KR910000543B1 - Pwm 전력변환장치 - Google Patents

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Description

PWM 전력변환장치

제1도는 본 발명에 관한 PWM 전력변환장치의 일싱시예를 표시한 것으로, 단상 직류-교류변환용 인버터를 표시한 블럭 구성도.

제2도는 동 인버터에 공급하는 PWM 신호를 생성하기 위한 드라이브 회로를 표시한 블럭 구성도.

제3도는 동 인버터 및 드라이브 회로의 동작을 설명하기 위한 타이밍도.

제4도는 SI 사이리스터 및 IGBT의 본 전압과 턴오프시간과의 관계를 표시한 특성 곡선도.

제5도는 SI 사이리스터의 아노드 구조를 표시한 측단면도.

제6도는 동 인버터에 사용되는 스위칭소자로서 BPT 만을 이용한 경우, SIT 만을 이용한 경우 및 BPT와 SIT를 조합한 경우에 있어서의 전력변환효율 n을 표시한 특성 곡선도.

제7도는 고속 스위칭소자와 저속 스위칭소자와를 조합함에 따르는 전력변환 손실의 저감을 설명하기 위한 특성 곡선도.

제8도 SIT와 BPT와의 온전압에 대한 온전류의 관계 특성도.

제9도 및 제10도는 각 디드타임을 설명하기 위한 타이밍도.

제11도는 디드타임에 의한 문제점과 그 보정동작을 설명하기 위한 타이밍도.

제12도는 디드타임에 의한 영향을 받은 출력신호와 디드타임의 영향을 보정한 출력신호등을 표시한 파형도.

제13도는 변조주파수를 높인 경우의 디드타임의 영향에 의한 출력신호의 파형난조의 발생율을 표시한 특성 곡선도.

제14도는 디드타임의 영향을 보정하기 위한 회로를 표시한 블럭 구성도.

제15도는 SIT의 소자구조를 표시한 측단면도.

제16도는 SIT를 이용하여 구성되 단상의 직류-교류 변환용 인버터의 구체예를 표시한 회로구성도.

제17도 및 제18도는 각각 변조깊이가 3각파 펄스 주파수등에 의하여 규정되는 온펄스 및 오프펄스의 최소펄스폭을 설명하기 위한 타이밍도.

제19도는 스위칭소자 서로간에서 규정되는 온펄스 및 오프펄스의 최소펄스 폭을 설명하기 위한 모식도 및 타이밍도.

제20도는 3각파 펄스 주파수와 변조의 깊이와의 관계에 있어서 펄스결락이 발생하는 영역과 발생하지 않는 영역등을 표시한 특성 곡선도.

본 발명은 브릿지상으로 접속한 복수의 스위칭소자를 PWM(펄스폭변조) 신호에 의거하여 스위칭 구동함으로서 구성되는 전력변환효율이 높은 예를들면, 인버터, 콘버터, 순역 전력변환기 및 악티브필터 등의 PWM 전력변환장치의 개량에 관한 것이다.

주지하는 바와같이, 브릿지상으로 접속한 복수의 스위칭소자를, PWM 신호에 의거하여 스위칭 구동함으로서, 전력변환 효율이 높은, 예를들면 인버터, 콘버터, 순역 전력변환기 및 악티브 필터등의 PWM 전력변환장치를 구성할 수가 있다.

이 PWM 전력변환장치에 사용되는 스위칭소자는, 종래부터 BPT(바이폴러:Bipolar, 트랜지스터:Transistor)나 GTO(게이트 턴오프 사이리스터) 등과 같은, 비교적 저속의 전력용 자기 소호형 소자를 사용한다. 그리고 PWM의 변조주파수는, 500Hz-2kHz이고, PWM 펄스수도 수펄스-10수 펄스로, 비교적 긴펄스의 조합으로 구성되어 있다.

그런데 이러한 긴펄스의 펄스열로된 PWM 파형에서는 전력 변환장치의 입력 또는 출력신호 파형을 정현파로 유지하기 위해서는 콘 리액탠스 및 캐파시탠스를 갖는 코일 L 및 콘덴서 C로된 LC 공진회로를 이용한 필터가 필요하게 된다.

특히 긴 펄스의 펄스열로된 10수 펄스의 PWM 파형의 악티브 필터에 있어서는, 기능할 수 있는 고조파는 저차고조파 까지이며 때문에, 보다 높은 고차 고조파까지 기능할 수 있는 악티브 필터의 출현이 요망되고 있다.

그러나, 근래 SIT(정전 유도 트랜지스터)나 SI 사이리스터(정전 유도 사이리스터) 등의 전력용 고속스위칭소자가 출현하고 있다. 그러므로 PWM의 변조주파수를 수 10kHz로 할 수 있고, PWM 펄스수도 수백펄스의 단펄스를 조합할 수 있게 되었다.

