JPS63148865A - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ＷＬ電力変換装置制御装置、特にＮ台（Ｎ
は正の整数）のパルス幅変調コンバータ（以下、ＰＷＭ
コンバータと称する。）を並列に接続して構成した電力
変換装置の制御装置に関するものでおる。

〔従来の技術〕

第２図は、例えば電気学会から発行された「電気鉄道」
研究会資料ＲＡＴ−ざＡ−ｊに示された２台のＰＷＭコ
ンバータを並列に接続して構成した電力変換装置の主回
路図でるる。図において、（１）は変圧器（Ｔｒ）の一
方のλ次巻線の一端に接続されている第１の交流遮断器
、（２）は第１の交流遮断器（１）と直列に接続されて
いる第１の交流リアクトル、（３１はこれら第１の交流
遮断器（１）及び第１の交流リアクトル（コ）を介して
一方の２次巻線の両端間に接続されている第１のＰＷＭ
コンバータであって、ブリッジ回路を形成するＧＴＯ等
の自己消弧型半導体スイッチ（Ｇｔ７）　＋　（Ｇｔコ
）　、　（Ｃｋ／Ｊ）　、　（Ｇ／ゼ）及びこれら半導
体スイッチ（Ｇｔ　ｌ）　＋　（（）／コ）　、　（Ｃ
）／Ｊ）、　（Ｇｔダ）のそれぞれと並列に且つ逆極性
に接続されているダイオード（Ｄ／　ｔ）　＋　（Ｄ／
コ）、（Ｄ１３）　、（Ｄ／４１）から構成されている
？陣）は第１のＰＷＭコンバータ（３）と並列に接続さ
れてｂるフィルタコンデンサ、（りは第１のＰＷＭコン
パータ（３）と並列に接続されている負荷（ＺＬ）。

断器（６）と直列に接続されている第２の交流リアクト
ルｆｆｌはこれら第一の交流遮断器（６）及び第２の交
流リアクトル（７）を介して他方の２次巻線の両端間に
接続されている第２のＰＷＭコンバータであって。

ブリッジ回路を形成するＧＴＯ等の自己消弧型半導体ス
イッチ（Ｇコ／）、（Ｇココ）、（Ｇコ、ｙ）、（Ｇハ
）及びこれら半導体スイッチ（，２／）、（，２２）、
（，２Ｊ）、（２≠）のそれぞれと並列に且つ逆極性に
接続されているダイオード（Ｄコｔ　）　、　（Ｄココ
）、（Ｄコ、ｙ）、（Ｄコ４１）から構成されている。

なお、第１のＰＷＭコンバータ（３）と第２のＰＷＭコ
ンバータＩＩＩとは並列に接続されている。

第３図は第２図に示した車力変換装置のための従来の制
御装置のブロック図である。図において、（１）〜（ｒ
ｌは第１図に示したものと全く同じである。

たソし、第３図では第２図中の変圧器（Ｔｒ）の２次巻
線に代えて２次側電源電圧（Ｖｓ）で表わしてるる、、
（り）は第１のパルス分配器でろって、その入力端は第
７の加算点（／／）と、その出力側は第１のＰＷＭコン
バータ麻？接続されている。　　（ｉｏ）は第２のパル
ス分配器でろって、その入力側は第２の加算点（／２）
と、その出力側は第２のＰＷＭコンバータ（ｒｌと、接
続されている。（１３）は第１の搬送波発生器であって
、その出力側は第１の加算点（／／）と接続されている
。、（ハ・は第２の搬送波発生器であって、その出力側
は第２の加算点（１２）と接続されている。（ハＤは第
１の電流コントローラであって、その入力側が第３の加
算点（ＩＩ）と、その出力側が第１の加算点（ＩＩ）と
、接続されている。（／７）は第２の電流コントローラ
であって、その入力側が第弘の加算点（ｌり）と、その
出力側が第一の加算点（ｌコ）と、接続されている。

