KR102178107B1 - 프리휠링 SiC 다이오드를 갖는 RC-IGBT - Google Patents
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Abstract
반도체 모듈 (10) 은, 컬렉터와 에미터 사이에 역전도 다이오드 (24a, 24b) 를 제공하는, 게이트 (26a, 26b), 컬렉터 (16a, 16b) 및 에미터 (18a, 18b) 를 갖는, RC-IGBT 또는 BIGT 인 역전도 트랜지스터 (12a, 12b); 정적인 상태 동안 역전도 다이오드보다 더 높은 순방향 전압 강하를 갖는, 트랜지스터 (12a, 12b) 에 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b); 및 트랜지스터 (12a, 12b) 를 턴 온 그리고 턴 오프시키기 위해 게이트 (26a, 26b) 를 전위와 연결하는 제어기 (32) 를 포함한다. 제어기 (32) 는, 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 차단 상태에 진입한 동적인 상태에서, 역전도 다이오드의 순방향 전압 강하가 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 의 것보다 더 높도록, 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 차단 상태에 진입하기 전에 트랜지스터 (12a, 12b) 의 게이트 (26a, 26b) 에 포지티브 전위의 펄스 (46) 를 인가하도록 구성된다.
Description
본 발명은 전력 반도체 분야에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 반도체 모듈 및 이러한 모듈 상의 역전도 트랜지스터를 스위칭하는 방법에 관한 것이다.
예를 들어, 고전력 인버터들, 정류기들 및 다른 전기 고전력 장비는 하프-브리지 모듈들을 포함하고, 이 하프-브리지 모듈들은 이 장비의 AC 측에 DC 측을 연결하기 위해 직렬로 연결된 2개의 반도체 스위치들을 보통 포함한다. 이 경우, 반도체 스위치는 역방향, 즉, 전류를 전도하도록 구성된 방향에 대해 반대인 방향에서 차단되고 있고, 반도체 스위치가 턴 온될 때, 프리휠링 다이오드를 반도체 스위치와 역병렬로 연결하는 것이 가능하다.
일부 반도체 스위치들은, 통상적으로는 반도체 스위치와 통합된 역전도 다이오드를 이용하여 이미 그 자체에서 이러한 역전도 전류 경로를 제공한다. 이러한 스위치들에 대한 일 예는, EP 2 249 392 A2 에 기재된 것과 같은, RC-IGBT 또는 특히 BIGT 이다.
그러나, 역전도 다이오드에서의 BIGT들은 포지티브 게이트 값들에 의한 (보통 순방향 전압 강하 (Vf) 에 기초한) 보다 높은 전도 손실들로부터 손상받을 수도 있다. 또한, 보다 낮은 다이오드 모드 스위칭 손실들에 대해 BIGT 를 최적화시키기 위해, (Vf 및 VCE 에 기초한) 보다 높은 다이오드 및 트랜지스터 전도 손실들을 보통 초래하는 수명 제어가 채용될 수도 있다.
또한, 소위 MOS 제어, 즉, 역전도 다이오드들이 차단 상태에 진입하기 전의 트랜지스터의 특수한 스위칭 방식에 의해 BIGT 의 다이오드 스위칭 손실들을 감소시키는 것이 알려져 있다. 예를 들어, 논문, Rahimo 등의 "A high current 3300 V module employing reverse conducting IGBTs setting a new benchmark in output power capability", Proceedings of 20th International Symposium on Power Semiconductor Device & ICs (2008년 5월 18일 내지 22일) 는 역전도 모드에서 RC-IGBT 를 제어하기 위한 기법을 설명한다.
브리지 회로에 배열된 수직 타입의 MOSFET 을 제어하는 방법은 US 2008/0265975 A1 으로부터 알려져 있고, 여기서 빌트-인 다이오드의 순방향 전압은 게이트 펄스를 MOSFET 의 게이트에 인가하여 다이오드 전력 손실들을 감소시키게 함으로써 제어된다.
한편, SiC 유니폴라 다이오드들은 프리휠링 다이오드들로서 사용될 수도 있지만 보통은 보다 높은 온도에서의 높은 스위칭 손실들 및 진동 거동으로부터 손상받을 수도 있다. 또한, SiC 디바이스의 비용은 이러한 거동을 보다 큰 면적으로 보상하는 것을 어렵게 한다.
본 발명의 목적은, 특히 높은 온도에서 낮은 스위칭 손실들을 갖는, 고전력 하프-브리지에서 채용될 수도 있는 반도체 스위치를 제공하는 것이다.