이와같이 PWM의 변조주파수의 고주파 수화를 도모함에 따라 현실적으로는 전력 변환장치의 입력 또는 출력신호 파형은 무난조의 정현파화가 가능해지고 악티브 필터는 고차 고조파까지의 기능이 가능하다.

그러나, PWM의 변조주파수의 고주파수화를 도모한 고주파 PWM 전력변환장치에서는, 다음과 같은 문제가 발생한다. 먼저 변조주파수를 높일수록 스위칭소자의 스위칭 손실이 커지고, 전력 변환효율이 저하한다. 즉, 자기 노고형의 전력용 고속 스위칭소자는, 그 스위칭 시간과 온전압과의 사이에 트레이드 오프관계가 있다. 그러므로 종래, 고주파 PWM 전력변환장치에는 변조주파수의 고주파화를 위해 사용하는 스위칭 소자의 온저항을 희생하고, 고속 동작가능한 소자를 각 스위칭소자로서 사용하도록 하여져 있다. 그 결과, PWM 전력변환장치의 고주파화가 이루어지는 반면에 사용되는 스위칭소자의 온저항의 높이로부터 전력변환효율의 악화를 초래, 고효율화를 방해하고 있다. 바꾸어말하면, 스위칭 속도가 빠른 소자를 이용하므로서, 스위칭 손실은 감소되나, 반면에 콘댁션 손실의 증가를 초래하므로서 전체적으로 본 변환효율에는 한계가 발생한다는 것이다.

더욱이 반도체 스위칭소자로서는, 상술한 BPT, GTO, SIT 및 SI 사이리스터등 외에, MOS(메탈 옥사이드 세미콘닥터) 트랜지스터나 IGBT 등이 사용된다. 또 브릿지 접속된 각 스위칭소자에 공급되는 고주파 PWM 신호 사이에는, 직류전원에 대하여 직렬로 장치된 소자가 동시에 온상태로 되는 것을 방지하기 위하여 디드타임이 설명되어 있다. 그런데 이 디드타임에 의한 고주파 PWM 신호의 펄스폭의 감소의 비율에는 긴펄스의 펄스열에 의한 PWM 신호의 비율보다도 출력신호 파형에 크게 영향을 미치게 되고, 입력신호 파형에 대한 출력신호 파형의 충실성이 손상되는 것이다. 또 변조주파수를 높인 고주파 PWM 신호를 이용하면, 변조깊이와의 관계에서 출력신호 파형의 파고역 및 영크로스역에서 펄스결낙이 발생하고, 출력신호 파형의 파고역 및 영크로스역에서 입력신호 파형에 대한 출력신호 파형의 충실성이 손상된다는 문제도 발생한다.

본 발명은 상기 사정을 고려하여 된 것으로, 그 목적은, 스위칭소자로 발생한 전손실을 감소화되고 저손실로 고효율적인 전력 변환동작을 할 수 있는 PWM 전력변환장치를 제공하는데 있다.

또 본 발명의 제2목적은 디드타임에 의한 고주파 PWM 신호의 펄스폭의 감소에 기인한 출력신호 파형에의 악영향을 없애고, 입력신호 파형에 대하여 충실한 출력신호 파형을 얻을 수 있는 PWM 전력 변환장치를 제공하는데 있다.

또 본 발명의 제3목적은 고주파 PWM 신호를 이용함에 따르는 출력신호 파형의 파고역 및 영크로스역에서의 펄스결낙을 방지하고, 입력신호 파형에 대한 출력신호 파형의 파고역 및 영크로스역에 있어서의 충실성을 유지할 수 있는 PWM 전력변환장치를 제공하는데 있다.

이하 본 발명의 실시예를 도면에 따라 설명한다. 제1도는 PWM 전력변환장치로서의 단상 직류-교류변환용 인버터를 표시하고 있다. 즉 부호 11-14는 브릿지상으로 접속된 반도체 스위칭소자이고, 각기 제어단자 11a-14a로 공급되는 PWM 신호에 따라서 스위칭 제어된다.

또 스위칭소자 11,13의 접속점과 스위칭소자 12,14의 접속점과의 사이에는 정전압원 15가 접속되며, 직류전압 E가 인가되어 있다. 또 스위칭소자 11,12의 접속점 및 스위칭소자 13,14의 접속점은, LPF(로우패스필터) 16를 통하여 출력단자 17,18에 접속되어 출력단자 17,18 사이에서 출력교류 전압 eo가 나오게 된다.

여기서, 제2도는, 상기 제어단자 11a-14a에 공급하는 PWM 신호를 생성하기 위한 드라이브 회로를 표시하고 있다. 즉 부호 19는 정현파 발생기로 출력될 정현신호의 주파수를 30Hz-400Hz의 범위로 가변 가능하게 되어 있다. 이 정현파 발생기 19에서 출력된 정현파 신호는, 전파 정류회로 20에 의하여 제3a도의 파형 a에 표시한 바와 같은 절대치 변환되어서, 레벨 비교기 21의 일방의 입력단에 공급한다.

