JP2554327B2 - 三角波比較高周波ｐｗｍ電力変換装置 - Google Patents
三角波比較高周波ｐｗｍ電力変換装置Info
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- JP2554327B2 JP2554327B2 JP62069639A JP6963987A JP2554327B2 JP 2554327 B2 JP2554327 B2 JP 2554327B2 JP 62069639 A JP62069639 A JP 62069639A JP 6963987 A JP6963987 A JP 6963987A JP 2554327 B2 JP2554327 B2 JP 2554327B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、出力波形の波高域及び零クロス域でパル
ス欠落を起こさず、忠実な正弦波交流出力が得られる三
角波比較高周波PWM方式のインバータに関し、コンバー
タ、順逆電力変換、無効電力補償、およびアクティブフ
ィルタ等に応用できる電力変換装置に関するものであ
る。
ス欠落を起こさず、忠実な正弦波交流出力が得られる三
角波比較高周波PWM方式のインバータに関し、コンバー
タ、順逆電力変換、無効電力補償、およびアクティブフ
ィルタ等に応用できる電力変換装置に関するものであ
る。
（発明の背景） 従来、三角波比較PWM方式のインバータには、スイッ
チング素子としてバイポーラトランジスタ、GTO等の比
較的低速の電力用自己消弧型素子が用いられており、そ
の三角波比較PWMのキャリア周波数は500〜2kHzとPWMパ
ルス数の数パルス〜十数パルスである。
チング素子としてバイポーラトランジスタ、GTO等の比
較的低速の電力用自己消弧型素子が用いられており、そ
の三角波比較PWMのキャリア周波数は500〜2kHzとPWMパ
ルス数の数パルス〜十数パルスである。
これら数パルス〜十数パルス列のPWM波形では、出力
波形を正弦波に保つためには大きなLC共振回路のフィル
タを必要としていた。
波形を正弦波に保つためには大きなLC共振回路のフィル
タを必要としていた。
また十数パルス列のPWM波形のアクティブフィルタに
おいては、機能できる高周波は低次高調波であり、より
高い高次高調波まで機能できるアクティブフィルタが望
まれていた。
おいては、機能できる高周波は低次高調波であり、より
高い高次高調波まで機能できるアクティブフィルタが望
まれていた。
ところで、静電誘導トランジスタ（SIT）など電力用
高速スイッチング素子の出現により三角波比較PWMのキ
ャリア周波数も数十kHz、PWMパルス数も数百パルスが可
能となり、PWMのキャリア周波数の公衆波数化（以下高
周波PWM）によって電力変換装置の入力または出力波形
は無歪みの正弦波化が、アクティブフィルタは高次高調
波までの機能が可能となった。
高速スイッチング素子の出現により三角波比較PWMのキ
ャリア周波数も数十kHz、PWMパルス数も数百パルスが可
能となり、PWMのキャリア周波数の公衆波数化（以下高
周波PWM）によって電力変換装置の入力または出力波形
は無歪みの正弦波化が、アクティブフィルタは高次高調
波までの機能が可能となった。
しかし、キャリア周波数を上げた高周波PWMは、変調
の深さとの関係で出力波形の波高域および零クロス域で
パルス欠落が発生し、出力波形の波高域および零クロス
域で波形の忠実性が損なわれる。
の深さとの関係で出力波形の波高域および零クロス域で
パルス欠落が発生し、出力波形の波高域および零クロス
域で波形の忠実性が損なわれる。
（発明の目的） この発明は、出力交流波形の波高域および零クロス域
でパルス欠落等がなく、高い波形の忠実性を実現した高
速スイッチング素子を使用した三角波比較高周波PWMイ
ンバータ等の三角波比較高周波PWM電力変換装置を提供
するものである。
でパルス欠落等がなく、高い波形の忠実性を実現した高
速スイッチング素子を使用した三角波比較高周波PWMイ
ンバータ等の三角波比較高周波PWM電力変換装置を提供
するものである。
（発明の概要） この発明に係る三角波比較方式の高周波PWM電力変換
装置は、インバータの交流出力電圧の波高値と直流電源
電圧の比に対応するキャリア周波数の変調の深さとの関
係から、PWM波形のオンパルスおよびオフパルスの最小
