JP2008306805A - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2008306805A
JP2008306805A JP2007149939A JP2007149939A JP2008306805A JP 2008306805 A JP2008306805 A JP 2008306805A JP 2007149939 A JP2007149939 A JP 2007149939A JP 2007149939 A JP2007149939 A JP 2007149939A JP 2008306805 A JP2008306805 A JP 2008306805A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
phase
voltage
inverter
capacitor
command
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2007149939A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5097453B2 (ja
Inventor
Shinichi Ogusa
慎一 小草
Yukimori Kishida
行盛 岸田
Toshiyuki Fujii
俊行 藤井
Hiroshi Ito
寛 伊藤
Masahiro Sugawara
正宏 菅原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2007149939A priority Critical patent/JP5097453B2/ja
Publication of JP2008306805A publication Critical patent/JP2008306805A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5097453B2 publication Critical patent/JP5097453B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02EREDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40Arrangements for reducing harmonics
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02EREDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/50Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks

Abstract

【課題】単相インバータや直流コンデンサの構成部品に、各相において個体差が存在しても、三相電圧の平衡化が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
【解決手段】単相インバータ直流電圧バランス制御回路41は、各相の電圧センサ28で検出した電圧と電流センサ25で検出した電流とを入力し、三相の単相インバータを一つの三相電源と考えた場合に零相電圧成分に相当する電圧指令を平衡化電圧指令として演算する。そして、電圧指令演算回路47でこの零相電圧成分を各相の単相インバータ26の電圧指令に重畳する。零相電圧は各相で同じであるが、電流は各相で位相が異なるため、零相電圧成分により各相の単相インバータ26に生じる有効電力は異なり、各相の直流コンデンサ27の電圧を個別に変化させることができ各相の電圧が平衡する。
【選択図】図1