또 레벨 비교기 21의 타방입력단에는 3각파 펄스발생기 22에서 출력되는 제3a도의 파형 b에 표시한 바와 같은 3각파 펄스를 공급한다. 이 3각파 펄스발생기 22는, 출력될 3각파 펄스의 주파수를 10kHz-300kHz의 범위로 가변가능하게 되어 있다.

그리고, 상기 레벨 비교기 21는, 절대치 변환된 정현파 신호와 3각파 펄스등을 레벨 비교함으로서, 제3b도에 표시한 바와같이 정현파 신호레벨을 3각파 펄스레벨 보다도 높을때 H(하이)레벨로 낮을때 L(로우)레벨이 되는 PWM 신호를 발생한다.

한편, 상기 정현파 발생기 19에서 출력된 정현파 신호는 구형파 발생기 23에 공급된다. 이 구형파 발생기 23는, 제3c도에 표시한 바와같이, 정현파 신호가 정극성일때 L레벨이 되고 부극성일때 H레벨이 되는 저속용 브릿지 절환신호를 발생하는 것으로 이 신호는 제어단자 11a에 공급하는 것이다.

또 이 구형파 발생기 23에서 출력된 저속용 브릿지 절환신호는, 놋트회로 24로 제3d도에 표시한 바와 같이 반전하여 제어단자 12a에 공급될 저속용 브릿지 절환신호를 생성하다. 그리고 구형파 발생기 23 및 놋트회로 24에서 출력될 각 저속용 브릿지 절환신호는 디드타임 설정회로 25에 공급된다.

이 디드타임 설정회로 25는, 스위칭소자 11,12가 동시에 온상태로 되어, 정전압원 15의 양단이 단락되는 것을 방지하기 위하여 입력된 양 저속용 브릿지 절환신호 사이에 소정의 디드타임을 부가하여 드라이브 회로 26를 통하여 제어단자 11a,12a에 출력하는 것이다. 그리고, 각 스위칭소자 11,12는 저속용 브릿지 절환신호가 H레벨일때 온상태로 제어되고, L레벨일때 오프상태로 제어된다.

한편, 상기 레벨 비교기 21에서 출력되는 PWM 신호는, 스위칭 회로 27에 공급된다. 이 스위칭 회로 27는, 구형파 발생기 23 및 놋트회로 24에서 출력되는 각 저속용 브릿지 절환신호에 의거하여 레벨 비교기 21에서 출력되는 PWM 신호를 반전처리함으로서, 제3e,f도에 표시한 바와같은 제어단자 13a,14a에 공급될 PWM 신호를 각각 생성하는 것이다.

그리고 스위칭회로 27에서 출력되는 각 PWM 신호는, 디드타임 설정회로 28로 스위칭소자 13,14를 동시에 온상태가 되지 않도록 소정의 디드타임이 부가되어서 드라이브회로 26을 통하여 제어단자 13a,14a에 출력하는 것이다. 이 경우, 각 스위칭소자 13,14도 PWM 신호가 H 및 L 레벨일때 온 및 오프상태로 각각 제어된다.

이와같이 제3c,d도에 표시한 저속용 브릿지 절환신호와 제3e,f도에 표시한 각 PWM 신호에서 스위칭소자 11-14를 각각 스위칭 제어함으로서 스위칭소자 11,12의 접속점과 스위칭소자 13,14의 접속점과의 사이에는 제3g도에 표시한 바와같은 펄스폭 변조를 받은 출력이 발생한다. 이 출력레벨의 절대치는 정전압원 15의 출력전압 E와 동등하게 되어 있다.

그리고 제3g도에 표시한 출력신호는 LPF 16에 공급되어 그 레벨이 평균화함으로서, 출력단자 17,18 사이에서 제3h도에 표시한 바와같은 교류전압 eo를 꺼낼 수 있고 여기에 직류-교류 교환을 하게 된다.

여기서 상기 스위칭소자 11-14로서 이용되는 반도체 스위칭소자로는, 상술한 바와같이 BPT, GTO, SIT, SI 사이리스터, MOS 트랜지스터 IGBT 등이 있다. 여기서 각종 반도체 스위칭소자의 특성을 구체적인 수치에 의거 설명한다.

먼저 SI 사이리스터의 경우, 20kHz-100kHz의 주파수로 동작시킬 고주파 용도의 것은 온전압이 3-5V로 높아지는 대신에, 스위칭시의 테일전류 및 테일시간의 저감화를 도모하고, 또 턴오프 시간은 1.5㎲ 이하로 되는 것도 1200V-300A 급의 소자로 얻고 있다. 이것은 Pt, Au 전자선 조사 및 프로튼 조사등의 라이프 타임제어를 한 경우이나, 이러한 타이프 타임제어를 하지 않는 경우에는, 온전압을 300A로 1.5V 이하가 되고, 턴오프시간은 100%-90% 측정하여 15㎲-20㎲이다.

