換部２８から出力される位相情報θ２の過去３サイクル分（過去３周期分）の位相情報が保持されている。すなわち、時刻ｔ１における位相保持部７７には、時刻ｔ１よりも前の３周期Ｔ１〜Ｔ３で出力された３サイクル分の位相情報θ２が保存されている。また、時刻ｔ１では、位相保持部７７に保持された位相情報の中の最古の位相情報から１サイクル分の位相情報（ここでは、周期Ｔ１における位相情報）が位相抽出部７８により抽出され、その１サイクル分の位相情報が位相情報保持部８０に保持される。

その後、時刻ｔ３において、周期Ｔ４の次の周期Ｔ５が開始される。この時刻ｔ３における位相保持部７７には、時刻ｔ３よりも前の３周期Ｔ２〜Ｔ４で出力された３サイクル分の位相情報θ２が保持されている。また、時刻ｔ３では、位相保持部７７の位相情報の中から周期Ｔ２における位相情報が位相抽出部７８により抽出され、その１サイクル分の位相情報が位相情報保持部８０に保持される。すなわち、時刻ｔ３では、位相情報保持部８０に保持された位相情報が、周期Ｔ１における位相情報から周期Ｔ２における位相情報に更新される。このため、周期Ｔ５では、位相情報保持部８０から、その位相情報保持部８０に保持された位相情報、つまり周期Ｔ２における位相情報が位相情報θ５として位相選択部７９に順次出力される。

そして、時刻ｔ３直後に、系統電圧Ｖｓが瞬低状態から正常電圧（定格電圧）レベルまで復帰すると、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ１以上となるため、検出信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに切り替わる。

このＬレベルに切り替わった検出信号Ｓ１は、オフディレイタイマ７５に入力される。そして、オフディレイタイマ７５による遅延時間Ｔｄ（ここでは、２０ｍｓ）が経過した後に、検出信号Ｓ１ｄがＨレベルからＬレベルに切り替わる。すなわち、アンド回路７２に入力される検出信号Ｓ１ｄは、検出信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに切り替わってから遅延時間Ｔｄ（ここでは、２０ｍｓ）経過後に、ＨレベルからＬレベルに切り替わる。換言すると、瞬低復帰してから２０ｍｓ間は、検出信号Ｓ１ｄがＨレベルに維持される。

一方、時刻ｔ３において系統電圧Ｖｓに急峻な電圧変動が発生すると、その電圧変動に伴って系統電圧Ｖｓの位相が大きく変動し、位相変動量Δθが大きくなる。但し、この場合の位相変動量Δθは判定値θｄ１以上判定値θｄ２未満の変動量であるため、位相変動量Δθがそのまま位相変動量Δθａとなる。その後、位相変動量｜Δθａ｜が判定値θｅ以上となると（時刻ｔ４参照）、位相変動判定部６４から出力される検出信号Ｓ３がＬレベルからＨレベルに切り替わる。そして、オンディレイタイマ７０による遅延時間（ここでは、１ｍｓ）経過後に、検出信号Ｓ３ｄがＬレベルからＨレベルに切り替わる（時刻ｔ５参照）。このとき、アンド回路７２に入力される検出信号Ｓ１ｄがＨレベルとなっていることから、検出信号Ｓ３ｄがＨレベルになることで、アンド回路７２から出力される切替信号Ｓ４がＬレベルからＨレベルに切り替わる。

このＨレベルの切替信号Ｓ４に応答して、位相選択部７９では第２入力端子ｂ２が選択され、位相情報切替部７６では第２入力端子ａ２が選択される。このため、位相情報保持部８０から出力される位相情報θ４が位相選択部７９を介して位相情報切替部７６に順次入力され、その位相情報θ４が位相情報θ２として位相情報切替部７６から出力される。すなわち、切替信号Ｓ４がＨレベルである期間では、その時の系統電圧Ｖｓに基づいて算出された位相情報θ１の代わりに、位相情報保持部８０に保持されている位相情報θ４が位相情報θ２として出力される。ここで、上述したように、周期Ｔ５における位相情報保持部８０には、位相変動異常が検出されていない位相正常時（ここでは、周期Ｔ２）における位相情報が保持されている。このため、切替信号Ｓ４がＨレベルとなった後の周期Ｔ５では、位相情報θ１が周期Ｔ２における位相情報（位相正常時の位相情報）に置換され、その置換後の位相情報が位相情報θ２として出力される。そして、この位相情報θ２は電流指令値位相θｃとして座標変換部３０に入力され、その座標変換部３０での出力電流値（電流指令値）の設定に用いられる。したがって、瞬低復帰などのように急峻な電圧変動（電圧上昇）が発生した場合であっても、その直後に位相正常時の位相情報を用いて電流指令値の設定を行うことができる。ここでは、説明を省略したが、瞬低発生時のような急峻な電圧変動（電圧低下）が発生した場合にも、上記瞬低復帰時と同様に、瞬低発生直後に位相正常時の位相情報を用いて電流指令値の設定を行うことができる。

なお、時刻ｔ６において、検出信号Ｓ１ｄがＨレベルからＬレベルに切り替わると、アンド回路７２から出力される切替信号Ｓ４もＨレベルからＬレベルに切り替わる。すると、位相情報切替部７６で第１入力端子ａ１が選択され、極座標変換部２５から入力される位相情報θ１がそのまま位相情報θ２として出力されるようになる。

次に、ＬＶＲＴ動作中に、位相変動量Δθが判定値θｄ１未満となる場合、及び位相変動量Δθが判定値θｄ２以上となる場合における補正部６３の動作について説明する。
図７の時刻ｔ１０に示すように、本例では、相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロス（相電圧Ｖｕが負電圧から上昇して０Ｖを示す電圧波形と交差（クロス）するタイミング）と、位相情報θ１が２π［ｒａｄ］から０［ｒａｄ］に一気に戻るタイミング（折り返しタイミング）とが一致している。

ところで、電力系統Ｌｓにおいては、電圧波形に高調波歪みや励磁突入電流歪み等の歪みが発生する場合がある。このような歪みが発生すると、電圧検出器１９で測定された系統電圧Ｖｓや相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにノイズが発生する（破線枠参照）。このノイズが相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロス付近で発生すると、相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロスの発生タイミングが変動し、位相情報θ１の折り返しタイミングが変動する。

例えば、相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロスの発生が本来のタイミング（時刻ｔ１２参照）よりも所定時間Ｄ１だけ遅延すると（時刻ｔ１３）、その所定時間Ｄ１（時刻ｔ１２〜ｔ１３）における位相変動量Δθは＋２π［ｒａｄ］に近い値になる。詳述すると、相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロスが本来のタイミング（時刻ｔ１２）から遅延すると、その時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３の期間では、位相情報θ１が２π［ｒａｄ］に近い値になる。このとき、時刻ｔ１２では、現時点の位相情報θ１（ここでは、２π［ｒａｄ］）と、時刻ｔ１２の３サイクル前の時刻ｔ１０における位相情報である比較位相θ３（ここでは、０［ｒａｄ］）とが比較される。このため、時刻ｔ１２における位相変動量Δθ（＝θ１−θ３）は＋２π［ｒａｄ］になる。その後も時刻ｔ１３までは位相情報θ１が２π［ｒａｄ］に近い値になるため、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３までの期間における位相変動量Δθは、＋２π［ｒａｄ］に近い値になる。

一方、相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロスが本来のタイミング（時刻ｔ１５参照）よりも所定時間Ｄ２だけ早いタイミングで発生すると（時刻ｔ１４）、その所定時間Ｄ２（時刻ｔ１４〜ｔ１５）における位相変動量Δθは−２π［ｒａｄ］に近い値になる。詳述すると、時刻ｔ１４において相電圧Ｖｕの立ち上がりゼロクロスが発生すると、その時点で位相情報θ１が０［ｒａｄ］に戻る。そして、時刻ｔ１４では、現時点の位相情報θ１（ここでは、０［ｒａｄ］）と、時刻ｔ１４よりも３サイクル前の時刻ｔ１１における位相情報である比較位相θ３（ここでは、２π［ｒａｄ］に近い値）とが比較される。このため、時刻ｔ１４における位相変動量Δθ（＝θ１−θ３）は−２π［ｒａｄ］に近い値になる。その後も同様に、時刻ｔ１５までは位相変動量Δθが−２π［ｒａｄ］に近い値になる。

