KR20100110277A - 컨버터 회로의 동작 방법, 및 이 방법을 실시하기 위한 장치 - Google Patents

컨버터 회로의 동작 방법, 및 이 방법을 실시하기 위한 장치 Download PDF

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KR20100110277A
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만프레트 빈켈른켐퍼
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에이비비 슈바이쯔 아게
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Abstract

컨버터 회로의 동작에 대한 방법이 명시되며, 이 컨버트 회로는 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 및 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 을 구비하며, 부분 컨버터 시스템들 (1, 2) 은 2개의 직렬 접속된 인덕턴스 (L1, L2) 를 통해 서로 직렬로 접속되고, 2개의 직렬 접속된 인덕턴스 (L1, L2) 의 접점은 출력 접속부 (A) 를 형성하고, 각각의 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 은 적어도 하나의 2극 스위칭 셀 (3) 을 포함하고, 각각의 스위칭 셀 (3) 은, 제어된 일방향성 전류 흐름 방향을 갖는 2개의 직렬 접속된 제어가능한 양방향성 전력 반도체 스위치들과, 이 전력 반도체 스위치들에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속되는 용량성 에너지 저장부를 구비하며, 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들은 제어 신호 (S1) 에 의해 제어되고, 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들은 추가 제어 신호 (S2) 에 의해 제어되며,
컨버터 회로 내의 용량성 에너지 저장부를, 컨버터 회로의 출력 접속에서의 원하는 전류와 무관하게, 즉 그 주파수와 무관하게 설계하기 위해서, 제어 신호 (S1) 는 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α1) 로부터 형성되고, 추가 제어 신호 (S2) 는 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α2) 로부터 형성되며, 스위칭 함수 (α1, α2) 는 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA), 및 선택가능한 기준 신호 (Vref) 에 의해 형성된다.

Description

컨버터 회로의 동작 방법, 및 이 방법을 실시하기 위한 장치{METHOD FOR OPERATION OF A CONVERTER CIRCUIT, AND APPARATUS FOR CARRYING OUT THE METHOD}
본 발명은 전력 전자 부품에 관한 것이다. 특히, 독립 청구항들 중의 청구물 부분에 청구된 컨버터 회로의 동작 방법, 및 이 방법을 실시하기 위한 장치에 관한 것이다.
오늘날, 컨버터 회로는 다양한 애플리케이션들에 사용된다. 특히 전압이 쉽게 스케일링될 수 있는 일 컨버터 회로가 WO 2007/023064 A1에 명시되어 있다. 이 문헌에서, 컨버터 회로는 제 1 및 제 2 부분 컨버터 시스템을 구비하며, 이 부분 컨버터 시스템은 2개의 직렬 접속된 인덕턴스들을 통해 서로 직렬로 접속된다. 2개의 직렬 접속된 인덕턴스들 사이의 접점은 예를 들어 전기 부하에 대하여 출력 접속부를 형성한다. 각각의 부분 컨버터 시스템은 적어도 하나의 2극 스위칭 셀을 구비하며, 하나의 부분 컨버터 시스템에 복수의 스위칭 셀들이 있는 경우, 이러한 스위칭 셀들은 서로 직렬로 접속된다. 각각의 2극 스위칭 셀은, 제어된 일방향성 전류 흐름 방향을 갖는 2개의 직렬 접속된 제어가능한 양방향성 전력 반도체 스위치들과, 이 전력 반도체 스위치들에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속되는 용량성 에너지 저장부를 구비한다.
도 1에 도시된 바와 같이, 제 1 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들에서 전력 반도체 스위치들을 제어하는 제어 신호를 생성하기 위한 제 1 제어 회로를 구비하고, 제 2 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들에서 전력 반도체 스위치들을 제어하는 추가 제어 신호를 생성하기 위한 제 2 제어 회로를 구비하는 WO 2007/023064 A1에 따른 컨버터 회로의 작동을 위한 종래 장치가 제공된다.