パルス幅が、スイッチング素子のターンオン時間、ター
ンオフ時間ならびにブリッジの相対する素子間のデッド
タイムを含め、その和以上となる領域を得るようにした
ものである。
装置は、インバータの交流出力電圧の波高値と直流電源
電圧の比に対応するキャリア周波数の変調の深さとの関
係から、PWM波形のオンパルスおよびオフパルスの最小
パルス幅が、スイッチング素子のターンオン時間、ター
ンオフ時間ならびにブリッジの相対する素子間のデッド
タイムを含め、その和以上となる領域を得るようにした
ものである。
（発明の実施例） 以下、図面を参照してこの発明の実施例を説明する。
第１図はこの発明の実証試験を用いたＮチャンネル静
電誘導トランジスタ（SIT）の断面概略図を示し、１は
ｐ＋ゲート、２はソース、３はドレイン、４はチャンネ
ルの中心を表す。
電誘導トランジスタ（SIT）の断面概略図を示し、１は
ｐ＋ゲート、２はソース、３はドレイン、４はチャンネ
ルの中心を表す。
第１図に示す通り、短ベース化、短チャンネル化の極
限に位置する素子であり、そのオン、オフ動作は第１図
のＮチャンネルSITでゲート１に負の電圧を印加する
と、チャンネル４の中心線まで空乏層が広がりピンチオ
フ状態とる。
限に位置する素子であり、そのオン、オフ動作は第１図
のＮチャンネルSITでゲート１に負の電圧を印加する
と、チャンネル４の中心線まで空乏層が広がりピンチオ
フ状態とる。
また、ゲート１のゲート電圧を零または若干正にふる
と、チャンネルが開きオン状態となる。静電誘導トラン
ジスタは、その短チャンネル構造から単位面積当たりの
ゲート１、ソース２間の容量Cgが小さいとともに、ソー
ス抵抗Rsも極めて小さく、ゲート時定数CgRsが小さく出
来、高速スイッチングに敵している素子である。
と、チャンネルが開きオン状態となる。静電誘導トラン
ジスタは、その短チャンネル構造から単位面積当たりの
ゲート１、ソース２間の容量Cgが小さいとともに、ソー
ス抵抗Rsも極めて小さく、ゲート時定数CgRsが小さく出
来、高速スイッチングに敵している素子である。
実証試験に用いたSITは、その動作原理上ストレージ
タイムが無く、代表的なスイッチング時間のターンオン
時間250nS、ターンオフ時間300nSのものを用いた。
タイムが無く、代表的なスイッチング時間のターンオン
時間250nS、ターンオフ時間300nSのものを用いた。
第２図は、この発明の実証試験に使用したSITを用い
た高周波PWMインバータの主回路を示し、５はインバー
タ直流電源端、６、６′はスイッチング素子としてのSI
T、７はインバータの交流出力端を表す。
た高周波PWMインバータの主回路を示し、５はインバー
タ直流電源端、６、６′はスイッチング素子としてのSI
T、７はインバータの交流出力端を表す。
第３図は、このインバータのPWMドライブ制御回路を
示し、８はインバータの交流出力波形の基となるソース
波形の信号源としての正弦波発振器である。
示し、８はインバータの交流出力波形の基となるソース
波形の信号源としての正弦波発振器である。
９は、三角波比較PWMの三角波キャリア周波数が３〜5
00kHzへと可変できる三角波発振器である。この出力信
号が第４図の16である。
00kHzへと可変できる三角波発振器である。この出力信
号が第４図の16である。
10は、８の出力信号の正弦波の零クロス点で立上が
り、次の零クロス点で立ち下がる方形波を作る波形成形
回路である。この方形波信号がインバータの例えば左ア
ームのスイッチング素子６、６′の駆動用に用いられ
る。
り、次の零クロス点で立ち下がる方形波を作る波形成形
回路である。この方形波信号がインバータの例えば左ア
ームのスイッチング素子６、６′の駆動用に用いられ
る。
11は、インバータの例えば右アームのスイッチング素
子６、６′のPWM駆動の比較信号として、８の出力信号
は正弦波を両波整流し、整流波形の半波の波高値の1/2
の直流バイアスを与える両波整流回路である。この出力
信号が第４図の17である。
子６、６′のPWM駆動の比較信号として、８の出力信号
は正弦波を両波整流し、整流波形の半波の波高値の1/2
の直流バイアスを与える両波整流回路である。この出力
信号が第４図の17である。
12は、９の三角波出力信号の瞬時値が、11の両波整流
波形信号の瞬時値より下回る時に１となり、その逆の時
に０となるパルス幅が刻々変わるPWMパルス列を生成す
るコンパレータである。