ここで、例えば図４に示した補正部６３を設けない場合には、位相変動量Δθの絶対値である位相変動量｜Δθ｜が判定値θｅ（例えば、５［ｄｅｇ］）と比較されることになる。このため、時刻ｔ１２〜ｔ１３の期間、及び時刻ｔ１４〜ｔ１５の期間において、位相変動量｜Δθ｜が判定値θｅ以上となってＨレベルの検出信号Ｓ３が出力されることになる。すると、Ｈレベルの切替信号Ｓ４が生成され、位相置換部２８による位相置換動作が実行される。すなわち、補正部６３を設けない場合には、電力系統Ｌｓにて所定レベル以上の位相変動異常が生じていない場合であっても、高調波歪み等の歪みの発生に伴って、位相置換部２８による位相置換動作が実行されてしまう。換言すると、補正部６３を設けない場合には、高調波歪み等の歪みの発生に起因して位相置換部２８が誤動作する。

これに対し、本例では、上述した歪みに伴って発生するノイズに起因した位相変動量Δθの増加分を除去するために、演算器６１と位相変動判定部６４との間に補正部６３を設けるようにした。この補正部６３では、まず、位相変動量Δθと判定値θｄ１，θｄ２とが比較される。このとき、判定値θｄ１，θｄ２は、電力系統Ｌｓにて所定レベル以上の位相変動異常が実際に発生した場合の位相変動量（例えば、±１０〜２０［ｄｅｇ］）よりも絶対値で大きな値に設定されている。このため、例えば時刻ｔ１２〜ｔ１３のように、位相変動量Δθが＋２π［ｒａｄ］に近い値となって判定値θｄ２以上となると、上記ノイズに起因して位相情報θ１の折り返しタイミングが変動したと判断することができる。そこで、補正部６３は、位相変動量Δθが判定値θｄ２以上となった場合に、上記折り返しタイミングの変動によって生じた位相変動量（ここでは、＋２π［ｒａｄ］）を打ち消すために、位相変動量Δθから補正値（ここでは、２π［ｒａｄ］）を減算して位相変動量Δθａを生成する。これにより、位相変動量Δθａは０に近い値になる。

また、例えば時刻ｔ１４〜ｔ１５のように、位相変動量Δθが−２π［ｒａｄ］に近い値となって判定値θｄ１よりも小さくなると、上記ノイズに起因して位相情報θ１の折り返しタイミングが変動したと判断することができる。そこで、補正部６３は、位相変動量Δθが判定値θｄ１未満となった場合には、上記折り返しタイミングの変動によって生じた位相変動量（ここでは、−２π［ｒａｄ］）を打ち消すために、位相変動量Δθに補正値（ここでは、２π［ｒａｄ］）を加算して位相変動量Δθａを生成する。これにより、位相変動量Δθａは０に近い値になる。

これらにより、上記ノイズに起因して位相情報θ１の折り返しタイミングが変動した場合であっても、判定値θｅと比較される位相変動量Δθａを略０とすることができるため、検出信号Ｓ３がＨレベルに遷移することを抑制できる。この結果、位相置換部２８の誤動作を好適に抑制することができる。

次に、図８に従って、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる瞬低が電力系統Ｌｓに発生した場合における、電圧低下検出部２６、位相変動検出部２７及び位相置換部２８，２９の動作について説明する。なお、図８において、縦軸及び横軸は、説明を簡潔にするため、適宜拡大、縮小して示している。

今、時刻ｔ２０〜ｔ２１の期間では、系統電圧Ｖｓが正常電圧レベルで推移している。この期間では、電圧低下異常が発生していないため、電圧低下検出部２６からＬレベルの検出信号Ｓ１，Ｓ２が出力されている。また、この期間では、系統電圧Ｖｓの位相が安定しているため、位相変動検出部２７からはＬレベルの検出信号Ｓ３が出力されている。このときの位相変動検出部２７の動作は、先の図６に示した時刻ｔ０〜ｔ２における動作と同様であるため、ここでは説明を省略する。

続いて、時刻ｔ２１において、周期Ｔ１４が開始される。この時刻ｔ２１における位相保持部７７，８５には、時刻ｔ２１よりも前の３周期Ｔ１１〜Ｔ１３で出力された３サイクル分の位相情報が保持されている。このため、時刻ｔ２１から開始される周期Ｔ１４では、位相保持部７７，８５に保持された最古の周期Ｔ１１における１サイクル分の位相情報が位相選択部７９，８７に順次出力される。

そして、上記時刻ｔ２１直後に、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満（ここでは、残電圧が０％）となる瞬低が電力系統Ｌｓに発生すると、振幅情報Ｖ１（電圧値）が低下する。このとき、図８に示すように、振幅情報Ｖ１の低下が瞬低（つまり、系統電圧Ｖｓの振幅低下）から遅れる場合がある。このような振幅情報Ｖ１の振幅変化の遅延は、例えば、ＢＰＦ２３の時定数、及び瞬時正相変換部２４や極座標変換部２５における演算構成の影響を受けて発生する。また、図１及び図２では図示を省略しているが、電圧検出器１９で検出された系統電圧Ｖｓは、例えば、アナログローパスフィルタ、Ａ／Ｄ変換器やデジタルローパスフィルタなどの回路を介してΔ−Ｙ変換部２１に供給される。このため、これらローパスフィルタの時定数によっても、振幅情報Ｖ１の振幅変化に遅延が生じるおそれがある。そして、振幅情報Ｖ１の振幅変化に遅延が生じると、残電圧が１０％未満となる瞬低の検出が遅れる、つまりＨレベルの検出信号Ｓ２が生成されるタイミングが遅れる。例えば、図示の例では、残電圧が０％となる瞬低の発生（時刻ｔ２１）から所定の期間Ｐ１経過後に（時刻ｔ２３参照）、Ｈレベルの検出信号Ｓ２が生成される。

このとき、仮に、位相置換部２８を有さず、位相置換部２９のみを有する制御装置であった場合には、期間Ｐ１において、Ｈレベルの検出信号Ｓ２が生成されないため、位相置換部２９による位相置換が実施されない。但し、期間Ｐ１では、系統電圧Ｖｓの過渡変動に伴って位相情報θ１が大きく変動している。このため、位相置換部２９による位相置換が実施されないと、大きく変動した位相情報に基づいて電流指令値が設定されることになり、その電流指令値により制御されるインバータ１３の出力電流Ｉｉにも振動及び変動が発生するという問題が起こる。さらに、出力電流Ｉｉの振動及び変動に伴って、系統電流Ｉｓにも振動及び変動が発生する。すなわち、位相置換部２８を有さない場合には、残電圧が０％の瞬低に対する運転継続機能、つまりＺＶＲＴ（Zero Voltage Ride Through）動作時における系統電流Ｉｓが不安定になるという問題がある。

これに対し、本実施形態の制御装置２０では、位相置換部２９と併せて、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％以上７０％未満となる電圧低下異常が発生したときに動作する位相置換部２８が設けられている。これにより、振幅情報Ｖ１の振幅変化の遅延に起因して、ＺＶＲＴ動作時に系統電流Ｉｓが不安定になることを好適に抑制することができる。この点について以下に詳述する。

上記時刻ｔ２１において電力系統Ｌｓに瞬低が発生すると、振幅情報Ｖ１が徐々に低下する。その後、時刻ｔ２２において、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ１よりも低くなると、検出信号Ｓ１がＬレベルからＨレベルに切り替わる。なお、このとき、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２以上であるため、検出信号Ｓ２はＬレベルに維持されている。

一方、時刻ｔ２１において系統電圧Ｖｓに急峻な電圧変動が発生すると、その電圧変動に伴って系統電圧Ｖｓの位相が大きく変動し、位相変動量Δθが大きくなる。そして、位相変動量｜Δθａ｜が判定値θｅ以上となると（時刻ｔ２２参照）、検出信号Ｓ３がＬレベルからＨレベルに切り替わる。このＨレベルの検出信号Ｓ３とＨレベルの検出信号Ｓ１に応答して、切替信号Ｓ４がＬレベルからＨレベルに切り替わる。

このＨレベルの切替信号Ｓ４に応答して、位相置換部２８による位相置換動作が開始される。すなわち、切替信号Ｓ４がＨレベルである期間では、その時の系統電圧Ｖｓに基づいて算出された位相情報θ１の代わりに、位相情報保持部８０に保持されている位相情報θ４が位相情報θ２として出力される。これにより、切替信号Ｓ４がＨレベルとなった後の周期Ｔ１４及び周期Ｔ１５では、位相情報θ１が周期Ｔ１１における位相情報（位相正常時の位相情報）に置換され、その置換後の位相情報が位相情報θ２として出力される。したがって、振幅情報Ｖ１の振幅変化の遅延に伴って位相置換部２９による位相置換が行われない期間Ｐ１が生じ、さらにその期間Ｐ１で位相変動異常が発生した場合であっても、瞬低発生直後に位相正常時の位相情報を用いて電流指令値の設定を行うことができる。