WO 2007/023064 A1에 따른 컨버터 회로는 통상적으로, 순수한 AC 전압과 순수한 교류가 출력 접속부에서 생성되도록 동작된다. 스위칭 셀들을 위한 용량성 에너지 저장부는, 이 용량성 에너지 저장부들에 대한 전압 리플이 출력 접속부에서 주어진 최대 전류에 대하여 그리고 주어진 주파수에서의 이 전류에 대하여 미리결정된 변동 범위 내에 있도록 설계된다. 이 설계를 토대로 한것 보다 더 낮은 주파수를 원한다면, 전압 리플이 증가한다. 출력 접속부에서 직류 또는 직류 성분을 가진 교류를 생성할 것을 의도한다면, 전압 리플은 사실상 무한대로 증가한다. 이 경우의 용량성 에너지 저장부는, 출력 접속부에서 직류 또는 직류 성분으로 동작하는 동안 완전히 디스차지되거나 무한대로 오버차지되는 것을 방지하기 위해서, 외부에서 공급되거나 무한대로 크게 선택된다.
용량성 에너지 저장부를 출력 접속부에서의 원하는 전류와 무관하게 즉, 이 전류의 주파수와 무관하게 설계하는 WO 2007/023064 A1에 따른 컨버터 회로의 동작에 대한 방법은 현재 알려지지 않았다.
본 발명의 일 목적은, 컨버터 회로 내의 용량성 에너지 저장부가 컨버터 회로의 출력 접속부에서 원하는 전류와 무관하게 즉, 그 주파수와 무관하게 설계될 수 있는 컨버터 회로의 동작에 대한 방법을 명시하는 것이다. 본 발명의 추가적인 목적은, 본 발명에 따른 방법이 특히 단순한 방식으로 실시될 수 있는 장치를 명시하는 것이다.
이러한 목적은 청구항 제 1 항 및 제 10 항 각각의 특성에 의해 달성된다. 본 발명의 유리한 전개가 종속항에 명시되어 있다.
컨버터 회로는 제 1 및 제 2 부분 컨버터 시스템을 구비하며, 이 부분 컨버터 시스템들은 2개의 직렬 접속된 인덕턴스를 통해 서로 직렬로 접속된다. 2개의 직렬 접속된 인덕턴스의 접점은 출력 접속부를 형성한다. 각각의 부분 컨버터 시스템은 적어도 하나의 2극 스위칭 셀을 포함하고, 각각의 스위칭 셀은, 제어된 일방향성 전류 흐름 방향을 갖는 2개의 직렬 접속된 제어가능한 양방향성 전력 반도체 스위치들과, 이 전력 반도체 스위치들에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속되는 용량성 에너지 저장부를 구비한다. 제 1 부분 컨버터 시스템 내의 스위칭 셀들의 수는 바람직하게는 제 2 부분 컨버터 시스템 내의 스위칭 셀들의 수에 대응한다. 이 방법에 따르면, 제 1 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들은 제어 신호에 의해 제어되고, 제 2 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들은 추가 제어 신호에 의해 제어된다. 본 발명에 따르면, 이제, 제어 신호는 인덕턴스에 걸친 전압 오실레이션 신호와 제 1 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수로부터 형성되고, 추가 제어 신호는 인덕턴스에 걸친 전압 오실레이션 신호와 제 2 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수로부터 형성되며, 스위칭 함수는 출력 접속부에서의 전압에 대한 전압 오실레이션 신호 및 특히 동일한 시각의, 선택가능한 기준 신호에 의해 형성된다. 인가된 오실레이션에 의해 즉, 제어 신호 및 추가 제어 신호의 생성을 위해 인덕턴스들에 걸친 전압 오실레이션 신호에 의해, 그리고 스위칭 함수의 생성을 위해 출력 접속부에서의 전압에 대한 전압 오실레이션 신호에 의해, 원하는 전류가 컨버터 회로의 출력 접속부에서 흐르고 있을 때, 유익하게도, 용량성 에너지 저장부에 대한 전압 리플이 상당히 감소될 수 있다는 것을 보증하는 것이 가능하며, 이는 용량성 에너지 저장부가 현재 감소된 전압 리플에 대해서만 설계될 수도 있고, 따라서, 원하는 출력 전류와 무관하다는 것을 의미한다.
컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 본 발명에 따른 장치로서, 이 장치는 제 1 제어 회로를 구비하며, 제 1 제어 회로는 제어 신호를 생성하는데 사용되고, 제 1 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들에 접속된다. 또한, 이 장치는 제 2 제어 회로를 구비하며, 제 2 제어 회로는 추가 제어 신호를 생성하는데 사용되고 제 2 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들에 접속된다. 본 발명에 따르면, 제어 신호를 형성하기 위해서, 이제, 제 1 제어 회로에는, 인덕턴스에 걸친 전압 오실레이션 신호와 제 1 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수가 공급된다. 추가 제어 신호를 형성하기 위해서, 제 2 제어 회로는 인덕턴스에 걸친 전압 오실레이션 신호와 제 2 부분 컨버터 시스템의 스위칭 셀들 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수가 공급된다. 또한, 출력 접속부에서의 전압에 대한 전압 오실레이션 신호 및 선택가능한 기준 신호로부터 스위칭 함수를 계산하기 위해서 제 1 계산 유닛이 제공된다. 따라서, 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하기 위한 본 발명에 따른 장치는, 회로의 복잡도를 매우 낮게 유지할 수 있고, 더욱이 구성을 위해서 적은 수의 컴포넌트들만을 요구하기 때문에 매우 쉽고 저렴하게 제조할 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 방법은 이 장치에 의해 특히 쉽게 실시될 수 있다.
본 발명의 이러한 목적, 이점 및 특성 그리고 추가적인 목적, 이점 및 특성은 본 발명의 바람직한 실시형태의 다음의 상세한 설명으로부터 그리고 도면과 연결하여 명확해질 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 컨버터 회로의 동작을 위한 방법을 실시하는 장치의 일 실시형태를 도시한다.
도 2는 컨버터 회로의 동작에 대한 본 발명에 따른 방법을 실시하는 본 발명에 따른 장치의 일 실시형태를 도시한다.
도 3은 컨버터 회로의 출력 접속부에서 전류의 타임 프로파일을 도시한다.
도 4는 컨버터 회로의 출력 접속부에서 전압의 타임 프로파일을 도시한다.
도 5는 제 1 부분 컨버터 시스템을 통과하는 전류와 제 2 부분 컨버터 시스템을 통과하는 전류의 타임 프로파일을 도시한다.
도면에 사용된 도면 부호, 및 그 의미는 도면 부호의 리스트에서 요약된 형태로 나열된다. 원칙적으로, 도면에서 동일한 부분에는 동일한 도면 부호가 제공된다. 설명된 실시형태는 본 발명에 따른 주제를 예시적으로 나타낼 뿐이며, 제한하는 효과는 없다.
처음에 이미 언급한 바와 같이, 도 1은 종래 기술에 따른 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치의 일 실시형태를 도시한다. 도 2는 컨버터 회로의 동작에 대한 본 발명에 따른 방법을 실시하기 위한 본 발명에 따른 장치의 일 실시형태를 도시한다. 도 2에 도시된 컨버터 회로는 제 1 및 제 2 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 을 구비하며, 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 은 2개의 직렬 접속된 인덕턴스 (L1, L2) 를 통해 서로 직렬 접속된다. 2개의 직렬 접속된 인턱턴스 (L1, L2) 사이의 접점은 출력 접속부 (A) 를 형성한다. 각각의 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 은 일반적으로 적어도 하나의 2극 스위칭 셀 (3) 을 갖는다. 일 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 은 복수의 스위칭 셀들 (3) 을 갖고, 이러한 스위칭 셀들 (3) 은 도 2에 도시된 바와 같이 서로 직렬로 접속된다. 각각의 스위칭 셀 (3) 은 제어된 일방향성 전류 흐름 방향을 갖는 2개의 직렬 접속된 제어가능한 양방향성 전력 반도체 스위치들과, 이 전력 반도체 스위치들에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속되는 용량성 에너지 저장부를 구비한다. 특히, 제어가능한 전력 반도체 스위치들은 게이트 턴-오프 사이리스터 (GTO) 또는 정류된 제어 전극을 갖는 통합된 사이리스터 (IGCT - Integrated Gate Commutated Thyristors) 의 형태이고, 이 사이리스터들 각각은 병렬로 백-투-백 접속된 다이오드를 구비한다. 그러나, 이것은, 예를 들어, 병렬로 추가로 백-투-백 접속된 다이오드를 구비한 전력 MOSFET의 형태, 또는 절연 게이트 전극 및 병렬로 추가로 백-투-백 접속된 다이오드를 갖는 바이폴라 트랜지스터 (IGBT) 의 형태가 되는 제어가능한 전력 반도체 스위치에도 실현 가능하다. 바람직하게는, 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 내의 스위칭 셀들 (3) 의 수는 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 의 수와 대응한다.