이 목적은 독립항들의 청구물에 의해 달성된다. 종속항들 및 하기 설명으로부터 추가의 예시적인 실시형태들이 명백하다.
본 발명의 일 양태는 반도체 모듈에 관한 것이다. 예를 들어, 반도체 모듈은, 반도체 디바이스들, 예컨대, 아래에 설명되는 트랜지스터들, 다이오드들 및 제어기의 회로부를 하우징 및/또는 포함하는 PCB 를 포함할 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 반도체 모듈은 컬렉터와 에미터 사이에 역전도 다이오드를 제공하는, 게이트, 컬렉터 및 에미터를 갖는 역전도 트랜지스터, 및 (정전류가 양쪽의 다이오드들을 통해 흐를 수도 있는) 정적인 상태 동안 역전도 다이오드보다 더 높은 순방향 전압 강하를 갖는, 트랜지스터에 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리휠링 다이오드를 포함한다.
역전도 트랜지스터는 RC-IGBT (reverse conducting insulated gate bipolar transistor), 특히 BIGT (bi-mode insulated gate transistor) 이다. 적어도 하나의 프리휠링 다이오드는, 상술된 바와 같이 순방향 전압 강하를 갖도록 조정될 수도 있는 적어도 하나의 SiC 다이오드일 수도 있다. 보통, 반도체 모듈은 1개, 2개 또는 그 이상의 역전도 트랜지스터들을 포함할 수도 있거나 및/또는 트랜지스터들 중 하나와 역병렬로 연결된 1개 또는 2개 이상의 프리휠링 다이오드를 포함할 수도 있다. 트랜지스터는 하나의 다이 상에 제공되고 적어도 하나의 프리휠링 다이오드가 부가적인 다이 상에 제공되는 경우가 있을 수도 있다. 역전도 다이오드는 RC-IGBT 의 IGBT 와 통합된다. SiC 다이오드와의 RC-IGBT 또는 BIGT 의 조합은, 프리휠링 다이오드가 반도체 스위치의 역전도 다이오드보다 더 높은 순방향 전압 강하를 갖는다는 이점을 갖는다. 따라서, 이러한 타입의 반도체들의 조합은, 역회복 이전에 트랜지스터의 게이트에 포지티브 게이트 펄스를 인가하는 것이, 역회복 전에 전류의 재지향으로 유도하는 기술적 효과를 갖는다.
또한, 반도체 모듈은 트랜지스터를 턴 온 그리고 턴 오프시키기 위해 게이트를 전위와 연결하는 제어기 또는 게이트 유닛을 포함한다. 제어기는, 역전도 다이오드가 차단 상태에 진입한 동적인 상태에서, 역전도 다이오드의 순방향 전압 강하가 적어도 하나의 프리휠링 다이오드의 것보다 더 높도록, 역전도 다이오드가 차단 상태에 진입하기 전에 트랜지스터의 게이트에 반대 전위의 펄스를 인가하도록 구성된다.
일반적으로, 역전도 트랜지스터 그리고 특히 역전도 다이오드는, 양쪽 타입의 다이오드들이 빠르게 변하는 전류를 전도하거나 및/또는 전도 상태와 차단 상태 사이를 스위치하는 동적인 상태 또는 동적인 페이즈 (dynamic phase) 동안 프리휠링 다이오드보다 더 높은 손실들을 가질 수도 있다. 또한, 게이트 펄스의 인가에 의해, 역전도 다이오드들에 저장된 전하들은 트랜지스터로부터 소모될 수도 있고, 이는 동적인 페이즈 동안 그리고 특히 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭하는 동안 역전도 다이오드의 손실들을 낮출 수도 있다.
본 발명의 추가 양태는 역전도 트랜지스터 및 이 트랜지스터에 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리휠링 다이오드를 스위칭하는 방법에 관한 것이며, 여기서 적어도 하나의 프리휠링 다이오드는 정적인 상태 동안 역전도 다이오드보다 더 높은 순방향 전압 강하를 갖는다. 특히, 이 방법은, 예를 들어, 위에서 그리고 하기에서 설명되는, 반도체 모듈의 제어기에 의해 수행될 수도 있다.