Description

この発明は、直流コンデンサとその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータとで構成される電力変換装置に関するものである。
この種の装置として、例えば、特許文献1には、図16に示す電力変換装置が紹介されている。図において、三相の系統電源1に系統インピーダンス2を介して非線形負荷3が接続されている。この非線形負荷3は、整流器6と平滑用コンデンサ7と負荷抵抗8とから構成されている。そして、この非線形負荷3からの電流高調波を低減するため、系統インピーダンス2と非線形負荷3との間の三相交流線路の各相に直列に直列形アクティブフィルタ4が接続されている。この直列形アクティブフィルタ4は、直流コンデンサ10と単相PWMインバータ9とスイッチングリップル抑制用リアクトル11と高周波フィルタ用コンデンサ12と高周波フィルタ用抵抗13とから構成されている。
図17は、同装置の制御回路の構成を示す。図において、系統電源1から直列形アクティブフィルタ4に流れ込む電源電流Iから電源電流高調波成分検出回路14により電源電流高調波成分IShを検出し、これをK倍回路15に入力しゲインK倍して高調波電圧分指令信号Vとして加算器16に出力する。上記指令信号Vにより電源電流の高調波分が零になるように単相PWMインバータ9の電圧制御が行われる。
減算器17は、直流電圧指令Vdc と直流コンデンサ10の直流コンデンサ電圧Vdcとを入力し、その差を比例積分回路18に出力する。比例積分回路18が出力するΔVdcと系統電源電圧Vとの積を直流電圧分指令信号Vとして加算器16に出力する。上記指令信号Vにより直流コンデンサ10の直流電圧が一定に制御される。
特開平4−334930号公報(段落0009〜0012、図1、2参照)
従来の電力変換装置は以上のように構成されているので、単相PWMインバータ9に生じる損失等により直流コンデンサ10の電圧が減少するが、単相PWMインバータ9を構成する部品の個体差による損失のばらつきや、直流コンデンサ10の静電容量の個体差により、減算器17の出力である、直流電圧指令Vdc と直流コンデンサ電圧Vdcとの偏差は各相で異なる値となる。すなわち、直流電圧分指令信号Vは各相で異なる値となり、系統電源1の電圧が三相平衡電圧であったとしても整流器6に印加される電圧には不平衡が生じる。よって電源電流Iに不平衡を生じさせる原因となる。
この発明は以上のような従来の問題点を解消するためなされたもので、たとえ、単相インバータや直流コンデンサの構成部品に、各相において個体差が存在しても、三相電圧の平衡化が可能となる電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
各相単相インバータによる三相出力電圧の基本波零相成分を含む平衡化電圧指令を作成しこの平衡化電圧指令を所定の三相電圧指令に重畳させることにより各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備えたものである。
また、この発明に係る電力変換装置は、三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および各相偏差の絶対値が最大の相を選択し、当該最大の相に係る乗算器の出力から平衡化電圧指令を作成する切替回路を備え、平衡化電圧指令を所定の三相電圧指令に重畳させることにより各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備えたものである。
この発明は以上のように、単相インバータの三相電圧指令に平衡化電圧指令を重畳させるので、この平衡化電圧指令の重畳により、三相電圧を平衡化させる方向に各相直流コンデンサに有効電力が生じ、各相直流コンデンサの電圧が増減して三相電圧が平衡する。
実施の形態1.
図1は本発明の実施の形態1による電力変換装置を示す図である。図において、非線形負荷となる三相コンバータ29の直流側には、平滑用コンデンサ30と負荷32とが並列に接続されている。三相コンバータ29の交流側と系統電源1とを接続する三相交流線路の各相には、直列に単相インバータ26及びスイッチングリップル抑制用リアクトル23が接続されている。単相インバータ26の直流側には直流コンデンサ27が接続されている。系統インピーダンス2は系統電源1の電力系統のインピーダンスを表している。
三相コンバータ29は、図2のようにダイオード50で構成された整流回路である。また、単相インバータ26は、図3のように、IGBT、MOSFET等のスイッチング素子60とダイオード61とを逆並列に接続して構成された回路である。
以上で説明した主回路構成を有する電力変換装置において、単相インバータ26のスイッチング素子60のオンオフを制御して直流コンデンサ27を制御する電圧制御手段の構成動作について以下に詳細に説明する。この直流コンデンサ27の電圧制御は、大きくは、主として後述する電流制御回路46が担う、電流センサ25からの電流検出値を所定の指令値に追従させる制御、および後述する単相インバータ直流電圧バランス制御回路41と電圧指令演算回路47とで担い本願発明の主要部でもある、各相の直流コンデンサ27の電圧を平衡化させる制御とが存在するが、先ず、前者の制御について説明する。
前者の制御は、電流検出値を所定の指令値に追従させる制御であるが、この場合でも、単相インバータ26の直流コンデンサ27の電圧および三相コンバータ29の平滑用コンデンサ30の電圧は、ほぼ所定の範囲に保つことが望ましいので、電流制御回路46の前段に、単相インバータ直流電圧指令値で動作する単相インバータ直流電圧全体制御回路44および三相コンバータ直流電圧指令で動作する三相コンバータ直流電圧制御回路45を備えている。以下、この制御系の上流から順次説明するものとする。
図4は、単相インバータ直流電圧全体制御回路44の内部構成を示す図である。単相インバータ直流電圧全体制御回路44では、電圧センサ28で検出した各相の直流コンデンサ27の電圧を平均値演算回路90に入力し、三相の直流コンデンサ27の平均電圧を求める。この平均電圧と単相インバータ直流電圧指令値との偏差を減算器91で求め、制御器92に入力する。制御器92は一般的なPI制御などで構成する。制御器92からは三相コンバータ直流電圧指令を補正する値を出力する。
ここで、単相インバータ直流電圧全体制御回路44で作成する三相コンバータ直流電圧指令補正について説明する。