본 방법에 따르면, 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들은 제어 신호 (S1) 에 의해 제어되고, 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들은 추가 제어 신호 (S2) 에 의해 제어된다. 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 내의 스위칭 셀들 (3) 에 대한 제어 신호 (S1) 와 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 내의 스위칭 셀들 (3) 에 대한 제어 신호 (S2) 는, 각각의 스위칭 셀 (3) 이 시간 오프셋으로 유익하게 제어될 수 있기 때문에, 각각의 스위칭 셀 (3) 에 대하여 서로에 대해 시간적으로 오프셋된다. 본 발명에 따르면, 이제, 제어 신호 (S1) 는 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오레이션 신호 (VL) 와 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α1) 로부터, 특히 이 2개의 변수들의 합으로부터 형성되고, 추가 제어 신호 (S2) 는 인덕터스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α2) 로부터, 특히 이 2개의 변수들의 합으로부터 형성되며, 스위칭 함수 (α1, α2) 는 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 와, 특히 동일한 시각에 선택가능한 기준 신호 (Vref) 에 의해 형성된다. 바람직하게는, 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 기준 전압 신호는 기준 신호 (Vref) 로서 선택되고, 예를 들어, 출력 접속부 (A) 에서의 전류 (iu) 의 실제값을 공칭값에서 규정함으로써 형성된다.
인가된 오실레이션의 결과로서 즉, 제어 신호 (S1) 및 추가 제어 신호 (S2) 의 생성을 위해 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 에 의해, 그리고 스위칭 함수 (α1, α2) 를 생성하기 위해서 출력 접속부 (A) 에서 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 에 의해, 용량성 에너지 저장부에 대한 전압 리플이 컨버터 회로의 출력 접속부 (A) 에서 원하는 전류 (iu) 에 대하여 상당히 감소될 수 있다는 것을 보증하는 것이 유리하게 가능하며, 이는 용량성 에너지 저장부가 현재 감소된 전압 리플에 관해서만 설계될 필요가 있고, 따라서, 원하는 출력 전류 (iu) 와 무관하다는 것을 의미한다.
본 발명에 따르면, 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α1) 는 출력 접속부 (A) 의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 및 선택가능한 기준 신호 (Vref) 로부터 식 1을 이용하여 형성된다.
[수학식 1]
Figure pat00001
또한, 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α2) 는 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 및 선택가능한 기준 신호 (Vref) 로부터 식 2를 이용하여 형성된다.
[수학식 2]
Figure pat00002
본 발명에 따르면, 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 는 식 3으로 나타낸 바와 같이 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 로부터 형성된다.
[수학식 3]
Figure pat00003
부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 는 바람직하게는, 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 으로부터 차례로 형성되는데, 특히 식 4에 나타낸 바와 같이, 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을, 자유롭게 변경할 수 있는 주파수
Figure pat00004
및 위상 시프트
Figure pat00005
에서의 오실레이션으로 승산하여 형성된다.
[수학식 4]
Figure pat00006
전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 은 일반적으로 출력 접속부 (A) 에서의 실제 전류값 (iu) 으로부터 형성되는데, 특히, 예를 들어, 실제 전류값 (iu) 이 측정되는 출력 접속부 (A) 에서의 전류 (iu) 중 직류 성분 (i0), 및 기준 신호 (Vref) 로부터 형성된다. 식 5.1에 나타낸 바와 같은 다음 관계식은 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을 형성하는데 사용된다:
[수학식 5.1]
Figure pat00007
그리고, 예를 들어, 식 5.2를 이용하여,
[수학식 5.2]
Figure pat00008
일반적으로,
Figure pat00009
는 출력 접속부 (A) 에서의 인가된 오실레이션과 전압 (Vu) 사이의 전압차를 나타낸다. 식 5.2에서 Ah 대 Mh의 비는 단지 예시적으로 선택된 것으로, Ah 대 Mh의 비는 일반적으로 자유롭게 선택될 수 있다는 것을 주목한다. 따라서, 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을 결정하기 위해서, 프로덕트 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 에 대해서만 식 5.1을 풀 수도 있다.
또한, 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 는 일반적으로, 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 으로부터 형성되는데, 식 6에 나타낸 바와 같이, 바람직하게는 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 을, 자유롭게 변경할 수 있는 주파수 ω 및 위상 시프트
Figure pat00010
에서의 오실레이션으로 승산하여 형성된다.