その後、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２よりも低くなると（時刻ｔ２３）、検出信号Ｓ１がＨレベルからＬレベルに切り替わると共に、検出信号Ｓ２がＬレベルからＨレベルに切り替わる。このＬレベルの検出信号Ｓ１に応答して、切替信号Ｓ４がＨレベルからＬレベルに切り替わり、そのＬレベルの切替信号Ｓ４に応答して位相置換部２８による位相置換動作が停止する。すなわち、Ｌレベルの切替信号Ｓ４に応答して、位相情報切替部７６は、極座標変換部２５からの位相情報θ１をそのまま位相情報θ２として出力する。

一方、上述したように検出信号Ｓ２がＨレベルに切り替わった後に、オンディレイタイマ８３における遅延時間が経過すると、位相情報切替部８２に入力される検出信号Ｓ２ｄがＬレベルからＨレベルに切り替わる。そして、このＨレベルの検出信号Ｓ２ｄに応答して、位相置換部２９による位相置換動作が開始される。詳述すると、位相置換部２９では、Ｈレベルの検出信号Ｓ２ｄに応答して、位相情報保持部８８から出力される位相情報θ５が位相選択部８７を介して位相情報切替部８２に順次入力され、その位相情報θ５が電流指令値位相θｃとして位相情報切替部８２から出力される。すなわち、検出信号Ｓ２ｄがＨレベルである期間では、位相置換部２８から入力される位相情報θ２（ここでは、その時の系統電圧Ｖｓに基づいて算出された位相情報θ１）の代わりに、位相情報保持部８８に保持されている位相情報θ５が位相情報θ２として出力される。これにより、検出信号Ｓ２ｄがＨレベルとなった後の瞬低期間では、位相情報θ２（位相情報θ１）が系統健全時の位相情報θ５に置換され、その置換後の位相情報が電流指令値位相θｃとして出力される。したがって、位相検出が困難な電圧低下異常が発生した場合であっても、その直後に系統健全時の位相情報を用いて電流指令値の設定を行うことができる。

以上説明したように、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる瞬低が発生した場合には、まず、瞬低発生直後の位相変動に伴って位相置換部２８による位相置換が行われ、その後、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２未満に低下したことに伴って位相置換部２９による位相置換が行われる。これにより、振幅情報Ｖ１の振幅変化に遅延が生じた場合であっても、瞬低発生後の位相情報（電流指令値位相θｃ）の変動を抑制することができるため、ＺＶＲＴ動作時に系統電流Ｉｓが不安定になることを好適に抑制することができる。

次に、上記制御装置２０の制御によるパワコン１１の動作（作用）を説明する。
まず、系統電圧Ｖｓが正常電圧レベルで推移している場合の動作について説明する。この場合、インバータ１３の動作を決定する電流指令値（出力電流値）は、その時々の充電電圧Ｖｄｃに基づいて算出される電流指令値振幅Ｉｃと、その時々の系統電圧Ｖｓに基づいて算出される電流指令値位相θｃとを用いて設定される。さらに、上記電流指令値に出力電流Ｉｉをフィードバックして、その電流指令値を適切な値に調整している。こうして設定された電流指令値に基づいて動作するインバータ１３により、太陽光発電パネルＰＶで発電された直流電力が、電力系統Ｌｓに合った交流電力に適切に変換され、その電力系統Ｌｓに出力される。

次に、図２５に示した比較例の制御装置２０Ｂの動作と比較しつつ、系統電圧Ｖｓに瞬低等の急峻な電圧変動が発生した場合の動作について説明する。
まず、比較例として、電圧低下検出部２６、位相変動検出部２７及び位相置換部２８，２９を有さない制御装置２０Ｂの制御によるパワコン１１の動作について説明する。

ここでは、図１１〜図１３を参照して瞬低復帰時における比較例の制御装置２０Ｂの動作について説明する。図１１は、瞬低発生時及び瞬低復帰時における比較例の系統電圧Ｖｓ及び系統電流Ｉｓの波形を示している。図１２は、図１１に一点鎖線で示した枠部分を拡大した系統電圧Ｖｓ（線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）及び系統電流Ｉｓ（線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形を示している。図１３は、瞬低復帰時における比較例の電流指令値位相（極座標変換部２５の出力信号）、電圧変換器３７の出力信号、及び電圧変換器３４の出力信号の波形を示している。

図１１に示すように、電力系統Ｌｓに瞬低が発生すると、系統電圧Ｖｓの電圧レベルが急激に低下する（この例では、系統電圧Ｖｓの残電圧が２０％）。やがて、系統電圧Ｖｓが瞬低状態から正常電圧レベルに復帰すると、系統電圧Ｖｓの電圧レベルが急激に上昇する。すると、インバータ１３の出力電流Ｉｉが急激に増加するため、平滑用フィルタ１４（Ｔ型フィルタ）及び出力電流Ｉｉのフィードバックループの過渡特性により、図１３に示すように、電圧変換器３７の出力信号に振動が発生する。この電圧変換器３７の出力信号は電流指令値（電圧変換器３４の出力信号）にフィードバックされるため、インバータ１３の動作を決定する上記電流指令値にも振動が発生する。この電流指令値の振動により、インバータ１３の出力電流Ｉｉに振動が発生する。このとき、系統のインピーダンスが高いと、出力電流Ｉｉの振動が系統電圧Ｖｓにも発生する。なお、出力電流Ｉｉの振動に伴って系統電流Ｉｓにも振動が発生する。

ここで、電流指令値の位相は上記系統電圧Ｖｓから算出される。すなわち、振動が発生した状態の系統電圧Ｖｓが電圧検出器１９で計測され、図２５に示すように、Δ−Ｙ変換部２１、三相／二相変換部２２、ＢＰＦ２３、瞬時正相変換部２４及び極座標変換部２５により、上記計測された系統電圧Ｖｓから電流指令値の位相が算出される。このため、上述のように系統電圧Ｖｓに振動が発生すると、その振動に起因して電流指令値位相に歪みが発生する。この歪んだ電流指令値位相に基づいて電流指令値が生成されることになるため、その電流指令値（例えば、電圧変換器３４の出力信号）が変動する。さらに、その電流指令値に基づいてインバータ１３の出力電流Ｉｉが制御されるため、出力電流Ｉｉの変動及び振動が増長するとともに、出力電流Ｉｉの振動が継続してしまう。このため、図１２に示すように、瞬低復帰後に、長時間継続して系統電圧Ｖｓ及び系統電流Ｉｓに振動が発生するという問題がある。なお、ここでは説明を省略するが、瞬低発生時にも同様の問題が発生する。

次に、図９及び図１０を参照して瞬低復帰時における本実施形態の制御装置２０の動作について説明する。図９は、瞬低復帰時における本実施形態の系統電圧Ｖｓ（線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ）及び系統電流Ｉｓ（線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形を示している。図１０は、瞬低復帰時における本実施形態の電流指令値位相θｃ、電圧変換器３７の出力信号、及び電圧変換器３４の出力信号の波形を示している。

上記比較例に対し、本実施形態の制御装置２０では、極座標変換部２５の後段に、電圧低下検出部２６、位相変動検出部２７及び位相置換部２８を設けるようにした。これにより、制御装置２０では、瞬低復帰時における系統電圧Ｖｓの位相変動異常を検出したときに、その時の系統電圧Ｖｓから算出した位相情報θ１の代わりに、上記位相変動異常が検出されていない位相正常時の位相情報（つまり、位相情報保持部８０に保持されている位相情報θ４）が電流指令値位相θｃとして座標変換部３０に出力される。また、上記位相正常時の位相情報θ４が位相情報保持部８０に１サイクル分保持されていることから、切替信号Ｓ４がＨレベルとなる期間において継続して、上記位相情報θ４が電流指令値位相θｃとして座標変換部３０に出力される。このため、図１０に示すように、瞬低復帰直後であっても、電流指令値位相θｃが安定した位相情報に維持されている、つまり電流指令値位相θｃに歪みが発生することが好適に抑制されている。これにより、座標変換部３０及び電圧変換器３４等では、安定した位相情報θ４（電流指令値位相θｃ）を用いて電流指令値が設定される。このため、電圧変換器３４の出力信号（電流指令値）が変動することを好適に抑制することができる。さらに、この電圧変換器３４の出力信号に基づいてインバータ１３が制御されるため、インバータ１３の動作を位相正常時と同様に安定したものとすることができる。これにより、本実施形態のパワコン１１では、瞬低復帰後、インバータ１３の出力電流Ｉｉに変動及び振動が発生することが迅速に抑制される。したがって、本実施形態のパワコン１１では、図９に示すように、瞬低復帰後、系統電圧Ｖｓ及び系統電流Ｉｓに変動及び振動が発生することを迅速に抑制することができる。なお、瞬低復帰した後に出力電流Ｉｉに変動及び振動が発生することが迅速に抑制されるため、図１０に示すように、電圧変換器３７の出力信号に変動及び振動が発生することも瞬低復帰した後迅速に抑制することができる。