後述する電流制御回路46は、三相コンバータ29に流入する電流を、電圧センサ24で検出される電圧に同期した正弦波電流に制御する。このとき単相インバータ26から、電圧センサ24で検出する電圧の基本波成分を含む電圧を出力すると、単相インバータ26に有効電力が生じ、直流コンデンサ27が充電または放電される。電圧センサ24が検出する電圧は、系統電源1の電圧と系統インピーダンス2による電圧降下とで決まるが、系統インピーダンス2に流れる電流は負荷32の消費電力に依存するため自由に変更できない。よって単相インバータ26から出力される電圧の基本波成分を変更するためには、三相コンバータ29の相電圧を変更する必要がある。しかし、三相コンバータ29はダイオードによって構成されており、相電圧を変更するためには直流コンデンサ30の電圧を変更する必要がある。よって直流コンデンサ27の電圧を電圧センサ28で検出し、その検出電圧を単相インバータ直流電圧全体制御回路44に入力する。そして、単相インバータ直流電圧全体制御回路44は、直流コンデンサ30の電圧補正値を出力し、後段の三相コンバータ直流電圧制御回路45に入力して直流コンデンサ30の電圧指令値を変更する。
図5は、三相コンバータ直流電圧制御回路45の内部構成を示す図である。三相コンバータ直流電圧制御回路45では、三相コンバータ直流電圧指令から、単相インバータ直流電圧全体制御回路44が出力する三相コンバータ直流電圧補正を減算した値と、電圧センサ31により検出した平滑用コンデンサ30の直流電圧とから減算器100により両者の偏差を求め、これを制御器101に入力し、電流指令を出力する。制御器101はPI制御などの一般的な制御器などで構成する。
電圧位相検出回路43は、電圧センサ24が出力する電圧検出値から電圧位相の演算を行う。電圧位相検出回路43は、電圧センサ24が検出した電圧波形から位相を求めることができるものであればどのようなものでもよい。
電流制御回路46は、三相コンバータ直流電圧制御回路45が出力する電流指令と、電流センサ25が出力する電流検出値、電圧位相検出回路43が出力する電圧位相信号に基づき電流制御を行い、スイッチングリップル抑制用リアクトル23に電流を流すことによって生じる電圧降下を補償する電圧に相当する電圧指令を出力する。
図6は、電流制御回路46の内部構成を示す図である。三相コンバータ直流電圧制御回路45が出力する電流指令を実効値や波高値のような値とすると、電圧位相検出回路43が出力する電圧位相から、瞬時指令演算回路110により力率1となる瞬時電流指令を演算する。この瞬時電流指令と電流センサ25で検出した電流との偏差を減算器111で演算し、制御器112により電圧指令を演算する。
図7は、図6とは異なる構成を採用した電流制御回路46Aの内部構成を示す図である。電流制御回路46Aは、dq座標軸上で電流制御を行うものであり、ここで、q軸は電圧に同期回転し、d軸は90°進みで回転するとする。電流制御回路46Aは、三相コンバータ直流電圧制御回路45が出力する電流指令をq軸の電流指令としd軸電流指令を0とすることで力率1となる電流制御を行うことが出来る。図7では、電流センサ25で検出した電流検出値及び電圧位相検出回路43で演算した電圧位相を三相・dq変換回路120に入力し、dq座標軸上の値に変換を行う。減算器121は、三相コンバータ直流電圧制御回路45が出力するq軸電流指令から三相・dq変換回路120が出力するq軸電流を減算して両者の偏差を求め制御器123に入力する。制御器123は、PI制御等の一般的な制御器で構成する。d軸も同様に、減算器122が、d軸電流指令から三相・dq変換回路120が出力するd軸電流を減算して両者の偏差を求め制御器124に入力する。制御器124は、PI制御等の一般的な制御器で構成する。dq・三相変換回路125は、制御器123、制御器124の出力及び電圧位相検出回路43が演算した電圧位相を入力し、三相の電圧指令に変換する。
図8は、電圧指令演算回路47の内部構成を示す図である。電圧指令演算回路47は、電流制御回路46からの三相電圧指令に基づき単相インバータ26の電圧指令の演算を行う。PWM回路48は、電圧指令演算回路47からの電圧指令を入力してPWM制御し、単相インバータ26のスイッチング素子60を駆動する。
ところで、単相インバータ26が出力する電圧は、電圧センサ24が検出した電圧から、三相コンバータ29の相電圧及びスイッチングリップル抑制用リアクトル23による電圧降下を差し引いた電圧であることから、電圧指令演算回路47は、図8に示すように、電圧センサ24が出力する検出電圧と、後述する三相コンバータ相電圧推定回路42で演算した三相コンバータ29の相電圧計算値とを、減算器130および131を経て入力する。
更に、電圧指令演算回路47は、単相インバータ26の直流コンデンサ27の各相電圧を平衡化させるため、後述する単相インバータ直流電圧バランス制御回路41で演算する、平衡化電圧指令である単相インバータ零相電圧指令を加算器132を経て入力する。
三相コンバータ相電圧推定回路42では、電圧センサ24が出力する検出電圧値と、電圧センサ31が出力する検出電圧値から三相コンバータ29の相電圧を推定する演算を行う。
三相コンバータ29では、電流の方向によって導通するダイオードが決まるので、電流センサ25で検出する電流値と電圧センサ31が検出する電圧値とから、三相コンバータ29の相電圧を推定することができる。力率が1になるように制御を行う場合は、電流の代わりに電圧センサ24で検出する電圧や電圧位相検出回路43で演算する電圧位相から三相コンバータ29の相電圧を演算することも可能である。
図9は、三相コンバータ相電圧推定回路42の内部構成を示す図である。各相の符号判定回路81は、電圧センサ24が出力する検出電圧値を入力する。符号判定回路81は、入力された電圧信号が正の場合1を出力し、負の場合−1を出力するものとする。各相の乗算器82は、電圧センサ31が出力する電圧にゲイン80により0.5をかけたものと、符号判定回路81の出力とを入力し両者を乗算することにより、平滑用コンデンサ30の中性点から見た場合の、三相コンバータ29の相電圧を求める。この相電圧は、電圧センサ24で検出する電圧が正の場合、平滑用コンデンサ30の電圧の0.5倍となり、電圧センサ24で検出する電圧が負の場合、平滑用コンデンサ30の電圧の−0.5倍となる。この相電圧は零相成分を含んでおり、これを基準に単相インバータ26の制御を行うと、単相インバータ26は三相コンバータ29の零相電圧を打ち消す電圧成分を含む電圧を出力する必要があるので、その分、単相インバータ26に必要な出力容量が大きくなる。
よって、三相コンバータ29の相電圧の推定値から零相成分を消去する。加算器84は、乗算器82が出力する三相分の相電圧を加算する。ゲイン85は、加算器84からの出力に1/3を掛けることで三相コンバータ29の相電圧に含まれる零相電圧を求める。各相の減算器83は、乗算器82からの三相コンバータ29の相電圧からゲイン85による零相電圧を減算し、相電圧から零相電圧を除去した値を求める。よって、三相コンバータ相電圧推定回路42からの出力としては、乗算器82の出力を三相コンバータ29の相電圧として出力してもよいが、零相分を除去した減算器83の出力を三相コンバータ29の相電圧とした方が単相インバータ26が出力する電圧が小さくて済む。