[수학식 6]
Figure pat00011
일반적으로, 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 은, 유익하게 식 5.1 및 식 5.2를 이용하는 것이 가능한 경우, 출력 접속부 (A) 에서의 실제 전류값 (iu) 및 기준 신호 (Vref) 로부터 형성되고, 단지 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 을 결정하기 위해서는 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 에 대해서 식 5.1을 풀 필요가 있다.
부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi), 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 및 출력 접속부 (A) 의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 는 바람직하게는 동일한 주파수 ω이다. 또한, 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi), 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 및 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 는 바람직하게는 동일한 위상 시프트 (
Figure pat00012
) 를 가지며, 이들이 필수적으로 동일한 위상 시프트 (
Figure pat00013
) 를 가질 필요는 없다.
본 발명에 따른 방법에 기초하여, 이제 유익하게, 상기 언급된 인가된 오실레이션에 기초하여, 출력 접속부 (A) 에서, 주파수 ω에서의 교류 성분과 직류 성분을 갖는 전류 (iu) 를 생성하는 것이 가능하며, 오직 인가된 오실레이션만이 스위칭 셀들 (3) 의 용량성 에너지 저장부들에 대한 전압 리플에 영향을 미치고, 따라서, 이 전압 리플이 낮게 유지될 수 있다. 따라서, 이제 유익하게, 용량성 에너지 저장부는 이 저 전압 리플에 대해서만 설계될 수 있는데, 즉, 원하는 출력 전류 (iu) 와 무관하게 설계될 수 있다. 이에 따라서, 출력 접속부 (A) 에서의 전류 (iu) 는 식 7이 된다.
[수학식 7]
Figure pat00014
i0는 상기 직류 성분을 나타내고
Figure pat00015
는 상기 교류 성분의 진폭을 나타낸다. 예시의 목적으로, 도 3은 컨버터 회로의 출력 접속부에서의 전류 (iu) 의 시간 프로파일을 도시한다. 또한, 도 4는 컨버터 회로의 출력 접속부 (A) 의 전압 (Vu) 의 시간 프로파일을 도시한다. 마지막으로, 도 5는 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 을 통과하는 전류 (i1) 와 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 을 통과하는 전류 (i2) 의 시간 프로파일을 도시하며, 양 전류 (i1, i2) 는 유사하게 상기 언급된 인가된 오실레이션에 의해 발생된 주파수 ω에서의 교류 성분과 직류 성분을 갖는다. 완전함을 위하여, 용량성 에너지 저장부의 전류는 어떤 직류 성분도 갖지 않으며 마찬가지로 상기 언급된 인가된 오실레이션의 주파수 ω, 그렇지 않으면 2배의 주파수 ω에서 교류 성분들을 갖지 않는다.
다상 시스템 중, 3개의 컨버터 회로들을 갖는 3상 시스템을 예로 들면, 인가된 오실레이션들은, 이들이 동일한 위상 시프트를 갖도록 선택된다면, 위상 종단부 (A) 에 접속되는 다상 부하에 대하여 공통-모드 전압으로서 나타난다. 추가적인 전류 오실레이션들은 생성되지 않는다. 예를 들어, 이 방법은 과변조의 경우에 사용된다. 과변조와는 달리, 공통-모드 전압의 주파수 및 위상각은 이 경우 한정되지 않는다. 이후, 다상 출력 전류인 출력 전류 (i0) 는 순수한 직류로, 즉, 교류 성분이 없다.
출력 접속부 (A) 의 전류 (iu) 는 주파수 ωu에서, 원하는 위상 시프트
Figure pat00016
를 가진 원하는 교류 성분
Figure pat00017
Figure pat00018
를 갖도록 의도된다면, 식 5.1이 식 8과 같이 수정될 때,
[수학식 8]
Figure pat00019
식 5.2는 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을 결정하도록 또 다시 사용될 수 있고, 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 및 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 은 이미 상술된 바와 같이 식 8 및 식 5.2로부터 결정될 수 있다. 이후, 원하는 방식으로, 출력 접속부 (A) 의 전류 (iu) 는 식 9가 된다.
[수학식 9]
Figure pat00020
Figure pat00021
는 추정된 전류 진폭값이다.