위에서 그리고 하기에서 설명되는 방법의 피처들은 위에서 그리고 하기에서 설명되는 반도체 모듈의 피처들일 수도 있고 그 반대의 경우일 수도 있다는 것을 이해해야 한다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 이 방법은, 역전도 다이오드가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정하는 단계 및 역전도 다이오드가 차단 상태에 진입한 동적인 상태에서, 역전도 다이오드의 순방향 전압 강하가 적어도 하나의 프리휠링 다이오드의 것보다 더 높도록, 역전도 다이오드가 차단 상태에 진입하기 전에 트랜지스터의 게이트에 반대 전위의 펄스를 인가하는 단계를 포함한다.
게이트 펄스의 인가는 MOS 제어라고 지칭될 수도 있다. 특히, BIGT 의 MOS 제어에 의한 역병렬 SiC 다이오드들의 조합은 반도체 모듈의 동작 동안 감소된 스위칭 손실들을 제공할 수도 있다.
부가적으로, 역전도 다이오드의 손실들을 전도 상태에서 감소시키기 위해, 트랜지스터는 게이트의 대응하는 제어에 의해 턴-오프 상태로 유지될 수도 있다. 또한, 다이오드들이 차단 상태에 진입하기 전에, 트랜지스터는 짧은 시간 동안 짧은 게이트 펄스로 턴 온된다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 제어기는 역전도 다이오드가 전도 상태에 있을 때, 게이트에 네거티브 전위를 인가하고, 게이트 펄스 동안 게이트에 포지티브 전위를 인가하도록 구성되거나 및/또는 이 방법은 역전도 다이오드가 전도 상태에 있을 때, 게이트에 네거티브 전위를 인가하는 단계, 및 게이트 펄스 동안 게이트에 포지티브 전위를 인가하는 단계를 더 포함한다. 포지티브 및/또는 네거티브 전위는 트랜지스터를 턴 온 그리고 턴 오프시키는데 사용되는 전위들과 동일한 전압들을 가질 수도 있다는 것을 이해해야 한다. 역전도 다이오드의 전도 동안, 게이트 에미터 전압은 디바이스에 전하를 저장하기 위해 네거티브로 유지될 수도 있다. 다이오드 역전도가 이제 막 턴 오프하려고 함에 따라, 짧은 포지티브 게이트 에미터 펄스는 역전도 다이오드에 인가되어 저장된 전하를 최소화할 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 정전류가 역전도 다이오드 및 적어도 하나의 프리휠링 다이오드를 통해 흐를 수도 있는 정적인 상태 동안, 역전도 다이오드의 저항은 적어도 하나의 프리휠링 다이오드의 저항보다 더 작다. 적어도 하나의 프리휠링 다이오드의 내부 저항 및 게이트 펄스에 의해, 역전도 다이오드를 통해 흐르는 전류의 양은 프리휠링 다이오드들을 통해 흐르는 전류의 양에 대해 조정될 수도 있다. 게이트 펄스는 동적인 상태 동안 역전도 다이오드의 내부 저항을 증가시킬 수도 있어서, 전류가 역전도 다이오드로부터 프리휠링 다이오드로 재지향될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 트랜지스터와 역병렬인 적어도 하나의 프리휠링 다이오드는, 미리 정의된 온도 범위에서 반도체 모듈의 스위칭 손실들이 최소화되는 트랜지스터로 조정된다. 특히, 적어도 하나의 프리휠링 다이오드의 특성들은 트랜지스터와 역병렬로 연결된 적절한 수의 동일하게 설계된 다이오드들을 선택함으로써 트랜지스터의 특성들로 조정될 수도 있다. 예를 들어, 프리휠링 다이오드들의 축적 내부 저항이 게이트 펄스 후에 역전도 다이오드의 내부 저항보다 더 작아지게 되도록 프리휠링 다이오드들의 수가 선택될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 미리 정의된 온도 범위에서 정적인 페이즈 동안 전류의 적어도 60% 가 역전도 다이오드를 통해 흐르거나, 및/또는 동적인 페이즈 동안 전류의 적어도 60% 가 적어도 하나의 프리휠링 다이오드를 통해 흐르도록, 트랜지스터와 역병렬인 적어도 하나의 프리휠링 다이오드가 조정된다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 적어도 하나의 프리휠링 다이오드가 조정되는 온도 범위는 50 ℃ 내지 200 ℃ 이다. 특히 높은 온도에서, SiC 다이오드들은 다소 높은 전도 손실들을 가질 수도 있고 반도체 모듈의 전체 손실들은 트랜지스터 및 다이오드들의 특성들을 조정함으로써 감소될 수도 있어서, 높은 온도에서의 손실들이 최소화된다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 반도체 모듈은 제 2 역전도 트랜지스터와 직렬로 연결된 제 1 역전도 트랜지스터를 더 포함하고, 여기서 제 1 트랜지스터의 자유단에 의해 제 1 DC 입력이 제공되고, 제 2 트랜지스터의 자유단에 의해 제 2 DC 입력이 제공되며, 직렬로 연결된 트랜지스터들 사이에 위상 출력이 제공되고, 적어도 하나의 프리휠링 다이오드는 제 1 역전도 트랜지스터에 역병렬로 연결된다.