なお、三相コンバータ29の電圧波形パターンは決まっているので、電圧位相から容易に電圧値が推定できる。よって、電圧パターンを記憶装置に記憶しておき、電圧位相から電圧を推定する方法など、他の方法で三相コンバータ29の相電圧を推定してもよい。更に、三相コンバータ29の交流側に電圧センサを設け、検出した電圧を三相コンバータ相電圧として用いる方法を採用してもよい。
以上までに説明した制御内容により、系統電源1から三相コンバータ29に流入する電流を電流指令値に追従させ負荷32によって消費される電力を供給し、平滑用コンデンサ30および直流コンデンサ27の三相平均電圧を制御することができる。
ところが、三相コンバータ29の相電圧は各相とも同じ電圧値になるため、各相を構成する部品などの個体差によって生じる誤差を補償できない。この誤差によって各相の直流コンデンサ27の電圧差が拡大していくと、過電圧により保護回路が動作する等の問題が生じる。よって、直流コンデンサ27の電圧を三相間で同じ電圧に保つ必要がある。
次に、各相の直流コンデンサ27の電圧を平衡させるための単相インバータ零相電圧指令を作成する単相インバータ直流電圧バランス制御回路41について述べる。
図10は、単相インバータ直流電圧バランス制御回路41の内部構成を示す図である。単相インバータ直流電圧バランス制御回路41では、三相の単相インバータを一つの三相電源と考えた場合に零相電圧成分に相当する電圧指令を演算する。そして、この零相電圧成分を各相の単相インバータ26の電圧指令に重畳する。零相電圧は各相で同じであるが、電流は各相で位相が異なるため、零相電圧成分により各相の単相インバータ26に生じる有効電力は異なり、各相の直流コンデンサ27の電圧を個別に変化させることができる。また、零相電圧成分を重畳しても零相電圧は線間電圧には影響を与えないので三相コンバータ29の線間電圧には影響がない。
図10において、平均値演算回路70は、各相の電圧センサ28で検出した電圧を入力し、それらの平均値を演算する。各相の減算器71は、平均値演算回路70で演算した平均値と各相の電圧センサ28で検出した電圧との偏差を演算する。各相の乗算器73は、各相の減算器71の出力に、三相交流信号として電流センサ25で検出した電流を乗算する。加算器74は、各相の乗算器73からの出力の和を求める。この和を制御器72に入力する。制御器72はPI制御などの一般的な制御器で構成できる。
制御器72からの出力を単相インバータ直流電圧バランス制御回路41から出力し、電圧指令演算回路47で三相の単相インバータ26の電圧指令に重畳させ、各相の単相インバータ26から零相電圧を出力する。
次に、図10の構成で、各相の単相インバータ26に生じている有効電力について考える。
電流センサ25で検出される電流を、u、v、w相の各相について以下のように表されるとする。
電圧センサ28で検出される電圧を、u、v、w相の各相についてVsdu、Vsdv、Vsdwとする。また、電圧センサ28で検出される電圧の三相分の平均値をVsdavとする。制御器72がK(s)という伝達関数で表されるとすると、制御器72からの出力である単相インバータ零相電圧指令vszは以下のように表される。
そして、出力電圧零相成分によるu相の単相インバータ26の瞬時電力psuは以下のように表される。
この式から出力電圧零相成分によるu相の単相インバータ26の有効電力Psuを考えると以下の通りとなる。
v、w相についても同様に計算していくと以下の通りとなる。
上式から分かるように、図10の単相インバータ直流電圧バランス制御回路41で演算された単相インバータ零相電圧指令を、図8の電圧指令演算回路47の加算器132を経て単相インバータ26の三相電圧指令に重畳させることにより、各相の直流コンデンサ27の電圧がそれぞれVsdavに収束する制御が行われる。
以上では、三相電圧指令に重畳させる平衡化電圧指令として、図10の回路で演算される単相インバータ零相電圧指令を採用したが、以下の構成としてもよい。
この変形例は、図示は省略するが、図10の加算器74を、以下に示す切替回路74Aに替えたものである。
即ち、切替回路74Aは、VsdavとVsdu,sdv,sdwとの偏差の絶対値を比較して偏差の絶対値が最大の相を選択し、平衡化電圧指令として出力する。例えば、u相が偏差最大である場合を考えると(2)(3)式が以下のようになる。
この式からu相の単相インバータ26の有効電力Psuを考えると以下の通りとなる。
v、w相についても同様に計算していくと以下の通りとなる。
上式から、図10で、加算器74の部分を、VsdavとVsdu,sdv,sdwとの偏差の絶対値を比較して偏差の絶対値が最大の相を選択する切替回路74Aとした構成の場合は、直流コンデンサ27の電圧の平均値との偏差が最も大きい相の直流コンデンサ27の電圧値は平均値に近づくよう制御される。また、他相の直流コンデンサ27の電圧値は、偏差が最も大きい相の直流コンデンサ27の電圧値に速やかに近づいていくよう制御される。よって最終的には三相の直流コンデンサ27の電圧値が平衡する。
なお、図10の構成では、各相乗算器73でVsdavとVsdu,sdv,sdwとの偏差に乗算する三相交流信号として電流センサ25で検出した電流信号を使用したが、電流を高力率になるよう制御する場合は電流信号の代わりに、電圧センサ24で検出した電圧信号を使用する構成とすることもできる。
また、電流を電圧基本波と同じ周波数の正弦波になるように制御している場合、有効電力を生じるためには出力電圧零相成分に電圧基本波と同じ周波数成分を含んでいればよい。よって、図10のように出力電圧零相成分が正弦波となる構成だけでなく、出力電圧零相成分を電圧基本波と同じ周波数の矩形波、三角波等の波形とする構成を採用してもよい。
更に、以上の説明では、図10の単相インバータ直流電圧バランス制御回路41において、三相交流信号として使用した電流センサ25からの検出電流は、(1)式に示すように、三相平衡電流としているが、負荷32が不平衡負荷のため検出電流に逆相成分が含まれる場合も、以上の場合と同様、各相の直流コンデンサ27の電圧を均一にすることが出来る。以下、この場合の現象を説明する。
逆相電流が流れる場合、電流センサ25で検出された電流は以下の形で表すことができる。
この式ではIは電流の正相成分の実効値を表し、Iは電流の逆相成分の実効値を表している。電圧センサ28で検出される電圧をu、v、w相の各相についてVsdu、Vsdv、Vsdwとする。また、電圧センサ28で検出される電圧の三相分の平均値をVsdavとする。
制御器72がK(s)という伝達関数で表されるとし、制御器72からの出力である単相インバータ零相電圧指令vszは以下のように表される。
これが出力電圧零相成分として各相の単相インバータ26の出力電圧指令に重畳される。
出力電圧零相成分によるu相の単相インバータ26の瞬時電力psuは以下のように表される。
ここで、isusu、isvsu、iswsuについて考えると以下の通りとなる。