도 1에 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 장치는, 제어 신호 (S1) 를 생성하는데 사용되고 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 접속되는 제 1 제어 회로 (4) 를 갖는다. 또한, 추가 제어 신호 (S2) 를 생성하고 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위치 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 접속되는 제 2 제어 회로 (5) 가 제공된다. 본 발명에 따르면, 제어 신호 (S1) 를 형성하기 위해서, 제 1 제어 회로 (4) 에는 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 의 합과 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α1) 가 공급된다. 추가 제어 신호 (S2) 를 형성하기 위해서, 제 2 제어 회로 (5) 에는 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 의 합과 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 스위칭 셀들 (3) 내의 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α2) 가 공급된다. 예로써, 스위칭 함수 (α1) 가 대응하는 제어 신호 (S1) 와 영구적으로 연관되고, 스위칭 함수 (α2) 가 대응하는 추가 제어 신호 (S2) 와 영구적으로 연관되는, 제 1 및 제 2 제어 회로 (4, 5) 에서의 제어 신호 (S1) 및 추가 제어 신호 (S2), 또는 예를 들어, 펄스폭 변조를 위한 방법에 기초하는 각각의 경우의 변조기를 형성하기 위해서 각각의 경우 룩업 테이블이 사용된다. 또한, 출력 접속부 (A) 에서 전압 (Vu) 에 대하여 전압 오실레이션 신호 (VA) 및 선택가능한 기준 신호 (Vref) 로부터 식 1 및 식 2를 이용하여 계산함으로써, 스위칭 함수들 (α1, α2) 을 형성하기 위해서 제 1 계산 유닛 (6) 이 제공된다.
도 2에 도시된 바와 같이, 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 로부터 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 를 형성하기 위해서 제 2 계산 유닛 (10) 이 제공되며, 제 2 계산 유닛 (10) 은 식 3에 의한 계산에 의해 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 를 형성한다.
또한, 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 으로부터 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 를 형성하기 위해서 제 3 계산 유닛 (7) 이 제공되고, 식 4를 이용하여 계산함으로써 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 를 형성한다.
또한, 출력 접속부 (A) 에서 실제 전류값 (iu) 및 기준 신호 (Vref) 로부터 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을 형성하기 위해서 제 4 계산 유닛 (9) 이 제공되며, 제 4 계산 유닛 (9) 은 식 5.1 및 5.2를 이용하여 계산함으로써, 또는 식 8 및 5.2를 이용하여 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을 형성한다.
제공되는 제 5 계산 유닛 (8) 은, 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 으로부터 출력 접속부 (A) 에서 전압 (Vu) 에 대하여 전압 오실레이션 신호 (VA) 를 형성하기 위해서 사용되며, 제 5 계산 유닛 (8) 은 식 6을 이용하여 계산함으로써 출력 접속부 (A) 에서 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 를 형성한다.
마찬가지로, 이미 언급된 제 4 계산 유닛 (9) 은 출력 접속부 (A) 에서 실제 전류값 (iu) 및 기준 신호 (Vref) 로부터 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 을 형성하기 위해서 사용되며, 제 4 계산 유닛 (9) 은 식 5.1 및 식 5.2를 이용하여 계산함으로써, 또는 식 8 및 식 5.2를 이용하여 전압 오실레이션 진폭값 (Mh) 을 형성한다.
전반적으로, 본 발명에 따른 장치, 특히 도 2에 도시된 바와 같은, 컨버터 회로의 동작을 위한 본 발명에 따른 방법을 실시하기 위한 장치는, 회로의 복잡도가 매우 낮고, 더욱이 구성을 위해서 적은 수의 컴포넌트들만을 요구하기 때문에 매우 쉽고 저렴하게 제조할 수 있다는 것을 알 수 있다. 따라서, 이 장치는 본 발명에 따른 방법을 특히 쉽게 실시하게 한다.