즉 1200V-300A 급의 SI 사이리스터는 라이프타임 제어를 하여 고속화시키면 온전압의 상승을 초래하나, 라이프타임 제어를 하지 않으면 극히 온전압의 낮은 소자라 할 수 있다.

제4도는 1200A 급의 SI 사이리스터에 대하여, 그 아노드측의 소자구조가 상이한 소자에 대하여, 각각 온전압 V on과 턴오프시간 t off(10%-90%)의 트레이드 오프관계를 조사한 결과를 표시한 것이다. 즉, 도면 제4도중 ○, △, □, ●, ▲, ■로 표시한 각 포인트는 각각 제5a-f도에 표시한 아노드측 소자구조를 가진 SI 사이리스터에 대응하고 있다. 제4도에서 확실한 바와같이 SI 사이리스터의 아노드측 구조의 틀림에 다라 온전압 V on과 턴오프시간 t off 와의 트레이드 오프관계를 크게 변하는 것을 알 수 있다. 즉 SI 사이리스터는 소자설계에 의하여 저속, 저온전압용이라 해도 고속용으로도 적합하게 된다.

또 제4도에는 1200V 계, 1700V 계 및 1800V 계의 IGBT에 있어서의 온 전압 V on과 턴오프시간 t off와의 트레이드 오프관계로 합쳐 표시하고 있다.

다음에, MOS 트랜지스터와 BPT와를 비교하면, MOS 트랜지스터는 고속용으로서 적합하고, BPT는 저속, 저온전압용으로서 적합하다. 또 노오멀리(Normaly) 온 타입의 SIT와 BPT 등을 비교하면, SIT는 고속용으로서 적합하고, BPT는 저속, 저온전압용으로서 적합하다. 또 노오멀리 오프타입의 SIT는 저온전압용이고, BPT에 비해도 온전압을 낮고, 고속동작은 가능하다.

또 SI 사이리스터와 IGBT와를 비교하면, 제4도에 표시한 바와같이 같은 1200V 계에서는 SI 사이리스터측이 라이프 타임 제어를 함이 없이 온전압 V on과 턴오프시간 t off와의 트레이드 오프관계가 우수한 것을 알 수 있다. 또 대전력 분야를 고려하여 SI 사이리스터와 GTO와를 비교하면 SI 사이리스터는 고속용에 적합하고, GTO는 저속용이라 할 수 있다.

따라서 소자특성상 트레이드 오프가 존재하는 반도체 스위칭소자를 적소에 이용함으로서 종합적으로 PWM 전력변환장치의 효율을 높게 할 수가 있다.

그러므로 본 실시예에서는, 제1도에 표시한 직류-교류 변환용 인버터를 구성하는 4개의 스위칭소자 11-14중, 정현파 신호에 의거하여 저속으로 스위칭 동작을 하는 스위칭소자 11,12를 BPT로 구성하고, 3각파 펄스에 의거하여 고속으로 스위칭동작을 하는 스위칭소자 13,14를 SIT로 구성하도록 되어 있다. 그리고 이 실시예에서는 BPT로서 순방향 전압강하 즉 온전압이 20A로 약간의 0.28V이고, 콘댁션 손실이 매우 적으나, 턴오프 시간이 12㎲-14㎲로 극히 긴것을 사용하고 있다. 또 SIT로서는 스트레이지 타임이 없고 턴온 시간이 250ns 턴오프 시간이 300ns로 고속이나, 순방향 전압강하가 10A로 2.3V(m이트, 소오스간 전압이 0.7V)로 비교적 높은 것을 사용하고 있다.

이상과 같은 스위칭소자 11,12를 BPT로 구성하고, 스위칭소자 13,14를 SIT로 구성한 경우와, 모든 스위칭소자 11-14를 BPT 및 SIT만으로 구성한 경우 등에 있어서 직류에서 교류로 전력변환 효율 n을 실험적으로 구한 결과를 제6도에 표시하고 있다. 또 제6도에서는, 전력 변환효율 n을 출력 교류전력 Po의 관수로서 프롯트하고 있다. 제6도에 있어서, "BPT만"이란 모든 스위칭소자 11-14를 SIT로 구성한 인버터의 특성을 나타내며, "SIT, BPT 조합"이란 스위칭소자 11,12를 BPT로 구성하고, 스위칭소자 13,14를 SIT로 구성한 인버터의 특성을 나타내고 있다. 그리고 어떤 경우에서도, 3각파 펄스주파수 fc는 25kHz이고, 출력정현파 주파수 fo는 50Hz이고, 변조도 m은 0.80이다.

제6도에서 확실하게 알 수 있는 바와 같이, SIT와 BPT 등을 조합한 인버터의 특성은 전력 변환효율이란 점에서 우수함을 알 수 있다. 즉 저속이나, 온전압의 낮은 소자인 BPT와, BPT에 비하여 온전압은 높으나 고속인 소자인 SIT와의 조합이 더욱 우수하다는 것을 알 수 있다.