반도체 모듈은 DC 전압을 AC 전압으로 컨버팅하고 그 반대로 컨버팅하는데 사용될 수도 있는 2개의 RC-IGBT들 또는 2개의 BIGT들의 하프-브리지를 포함할 수도 있다. 트랜지스터들 중 하나 또는 양쪽 모두에는 하나 이상의 프리휠링 다이오드들이 제공될 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 제어기는 제 2 트랜지스터에 대한 스위치 커맨드를 수신함으로써 제 1 트랜지스터의 역전도 다이오드가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정하도록 구성되거나 및/또는 이 방법은 제 2 트랜지스터에 대한 스위치 커맨드를 수신함으로써 제 1 트랜지스터의 역전도 다이오드가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정하는 단계를 더 포함한다. 스위치 커맨드는, 예를 들어, 중앙 제어기로부터 수신되는 턴-오프 커맨드일 수도 있다. 역병렬 프리휠링 다이오드를 갖는 트랜지스터에 의한 MOS 제어의 사용은, 다른 트랜지스터가 턴 오프될 때, 트랜지스터들 중 하나의 트랜지스터에 대한 하프 브리지의 게이트 유닛 (제어기) 에 의해 실행될 수도 있다.
2개의 RC-IGBT들 또는 BIGT들에 의한 하프-브리지의 경우, 하나의 IGBT 가 전도하는 것으로 스위칭되기 전에, MOS 제어 펄스가 다른 것에 인가된다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 제어기는 스위치 커맨드를 수신한 후에 제 2 트랜지스터의 게이트에서의 네거티브 전위를 게이트에서의 포지티브 전위로 바꿈으로써 제 2 트랜지스터를 턴-오프 상태로부터 턴-온 상태로 스위칭하도록 구성되거나 및/또는 이 방법은 스위치 커맨드를 수신한 후에 제 2 트랜지스터의 게이트에서의 네거티브 전위를 게이트에서의 포지티브 전위로 바꿈으로써 제 2 트랜지스터를 턴-오프 상태로부터 턴-온 상태로 스위칭하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 제 1 트랜지스터에 인가된 게이트 펄스의 펄스 길이는, 제 2 트랜지스터의 턴-오프 상태의 길이의 적어도 10% 이다. 특히, 게이트 펄스의 길이는 트랜지스터의 턴-오프 및 턴-온 상태들보다 실질적으로 더 작을 수도 있다.
본 발명의 일 실시형태에 따르면, 제어기는 제 2 트랜지스터를 턴-오프 상태로 스위칭하기 전에 게이트 펄스 이후의 차단 기간을 기다리도록 구성되거나 및/또는 이 방법은 제 2 트랜지스터를 턴-오프 상태로 스위칭하기 전에 게이트 펄스 이후의 차단 기간을 기다리는 단계를 더 포함한다. 하프-브리지의 단락을 방지하기 위해 및/또는 역전도 다이오드의 소모를 조정하기 위해, 제 2 트랜지스터의 턴-온은 게이트 펄스의 끝에 대한 시간 오프셋 (차단 기간) 을 가질 수도 있다.
본 발명의 이들 및 다른 양태들은 이하 설명된 실시형태들로부터 명백해질 것이고 이들을 참조하여 명료하게 될 것이다.
본 발명의 청구물은, 첨부된 도면들에 예시된 예시적인 실시형태들을 참조하여 하기의 글에서 더욱 상세히 설명될 것이다.
도 1 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 반도체 모듈의 고전력 회로 레이아웃을 개략적으로 도시한 것이다.
도 2 는 도 1 의 반도체 모듈의 회로 보드 레이아웃을 개략적으로 도시한 것이다.
도 3 은 도 1 및 도 2 의 모듈을 스위칭하는 방법을 예시한 게이트 전압들을 갖는 다이어그램을 도시한 것이다.