波形信号の瞬時値より下回る時に１となり、その逆の時
に０となるパルス幅が刻々変わるPWMパルス列を生成す
るコンパレータである。
13は、インバータの例えば右アームのスイッチング素
子６ともう片方の６′と交互にPWM駆動する信号を得る
切り替え回路である。
子６ともう片方の６′と交互にPWM駆動する信号を得る
切り替え回路である。
14は、第６図の29に示すtdなる時限を与えるデッドタ
イム設定回路である。
イム設定回路である。
15は、インバータの例えば左アームのスイッチング素
子６、６′及び右アームのスイッチング素子６、６′を
それぞれ駆動するためのドライブ回路（ゲート回路）で
ある。
子６、６′及び右アームのスイッチング素子６、６′を
それぞれ駆動するためのドライブ回路（ゲート回路）で
ある。
キャリア周波数と変調の深さとの関係から、パルス欠
落の発生を観測するため、キャリア周波数を供給する三
角波発振器９は実使用キャリア周波数より高い周波数を
供給できるよう３〜500kHzの発振器を使用した。
落の発生を観測するため、キャリア周波数を供給する三
角波発振器９は実使用キャリア周波数より高い周波数を
供給できるよう３〜500kHzの発振器を使用した。
主回路のブリッジの上のスイッチング素子６と下スイ
ッチング素子６′とのオン、オフの切替時に上下素子の
同時導通による直流電源端５からの電源の短絡を防ぐた
め、300nSのデッドタイムを設けた。
ッチング素子６′とのオン、オフの切替時に上下素子の
同時導通による直流電源端５からの電源の短絡を防ぐた
め、300nSのデッドタイムを設けた。
第４図は、三角波キャリア波形と正弦波ソース波形と
のコンパレータ及びインバータ出力を示し、16は三角キ
ャリア波形、17は正弦波ソース波形、18はコンパレータ
の出力波形、19、19′はキャリアのピーク値Vc−Vc、2
0、20′は、ソースの値Vs−Vs、21は最小パルス幅のオ
ンパルス、22は最小パルス幅のオフパルス、23は交流出
力波形、24は交流出力波形のゼロクロス近傍、25は交流
出力波形の波高近傍を表す。
のコンパレータ及びインバータ出力を示し、16は三角キ
ャリア波形、17は正弦波ソース波形、18はコンパレータ
の出力波形、19、19′はキャリアのピーク値Vc−Vc、2
0、20′は、ソースの値Vs−Vs、21は最小パルス幅のオ
ンパルス、22は最小パルス幅のオフパルス、23は交流出
力波形、24は交流出力波形のゼロクロス近傍、25は交流
出力波形の波高近傍を表す。
PWMのパルス幅列は、第４図に示すように三角波キャ
リア波形16と正弦波ソース波形17とのコンパレータ出力
18となる。
リア波形16と正弦波ソース波形17とのコンパレータ出力
18となる。
このPWMパルス列18により半導体スイッチング素子を
駆動することにより、第２図のインバータの出力端７に
交流出力23が得られる。PWMの変調の深さｍは、第４図
の三角波キャリア波形のピーク値Vc19、19′に対するソ
ース波形の最大値Vs20、20′の比Vs/Vcと一致し、最小
パルス幅のオンパルス21は、出力波形23のゼロクロス近
傍24に存在し、最小パルス幅のオフパルス22は出力波形
23の波高近傍25に存在する。
駆動することにより、第２図のインバータの出力端７に
交流出力23が得られる。PWMの変調の深さｍは、第４図
の三角波キャリア波形のピーク値Vc19、19′に対するソ
ース波形の最大値Vs20、20′の比Vs/Vcと一致し、最小
パルス幅のオンパルス21は、出力波形23のゼロクロス近
傍24に存在し、最小パルス幅のオフパルス22は出力波形
23の波高近傍25に存在する。
第５図は、三角波キャリアの周期をTcとしたPWM波形
のオン、オフパルスの最小パルス幅Tpの模式図を示し、
26はオフパルスの最小パルス幅、26′はオンパルスの最
小パルス幅を表す。
のオン、オフパルスの最小パルス幅Tpの模式図を示し、
26はオフパルスの最小パルス幅、26′はオンパルスの最
小パルス幅を表す。
第５図に示すようにPWM波形のオン、オフパルスの最
小パルス幅Tp 26、26′は、三角波キャリアの周期をTc
27（ここではTcは三角波キャリアの周波数をfcとしてTc
＝1/fcで表される）とすると、次式で表される。
小パルス幅Tp 26、26′は、三角波キャリアの周期をTc
27（ここではTcは三角波キャリアの周波数をfcとしてTc