요컨대, 저속으로 스위칭 동작을 하는 스위칭소자 11,12인 저속암으로서, 저속, 저온전압의 스위칭소자를 사용하고, 고속으로 스위칭 동작을 하는 스위칭소자 13,14인 고속암으로서, 고속 스위칭소자를 사용하는 것이 좋은 것을 나타내고 있다.

이것은, 온전압 V on과 턴오프시간 t off와의 트레이드 오프관계에 있어서, 스위칭소자의 선정에 따라서, 전력변환에 관한 종합적인 손실이 최소로 되는 조합이 존재하는 것을 나타내고 있다.

구체적으로 고속암에 사용되는 스위칭소자의 스위칭시간 및 온저항을 기준으로 하고 저속암에 사용되는 스위칭소자를, 고속측 스위칭소자의 스위칭 시간 t SW로 5배 온저항 R on로 1/2배, 스위칭 시간 t sw로 10배 온저항 R on로 1/5배, 스위칭시간 t SW로 100배 온저항 R on로 1/20배 및 스위칭시간 t SW로 200배 온저항 R on 1/100배의 조합에 있어서, 출력 주파수는 50Hz 3각파 펄수주파수는 25kHz의 고주파 PWM 방식으로 각각 전력 변환손실을 계산한다.

하면, 저속측 스위칭소자의 회수는, 고속측 스위칭소자의 스위칭 회수 205회에 대하여 1회의 비율이나, 저속측 스위칭소자의 스위칭 시간의 증가에 의한 스위칭 손실의 변화는 기준치 1에 대하여 스위칭 시간에 비례한 제7도의 특성 a에 표시한 증가의 경향을 표시하게 된다.

또 스위칭소자 11-14로된 브릿지회로의 온저항은, 저속측 스위칭소자와 고속측 스위칭소자와의 직렬저항에서, 저속측 스위칭소자의 온저항의 저감에 의한 온손실의 변화는 기준치 1에 대하여 제7도의 특성 b에 표시한 바와 같이 약간 감소의 경향을 나타낸다.

여기서 상술한 바와같이 스위칭 시간 5배로 온저항 1/2배, 스위칭시간 10배로 온저항 1/5배, 스위칭 시간 50배로 온저항 1/10배, 스위칭 시간 100배로 온저항 1/20배 및 스위칭 시간 200배로 온저항에서 1/100배의 조합에서의 손실변화는 기준치 1에 대하여 제7도의 특성 c에 표시한 바와같이 스위칭 시간 10배로 온저항 1/5배의 조합으로 스위칭 시간 50배로 온저항 1/10배의 조합으로 기준치에 대하여 23% 정도 손실의 최저가 되는 영역이 존재하게 된다.

PWM 인버터의 경우, 3각파 펄스주파수 fc와, 변조의 깊이 m와, 스위칭소자의 스위칭 스피드인 턴온 시간 t on, 턴오프시간 t off 및 디드타임 t d로 결정하는 최소 펄스폭 Tp와의 사이에는

로 되는 관계가 존재하고 (1)식에서 결정되는 3각파 펄스 주파수 fc는 최대 동작주파수 f max를 결정하고 있다.

PWM 인버터의 경우, 3각파 펄스 주파수 fc에 의거하여 고속동작하는 스위칭소자와, 정현파신호에 의거하여 저속동작하는 스위칭소자등을 조합하게 된다. 그러므로 고속동작하는 스위칭소자로서는, 상기 (1)식에서 결정하는 최대동작 주파수를 높게할 필요가 있게됨에 따라 고속동작이 가능한 스위칭소자임이 요망되고 온전압도 낮은 것이 바람직한 것이다. 한편, 저속동작하는 스위칭소자로서는, 온전극이 낮은 것이 더욱 바람직하게 된다.

제8도는, 상기 PWM 인버터에 사용된 SIT 및 BPT의 온전압에 대한 온전류의 특성을 표시한 것으로, SIT의 케이트 전류 IG를 0.1A로 하고, BPT가 베이스전류 IB를 0.3A로 하여 측정한 것이다. SIT는 BPT에 비하여 고속스위칭의 성능이 1자리이상 상회 하나, 온전류 11A일때의 온전압은 2.61V와 BPT에 비하여 매우 높아져 있다. 한편 BPT는, 온전류가 11A일때 온전압은 0.192V이고, SIT에 비하여 온전압은 낮은 것을 알 수 있다.

또 상술한 설명에서는, SIT와 BPT 등을 조합한 고주파 인버터에 대하여 설명하였으나, 이에 한하지 않고 예를들면 SI 사이리스터와 저속의 SI 사이리스터등을 조합해도 무방한 것이다. 또 경우에 따라서는, SI 사이리스터를 저온전압 특성을 살리는 소자로서 사용하고 있는 SIT 또는 MOS 트랜지스터를 고속용 소자로서 이용할 수도 있다.