（２０）はその入力側が同期回路（コ／）及び電圧コン
トローラ（２コ）と、その出力側が第３の加算点（／ｌ
）及び第弘′の加算点（／り）と接続されている乗算器
であって、２次側電源電圧（Ｖ　ｓ　）が叩加されてい
る同期回路（コ／）の出力信号と電圧コントローラ（２
２）の出力信号とを乗算するものである、第一の加算点
（２３）は直流電圧指令値（Ｅｄ”）とフィルタコンデ
ンサ陣）の両端の直流電圧（Ｅｄ）のフィードバック値
（−Ｅｄ　）を加算して電圧コントローラ（２コ）に偏
差（Ｅｄ”−Ｅｄ）を出力するものである、第弘ａ図は
第１のＰＷＭコンバータの運転時の第１の搬送波と変調
波との関係を示す波形図、第−ｂ図Ｈ第ｓ　のＰＷＭコ
ンバータの運転時の第２の搬送波と変調波との関係を示
す波形図である。

第一図はＰＷＭコンバータの多Ｘ度と等価妨害電流（、
ｙｐ）との関係を示すグラフ図である。

送力変換装置のための従来の制御装置は上記のように構
成され、いま、直流電圧指令値（Ｅｄ＊）が第一の加算
点（，２３）で直流電圧（Ｅ　ｃｌ、　’）のフィード
バック値（−Ｅｄ）と加算され、その偏差（Ｅｄ車−Ｅ
ｄ）カミ圧コントローラ（２２）に入力される。一方、
２次側電源電圧（ＶＳ）は同期回路（２１）に入力され
、この同期回路（コ／）で２次側電源電圧（ＶＳ）に同
期した振幅例えばｌの正弦波が形成される、この正弦波
と前記の電圧コントローラ（２，２）の出力信号とは、
乗算器（２Ｑ）によって乗算され、この乗算の結果得ら
れる２次側電流指令値（Ｉｓ”）は第３の加算点（ＩＩ
）及び第一の加算点（／り）にそれぞれ出力される。こ
の２次側電流指令値（Ｉｓ＊）は第３の加算点（ｌｌｒ
）及び第Ｖの加算点（ｌり）で第１のＰＷＭコンバータ
（３）、第一のＰＷＭコンバータ（ｆｆｌのλ次側電流
（Ｉｓ／）−（ＩＳＪ）のフィードバック値（−工ｓ／
）、　（−ＩＳＪ）のそれぞれと加算され、その偏差（
ＩＳ”　ＩＳ／）ｌ（Ｉｓ＊−ＩＳＪ）が第１のｌＩ電
流コントローラ／Ｊ）、第２の電流コントローラ（／７
）のそれぞれに入力される。この第１の電流コントロー
ラ（／６）及び第一の電流コントローラ（川からの出力
は第１の加算点（ｌ／）及び第一の加算点（／、２）に
入力され、第１の搬送波発生器（／３）の第１の搬送波
（第−ａ図参照）及び第２の搬送波発生器（／Ｆ）の第
２の搬送波ＣｍＩＩＬｂ図参照）と加算されることによ
って高調波変調される。ここで、第１の搬送波及び第２
の搬送波は後述するように。

互いにその位相が一定値だけ異なるものである。

第１の加算点（／／）及び第２の加算点（／２）からの
出力は、第１のパルス分配器（り）及び第２のパルス分
配器（１０）に送られ、第１のパルス分配器（り）は第
１のＰＷＭコンバータ（３）を、第２のパルス分配器（
１０）は第２のＰＷＭコンバータ（≠）をそれぞれ制御
する、 ここで、第１の搬送波及び第コの搬送波について第−ａ
図及び第Ｖす図に基き説明する。第−ａ図及び第Ｖｂ図
に示されるように、第１の搬送波と第２の搬送波の位相
は異なり、第Ｖｂ図の場合。