ここでは説明を省略するが、瞬低発生時も上記瞬低復帰時と同様に、インバータ１３の出力電流Ｉｉに変動及び振動が発生することが迅速に抑制され、系統電圧Ｖｓ及び系統電流Ｉｓに変動及び振動が発生することが迅速に抑制される。

次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。
（１）位相置換部２８に位相情報保持部８０が備えられ、Ｈレベルの切替信号Ｓ４が生成される前の正常時の位相情報が系統基本波の整数倍サイクル分（本例では、１サイクル分）だけ上記位相情報保持部８０に更新されつつ保持される。また、位相変動異常が検出されておらず切替信号Ｓ４がＬレベルである場合には、極座標変換部２５で都度抽出される位相情報θ１に基づいて出力電流値（電流指令値）の設定が行われる。その一方で、瞬低期間中や瞬低復帰直後に位相変動異常が検出されて上記切替信号Ｓ４がＨレベルになると、上記位相情報保持部８０に保持された位相情報θ４に基づいて電流指令値の設定が行われる。すなわち、位相変動異常が生じてＨレベルの切替信号Ｓ４が生成された場合、位相情報保持部８０に保持された正常時の安定した位相情報を用いて電流指令値が設定されるため、インバータ１３の動作は正常時と同様に安定したものとなる。結果、インバータ１３から出力される出力電流Ｉｉに変動及び振動が発生することを低減でき、一層の電力系統Ｌｓの安定化に寄与することができる。

（２）高調波歪み等に起因した位相変動量を打ち消すように、位相情報θ１と比較位相θ３との差分である位相変動量Δθを補正する補正部６３を設けるようにした。これにより、高調波歪み等に起因して位相情報θ１の折り返しタイミングが変動した場合であっても、判定値θｅと比較される位相変動量Δθａを略０とすることができるため、検出信号Ｓ３がＨレベルに遷移することを抑制できる。したがって、ＬＶＲＴ動作時における出力電流Ｉｉの振動発生の抑制に有効な、位相置換部２８による位相置換動作が誤動作することを好適に抑制できる。この結果、ＬＶＲＴ動作時における出力電流Ｉｉの安定化、及び一層の電力系統Ｌｓの安定化に寄与することができる。

（３）位相置換部２９に位相情報保持部８８が備えられ、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ２未満となる電圧低下異常（第２基準値以上の電圧低下異常）が検出される前の正常時の位相情報が系統基本波の整数倍サイクル分（本例では、１サイクル分）だけ上記位相情報保持部８８に更新されつつ保持される。また、第２基準値以上の電圧低下異常が検出されていない場合には、位相置換部２８から都度入力される位相情報θ２に基づいて電流指令値の設定が行われる。その一方で、第２基準値以上の電圧低下異常が検出された場合には、上記位相情報保持部８８に保持された正常時の安定した位相情報θ５に基づいて電流指令値の設定が行われる。これにより、例えば系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる電圧低下異常が発生して系統電圧Ｖｓからの位相情報の抽出が困難となる場合であっても、位相情報保持部８８に保持された正常時の安定した位相情報θ５を用いて電流指令値が設定されるため、インバータ１３の動作は正常時と同様に安定したものとなる。換言すると、上記手法を用いれば、系統電圧Ｖｓの残電圧が０％になった場合であっても、電流指令値の設定に安定した位相情報θ５を用いることができるため、位相を喪失しない点で優れている。

（４）第１基準値以上の電圧低下異常の検出と位相変動異常の検出とに基づいて位相置換を実施する位相置換部２８と、第１基準値よりも高い第２基準値以上の電圧低下異常の検出のみに基づいて位相置換を実施する位相置換部２９との２つの位相置換部を設けるようにした。さらに、それら位相置換部２８と位相置換部２９を縦続接続するようにした。これにより、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる瞬低が発生したときに、振幅情報Ｖ１の振幅変化に遅延が生じた場合であっても、瞬低発生後の期間Ｐ１における位相情報（電流指令値位相θｃ）の変動を抑制することができる。このため、ＺＶＲＴ動作時に系統電流Ｉｓが不安定になることを好適に抑制することができる。

なお、上記第１実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第１実施形態の補正部６３における補正方法は、高調波歪み等の歪みに起因して発生する位相変動量を打ち消すことが可能であれば特に限定されない。補正部６３における別の補正方法を以下に説明する。

図１４に示すように、補正部６３は、まず、位相変動量Δθに対して所定値（ここでは、＋２π［ｒａｄ］）を加算して変動量Δθｐを算出し、位相変動量Δθに対して所定値（ここでは、−２π［ｒａｄ］）を加算して変動量Δθｎを算出する。続いて、補正部６３は、変動量Δθｐ，Δθｎの絶対値である変動量｜Δθｐ｜，｜Δθｎ｜と判定値θｄ（ここでは、π［ｒａｄ］）を比較する。そして、補正部６３は、変動量｜Δθｐ｜，｜Δθｎ｜と判定値θｄとの比較結果に応じて、位相変動量Δθを補正して位相変動量Δθａを生成する。

例えば、時刻ｔ３１に示すように、位相情報θ１の折り返しタイミングの変動に伴って位相変動量Δθが−２π［ｒａｄ］に近い値になると、変動量｜Δθｐ｜が０［ｒａｄ］に近い値になり、変動量｜Δθｎ｜が４π［ｒａｄ］に近い値になる。このように、変動量｜Δθｐ｜が判定値θｄ（ここでは、π［ｒａｄ］）未満になった場合には、補正部６３は、位相変動量Δθに対して補正値（ここでは、２π［ｒａｄ］）を加算して位相変動量Δθａを生成する。これにより、高調波歪み等の歪みに起因して発生する位相変動量を打ち消すことができ、位相変動量Δθａを略０にすることができる。

また、時刻ｔ３２に示すように、位相情報θ１の折り返しタイミングの変動に伴って位相変動量Δθが＋２π［ｒａｄ］に近い値になると、変動量｜Δθｐ｜が４π［ｒａｄ］に近い値になり、変動量｜Δθｎ｜が０［ｒａｄ］に近い値になる。このように、変動量｜Δθｎ｜が判定値θｄ（ここでは、π［ｒａｄ］）未満になった場合には、補正部６３は、位相変動量Δθから補正値（ここでは、２π［ｒａｄ］）を減算して位相変動量Δθａを生成する。これにより、高調波歪み等の歪みに起因して発生する位相変動量を打ち消すことができ、位相変動量Δθａを略０にすることができる。

以上説明した補正方法に変更した場合であっても、上記第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
・上記第１実施形態における位相置換部２９を省略してもよい。この場合には、例えば、第１基準値以上第２基準値未満の電圧低下異常ではなく、第１基準値以上の電圧低下異常を検出したときにＨレベルの検出信号Ｓ１を生成し、その検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ３とに基づいて切替信号Ｓ４を生成するようにしてもよい。例えば、系統電圧Ｖｓの残電圧が７０％となる電圧低下異常を検出したときにＨレベルの検出信号Ｓ１を生成し、その検出信号Ｓ１と検出信号Ｓ３とに基づいて切替信号Ｓ４を生成するようにしてもよい。このような構成としても、上記実施形態の（１），（２）と同様の効果を奏することができる。

・上記第１実施形態では、電圧低下異常を検出したときに生成される検出信号Ｓ１と、位相変動異常を検出したときに生成される検出信号Ｓ３とに基づいて切替信号Ｓ４を生成するようにした。これに限らず、例えば、検出信号Ｓ１の生成を省略し、検出信号Ｓ３のみに基づいて切替信号Ｓ４を生成するようにしてもよい。例えば、オフディレイタイマ７１から出力される検出信号Ｓ３ｄを切替信号Ｓ４として利用するようにしてもよい。この場合であっても、オンディレイタイマ７０及びオフディレイタイマ７１を設けたことにより、ノイズなどに起因した位相置換部２８の誤動作の発生を抑制することができる。また、位相変動判定部６４における判定値θｅに上限値及び下限値を設定するようにしてもよい。これにより、位相置換部２８の誤動作の発生をより好適に抑制することができる。

（第２実施形態）
以下、図１５〜図２２に従って第２実施形態を説明する。先の図１〜図１４に示した部材と同一の部材にはそれぞれ同一の符号を付して示し、それら各要素についての詳細な説明は省略する。以下、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお、図１５に示す制御装置２０Ａは、図２に示した制御装置２０と共通する回路の一部（座標変換部３０、直流電圧制御部３１、演算器３２，３３，３５，３８、電圧変換器３４，３７、三相／二相変換器３６，３９及びＰＷＭ制御部４０）の図示を省略している。