1 제 1 부분 컨버터 시스템
2 제 2 부분 컨버터 시스템
3 스위칭 셀
4 제 1 제어 회로
5 제 2 제어 회로
6 제 1 계산 유닛
7 제 3 계산 유닛
8 제 5 계산 유닛
9 제 4 계산 유닛
10 제 2 계산 유닛

Claims (15)

  1. 컨버터 회로의 동작 방법으로서,
    상기 컨버터 회로는 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 및 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 을 구비하며, 상기 부분 컨버터 시스템들 (1, 2) 은 2개의 직렬 접속된 인덕턴스 (L1, L2) 를 통해 서로 직렬로 접속되고, 상기 2개의 직렬 접속된 인덕턴스 (L1, L2) 의 접점은 출력 접속부 (A) 를 형성하고, 각각의 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 은 적어도 하나의 2극 스위칭 셀 (3) 을 포함하고, 각각의 스위칭 셀 (3) 은, 제어된 일방향성 전류 흐름 방향을 갖는 2개의 직렬 접속된 제어가능한 양방향성 전력 반도체 스위치들과, 상기 전력 반도체 스위치들에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속되는 용량성 에너지 저장부를 구비하며, 상기 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들은 제어 신호 (S1) 에 의해 제어되고, 상기 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들은 추가 제어 신호 (S2) 에 의해 제어되며,
    상기 제어 신호 (S1) 는 상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 상기 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α1) 로부터 형성되고,
    상기 추가 제어 신호 (S2) 는 상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 상기 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 상기 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α2) 로부터 형성되며, 상기 스위칭 함수 (α1, α2) 는 상기 출력 접속부 (A) 에서의 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA), 및 선택가능한 기준 신호 (Vref) 에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 상기 전압 오실레이션 신호 (VL) 는 상기 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 상기 전류 오실레이션 신호 (Vi) 는 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 으로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 은 상기 출력 접속부 (A) 에서의 실제 전류값 (iu) 및 상기 기준 신호 (Vref) 로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력 접속부 (A) 에서의 상기 전압 (Vu) 에 대한 상기 전압 오실레이션 신호 (VA) 는 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 으로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 은 상기 출력 접속부 (A) 에서의 상기 실제 전류값 (iu) 및 상기 기준 신호 (Vref) 로부터 형성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 상기 전류 오실레이션 신호 (Vi), 상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 상기 전압 오실레이션 신호 (VL), 및 상기 출력 접속부 (A) 에서의 상기 전압 (Vu) 에 대한 상기 전압 오실레이션 신호 (VA) 는 동일한 주파수인 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  8. 제 2 항 또는 제 7 항에 있어서,
    상기 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 상기 전류 오실레이션 신호 (Vi), 상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 상기 전압 오실레이션 신호 (VL), 및 상기 출력 접속부 (A) 에서의 상기 전압 (Vu) 에 대한 상기 전압 오실레이션 신호 (VA) 는 동일한 위상 시프트를 갖는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력 접속부 (A) 의 상기 전압 (Vu) 에 대한 기준 전압 신호가 상기 기준 신호 (Vref) 로서 선택되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법.
  10. 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치로서,
    상기 컨버터 회로는, 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 및 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 을 구비하며, 상기 부분 컨버터 시스템들 (1, 2) 은 2개의 직렬 접속된 인덕턴스 (L1, L2) 를 통해 서로 직렬로 접속되고, 상기 2개의 직렬 접속된 인덕턴스들 (L1, L2) 사이의 접점은 출력 접속부 (A) 를 형성하고, 각각의 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 은 적어도 하나의 2극 스위칭 셀 (3) 을 포함하고, 각각의 스위칭 셀 (3) 은, 제어된 일방향성 전류 흐름 방향을 갖는 2개의 직렬 접속된 제어가능한 양방향성 전력 반도체 스위치들과, 상기 전력 반도체 스위치들에 의해 형성된 직렬 회로와 병렬로 접속되는 용량성 에너지 저장부를 구비하며,
    제어 신호 (S1) 를 생성하는데 사용되고 상기 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들에 접속되는 제 1 제어 회로 (4) 를 구비하고, 추가 제어 신호 (S2) 를 생성하는데 사용되고 상기 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들에 접속되는 제 2 제어 회로 (5) 를 구비하며,
    상기 제어 신호 (S1) 를 형성하기 위해서, 상기 제 1 제어 회로 (4) 에는 상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 상기 제 1 부분 컨버터 시스템 (1) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α1) 가 공급되며,
    상기 추가 제어 신호 (S2) 를 형성하기 위해서, 상기 제 2 제어 회로 (5) 에는 상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 상기 전압 오실레이션 신호 (VL) 와 상기 제 2 부분 컨버터 시스템 (2) 의 상기 스위칭 셀들 (3) 내의 상기 전력 반도체 스위치들에 대한 스위칭 함수 (α2) 가 공급되며,