＝1/fcで表される）とすると、次式で表される。
Tp＝（１−ｍ）×Tc/2 ここでｍは、ｍ＝Vs/Vc 一方、第６図は、素子のとりうるオンパルスまたはオ
フパルスの所要最小パルス幅tpを示し、28はブリッジの
上素子、28′はブリッジの下素子、29はデッドタイム、
30はパルス平坦部、31はブリッジ回路の交互に動作する
素子のとりうる所要最小パルス幅tpを表す。
フパルスの所要最小パルス幅tpを示し、28はブリッジの
上素子、28′はブリッジの下素子、29はデッドタイム、
30はパルス平坦部、31はブリッジ回路の交互に動作する
素子のとりうる所要最小パルス幅tpを表す。
オン領域からオン領域にもどるオフパルスの最小パル
ス幅、ならびにオフ領域からオフ領域にもどるオンパル
スの最小パルス幅は、素子のターンオン時間とターンオ
フ時間の和に、ブリッジ回路の上下素子28、28′のオ
ン、オフが入れ替るデッドタイム29を加えた時間とな
り、第６図に示すとおり、オンパルスまたはオフパルス
の所要最小パルス幅tp31は、平坦部30の時間を零として
次式で表される。
ス幅、ならびにオフ領域からオフ領域にもどるオンパル
スの最小パルス幅は、素子のターンオン時間とターンオ
フ時間の和に、ブリッジ回路の上下素子28、28′のオ
ン、オフが入れ替るデッドタイム29を加えた時間とな
り、第６図に示すとおり、オンパルスまたはオフパルス
の所要最小パルス幅tp31は、平坦部30の時間を零として
次式で表される。
tp＝toff＋td＋ton＋toff＋td＋ton ブリッジ回路の交互に動作する２つの素子のとりうる
所要最小パルス幅tp 31と、PWMの変調の深さｍと三角
波キャリアの周期Tcからの最小パルス幅Tp26、26′との
関係は、パルス欠落を起こさないために、 最小パルス幅Tp＞上下素子の所要最小パルス幅tp でなければならない。
所要最小パルス幅tp 31と、PWMの変調の深さｍと三角
波キャリアの周期Tcからの最小パルス幅Tp26、26′との
関係は、パルス欠落を起こさないために、 最小パルス幅Tp＞上下素子の所要最小パルス幅tp でなければならない。
この関係から、パルス欠落を起こさない限界の条件
は、Tp＝tpの場合であり、三角波キャリアの周波数fcは
次式で表される。
は、Tp＝tpの場合であり、三角波キャリアの周波数fcは
次式で表される。
fc＝（１−ｍ）/2×tp） 第７図は、実証試験に用いたSITの高周波PWM運転のパ
ルス欠落域とパルス欠落のない安定動作域の変調の深さ
ｍと三角波キャリアの周波数fcの関係を示し、32は変調
の深さｍ、33は三角はキャリアの周波数fc、34はパルス
欠落域、35はパルス欠落を起こさない安定動作域を表す
図である。
ルス欠落域とパルス欠落のない安定動作域の変調の深さ
ｍと三角波キャリアの周波数fcの関係を示し、32は変調
の深さｍ、33は三角はキャリアの周波数fc、34はパルス
欠落域、35はパルス欠落を起こさない安定動作域を表す
図である。
実証試験に用いたSITでのブリッジ回路の交互に動作
する２素子のとりうる所要最小パルス幅tpは、 tp＝300nS＋300nS＋250nS＋300nS＋300nS＋250nS ＝1700nS から、この素子を用いた高周波PWM運転のパルス欠落域3
4とパルス欠落を起こさない安定動作域35の変調の深さm
32と三角波キャリアの周波数fc33の関係は、第７図に示
すとおりとなり、変調の深さｍ＝0.8でキャリア周波数
を変えていった出力電圧のオン、オフパルスの欠落を観
測すると、前式の関係より求めたパルス欠落の発生する
キャリア周波数58kHzから、オン、オフパルスの欠落が
観測された。
する２素子のとりうる所要最小パルス幅tpは、 tp＝300nS＋300nS＋250nS＋300nS＋300nS＋250nS ＝1700nS から、この素子を用いた高周波PWM運転のパルス欠落域3
4とパルス欠落を起こさない安定動作域35の変調の深さm
32と三角波キャリアの周波数fc33の関係は、第７図に示
すとおりとなり、変調の深さｍ＝0.8でキャリア周波数
を変えていった出力電圧のオン、オフパルスの欠落を観
測すると、前式の関係より求めたパルス欠落の発生する
キャリア周波数58kHzから、オン、オフパルスの欠落が
観測された。
なおこの発明は、上記実施例としてはSIT高周波PWMイ
ンバータをもとに説明したが、この他の電力用半導体素
子例えばSIサイリスタ、高速埋込みゲートGTO、およびI