(17)(18)(19)(20)式から、出力電圧零相成分によるu相の単相インバータ26の有効電力Psuは以下のように表される。
v、w相についても同様に計算していくと以下の通りとなる。
上式から、検出電流に逆相成分が含まれる場合も、各相の単相インバータ26の出力電圧指令に単相インバータ零相電圧指令を加えることで直流コンデンサ27の電圧はVsdavに収束する制御が行われることがわかる。
また、検出電流に逆相成分が含まれる場合も、図10の変形例として、加算器74に代わってVsdavとVsdu,sdv,sdwとの偏差の絶対値を比較し、偏差の絶対値が最大の相を選択する切替回路74Aを使用して平衡化電圧指令を作成することが出来る。
例えば、u相が偏差最大である場合を考えると、単相インバータ直流電圧バランス制御回路41の出力であるvsz、u相の単相インバータ26の瞬時電力psu、および有効電力Psuは、それぞれ以下の通りとなる。
v相、w相についても同様の計算を行うと以下の通りとなる。
上式から、図10で、加算器74を、VsdavとVsdu,sdv,sdwとの偏差の絶対値を比較し、偏差の絶対値が最大の相を選択する切替回路74Aとした構成の場合、検出電流に逆相電流が含まれていても、直流コンデンサ27の電圧の平均値との偏差が最も大きい相の直流コンデンサ27の電圧値は平均値に収束し、他相の直流コンデンサ27の電圧値は、偏差が最も大きい相の直流コンデンサ27の電圧値に近づいていくよう制御されるので、最終的には三相の直流コンデンサ27の電圧値が平衡することになる。
なお、三相コンバータ29は図2のようなものだけでなく、ダイオードに逆並列にIGBTのようなスイッチング素子を接続して回生できるようにした回路でも構わない。 また、三相コンバータ29にPWMコンバータを適用することもでき、その場合は、三相コンバータ相電圧推定回路42をPWMコンバータの電圧波形が推定できるものに変更するか、三相コンバータ29の交流側に電圧センサを設けて実測した電圧を用いれば、上記で説明したと同様の単相インバータ直流電圧バランス制御が可能である。
さらに、三相コンバータ29は、3レベルコンバータや、直流回路を共通化して単相フルブリッジ回路を三相分組み合わせた回路としても構わない。
以上のように、単相インバータ26の零相電圧により単相インバータ直流電圧バランス制御を行う構成とすることにより、三相コンバータ29の線間電圧に影響を与えることなく各相直流コンデンサ27の電圧を平衡させることができる。
実施の形態2.
単相インバータ直流バランス制御を用いた電力変換装置の別の実施例を、この発明の実施の形態2として以下に説明する。
この場合の構成を図11に示す。図において、直流電圧源140には、直流コンデンサ141と三相インバータ142とが並列に接続されている。三相インバータ142の交流出力側と負荷148とを接続する三相交流線路の各相には、単相インバータ143とスイッチングリップル抑制用リアクトル146とが直列に接続されている。
単相インバータ143の構成は、図12のようにスイッチング素子190とダイオード191とを逆並列に接続して構成した単相フルブリッジのインバータである。また、三相インバータ142の回路は、図13のようにスイッチング素子180とダイオード181とを逆並列に接続して構成した三相フルブリッジのインバータである。
ここで、三相インバータ142は、スイッチングによる損失低減のため1周期あたりのスイッチング回数を少なくして、粗い電圧パルスを出力するものとする。よって三相インバータ142が出力する電圧に含まれる高調波成分は大きくなる。単相インバータ143は、三相インバータ142の高調波を補正する役割を持ち、三相インバータ142よりスイッチング回数が多く、細かい電圧パルスを出力するものとする。
このような三相インバータ142と単相インバータ143とを組み合わせると、負荷148に印加される電圧に含まれる高調波成分は小さく、三相インバータ142、単相インバータ143、負荷148を流れる電流に含まれる高調波成分を小さくすることができる。
単相インバータ143が、高調波電圧のみを出力するものとすれば、電流がほぼ基本波の正弦波と見なせる場合、単相インバータ143が出力する有効電力は0と見なせる。よって直流コンデンサ144の電圧は、高調波による振動を無視すると、一定に保たれている。
また、単相インバータ143が出力する電圧に基本波成分を含んでいる場合でも、電流に対して進みや遅れの電圧基本波ならば、単相インバータ143は無効電力のみを出力することになるので、直流コンデンサ144の電圧を一定に保つことができる。
しかし、実際はスイッチングなどによって生じる損失によって直流コンデンサ144の電圧は低下する。また、電流に含まれる微少な高調波成分と、出力電圧の高調波によって有効電力が生じると、直流コンデンサ144の電圧が変動する。他にも負荷148が変動すると、制御遅れから直流コンデンサ144の電圧が変動することがある。
そこで、この実施の形態2においても、先の実施の形態1と同様、他の制御と同時に、単相インバータ143の各相直流コンデンサ144の電圧を平衡化させる直流電圧バランス制御を採用している。
以下、図11の主回路構成を有する電力変換装置において、単相インバータ143のスイッチング素子190のオンオフを制御して直流コンデンサ144を制御する電圧制御手段の構成動作について以下に説明する。
先ず、制御系の最上位に位置するインバータ全体制御回路150は、三相インバータ142及び単相インバータ143を合わせた電圧指令を出力する。このインバータ全体制御回路150で作成する電圧指令としては、例えば、電流センサ147で検出される電流値に基づき、所望の力率となる電圧値を設定するようにすることも出来る。この電圧指令を個別インバータ出力電圧パルス作成回路151に入力する。
単相インバータ直流電圧全体制御回路149は、先の実施の形態1における単相インバータ直流電圧全体制御回路44と同等のもので、電圧センサ145で検出した各相の直流コンデンサ144の電圧を入力し、これら三相の直流コンデンサ144の平均電圧を求める。そして、この平均電圧と単相インバータ直流電圧指令値との偏差に基づき、三相インバータ出力電圧指令補正を出力する。この単相インバータ直流電圧全体制御回路149により、三相の直流コンデンサ144の平均電圧を与えられた指令値に保つ制御がなされる。
図14に示す単相インバータ直流電圧バランス制御回路152は、先の実施の形態1における単相インバータ直流電圧バランス制御回路41と同等のもので、細部の説明は重複するので省略するが、各相の電圧センサ145で検出した電圧と三相交流信号として電流センサ147で検出した電流とを入力し、後段の個別インバータ出力電圧パルス作成回路151で単相インバータ143の電圧指令に重畳させる平衡化電圧指令を作成する。
なお、先の実施の形態1で説明したように、図14の加算器174に替えて、直流コンデンサ144の各相電圧と各相平均値との偏差の絶対値を比較して偏差の絶対値が最大の相を選択し、平衡化電圧指令として出力する切替回路174Aを採用するようにしてもよい。