또 스위칭소자의 조합으로서는, GTO와 SI 사이리스터의 조합, IGBT와 MOS 트랜지스터와의 조합, 또 IGBT와 SIT와의 조합을 이용해도 무방함은 물론이다. 또 동종의 스위칭소자이어도, 스위칭 시간이나 온저항이 상이한 것을 조합하는 것도 종합전력 변환효율을 높일 수도 있는 것이다.

다음에, 상술한 바와같이, 스위칭소자 11,12에 공급되는 저속용 브릿지 절환신호에는, 스위칭소자 11,12가 동시에 온상태로 되는 것을 방지하기 위하여, 디드타임이 부가되어 있다. 구체적으로 말하면, 스위칭소자 11,12에 제9a,b도에 표시된 저속용 브릿지 절환신호가 각각 공급되고 저속용 브릿지 절환신호가 H 레벨일때에 스위칭소자 11,12가 온상태로 된다면, 저속용 브릿지 절환신호는 동시에 H 레벨이 되지 않도록 예를들어 300ns의 디드타임 td를 설정하게 된다.

또 스위칭소자 13,14에 대하여도, 제10a,b도에 표시되는 각 PWM 신호는 각기 공급되고 PWM 신호가 H 레엘일때에 스위칭소자 13,14는 온상태로 된다고 하면 양 PWM 신호는 H 레벨이 되지 않도록 예를 들면 300ns 정도의 디드타임 td가 설정되고, 정전압원 15의 양단이 단락하지 않도록 되어 있다.

그러므로, 지금 제11a도의 파형 a에 표시한 정현파 신호를, 파형 b로 표시한 3각파 펄스를 펄스폭 변조하는 것을 생각한다. 그리고, 파형 a에 표시한 정현파 신호와 3각파 펄스와의 교차점을 각각 T1,T2로 하면 PWM 신호는 제11b도에 표시한 바와같이 제11a도의 파형 a에 표시한 정현파 신호의 진폭레벨에 비례한 교점 T1에서 T2까지의 펄스폭 t1(=T2-T1)을 갖는 것이 된다.

그런데, 제11b도에 표시한 PWM 신호는, 디드타임 설정회로 28를 통과함으로서 디드타임 td만 펄스폭이 감소하고, 즉 펄스폭이 작아진다.

그러므로 실제로 스위치소자에 공급되는 PWM 신호는 제11c도에 표시한 바와같이 그 펄스폭은 tA(=t1-td)로 된다. 그러면 출력 교류신호 eo의 파형은, 제12도에 점선으로 표시한 바와같이 진폭 레벨의 저하를 발생하고, 영크로스점의 전후에 진폭 레벨은 「0」로 되는 영역이 발생하여, 큰 파형난조가 발생하게 된다.

제13도는 3각파 펄스주파수 즉 변조주파수에 대한 출력교류신호 eo의 파형난조의 비율의 측정결과를 표시한 것이다. 제13도의 특성 a에서와 같이, 정현파 신호의 주파수를 50kHz로 했을 때, 3각파 펄스의 주파수는 대체로 50kHz 이상으로, 상술한 펄스폭의 감소(펄스폭이 빠지다)에 따르는 출력교류신호 eo의 파형난조가 커짐을 알 수 있다.

그러므로 본 실시예에서는, 제14도에 표시한 바와같이, 전파 정류회로 20에서 출력되는 절대치 변환된 정현파 신호에 대하여, 가산기 29에 의하여 직류 바이어스 전압 Vb를 가산하고, 정현파 신호를 레벨 시프트하여 레벨 비교기 21에 공급하도록 하여져 있다.

이러한 구성에 의하면, 정현파 신호는, 3각파 펄스에 대하여 제11a도의 파형 C으로 표시한 위치에 이동된다. 여기서 파형 C로 표시한 정현파 신호와 3각파 펄스와의 교차점을 각각 T3,T4로 하면, PWM 신호는, 제11d도에 표시한 바와같이 교차점 T3에서 T4까지의 펄스폭 t3(=T4-T3)를 갖는 것으로 한다.

이 제11d도에 표시한 PWM 신호의 펄스폭 t3는, 먼저 제11b도에 표시한 PWM 신호의 펄스폭 t1 보다도 △tb만 넓어져 있다.

즉 t3=t1+△tb로 되어 있다. 그리고, 제11b도에 표시한 PWM 신호는, 디드타임 설정회로 28를 통과함으로서, 디드타임 td만 펄스폭이 감소하고 즉 펄스폭이 빠짐으로 실제로 스위칭소자에 공급되는 PWM 신호는, 제11e도에 표시한 바와같이 그 펄스폭은 t3(=t3-td)로 된다. 여기서

로 되는 관계에서 t4=t1-△tb-td로 된다. 그러므로 △tb는 디드타임 td에 동등해지도록 상기 직류 바이어스 전압 Vb를 설정하면, △tb=td에서, t4=t1로 되고 디드타임 td에 의한 펄스폭의 감소(빠짐)를 보정한 바른 펄스폭이 PWM 신호를 얻을 수 있다.