図２に示した制御装置２０では、系統電圧Ｖｓから振幅情報Ｖ１の抽出を行うために、Δ−Ｙ変換部２１、三相／二相変換部２２、ＢＰＦ２３、瞬時正相変換部２４及び極座標変換部２５を設けるようにした。

これに対し、図１５に示すように、本実施形態の制御装置２０Ａでは、系統電圧Ｖｓを入力し、その系統電圧Ｖｓから振幅情報を抽出する振幅算出部４１を設けるようにした。振幅算出部４１は、系統電圧Ｖｓの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅を個別に算出し、算出した振幅情報Ｖ２を電圧低下検出部２６Ａに出力する。本例の振幅算出部４１は、振幅二乗法を用いて各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅を算出する。この振幅算出部４１と、振幅情報Ｖ２に基づいて電圧低下異常を検出する電圧低下検出部２６Ａとの内部構成例について以下に説明する。

図１６に示すように、振幅算出部４１は、演算器９１と、１／４サイクル遅延（つまり、系統周波数で９０度遅延）を行う遅延部９２ａ〜９２ｃと、入力値ｕに対して演算ｕ^２を行う演算器９３ａ〜９３ｃ，９４ａ〜９４ｃと、演算器９５ａ〜９５ｃと、入力値の平方根を算出する演算器９６ａ〜９６ｃとを有している。演算器９１は、線間電圧Ｖｕｖと線間電圧Ｖｖｗを入力し、それら線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗから線間電圧Ｖｗｕを算出する。

線間電圧Ｖｕｖは、遅延部９２ａと演算器９３ａとに入力される。遅延部９２ａから出力される１／４サイクル前の線間電圧Ｖｕｖ１は演算器９４ａに入力される。演算器９５ａは、演算器９３ａから出力される演算結果（＝Ｖｕｖ^２）に、演算器９４ａから出力される演算結果（＝Ｖｕｖ１^２）を加算して、線間電圧Ｖｕｖの振幅Ｖ２ａの二乗値Ｖ２ａ^２を算出する。演算器９６ａは、二乗値Ｖ２ａ^２の平方根を算出して、線間電圧Ｖｕｖの振幅Ｖ２ａを算出する。このように、遅延部９２ａ及び演算器９３ａ〜９６ａによって下記式で示す演算が実行され、線間電圧Ｖｕｖからその線間電圧Ｖｕｖの振幅Ｖ２ａが算出される。

同様に、遅延部９２ｂ及び演算器９３ｂ〜９６ｂによって下記式６で示す演算が実行され、線間電圧Ｖｖｗからその線間電圧Ｖｖｗの振幅Ｖ２ｂが算出される。また、遅延部９２ｃ及び演算器９３ｃ〜９６ｃによって下記式７で示す演算が実行され、線間電圧Ｖｗｕからその線間電圧Ｖｗｕの振幅Ｖ２ｃが算出される。

そして、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃ（図１５に示した振幅情報Ｖ２）は、電圧低下検出部２６Ａに供給される。

電圧低下検出部２６Ａは、判定器５１ａ〜５１ｃ及びオア回路５１ｄを有する判定器５１と、判定器５２ａ〜５２ｃ及びオア回路５２ｄを有する判定器５２とを有している。電圧低下検出部２６Ａでは、判定器５１ａ，５２ａに振幅Ｖ２ａが入力され、判定器５１ｂ，５２ｂに振幅Ｖ２ｂが入力され、判定器５１ｃ，５２ｃに振幅Ｖ２ｃが入力される。

判定器５１ａ〜５１ｃには、系統電圧Ｖｓの定格電圧に応じた電圧値Ｖｒ１，Ｖｒ２が入力される。判定器５１ａは、振幅Ｖ２ａと電圧値Ｖｒ１，Ｖｒ２との比較結果に応じた信号をオア回路５１ｄに出力する。判定器５１ｂは、振幅Ｖ２ｂと電圧値Ｖｒ１，Ｖｒ２との比較結果に応じた信号をオア回路５１ｄに出力する。判定器５１ｃは、振幅Ｖ２ｃと電圧値Ｖｒ１，Ｖｒ２との比較結果に応じた信号をオア回路５１ｄに出力する。本例の判定器５１ａ〜５１ｃは、入力した振幅Ｖ２ａ〜Ｖ２ｃが電圧値Ｖｒ２以上電圧値Ｖｒ１未満であるとき（例えば、振幅Ｖ２ａ〜Ｖ２ｃが定格電圧の１０％以上７０％未満となる電圧低下異常が生じたとき）に、Ｈレベルの信号をオア回路５１ｄに出力する。

オア回路５１ｄは、判定器５１ａ〜５１ｃの出力信号を論理和演算した結果を検出信号Ｓ１として出力する。このため、判定器５１ａ〜５１ｃの出力信号のいずれか１つの出力信号がＨレベルとなると、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％以上７０％未満となる電圧低下異常が生じたことを示すＨレベルの検出信号Ｓ１がオア回路５１ｄから出力される。

一方、判定器５２ａ〜５２ｃには、電圧値Ｖｒ２が入力される。判定器５２ａは、振幅Ｖ２ａと電圧値Ｖｒ２との比較結果に応じた信号をオア回路５２ｄに出力する。判定器５２ｂは、振幅Ｖ２ｂと電圧値Ｖｒ２との比較結果に応じた信号をオア回路５２ｄに出力する。判定器５２ｃは、振幅Ｖ２ｃと電圧値Ｖｒ２との比較結果に応じた信号をオア回路５２ｄに出力する。本例の判定器５２ａ〜５２ｃは、入力した振幅Ｖ２ａ〜Ｖ２ｃが電圧値Ｖｒ２未満であるとき（例えば、振幅Ｖ２ａ〜Ｖ２ｃが定格電圧の１０％未満となる電圧低下異常が生じたとき）に、Ｈレベルの信号をオア回路５２ｄに出力する。

オア回路５２ｄは、判定器５２ａ〜５２ｃの出力信号を論理和演算した結果を検出信号Ｓ２として出力する。このため、判定器５２ａ〜５２ｃの出力信号のいずれか１つの出力信号がＨレベルとなると、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる電圧低下異常が生じたことを示すＨレベルの検出信号Ｓ２がオア回路５２ｄから出力される。

以上説明したように、振幅算出部４１及び電圧低下検出部２６Ａを採用したことにより、振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃが個別に線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕから直接算出され、それら振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃ毎に電圧低下異常の発生の有無が検出され、それら検出結果から検出信号Ｓ１，Ｓ２が生成される。これにより、瞬時正相変換等のような３相の平均値を算出する演算構成が必要無くなるため、瞬低等の電圧低下異常を検出する速度を速めることができる。

しかしながら、振幅算出部４１及び電圧低下検出部２６Ａを採用した場合（特に、振幅算出部４１を採用した場合）には以下のような問題が発生するおそれがある。
例えば、瞬低復帰時に、電力系統Ｌｓに接続された上位側の変圧器（図示略）からの励磁突入電流によって電力系統Ｌｓの電圧波形に歪みが生じる場合がある。このような歪みが発生すると、図２０に示すように、電圧検出器１９で検出された系統電圧Ｖｓの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕにノイズが発生する。このため、図２１（ａ）に示すように、振幅算出部４１で算出される線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃが変動する。この変動に伴って、瞬低復帰後であるにも関わらず（つまり、電圧低下異常が発生しない期間であるにも関わらず）、振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃが電圧値Ｖｒ１（ここでは、定格電圧の７０％の電圧）よりも低くなる期間が発生する。さらに、このとき、系統電圧Ｖｓにもノイズが発生しているため、そのノイズに起因して位相情報θ１が変動し、位相変動量｜Δθａ｜が判定値θｅ以上となる場合がある。すると、電力系統Ｌｓの電圧波形で電圧低下異常及び位相変動異常が生じていないにも関わらず、位相置換部２８による位相置換動作が実行されてしまう。このような振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃ及び位相情報θ１の変動が継続すると、位相置換部２８による位相置換が実施される期間と位相置換が実施されない期間とが繰り返されるハンチングが発生するおそれがある。さらに、瞬低復帰前後で系統電圧Ｖｓの周波数及び位相の変動を伴うときに上記ハンチングが発生すると、変動前（瞬低復帰前）の周波数及び位相に基づく位相置換によって、置換後の位相情報θ２（電流指令値位相θｃ）が不連続になる。この電流指令値位相θｃに基づいて電流指令値（例えば、二相電流値Ｉｃα，Ｉｃβ）が生成され、その電流指令値に基づいてインバータ１３の出力電流Ｉｉが制御されるため、出力電流Ｉｉが不連続に歪む。このため、図２１（ｂ）に示すように、線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（系統電流Ｉｓ）にも不連続な歪みが発生する（破線枠参照）。