第２の搬送波は糎／の搬送波よりπ力だけ位相が遅れて
いる、よって、半導体スイッチ（Ｇ／　ｉ　）　、　（
ＧＪ　ｉ’）に対応するゲートパルスパターンも位相が
異なっている。

一般に、第ｔＡａ図及び第Ｖｂ図に示すような変調方法
においては、搬送波周波数をｆＣ，変調周波数をｆｓと
すると、λ次側電流ＩＳに含まれる高調波周波数（ｆＨ
）は次式で示される。

ｆＨ＝、ＺＸｋＸｆｃ±Ｌｘｆｓ ここで、’に、ｔ＝／、２．３・・・・・・・・・であ
る。

これに対し、Ｎ台のＰＷＭコンバータを並列運転する場
合、ＰＷＭコンバータの搬送波周波数の位相をπ／Ｎだ
けずらして運転すると、ｕＸｌ（Ｘｆｏの１わりの高調
波成分が打ち消されることが知られている、 ところで、電気車の制御中に発生する高調波による外部
回路、すなわち、通信系統や信号系統への影響を評価す
る１つの手段として、可聴周波数帯の高調波に恵み関数
を乗じて求めた等価妨害電流（Ｊｐ）が従来より用いら
れているが、前述の事実は、Ｎ台のＰＷＭコンバータの
搬送波周波数の位相差をπＡだけずらせば等価妨讐電流
（Ｊｐ）の値も低減できることを示唆している。第！図
はシミュレーションによってこの推論を確認したもので
。

図から明らかなように等価妨害電流（Ｊｐ）値が低減し
ていることがわかる。

従って、以上述べてきたような理由により、第３図に示
された第２の搬送波発生器（／≠）からの第コの搬送波
の位相は第１の搬送波の位相よりπ／′Ｎ（ただし、こ
の例ではＮ−＝ｚ　）だけずらしである− 〔発明が解決しようとする問題点〕 上記のような従来の制御装置では、Ｎ台のＰＷＭコンバ
ータがあらかじめ並列に設置されていた場合、各ＰＷＭ
コンバータの搬送波の位相差が固定きれているため５例
えば、Ｎ台の内の７台が故障等てよって切離された場合
を考えると、残りの（Ｎ−／）台間の搬送波の位相差が
均一でなくなって。

前述のＪＸｎＸｆｃのまわりの高調波成分を打ち消す効
果が急減するという問題点があった。

この発明は、かかれ問題点を解決するためになされたも
ので、Ｎ台のＰＷＭコンノく一夕の並列運転中に何台か
のＰＷＭコンバータが故障しても、搬送波周波数の偶数
倍高制波のまわりの高調波を打ち消すことによって等価
妨害電流（Ｊ　ｐ）を低減できる車力変換装置用制御装
置を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る車力変換装置用制御装置は、各ＰＷＭコ
ンバータの入力側に接続されている交流遮断器のオン／
オフ情報を把握することによって、いかなる時において
も、運転中の複数台のＰＷＭコンバータ間の搬送波周波
数の位相差が均等になるようにした搬送波位相制御回路
を備えたものでろる。

〔作　用］ この発明においては、ＰＷＭコンバータ間の搬送周波数
の位相差をθとすると、各交流遮断器のオン／オフ情報
から現在運転中のＰＷＭコンバータの台数を把握し、そ
の数を■とした場合、θ＝π／ｎ（／≦ｎ４Ｎ）となる
ように位相差を設定する。

〔実施例〕

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図である。

図において、第３図と同じものは同一の記号で示した。

第３図と異なる点は搬送波位相制御回路（ｉｓ＞を付加
した点である。、（ハ〜（／Ｉ／ｌ）、（／６）〜（２
３）は第３図に示したものと同一であるので説明を省略
する。搬送波位相制御回路（／ｊ）は。

その入力側が第１の交流遮断器（１）及び第２の交流遮
断器（乙）に接続されると共に、その出力側が第１の搬
送波発生器（１３）及び第２の搬送波発生器（ハ・と接
続されている。