따라서 제12도의 실선으로 표시한 바와같이, 출력교류신호 eo에 큰 파형난조가 발생함이 없이 정현파 파형을 얻을 수 있다. 글고, 3각파 펄스주파수에 대한 출력교류신호 eo의 파형난조의 비율은, 제13도의 특성 b에서 확실한 바와같이 정현파 신호의 주파수를 50kHz로 했을 때, 3각파 펄스의 주파수를 대체로 200kHz 까지 높여도, 펄스폭의 감소(펄스폭의 빠짐)에 따른 출력교류신호 eo의 파형난조의 증가를 인정하지 않는 것을 알 수 있다.

또 상기 실시예에서는, 정현파 신호에 직류 바이어스 전압 Vb를 가산하도록 한 것이나, 이에 한하지 않고, 예를들면 정현파 신호와 3각파 펄스등에 각각 상이한 레벨의 직류바이어스 전압을 가산 또는 감산함으로서, 정현파 신호와 3각파 펄스와의 사이에 상대적인 직류 전위차를 주도록해도 무방한 것이다.

다음에, 상술한 SIT는, 짧은 베이스화 및 짧은 찬넬화의 극한에 위치한 소자이고, 제15도에 N 찬넬의 SIT의 소자구조를 표시하고 있다. 즉 게이트 G에 부전압을 인가하면, 찬넬의 중심선 1까지 공핍층(空乏層)이 넓어져 핀치오프상태로 된다. 또 게이트 G의 인가전압을 영 또는 약간 정극성으로 하면, 찬넬이 열려 온상태로 된다. SIT는 그 짧은 찬넬구조에서 단위면적당 게이트 G, 소오스 S간 용량 Cg는 작음과 동시에 소오스 저항 Rs도 극히 작게, 게이트 시정수 Cg Rs는 작게할 수 있으므로, 고속 스위칭에 적합한 소자이다.

제16도는 이러한 SIT를 이용하여 단상 직류-교류 변환용 인버터를 구성한 구체예를 표시하고 있다. LPF 16은 코일 L1,L2와 콘덴서 C1 등으로 구성되어 있다. 또 정전압원 15에 병렬로 콘덴서 C2가 접속되어 있다.

여기서, 지금 제17a도의 파형 a로 표시한 정현파 신호를 파형 b에 표시한 3각파 펄스로 펄스폭 변조하는 것을 생각한다면, 스위칭소자 11,12의 접속점과 스위칭소자 13,14의 접속점과의 사이에는 상술한 바와같이, 제17b도에 표시한 출력신호를 얻게되고, SPT 16에서 제17c도에 표시한 출력교류신호 eo를 얻게된다.

이 경우, 스위칭소자 13,14를 온상태로 하는 펄스(이하 온펄스라 한다) 중, 펄스폭이 최소로 되는 온펄스 P on은, 출력교류신호 eo의 영크로스의 전후에 존재한다. 또 스위칭소자 13,14를 오프상태로 하는 펄스(이하 오프 펄스라 한다) 중, 펄스폭이 최소가 되는 오프펄스 P off는, 출력교류신호 eo의 최대 파고의 전후에 존재한다.

여기서, 3각파 펄스의 최대 레벨 Vc의 절대치에 대한 정현파 신호의 최대 레벨 Vs의 절대치의 비(1Vs/Vc1)를 변조의 깊이 m으로 하고, 제18a도에 표시한 바와같이 3각파 펄스의 주기를 Tc로 하면, 제18b도에 표시한 온펄스 P on 및 오프 펄스 P off의 최소펄스폭 Tp는, Tp=(1-m)Tc/2로 표시된다.

한편, 스위칭소자 13,14를 제19a도에 표시한 바와같이 모식적으로 표시하고, 각 스위칭소자 13,14에 공급되는 PWM 신호를 제19b도에 표시하고 있다. 그리고, 온영역에서 온영역으로 되돌아오는 펄스 P off의 최소 펄스폭 및 오프영역에서 오프영역으로 되돌아오는 온펄스 P on의 최소펄스 폭은 스위칭소자 13,14의 턴온시간 t on과 턴오프시간 t off와의 화에서 표시되나, 스위칭소자 13,14의 온·오프상태는 고체시의 디드타임 td를 고려하면, 온펄스 P on 및 오프펄스 P off의 소요최소 펄스폭 tp는, PWM 신호의 펑탄부 30의 길이를 영으로 하여, tp=t off+t d+t on+t off+t d+t on이 된다.

그러므로, 상기 변조의 깊이 m 및 3각파 펄스의 주기 Tc로 규정된 온펄스 P on 및 오프펄스 P off의 최소펄스폭 Tp와 스위칭소자 13,14 서로간의 규정된 온펄스 P on 및 오프펄스 P off의 소요최소 펄스폭 tp와의 관계는 Tp＜tp로 되면, 펄스결낙이 발생하고, 출력교류신호 eo는 영크로스 및 최대 파고의 전후에서, 입력신호에 대하여 충실성을 손상한다는 문제가 발생한다.