そこで、図１５に示すように、制御装置２０Ａでは、励磁突入電流の発生を検出したときに、位相置換部２８による位相置換動作を停止させる検出信号Ｓ５を生成する励磁突入電流検出部（直交変換部４２、二次調波検出部４３及び励磁突入電流判定部４４）を設けるようにした。ここで、変圧器による励磁突入電流は、偶数次高調波、特に二次調波を多く含有する。また、励磁突入電流のレベルは瞬低復帰時の電圧位相に依存するため、三相不平衡となる。このため、例えば系統電流Ｉｓの逆相電流成分を算出して二次調波成分を検出し、その逆相電流成分（二次調波成分）が大きいか否かを判定することにより、励磁突入電流の発生を検出することができる。

直交変換部４２は、系統電流Ｉｓ（線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を直交変換し、αβ軸の固定座標系の二相電流値Ｉα，Ｉβを生成する。二次調波検出部４３は、直交変換部４２からの二相電流値Ｉα，Ｉβを瞬時逆相電流Ｉｎα，Ｉｎβに変換し、瞬時逆相電流Ｉｎα，Ｉｎβの振幅｜Ｉｎ｜を算出する。励磁突入電流判定部４４は、二次調波検出部４３からの振幅｜Ｉｎ｜と、予め設定された判定値Ｉｔｈとを比較し、その比較結果に応じた信号レベルを持つ検出信号Ｓ５を生成する。そして、励磁突入電流判定部４４は、生成した検出信号Ｓ５を位相置換部２８Ａに出力する。

次に、二次調波検出部４３の内部構成例について以下に説明する。
図１７に示すように、二次調波検出部４３は、演算器１０１ａ，１０１ｂと、遅延部１０２ａ，１０２ｂと、演算器１０３ａ，１０３ｂと、演算器１０４と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０５とを有している。

直交変換部４２からの二相電流値Ｉαは、演算器１０１ａと遅延部１０２ａに入力される。遅延部１０２ａは、入力した二相電流値Ｉαを１／４サイクル遅延（つまり、系統周波数で９０度遅延）させ、遅延後の電流値Ｉα’を演算器１０１ｂに出力する。また、直交変換部４２からの二相電流値Ｉβは、演算器１０１ｂと遅延部１０２ｂに入力される。遅延部１０２ｂは、入力した二相電流値Ｉβを１／４サイクル遅延させ、遅延後の電流値Ｉβ’を演算器１０１ａに出力する。

演算器１０１ａは、電流値Ｉαと電流値Ｉβ’とを合算し、演算器１０３ａは、演算器１０１ａによる演算結果に１／２を乗算してα軸側の瞬時逆相電流Ｉｎαを算出する。演算器１０１ｂは、電流値Ｉβから電流値Ｉα’を減算し、演算器１０３ｂは、演算器１０１ｂによる演算結果に１／２を乗算してβ軸側の瞬時逆相電流Ｉｎβを算出する。このように、瞬時逆相電流Ｉｎα，Ｉｎβは、以下の式により算出される。

演算器１０４は、瞬時逆相電流Ｉｎα，Ｉｎβを入力し、以下の式で示す演算を実行して瞬時逆相電流の振幅｜Ｉｎ｜を算出する。

ＬＰＦ１０５は、振幅｜Ｉｎ｜を平滑化する。ＬＰＦ１０５は、平滑後の振幅｜Ｉｎ｜を励磁突入電流判定部４４に出力する。ここで、説明の便宜上、ＬＰＦ１０５から出力される平滑後の振幅を｜Ｉｎ｜として説明する。なお、ＬＰＦ１０５の時定数は、例えば２０ｍｓ程度とすることができる。

次に、励磁突入電流判定部４４の内部構成例について以下に説明する。
図１８に示すように、励磁突入電流判定部４４は、判定器１１１と、オンディレイタイマ１１２と、オフディレイタイマ１１３とを有している。判定器１１１は、振幅｜Ｉｎ｜と判定値Ｉｔｈとの比較を行い、比較結果に応じた検出信号Ｓｎを生成する。例えば、判定器１１１は、振幅｜Ｉｎ｜が判定値Ｉｔｈ未満であるときに、Ｌレベルの検出信号Ｓｎを生成する。また、判定器１１１は、振幅｜Ｉｎ｜が判定値Ｉｔｈ以上であるときに、励磁突入電流が発生していることを示すＨレベルの検出信号Ｓｎを生成する。なお、判定値Ｉｔｈは、例えば系統電流Ｉｓの定格電流の１０〜１５％程度の電流値に設定することができる。

検出信号Ｓｎは、オンディレイタイマ１１２及びオフディレイタイマ１１３を介して、オフディレイタイマ１１３から検出信号Ｓ５として出力される。オンディレイタイマ１１２は、検出信号Ｓｎがオンするタイミング（ここでは、検出信号Ｓ５がＬレベルからＨレベルに遷移するタイミング）を所定時間遅延させるタイマである。また、オフディレイタイマ１１３は、検出信号Ｓｎがオフするタイミング（ここでは、検出信号Ｓ５がＨレベルからＬレベルに遷移するタイミング）を所定時間遅延させるタイマである。なお、オンディレイタイマ１１２における遅延時間は、例えば２０ｍｓ程度に設定することができ、オフディレイタイマ１１３における遅延時間は、例えば５０ｍｓ程度に設定することができる。

励磁突入電流判定部４４では、オンディレイタイマ１１２を設けたことにより、振幅｜Ｉｎ｜が判定値Ｉｔｈ以上となる期間が所定時間（ここでは、２０ｍｓ）継続して発生した場合に初めて、励磁突入電流が発生していることを示すＨレベルの検出信号Ｓ５が出力される。これにより、例えばノイズや瞬低発生などに起因して二次調波成分が瞬間的に大きくなった場合に、Ｈレベルの検出信号Ｓ５が生成されることが抑制される。

次に、図１９に従って、位相置換部２８Ａの内部構成例について説明する。位相置換部２８Ａでは、アンド回路７２が２入力型から３入力型に変更されている。
アンド回路７２の入力端子には検出信号Ｓ１ｄ，Ｓ３ｄが入力され、アンド回路７２の他方の入力端子（反転入力端子）には検出信号Ｓ５が入力される。アンド回路７２は、検出信号Ｓ１ｄと検出信号Ｓ３ｄと検出信号Ｓ５の反転レベルとを論理積演算した結果を持つ切替信号Ｓ４を生成する。例えば、アンド回路７２は、検出信号Ｓ５がＬレベルのときに、検出信号Ｓ１ｄ及び検出信号Ｓ３ｄが共にＨレベルとなると、位相置換の実行を指令するＨレベルの切替信号Ｓ４を生成する。一方、アンド回路７２は、Ｈレベルの検出信号Ｓ５が入力されると、検出信号Ｓ１ｄ，Ｓ３ｄの信号レベルに関わらず、Ｌレベル固定の切替信号Ｓ４を生成する。すなわち、位相置換部２８Ａでは、励磁突入電流の検出に伴って生成される、Ｈレベルの検出信号Ｓ５に応答して、Ｈレベルの切替信号Ｓ４の生成が停止され、当該位相置換部２８Ａによる位相置換動作が停止される。

次に、図２２に従って、制御装置２０Ａの動作について説明する。ここでは、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となる瞬低から正常電圧に復帰する際の動作について説明する。

上述したように、瞬低復帰時に励磁突入電流が発生すると、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕにノイズが発生する。このため、図２２（ａ）に示すように、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃが変動する。このとき、励磁突入電流の発生に伴って、二相電流値Ｉα，Ｉβの逆相電流成分が増大する。このため、図２２（ｂ）に示すように、瞬時逆相電流Ｉｎα，Ｉｎβの振幅｜Ｉｎ｜が瞬低復帰後に急激に増大する。そして、振幅｜Ｉｎ｜が判定値Ｉｔｈ以上となると（時刻ｔ４１参照）、Ｈレベルの検出信号Ｓ５が生成される。このＨレベルの検出信号Ｓ５によって、位相置換部２８による位相置換動作が停止される。これにより、励磁突入電流に起因した位相置換部２８の誤動作の発生が好適に抑制される。したがって、位相置換部２８による位相置換が実施される期間と実施されない期間が繰り返されるハンチングの発生も抑制されるため、インバータ１３の出力電流Ｉｉに不連続な歪みが発生することを抑制できる。この結果、系統電流Ｉｓ（線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に不連続な歪みが発生することを抑制できる。

以上説明した実施形態によれば、第１実施形態の（１）〜（４）の効果に加えて以下の効果を奏することができる。
（５）系統電圧Ｖｓの線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕの振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃを個別に算出する振幅算出部４１を設けるようにした。また、振幅Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃ毎に電圧低下異常の発生の有無を検出し、その検出結果から検出信号Ｓ１，Ｓ２を生成する電圧低下検出部２６Ａを設けるようにした。これにより、系統電圧Ｖｓから振幅情報Ｖ２を抽出する際に瞬時正相変換等のような３相の平均値を算出する演算構成が必要無くなるため、瞬低等の電圧低下異常を検出する速度を速めることができる。したがって、瞬低発生時の過電流を抑制することができ、インバータ１３の出力電流Ｉｉの更なる安定化に寄与することができる。