GBT等にあっても三角波比較PWM方式による単相、多相の
電力変換装置において、適用可能であることは自明のこ
とである。
ンバータをもとに説明したが、この他の電力用半導体素
子例えばSIサイリスタ、高速埋込みゲートGTO、およびI
GBT等にあっても三角波比較PWM方式による単相、多相の
電力変換装置において、適用可能であることは自明のこ
とである。
（発明の効果） 上記したようにこの発明によれば、１サイクル中のPW
Mパルス列は隣合うパルスのパルス幅が刻々と変化し、
オン、オフ時間（デューティ比）が変化するものであ
り、かつ、高速スイッチング素子を使用するので、波形
忠実度の高い正弦波交流出力が得られるインバータ等の
電力変換装置を提供するものである。
Mパルス列は隣合うパルスのパルス幅が刻々と変化し、
オン、オフ時間（デューティ比）が変化するものであ
り、かつ、高速スイッチング素子を使用するので、波形
忠実度の高い正弦波交流出力が得られるインバータ等の
電力変換装置を提供するものである。
第１図はこの発明の実証試験に用いたＮチャンネル静電
誘導トランジスタ（SIT）の断面概略図、 第２図はこの発明の実証試験に使用したSITを用いた高
周波PWMインバータの主回路を示す図、 第３図はこのインバータの三角波比較PWMドライブ制御
回路を示す図、 第４図は三角波キャリア波形と正弦波ソース波形とのコ
ンパレータ出力を示す図、 第５図は三角波キャリアの周期をTcとしたPWM波形のオ
ン、オフパルスの最小パルス幅Tpを示す模式図、 第６図は素子のとりうるオンパルスまたはオフパルスの
所要最小パルス幅tpを示す図、 第７図は実証試験に用いたSITの三角波比較高周波PWM運
転のパルス欠落域とパルス欠落のない域と三角波キャリ
アの周波数fcとを示す図。 １……ゲート、２……ソース、４……チャンネル、５…
…直流電源端、６、６′……スイッチング素子（SI
T）、７……交流出力端、８……正弦波発振器、９……
三角波発振器、10……波形成形回路、11……両波整流回
路、12……コンパレータ、13……切り替え回路、14……
デッドタイム設定回路、15……ドライブ回路。
誘導トランジスタ（SIT）の断面概略図、 第２図はこの発明の実証試験に使用したSITを用いた高
周波PWMインバータの主回路を示す図、 第３図はこのインバータの三角波比較PWMドライブ制御
回路を示す図、 第４図は三角波キャリア波形と正弦波ソース波形とのコ
ンパレータ出力を示す図、 第５図は三角波キャリアの周期をTcとしたPWM波形のオ
ン、オフパルスの最小パルス幅Tpを示す模式図、 第６図は素子のとりうるオンパルスまたはオフパルスの
所要最小パルス幅tpを示す図、 第７図は実証試験に用いたSITの三角波比較高周波PWM運
転のパルス欠落域とパルス欠落のない域と三角波キャリ
アの周波数fcとを示す図。 １……ゲート、２……ソース、４……チャンネル、５…
…直流電源端、６、６′……スイッチング素子（SI
T）、７……交流出力端、８……正弦波発振器、９……
三角波発振器、10……波形成形回路、11……両波整流回
路、12……コンパレータ、13……切り替え回路、14……
デッドタイム設定回路、15……ドライブ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西澤 潤一 仙台市米ヶ袋１丁目６番16号 (72)発明者 玉蟲 尚茂 仙台市角五郎１丁目３番８号 (72)発明者 三田村 紘一 仙台市中山７丁目１番48号 (72)発明者 高橋 宏郎 泉市寺岡４丁目３番32号 (72)発明者 三井 潔夫 仙台市中山７丁目１番20号 (72)発明者 池原 満雄 泉市南光台６丁目６番32号 (56)参考文献 特開 昭62−290360（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−134775（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−156280（ＪＰ，Ａ) 関・倉田・竹内編「ターンオフサイリ スタ」（昭58，４，20）電気書院Ｐ. 136〜138
Claims (1)
- 【請求項１】ブリッジ接続された半導体スイッチング素
子と、出力波形の基になる正弦発振器と、三角波発振器
と、PWMパルス列を生成するコンパレータと、デッドタ
イム設定回路と、前記半導体スイッチング素子の駆動回