그러므로, 펄스결낙이 발생하지 않는 조건을 구하면, 상기와 반대로, Tp

tp가 된다. 이것중 펄스결낙을 일으키지 않는 한계의 조건은, Tp=tp이며, 스위칭소자 13,14 서로간에서 규정된 소요 최소펄스폭 tp에서 펄스결낙을 일으키지 않는 한계의 변조깊이 m과 3각파 펄스주파수 fc와의 관계는 fc=(1-m)/2tp로 설정된다. 스위칭소자로서 SIT를 사용한 경우의 소요최소 펄스폭 tp는, tp=300+300+250+300+300+250= 1700ns로 된다. 그리고 제20도는 펄스결낙역 A와 펄스결낙을 일으키지 않는 안정동작역 B등을 변조깊이 m과 3각파 펄스주파수 fc와의 관계에 있어서, 측정한 결과를 표시하고 있다. 이 경우, 변조의 깊이 m은 0.8로 3각파 펄수주파수 fc를 변환시킨 때의 출력전압의 온·오프 펄스의 결낙을 관측하면, 앞식의 관계에서 구해진 펄스결낙이 발생하는 주파수 fc인 58kHz에서 온·오프 펄스의 결낙이 관측되고 있다.

따라서 3각파 펄스주파수 fc의 고주파화에 따르는 펄스결낙이 없는 안정동작역을 선정함에 있어서, 스위치소자가 갖는 턴온시간 t on, 턴오프시간 t off 및 디드타임 t d를 정함으로서, 펄스결낙을 일으키지 않는 한계의 변조깊이 m과 3각파 펄스주파수 fc와의 관계를 알 수 있고, 출력교류신호 eo가 영크로스 및 최대파고의 전후에서, 입력신호에 대하여 충실성을 손상하는 것을 방지할 수가 있다.

또 본 발명은, 단상의 직류-교류 변환용 인버터뿐 아니고, 예를들면 단상 및 다상에 구해됨이 없이 교류-직류 변환용 콘버터, 순역 양변환기 및 악티브 필터등에도 적용할 수 있음은 물론이다.

Claims (6)

1. 브릿지 접속된 복수의 반도체 스위칭소자와, 이 복수의 반도체 스위칭소자를 각각 스위칭 동작하기 위한 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성수단 등을 구비하여, 상기 복수의 반도체 스위칭소자중 저속으로 스위칭 구동하는 것에, 온전압이 낮게 콘댁션 숀실이 적은 구조의 제1소자를 이용, 고속으로 스위칭 구동되는 것에는, 스위칭 손실이 낮고 고속 스위칭 가능한 구조의 제2소자를 이용하여 구성됨을 특징으로 하는 PWM 전력변환장치.
2. 상기 제1소자는 바이폴러 트랜지스터이고, 상기 제2소자는 정전 유도 트랜지스터 임을 특징으로 하는 제1항 기재의 PWM 전력변환장치.
3. 브릿지 접속된 복수의 반도체 스위칭소자와, 신호파와 변조파 등을 레벨 비교하여 상기 복수의 반도체 스위칭소자를 각각 스위칭 동작하기 위한 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성수단과, 이 PWM 신호 생성수단에서 출력되는 각 PWM 신호에 대하여 상기 복수의 반도체 스위칭소자중 전원에 대하여 직렬접속된 소자는 동시에 온상태로 되지 않도록 디드타임을 부가한 디드타임 설정수단과, 상기 신호파와 변조파 등에 직류적인 레벨차를 주는 레벨시프트 수단등을 구비한 PWM 전력변환장치.
4. 상기 신호파와 변조파와의 직류적인 레벨차는, 상기 PWM 신호 생성수단에서 출력되는 PWM 신호의 펄스폭을, 상기 디드타임 설정수단에 의하여 삭감되는 펄스폭만 넓어지는 크기임을 특징으로 하는 제3항 기재의 PWM 전력변환장치.
5. 브릿지 접속된 복수의 반도체 스위칭소자와, 신호파와 변조파와를 레벨 비교하여 상기 복수의 반도체 스위칭소자를 각각 스위칭 동작하기 위한 PWM 신호를 생성하는 PWM 신호 생성수단과, 이 PWM 신호 생성수단에서 출력되는 각 PWM 신호에 대하여 상기 복수 반도체 스위칭소자중 전원에 대하여 직접속된 소자는 동시에 온상태로 되지 않도록 디드타임을 부가한 디드타임 설정수단등을 구비하여 상기 반도체 스위칭소자의 턴온시간, 턴오프시간 및 디드타임으로 규정되는 상기 PWM 신호의 최소펄스폭을, 변조의 깊이 및 상기 변조파 주파수로 규정되는 상기 PWM 신호의 최소 펄스폭이 하회하지 않는 범위에서 동작하도록 구성한 PWM 전력변환장치.
6. 상기 반도체 스위칭소자는 정전 유도 트랜지스터인 제5항 기재의 PWM 전력변환장치.

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