（６）励磁突入電流の発生を検出したときに、位相置換部２８による位相置換動作を停止させるようにした。これにより、励磁突入電流に起因して電力系統Ｌｓの電圧波形に歪みが生じた場合であっても、インバータ１３の出力電流Ｉｉに不連続な歪みが発生することを抑制できる。この結果、瞬低復帰後における出力電流Ｉｉの安定化、及び一層の電力系統Ｌｓの安定化に寄与することができる。

（７）系統電流Ｉｓを直交変換して二相電流値Ｉα，Ｉβを生成し、それら二相電流値Ｉα，Ｉβを瞬時逆相変換し、さらに変換後の瞬時逆相電流Ｉｎα，Ｉｎβの振幅｜Ｉｎ｜を算出するようにした。そして、振幅｜Ｉｎ｜と一つの判定値Ｉｔｈとの比較結果に基づいて、励磁突入電流の発生を判定するようにした。これにより、比較的簡素な演算によって、励磁突入電流の発生を判定することができる。

なお、上記第２実施形態は、これを適宜変更した以下の態様にて実施することもできる。
・上記第２実施形態の二次調波検出部４３及び励磁突入電流判定部４４の内部構成は、図１７及び図１８に示した構成に限定されない。換言すると、二次調波検出部４３及び励磁突入電流判定部４４における励磁突入電流の検出方法は特に限定されない。以下に、二次調波検出部４３及び励磁突入電流判定部４４の別の構成例について説明する。

例えば図２３に示す二次調波検出部４３は、系統電流Ｉｓの線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがそれぞれ入力される演算器１０６，１０７，１０８を有している。すなわち、本変形例では、図１５に示した直交変換部４２を省略することができる。

演算器１０６は、線電流Ｉｕと系統基本波を入力として離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Discrete Fourier Transform）を行って、線電流Ｉｕの系統基本波の２倍の周波数成分（つまり、二次調波成分）の振幅Ｉｕｍを算出する。同様に、演算器１０７は、線電流Ｉｖと系統基本波を入力として離散フーリエ変換を行って、線電流Ｉｖの二次調波成分の振幅Ｉｖｍを算出する。また、演算器１０８は、線電流Ｉｗと系統基本波を入力として離散フーリエ変換を行って、線電流Ｉｗの二次調波成分の振幅Ｉｗｍを算出する。

これら振幅Ｉｕｍ，Ｉｖｍ，Ｉｗｍは、図２４に示す励磁突入電流判定部４４に供給される。励磁突入電流判定部４４は、判定器１１４ａ〜１１４ｃと、オア回路１１５と、オンディレイタイマ１１２と、オフディレイタイマ１１３とを有している。

判定器１１４ａは、振幅Ｉｕｍと判定値Ｉｔｈ１との比較結果に応じた検出信号Ｓｕをオア回路１１５に出力する。判定器１１４ａは、振幅Ｉｖｍが判定値Ｉｔｈ１以上であるときに、励磁突入電流の発生を示すＨレベルの検出信号Ｓｕをオア回路１１５に出力する。同様に、判定器１１４ｂは、振幅Ｉｖｍが判定値Ｉｔｈ２以上であるときに、Ｈレベルの検出信号Ｓｖをオア回路１１５に出力する。判定器１１４ｃは、振幅Ｉｗｍが判定値Ｉｔｈ３以上であるときに、Ｈレベルの検出信号Ｓｗをオア回路１１５に出力する。ここで、判定値Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ３は、同じ値であってもよいし、互いに異なる値であってもよい。例えば、判定値Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ３は、系統電流Ｉｓの定格電流の１０〜１５％程度の電流値に設定することができる。

オア回路１１５は、検出信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを論理和演算した結果を検出信号Ｓｎとしてオンディレイタイマ１１２に出力する。このため、判定器１１４ａ〜１１４ｃから出力される検出信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗのいずれか１つの検出信号がＨレベルとなると、励磁突入電流の検出を示すＨレベルの検出信号Ｓｎがオア回路１１５から出力される。

以上説明したように二次調波検出部４３及び励磁突入電流判定部４４の構成を変更した場合であっても、上記第２実施形態と同様に励磁突入電流の発生を検出することができ、上記第２実施形態の（５），（６）の効果と同様の効果を奏することができる。

・上記第２実施形態の位相変動検出部２７から補正部６３を省略してもよい。この場合には、位相変動量Δθが位相変動判定部６４に直接入力され、位相変動判定部６４において位相変動量｜Δθ｜と判定値θｅとが比較される。このように変更した場合であっても、上記第１実施形態の（１），（３），（４）の効果、及び上記第２実施形態の（５）〜（７）の効果と同様の効果を奏することができる。

なお、上記実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態の判定器５１において、振幅情報Ｖ１と、電圧値Ｖｒ１との比較結果に応じて検出信号Ｓ１を生成するようにしてもよい。この場合、判定器５１は、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ１以上であるときにＬレベルの検出信号Ｓ１を生成し、振幅情報Ｖ１が電圧値Ｖｒ１未満であるときにＨレベルの検出信号Ｓ１を生成する。この構成では、系統電圧Ｖｓの残電圧が１０％未満となった場合に、検出信号Ｓ１及び検出信号Ｓ２の双方がＨレベルになる。但し、検出信号Ｓ２がＨレベルになると、図４に示したアンド回路７３の出力信号がＬレベルに固定されるため、検出信号Ｓ１ｄがＬレベルに固定される。このため、切替信号Ｓ４がＬレベルに固定され、位相置換部２８，２９による位相置換動作が同時に実行されることはない。

・上記各実施形態では、位相置換部２８の後段に位相置換部２９を設けるようにした。これに限らず、例えば位相置換部２９の後段に位相置換部２８を設けるようにしてもよい。この場合には、極座標変換部２５から出力される位相情報θ１が位相置換部２９に入力され、その位相置換部２９において、検出信号Ｓ２に基づいて上記位相情報θ１と位相情報保持部８８に保持された位相情報θ５との切り替えが行われる。そして、位相置換部２９から出力される位相情報が位相置換部２８に入力され、その位相置換部２８において、切替信号Ｓ４に基づいて上記位相置換部２９からの位相情報と位相情報保持部８０に保持された位相情報θ４との切り替えが行われる。このような構成としても、上記各実施形態と同様の効果を奏することができる。

・上記各実施形態では、系統電圧Ｖｓから振幅情報Ｖ１や位相情報θ１の抽出を行うための系統電圧情報抽出部として、Δ−Ｙ変換部２１、三相／二相変換部２２、ＢＰＦ２３、瞬時正相変換部２４、極座標変換部２５を設けるようにした。これに限らず、例えば、Δ−Ｙ変換部２１を省略してもよい。この場合には、電圧検出器１９で検出された三相の系統電圧Ｖｓが三相／二相変換部２２に入力され、その三相／二相変換部２２で三相の系統電圧Ｖｓがαβ軸の固定座標系の二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβに変換される。また、三相／二相変換部２２では、αβ変換を用いるようにしたが、例えばｄｑ変換を用いるようにしてもよい。

あるいは、ＢＰＦ２３を省略してもよい。この場合には、三相／二相変換部２２から出力される二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβが瞬時正相変換部２４に直接入力される。さらに、瞬時正相変換部２４を省略してもよい。この場合には、三相／二相変換部２２から出力される二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβが極座標変換部２５に入力され、その極座標変換部２５にて二相電圧値Ｖｓα，Ｖｓβから振幅情報Ｖ１や位相情報θ１が算出される。

あるいは、三相／二相変換部２２を省略してもよい。この場合には、例えば、電圧検出器１９で検出された三相の系統電圧Ｖｓが瞬時正相変換部２４に入力され、その瞬時正相変換部２４にて三相の系統電圧Ｖｓが瞬時正相電圧に変換される。

・上記各実施形態の位相情報の保持する個数や保持のタイミング等、位相情報の保持態様を適宜変更してもよい。
・上記各実施形態におけるオンディレイタイマ７０，７４，８３，１１２及びオフディレイタイマ７１，７５，８４，１１３における遅延時間を適宜変更してもよい。

・上記各実施形態におけるオンディレイタイマ７０，７４，８３，１１２及びオフディレイタイマ７１，７５，８４，１１３を省略してもよい。
・上記各実施形態では、平滑用フィルタ１４をＴ型フィルタとしたが、その他のフィルタと置換してもよい。例えば、平滑用フィルタ１４からリアクトルＬ２を省略したフィルタを平滑用フィルタとして用いるようにしてもよい。