路を有し、 前記コンパレータで比較する交流信号と三角波信号との
振幅比をｍとし、三角波の周波数fcを fc＝（１−ｍ）／（2tp） の値未満とすることを特徴とする三角波比較高周波PWM
変換装置。 ただし、tpはブリッジの交互にオン、オフ動作する２素
子のターンオン時間、ターンオフ時間、デッドタイム設
定回路の設定時間の和
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62069639A JP2554327B2 (ja) | 1987-03-24 | 1987-03-24 | 三角波比較高周波ｐｗｍ電力変換装置 |
| KR1019880002999A KR910000543B1 (ko) | 1987-03-24 | 1988-03-21 | Pwm 전력변환장치 |
| EP88104565A EP0284021B1 (en) | 1987-03-24 | 1988-03-22 | PWM power converter |
| DE3852330T DE3852330T2 (de) | 1987-03-24 | 1988-03-22 | Pulsbreitenmodulierter Leistungskonverter. |
| CN88101565A CN1019440B (zh) | 1987-03-24 | 1988-03-23 | 脉宽调制型功率转换器 |
| US07/545,148 US5021936A (en) | 1987-03-24 | 1990-06-28 | PWM power converter using mixed bipolar and static induction transistors |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62069639A JP2554327B2 (ja) | 1987-03-24 | 1987-03-24 | 三角波比較高周波ｐｗｍ電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63240376A JPS63240376A (ja) | 1988-10-06 |
| JP2554327B2 true JP2554327B2 (ja) | 1996-11-13 |
Family
ID=13408632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62069639A Expired - Fee Related JP2554327B2 (ja) | 1987-03-24 | 1987-03-24 | 三角波比較高周波ｐｗｍ電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2554327B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2747830B2 (ja) * | 1988-11-22 | 1998-05-06 | 山洋電気 株式会社 | インバータ制御回路 |
| JP5574612B2 (ja) * | 2009-03-31 | 2014-08-20 | 株式会社ミツバ | モータ制御装置 |
| JP5714806B2 (ja) * | 2009-03-31 | 2015-05-07 | 株式会社ミツバ | モータ制御装置 |
| JP2013183475A (ja) * | 2012-02-29 | 2013-09-12 | Fujitsu Ten Ltd | モータの制御装置及び制御方法 |
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-
1987
- 1987-03-24 JP JP62069639A patent/JP2554327B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 関・倉田・竹内編「ターンオフサイリスタ」（昭５８，４，２０）電気書院Ｐ．１３６〜１３８ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63240376A (ja) | 1988-10-06 |
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