上記のように構成された電力変換装置の制御装置におい
て、新たに付加された搬送波位相制御回路（／りの機能
について述べる、いま、Ｎ台のＰＷＭコンバータが並列
に設置されていたとすると。

各交流遮断器等のオン／オフ情報から現在、その内の何
台が実際に稼動しているかを判断し、その台数をｎとす
ると、その判断に基づいて搬送波間の位相差（θ１＝π
／ｎとなるような搬送波を作成する機能を搬送波位相制
御回路（／ｊ）は有している。

搬送波位相制御回路（／りのこのような機能により、Ｎ
台のＰＷＭコンバータが並列に設置された場合、その内
の何台が故障したりして使用不能になった場合でも、稼
動可能な台数に応じて均等な位相差を有した搬送波が作
成できるため、７次電流中の搬送波周波数のまわりの高
調波成分を打ち消すことが可能となって１等価妨害電流
（Ｊｐ）を低減できるものである、 なお、上記の実施例では、稼動可能なＰＷＭコンバータ
の台数を把握するために、交流遮断器のオン／オフ情報
を得る例を示したが１例えば、制御装置内に、このよう
な情報と等価な情報がある場合、これを用いても良いこ
とは明らかである。

〔発明の効果〕

この発明は以上説明したとおシ、実際に稼動可能なＰＷ
Ｍコンバータの台数を把握［７、その台数に応じて搬送
波周波数間の位相差を均一にする搬送波位相制御回路を
設けたので、１次側車流に含まれる高調波成分を低減で
き、ひいては等価妨害電流を低減できるという効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図〜第λ図
はコ台のＰＷＭコンバータを並列に接続して構成した電
力変換装置の主回路図、第３図は第２図に示した電力変
換装置のための従来の制御装置のブロック図、第＋ａ図
は第１のＰＷＭコ／パータの運転時の第１の搬送波と変
調波との関係を示す波形図、第−ｂ図は第１のＰＷＭコ
ンバータの運転時の第２の搬送波と変調波との関係を示
す波形図、図において。 （１）・・第１の交流遮断器、（コ）・・第１の交流リ
アクトル、（３）・・第１のＰＷＭコンバータ、（≠１
−・フィルタコンデンサ、（ｊｌ　＠・負荷、（６）−
〇第２の交流速断器、（７）・・第２の交流リアクトル
、（ｔ）・・第２のＰＷＭコンバータ、（り）・・第１
のパルヌ分配器、（１０）・・第２のパルヌ分配器、　
　（／／）・・第１の加算点、（１２）・・第２の加算
点、（／３）・・第１の搬送波発生器、（／Ｆ）・・第
２の搬送波発生器、　（／り・・搬送波位相制御回路、
（＃）・・第１の電流コントローラ、（／７）・・第２
のＴ１ｍコントローラ、（／ｌ）・・第３の加算点。 （／り）・・第Ｖの加算点、（２０）・轡乗Ｘ器、（Ｘ
／）、・同期回路、シに）・・電圧コントローラ、（，
２３）・・第ｊの加算点、（Ｖｓ）＊・コ次側電源電圧
、Ｅｄ”・・直流電圧指令値である。 なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す、 ％１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 並列に設置されたＮ台のパルス幅変調コンバータ、およ
   びこれらパルス幅変調コンバータの入力側にそれぞれ接
   続されたＮ個の交流遮断器を備えた電力変換装置におい
   て、前記パルス幅変調コンバータにそれぞれ搬送波を供
   給するＮ個の搬送波発生器と、前記交流遮断器からのオ
   ン／オフ情報によつて各パルス幅変調コンバータ間の前
   記搬送波の周波数位相差が均一になるように前記搬送波
   発生器をそれぞれ制御する搬送波位相制御回路とを設け
   たことを特徴とする電力変換装置の制御装置。