また、電流を電圧基本波と同じ周波数の正弦波になるように制御している場合、有効電力を生じるためには出力電圧零相成分に電圧基本波と同じ周波数成分を含んでいればよい。よって、図14のように出力電圧零相成分が正弦波となる構成だけでなく、出力電圧零相成分を電圧基本波と同じ周波数の矩形波、三角波等の波形とする構成を採用してもよい。
図15は、個別インバータ出力電圧パルス作成回路151の内部構成を示す図である。図において、三相インバータ瞬時電圧指令作成回路160は、インバータ全体制御回路150から入力された電圧指令と単相インバータ直流電圧全体制御回路149から入力された出力電圧指令補正から、三相インバータ142が出力する瞬時電圧指令を演算する。PWM回路161は、三相インバータ瞬時電圧指令作成回路160からの電圧指令を入力してPWM制御し、三相インバータ142のスイッチング素子180を駆動する。
単相インバータ瞬時電圧指令作成回路162は、インバータ全体制御回路150から入力された電圧指令とPWM回路161で演算した三相インバータ142が出力する電圧パルスとから、単相インバータ143が出力する瞬時電圧指令を演算する。加算器163は、単相インバータ瞬時電圧指令作成回路162からの電圧指令に単相インバータ直流電圧バランス制御回路152からの平衡化電圧指令を加算する。PWM回路164は、加算器163からの電圧指令を入力してPWM制御し、単相インバータ143のスイッチング素子190を駆動する。
このような構成とすることにより、三相インバータ142は、インバータ全体制御回路150からの電圧指令に基づく電圧に加えて、単相インバータ直流電圧全体制御回路149からの出力電圧指令補正分を出力し、単相インバータ143は、三相インバータ142の高調波電圧を補正するための高調波電圧を出力する。これらの制御により、負荷148に印加される電圧は、インバータ全体制御回路150から出力される電圧指令と同じ電圧となり、直流コンデンサ144の電圧平均値は一定に保たれる。
更に、単相インバータ143の電圧指令には、単相インバータ直流電圧バランス制御回路152からの平衡化電圧指令が重畳されているので、負荷148へ出力する線間電圧に影響を及ぼすことなく、各相の直流コンデンサ144の電圧が平衡する。
図11の回路では、三相インバータ142の1周期当たりのパルス数を少なくして三相インバータ142のスイッチングに伴う損失を減少させ、単相インバータ143の直流電圧を三相インバータ142の直流電圧より小さくし、1回のスイッチングによる損失を小さくし、パルス数を多くして三相インバータ142の高調波電圧を補正する制御を行うが、特に、三相インバータ142の1周期当たりのパルス数が極端に少なく三相インバータ142の制御特性が悪い場合、また、個別インバータ出力電圧パルス作成回路151の演算を行う演算装置の演算周期が大きい場合、更に、直流コンデンサ144の静電容量が小さく直流コンデンサ144の電圧が変動しやすい場合などには、各相の直流コンデンサ144の電圧が不平衡、不安定になることがあり、直流コンデンサ144が過電圧となり保護回路が動作する可能性がある。
このような場合にも、単相インバータ直流電圧バランス制御回路152を設けており、単相インバータ143は三相インバータ142より電圧が低くパルス数が多いので電圧調整を速く細かく行うことができ、直流コンデンサ144の電圧が各相平衡し安定性が増す効果がある。
なお、この実施の形態2では、電力変換装置が負荷に電力を供給する場合について記述しているが、負荷側からの電力回生も同じ構成で可能であり、負荷148の代わりに交流電源に接続してコンバータとして使用することも可能である。
また、三相インバータ142は、図13のようなものだけではなく、3レベルインバータや単相インバータを3つ組み合わせた回路でもかまわない。
以上のように、単相インバータ143の零相電圧により単相インバータ直流電圧バランス制御を行う構成することにより、負荷148の線間電圧に影響を与えず各相のコンデンサ電圧を平衡させることができ、三相インバータ142より出力電圧を細かく調整できる単相インバータ143を用いて単相インバータ直流電圧の安定性を増すことができる。
本発明の実施の形態1による電力変換装置を示す図である。 図1の三相コンバータ29の回路構成図である。 図1の単相インバータ26の回路構成図である。 図1の単相インバータ直流電圧全体制御回路44の内部構成を示す図である。 図1の三相コンバータ直流電圧制御回路45の内部構成を示す図である。 図1の電流制御回路46の内部構成を示す図である。 図6の変形例である電流制御回路46Aを示す図である。 図1の電圧指令演算回路47の内部構成を示す図である。 図1の三相コンバータ相電圧推定回路42の内部構成を示す図である。 図1の単相インバータ直流電圧バランス制御回路41の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態2による電力変換装置を示す図である。 図11の単相インバータ143の回路構成図である。 図11の三相インバータ142の回路構成図である。 図11の単相インバータ直流電圧バランス制御回路152の内部構成を示す図である。 図11の個別インバータ出力電圧パルス作成回路151の内部構成を示す図である。 従来の電力変換装置を示す図である。 図16の単相PWMインバータ9の制御回路を示す図である。
符号の説明
1 系統電源、24 電圧センサ、25 電流センサ、26 単相インバータ、
27 直流コンデンサ、28 電圧センサ、29 三相コンバータ、
30 平滑用コンデンサ、31 電圧センサ、32 負荷、
41 単相インバータ直流電圧バランス制御回路、
42 三相コンバータ相電圧推定回路、43 電圧位相検出回路、
44 単相インバータ直流電圧全体制御回路、45 三相コンバータ直流電圧制御回路、46,46A 電流制御回路、47 電圧指令演算回路、48 PWM回路、
50 ダイオード、60 スイッチング素子、61 ダイオード、
70 平均値演算回路、71 減算器、72 制御器、73 乗算器、74 加算器、
140 直流電圧源、141 直流コンデンサ、142 三相インバータ、
143 単相インバータ、144 直流コンデンサ、145 電圧センサ、
147 電流センサ、148 負荷、149 単相インバータ直流電圧全体制御回路、
150 インバータ全体制御回路、151 個別インバータ出力電圧パルス作成回路、
152 単相インバータ直流電圧バランス制御回路、
160 三相インバータ瞬時電圧指令作成回路、161 PWM回路、
162 単相インバータ瞬時電圧指令作成回路、164 PWM回路、
170 平均値演算回路、171 減算器、172 制御器、173 乗算器、
174 加算器、180 スイッチング素子、181 ダイオード、
190 スイッチング素子、191 ダイオード。