    상기 출력 접속부 (A) 에서의 상기 전압 (Vu) 에 대한 전압 오실레이션 신호 (VA) 및 선택가능한 기준 신호 (Vref) 로부터 상기 스위칭 함수 (α1, α2) 를 형성하기 위해 제 1 계산 유닛 (6) 이 제공되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 인덕턴스 (L1, L2) 에 걸친 상기 전압 오실레이션 신호 (VL) 를 상기 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 전류 오실레이션 신호 (Vi) 로부터 형성하기 위해서 제 2 계산 유닛 (10) 이 제공되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 부분 컨버터 시스템 (1, 2) 의 상기 전류 오실레이션 신호 (Vi) 를 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 으로부터 형성하기 위해서 제 3 계산 유닛 (7) 이 제공되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 전류 오실레이션 신호 진폭값 (Ah) 을 출력 접속부 (A) 의 상기 실제 전류값 (iu) 및 상기 기준 신호 (Vref) 로부터 형성하기 위해서 제 4 계산 유닛 (9) 이 제공되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력 접속부 (A) 의 상기 전압 (Vu) 에 대한 상기 전압 오실레이션 신호 (VA) 를 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 으로부터 형성하기 위해서 제 5 계산 유닛 (8) 이 제공되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전압 오실레이션 신호 진폭값 (Mh) 을 상기 출력 접속부 (A) 에서의 상기 실제 전류값 (iu) 및 상기 기준 신호 (Vref) 로부터 형성하기 위해서 상기 제 4 계산 유닛 (9) 이 제공되는 것을 특징으로 하는 컨버터 회로의 동작 방법을 실시하는 장치.
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102577077B (zh) * 2009-10-15 2015-02-25 Abb瑞士有限公司 用于运行变换器电路的方法以及用于实施该方法的装置
DE102017131042A1 (de) 2017-12-21 2019-06-27 Sma Solar Technology Ag Umrichter mit mindestens einem wandlermodul mit drei brückenzweigen, verfahren zum betreiben und verwendung eines solchen umrichters
RU2737035C1 (ru) * 2020-03-17 2020-11-24 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Костромская государственная сельскохозяйственная академия" Способ отыскания жил кабеля или проводов, питающих потребителей

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5070440A (en) * 1990-08-14 1991-12-03 General Electric Company Power conversion scheme employing paralleled units
US5311419A (en) * 1992-08-17 1994-05-10 Sundstrand Corporation Polyphase AC/DC converter
GB2294821A (en) * 1994-11-04 1996-05-08 Gec Alsthom Ltd Multilevel converter
JPH11206167A (ja) * 1998-01-08 1999-07-30 Toshiba Eng Co Ltd 電力変換装置
US6519169B1 (en) * 1999-03-29 2003-02-11 Abb Ab Multiphase inverter with series of connected phase legs
US6545450B1 (en) * 1999-07-02 2003-04-08 Advanced Energy Industries, Inc. Multiple power converter system using combining transformers
FR2814006B1 (fr) * 2000-09-12 2002-11-08 Centre Nat Rech Scient Dispositif de conversion d'energie electrique a decoupage
DE20122923U1 (de) * 2001-01-24 2010-02-25 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichterschaltungen mit verteilten Energiespeichern
RU2231905C2 (ru) * 2002-09-26 2004-06-27 Закрытое акционерное общество "РЭЛТЕК" Устройство для индукционного нагрева и способ управления устройством для индукционного нагрева
US6867987B2 (en) * 2003-06-13 2005-03-15 Ballard Power Systems Corporation Multilevel inverter control schemes
US7499290B1 (en) * 2004-05-19 2009-03-03 Mississippi State University Power conversion
JP2005333737A (ja) * 2004-05-20 2005-12-02 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
DE102005040543A1 (de) 2005-08-26 2007-03-01 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern
DE102005041087A1 (de) * 2005-08-30 2007-03-01 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern
DE102005045090B4 (de) * 2005-09-21 2007-08-30 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
EP2063520A4 (en) * 2006-09-15 2012-11-07 Mitsubishi Electric Corp DC / DC CURRENT CONVERTER APPARATUS
PL2100364T3 (pl) * 2006-12-08 2019-05-31 Siemens Ag Sterowanie modułowym przetwornikiem prądu z rozdzielonym magazynowaniem energii
CN101553977B (zh) * 2006-12-08 2012-06-20 西门子公司 用于转换电流的装置
DE112007003408A5 (de) * 2007-01-17 2009-12-24 Siemens Aktiengesellschaft Ansteuerung eines Phasenmodulzweiges eines Multilevel-Stromrichters

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