・上記各実施形態では、電力変換器としてインバータ１３を備えていたが、その他の電力変換器と置換してもよく、その他の電力変換器と組み合わせてもよい。
・上記各実施形態では、太陽光発電システム１０のパワコン１１に適用したが、その他の分散電源システムのパワコン１１、例えば風力発電システム、コージェネレーションシステム等のパワコンに適用してもよい。

１１…パワーコンディショナ（系統連系用電力変換装置）、１３…インバータ（電力変換器）、２０，２０Ａ…制御装置、２１…Δ−Ｙ変換部、２２…三相／二相変換部、２３…バンドパスフィルタ、２４…瞬時正相変換部、２５…極座標変換部（系統電圧情報抽出部）、２６，２６Ａ…電圧低下検出部、２７…位相変動検出部、２８，２８Ａ…位相置換部、２９…位相置換部、３０…座標変換部（出力電流値設定部）、３１…直流電圧制御部（振幅設定部）、４１…振幅算出部（振幅抽出部）、４３…二次調波検出部、４４…励磁突入電流判定部、５１…判定器（第１異常検出部）、５２…判定器（第２異常検出部）、６１…演算器、６３…補正部、６４…位相変動判定部、７０，７４，８３，１１２…オンディレイタイマ、７１，７５，８４，１１３…オフディレイタイマ、７２…アンド回路（切替信号生成部）、７６…位相情報切替部（第１位相情報切替部）、７７…位相保持部、７８…位相抽出部、７９…位相選択部、８０…位相情報保持部（第１位相情報保持部）、８２…位相情報切替部（第２位相情報切替部）、８５…位相保持部、８６…位相抽出部、８７…位相選択部、８８…位相情報保持部（第２位相情報保持部）、ＰＶ…太陽光発電パネル（発電装置）、Ｌｓ…電力系統、Ｖｄｃ…充電電圧（発電電圧）、Ｖｓ…系統電圧、Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕ…線間電圧、Ｖ２ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ２ｃ…振幅（振幅情報）、Ｉｃ…電流指令値振幅（出力電流振幅）、Ｉｎα，Ｉｎβ…瞬時逆相電流、｜Ｉｎ｜…振幅、Ｉｓ…系統電流、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ…線電流、Ｉｕｍ，Ｉｖｍ，Ｉｗｍ…振幅、Ｉｔｈ，Ｉｔｈ１〜Ｉｔｈ３…判定値（第３判定値）、Ｉｃα，Ｉｃβ…二相電流値（出力電流値）、Ｉｉ…出力電流、Ｖ１，Ｖ２…振幅情報、Ｓ１…検出信号（第２検出信号）、Ｓ２…検出信号（第３検出信号）、Ｓ３…検出信号（第１検出信号）、Ｓ４…切替信号、Ｓ５…検出信号（第４検出信号）、θ１，θ２，θ４，θ５…位相情報、θ３…比較位相（位相情報）、θｃ…電流指令値位相、θｄ…判定値（第２判定値）、θｄ１…判定値（負側の判定値）、θｄ２…判定値（正側の判定値）、θｅ…判定値（第１判定値）、Δθ…位相変動量（差分）、Δθａ…位相変動量、Ｖｒ１…電圧値、Ｖｒ２…電圧値。

Claims (9)

1. 発電装置にて発電された発電電力を電力系統に出力可能な交流電力に変換動作する電力変換器に対して、前記電力系統でのその時々の電力状況に適切な制御を実施する系統連系用電力変換装置の制御装置であって、
   前記発電装置の発電電圧に基づいて前記電力変換器の出力電流振幅を設定する振幅設定部と、
   前記電力系統の系統電圧の位相情報を都度抽出する系統電圧情報抽出部と、
   前記抽出した位相情報に基づいて第１判定値以上の位相変動異常を検出して第１検出信号を生成する位相変動検出部と、
   前記第１検出信号に基づいて切替信号を生成する切替信号生成部と、
   前記切替信号の生成時までの正常時の位相情報を保持する第１位相情報保持部と、
   前記切替信号が入力されていない場合には前記抽出した位相情報を選択し、前記切替信号が入力されている場合には前記第１位相情報保持部で保持した位相情報を選択する第１位相情報切替部と、
   前記第１位相情報切替部で選択した位相情報と前記設定した出力電流振幅とに基づいて、前記電力変換器の動作を制御すべく該電力変換器の出力電流値を設定する出力電流値設定部と、を有し、
   前記位相変動検出部は、
   前記系統電圧情報抽出部で抽出した現時点の位相情報と、現時点よりも前記電力系統の基本波の整数倍サイクル前の位相情報との差分を算出する演算器と、
   前記差分と前記第１判定値より絶対値の大きな第２判定値との比較結果に応じて、前記差分に補正値を重畳して位相変動量を算出する補正部と、
   前記位相変動量と前記第１判定値とを比較し、前記位相変動量が前記第１判定値以上のときに前記第１検出信号を生成する位相変動判定部と、
   を有することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
2. 前記第２判定値は、負側の判定値と正側の判定値とを有し、
   前記補正部は、
   前記差分が前記負側の判定値よりも小さい場合に、前記差分に前記補正値である２π［ｒａｄ］を加算して前記位相変動量を算出し、
   前記差分が前記正側の判定値以上である場合に、前記差分から前記補正値である２π［ｒａｄ］を減算して前記位相変動量を算出し、
   前記差分が前記負側の判定値以上であって前記正側の判定値未満である場合に、前記差分をそのまま前記位相変動量とすることを特徴とする請求項１に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置。
3. 請求項１又は２に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置において、
   前記系統電圧の振幅情報を都度抽出する振幅抽出部と、
   前記振幅情報に基づいて、電圧低下異常を検出したときに第２検出信号を生成する電圧低下異常検出部と、を更に有し、
   前記切替信号生成部は、前記第１検出信号と前記第２検出信号とに基づいて、前記電圧低下異常が検出されている期間内、又は前記電圧低下異常が検出された後に正常状態に復帰してからの所定期間内に、前記第１検出信号が生成されているときに前記切替信号を生成することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
4. 請求項３に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置において、
   前記電圧低下異常検出部は、
   前記振幅情報に基づいて、第１基準値以上の電圧低下異常を検出したときに前記第２検出信号を生成する第１異常検出部と、
   前記振幅情報に基づいて、前記第１基準値よりも高い第２基準値以上の電圧低下異常を検出したときに第３検出信号を生成する第２異常検出部と、を有し、
   当該制御装置は、
   前記第３検出信号の生成時までの正常時の位相情報を保持する第２位相情報保持部と、
   前記第３検出信号が入力されていない場合には前記第１位相情報切替部から入力される位相情報を選択し、前記第３検出信号が入力されている場合には前記第２位相情報保持部で保持した位相情報を選択する第２位相情報切替部と、を有し、
   前記出力電流値設定部は、前記第２位相情報切替部で選択した位相情報と前記設定した出力電流振幅とに基づいて前記出力電流値を設定することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
5. 請求項４に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置において、
   前記振幅抽出部は、前記系統電圧の各線間電圧の振幅情報を個別に算出し、
   前記第１異常検出部は、前記各線間電圧の振幅情報に対して個別に、前記第１基準値以上の電圧低下異常が発生しているか否かを検出し、
   前記第２異常検出部は、前記各線間電圧の振幅情報に対して個別に、前記第２基準値以上の電圧低下異常が発生しているか否かを検出することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
6. 請求項５に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置において、
   前記電力系統の系統電流に基づいて、励磁突入電流の発生を検出したときに第４検出信号を生成する励磁突入電流検出部を有し、
   前記切替信号生成部は、前記第４検出信号の入力に基づいて、前記切替信号の生成を停止することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
7. 請求項６に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置において、
   前記励磁突入電流検出部は、
   前記系統電流を瞬時逆相電流に変換し、前記瞬時逆相電流の振幅を算出する二次調波検出部と、
   前記瞬時逆相電流の振幅が第３判定値以上のときに前記第４検出信号を生成する励磁突入電流判定部と、を有することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
8. 請求項６に記載の系統連系用電力変換装置の制御装置において、
   前記励磁突入電流検出部は、
   前記系統電流の各線電流から、離散フーリエ変換を用いて二次調波成分の振幅を検出する二次調波検出部と、
   複数の前記二次調波成分の振幅のうち少なくとも１つの振幅が第３判定値以上のときに前記第４検出信号を生成する励磁突入電流判定部と、を有することを特徴とする系統連系用電力変換装置の制御装置。
9. 発電装置にて発電された発電電力を電力系統に出力可能な交流電力に変換動作する電力変換器と、請求項１〜８のいずれか一項に記載の制御装置とを有することを特徴とする系統連系用電力変換装置。