Claims (7)

  1. 三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり上記各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき上記各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
    上記各相単相インバータによる三相出力電圧の基本波零相成分を含む平衡化電圧指令を作成しこの平衡化電圧指令を上記所定の三相電圧指令に重畳させることにより上記各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  2. 上記直流電圧バランス制御手段は、上記各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの上記各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と上記電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および上記各相乗算器からの乗算値を加算する加算器を備え、上記加算器の出力から上記平衡化電圧指令を作成することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。
  3. 三相各相毎に設けられた直流コンデンサ、スイッチング素子からなり上記各相直流コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換しその交流出力端が三相交流線路の各相に直列に接続された単相インバータ、および所定の三相電圧指令に基づき上記各相単相インバータのスイッチング素子を制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置において、
    上記各相直流コンデンサの直流電圧を検出する電圧センサ、この電圧センサからの上記各相直流コンデンサの直流電圧検出値の平均値を演算する平均値演算回路、この平均値演算回路からの平均値と上記電圧センサからの検出値との偏差に三相交流信号を三相各相毎に乗算する乗算器、および上記各相偏差の絶対値が最大の相を選択し、当該最大の相に係る上記乗算器の出力から平衡化電圧指令を作成する切替回路を備え、上記平衡化電圧指令を上記所定の三相電圧指令に重畳させることにより上記各相直流コンデンサの直流電圧を平衡させる直流電圧バランス制御手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
  4. 上記各相単相インバータの交流出力端に流れる電流を検出する電流センサを備え、上記電流センサからの三相電流検出値を上記三相交流信号とすることを特徴とする請求項2または3に記載の電力変換装置。
  5. 上記各相単相インバータの交流出力端が接続された上記三相交流線路の電圧を検出する電圧センサを備え、上記電圧センサからの三相電圧検出値を上記三相交流信号とすることを特徴とする請求項2または3に記載の電力変換装置。
  6. 上記各相単相インバータが接続された上記三相交流線路のそれぞれ一端に三相交流電源が接続され他端にダイオード素子からなり三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータとこのコンバータからの直流電圧が供給される平滑用コンデンサと負荷とが接続される場合、
    上記各相単相インバータの交流出力端に流れる電流を検出する電流センサを備え、上記各相直流コンデンサの直流電圧の検出平均値が所定値に追従するとともに、上記平滑用コンデンサの電圧を維持するよう作成される各相電流指令値に上記電流センサからの三相電流検出値が追従するよう、上記所定の三相電圧指令を設定するようにしたことを特徴とする請求項1ないし5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  7. 上記各相単相インバータが接続された上記三相交流線路のそれぞれ一端に直流電圧源とスイッチング素子からなり上記直流電圧源の直流電圧を三相交流電圧に変換する三相インバータとが接続され他端に三相交流負荷が接続され、上記三相インバータと上記各相単相インバータとの合成出力で上記三相交流負荷に供給する電圧を所定の負荷電圧値に追従させる場合、
    上記三相インバータは、上記所定の負荷電圧値に設定した電圧指令に基づき出力電圧を制御し、上記各相単相インバータの上記所定の三相電圧指令は、上記所定の負荷電圧値から上記三相インバータの出力電圧を減算した値に設定したことを特徴とする請求項1ないし5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
JP2007149939A 2007-06-06 2007-06-06 電力変換装置 Active JP5097453B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007149939A JP5097453B2 (ja) 2007-06-06 2007-06-06 電力変換装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007149939A JP5097453B2 (ja) 2007-06-06 2007-06-06 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2008306805A true JP2008306805A (ja) 2008-12-18
JP5097453B2 JP5097453B2 (ja) 2012-12-12

Family

ID=40235020

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007149939A Active JP5097453B2 (ja) 2007-06-06 2007-06-06 電力変換装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP5097453B2 (ja)

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010082265A1 (ja) * 2009-01-13 2010-07-22 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2012170191A (ja) * 2011-02-10 2012-09-06 Toshiba Corp 給電システム
WO2012121207A1 (ja) * 2011-03-04 2012-09-13 国立大学法人徳島大学 波形補償方法及び波形補償回路
WO2012120703A1 (ja) * 2011-03-07 2012-09-13 三菱電機株式会社 電力送電装置
JP2013005694A (ja) * 2011-06-21 2013-01-07 Central Research Institute Of Electric Power Industry 無効電力補償装置、無効電力補償方法、および無効電力補償プログラム
CN103354359A (zh) * 2013-08-02 2013-10-16 南京航空航天大学 一种基于相角裕度补偿的并网逆变器系统阻抗主动控制方法
CN103545838A (zh) * 2013-09-17 2014-01-29 南京航空航天大学 一种适用于弱电网接入条件下的并网逆变器混合阻尼自适应控制方法
CN104600703A (zh) * 2015-02-05 2015-05-06 重庆大学 一种基于相位裕度补偿的并网逆变器谐波谐振抑制方法
US9595887B2 (en) 2013-02-15 2017-03-14 Mitsubishi Electric Corporation Three-phase power conversion device
US9698692B2 (en) 2014-05-15 2017-07-04 Hyundai Motor Company Multi-phase interleaved converter and control method thereof
CN107528333A (zh) * 2017-09-07 2017-12-29 广东元森能源科技有限公司 三相电平衡输出电路以及方法
US10008951B2 (en) 2013-02-04 2018-06-26 Fortum Oyj System and method for coupling a monophase power source to a multiphase power network
CN108879736A (zh) * 2018-06-08 2018-11-23 浙江涌原新能科技股份有限公司 一种动态平衡三相装置
EP2887524B1 (en) 2012-08-20 2021-08-11 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power converter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04334930A (en) * 1991-05-07 1992-11-24 Toyo Electric Mfg Co Ltd Series-type active filter
JPH09128072A (ja) * 1995-10-26 1997-05-16 Nissin Electric Co Ltd 自励式無効電力補償装置の制御方法
JP2003189474A (ja) * 2001-12-20 2003-07-04 Fuji Electric Co Ltd 系統連系電力変換装置
JP2005110335A (ja) * 2003-09-26 2005-04-21 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04334930A (en) * 1991-05-07 1992-11-24 Toyo Electric Mfg Co Ltd Series-type active filter
JPH09128072A (ja) * 1995-10-26 1997-05-16 Nissin Electric Co Ltd 自励式無効電力補償装置の制御方法
JP2003189474A (ja) * 2001-12-20 2003-07-04 Fuji Electric Co Ltd 系統連系電力変換装置
JP2005110335A (ja) * 2003-09-26 2005-04-21 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp 電力変換装置

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5269102B2 (ja) * 2009-01-13 2013-08-21 三菱電機株式会社 電力変換装置
US8576593B2 (en) 2009-01-13 2013-11-05 Mitsubishi Electric Corporation AC-DC power converting apparatus having sub-converters connected in series between main converter and AC power supply
WO2010082265A1 (ja) * 2009-01-13 2010-07-22 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2012170191A (ja) * 2011-02-10 2012-09-06 Toshiba Corp 給電システム
WO2012121207A1 (ja) * 2011-03-04 2012-09-13 国立大学法人徳島大学 波形補償方法及び波形補償回路
WO2012120703A1 (ja) * 2011-03-07 2012-09-13 三菱電機株式会社 電力送電装置
JPWO2012120703A1 (ja) * 2011-03-07 2014-07-07 三菱電機株式会社 電力送電装置
JP2013005694A (ja) * 2011-06-21 2013-01-07 Central Research Institute Of Electric Power Industry 無効電力補償装置、無効電力補償方法、および無効電力補償プログラム
EP2887524B1 (en) 2012-08-20 2021-08-11 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power converter
US10008951B2 (en) 2013-02-04 2018-06-26 Fortum Oyj System and method for coupling a monophase power source to a multiphase power network
US9595887B2 (en) 2013-02-15 2017-03-14 Mitsubishi Electric Corporation Three-phase power conversion device
CN103354359A (zh) * 2013-08-02 2013-10-16 南京航空航天大学 一种基于相角裕度补偿的并网逆变器系统阻抗主动控制方法
CN103545838A (zh) * 2013-09-17 2014-01-29 南京航空航天大学 一种适用于弱电网接入条件下的并网逆变器混合阻尼自适应控制方法
US9698692B2 (en) 2014-05-15 2017-07-04 Hyundai Motor Company Multi-phase interleaved converter and control method thereof
CN104600703A (zh) * 2015-02-05 2015-05-06 重庆大学 一种基于相位裕度补偿的并网逆变器谐波谐振抑制方法
CN107528333A (zh) * 2017-09-07 2017-12-29 广东元森能源科技有限公司 三相电平衡输出电路以及方法
WO2019047515A1 (zh) * 2017-09-07 2019-03-14 广东元森能源科技有限公司 三相电平衡输出电路以及方法
CN108879736A (zh) * 2018-06-08 2018-11-23 浙江涌原新能科技股份有限公司 一种动态平衡三相装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP5097453B2 (ja) 2012-12-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5097453B2 (ja) 電力変換装置
JP5542609B2 (ja) 無効電力補償装置
JP5365058B2 (ja) コンバータの制御方法
JP6237852B1 (ja) アクティブフィルタの制御装置
JP5742980B1 (ja) 電力変換装置の制御方法
JP5051127B2 (ja) 電力変換装置およびその制御方法
JP4479292B2 (ja) 交流交流電力変換器の制御装置
JP2009290993A (ja) 単相電圧型交直変換装置
JP4907982B2 (ja) 系統連系インバータ装置
JPH10225131A (ja) 電力変換器の制御装置
JP5055184B2 (ja) 電力変換装置およびその高調波電流抑制方法
JP5787053B2 (ja) 3相v結線コンバータの制御装置
JP5115730B2 (ja) Pwmコンバータ装置
JP4971758B2 (ja) 電力変換装置
JPH1132435A (ja) 電力変換装置
JP5833524B2 (ja) 電力変換装置および電力変換装置の制御装置
JP5169396B2 (ja) 電力変換装置の制御回路
JP3247252B2 (ja) 電力変換装置の制御装置
JPH10127056A (ja) パルス幅変調コンバータ装置
JP2968027B2 (ja) 電流形インバータの制御装置
JP4411848B2 (ja) 入力フィルタを考慮したpwmコンバータおよびその制御方法並びに高調波抑制装置
JP4851844B2 (ja) 電力変換装置
JP6764670B2 (ja) 電力変換装置
JP2005333737A (ja) 電力変換装置
JP6340970B2 (ja) 制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20100106

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20110705

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20110817

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20111011

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20120626

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120808

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20120828

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20120924

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Ref document number: 5097453

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150928

Year of fee payment: 3

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250