도 4 는 도 1 및 도 2 의 모듈에 대한 프리휠링 다이오드들의 조정을 예시한 턴-온 전류들을 갖는 다이어그램을 도시한 것이다.
도면들에 사용된 도면 부호들 및 이들의 의미는 부호의 설명으로부터 요약 형태로 리스팅된다. 특히, 도면에서 동일한 부분들에는 동일한 도면 부호들이 제공된다.
도 1 은 본 발명의 일 실시형태에 따른 반도체 모듈의 고전력 회로 레이아웃을 개략적으로 도시한 것이다.
도 2 는 도 1 의 반도체 모듈의 회로 보드 레이아웃을 개략적으로 도시한 것이다.
도 3 은 도 1 및 도 2 의 모듈을 스위칭하는 방법을 예시한 게이트 전압들을 갖는 다이어그램을 도시한 것이다.
도 4 는 도 1 및 도 2 의 모듈에 대한 프리휠링 다이오드들의 조정을 예시한 턴-온 전류들을 갖는 다이어그램을 도시한 것이다.
도면들에 사용된 도면 부호들 및 이들의 의미는 부호의 설명으로부터 요약 형태로 리스팅된다. 특히, 도면에서 동일한 부분들에는 동일한 도면 부호들이 제공된다.
도 1 은 반도체 모듈 (10) 의 고전력 반도체들의 회로 레이아웃을 도시한 것이다. 고전력 반도체는 10 A 초과의 전류 및/또는 1000 V 초과의 전압을 프로세싱하는 반도체일 수도 있다는 것을 이해해야 한다. 이러한 모듈 (10) 은, 직렬로 연결되고 하프-브리지를 형성하는 2개의 BIGT들 (12a, 12b) 을 포함한다. 제 1 트랜지스터 (12) 는 컬렉터 (16a) 에 DC+ 입력 (14) 을 제공하고, 에미터 (18a) 가 제 2 트랜지스터 (12b) 의 컬렉터 (16b) 와 연결되며, 제 2 트랜지스터 (12b) 는 에미터 (18b) 에 DC-입력 (20) 을 제공한다. 2개의 트랜지스터들 (12a, 12b) 사이에, 즉, 에미터 (18a) 와 컬렉터 (16b) 에 의해 로드 출력 (22) 이 제공된다.
트랜지스터들 (12a, 12b) 각각은, 양쪽 트랜지스터들의 회로 심볼로 나타낸 내부 역전도 다이오드 (24a, 24b), 및 각각의 트랜지스터 (12a, 12b) 를 턴 온 그리고 턴 오프시키도록 구성된 게이트 (26a, 26b) 를 포함한다.
RC-IGBT 는 프리휠링 다이오드 및 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터를 공통 웨이퍼 상에 포함한다. IGBT (insulated gate bipolar transistor) 는 컬렉터 측, 및 웨이퍼의 컬렉터 측에 대향하는 에미터 측을 포함한다. 웨이퍼의 부분은 제 1 도핑 농도 및 베이스 레이어 두께를 갖는 (n-) 도핑된 베이스 레이어를 형성한다. 베이스 레이어 두께는 제 1 도핑 농도를 갖는 웨이퍼의 이 부분의 컬렉터와 에미터 측 사이의 최대 수직 거리이다. n 도핑된 소스 영역, p 도핑된 베이스 레이어 및 게이트 전극은 에이터 측 상에 배열된다. 게이트 전극은 평면형 또는 트렌치형 게이트 전극일 수도 있다. 역전도 반도체 디바이스는 웨이퍼 내의 한 면적인 전기적으로 액티브한 영역이고, 이 전기적으로 액티브한 영역은 소스 영역, 베이스 레이어 및 게이트 전극을 포함하고 이 소스 영역, 베이스 레이어 및 게이트 전극 아래에 배열된다.
제 1 도핑 농도보다 더 높은 도핑 농도를 갖는 제 1 의 n 도핑된 레이어 및 p 도핑된 컬렉터 레이어는 컬렉터 측 상에 교대로 배열된다. 제 1 레이어는 적어도 하나의 제 1 영역을 포함하고, 여기서 각각의 제 1 영역은 제 1 영역 폭을 갖는다. 임의의 영역은 영역 폭 및 영역 면적을 가지며, 이 영역 면적은 영역 경계에 의해 둘러싸이고, 여기서 최단 거리는 상기 영역 면적 내의 포인트와 상기 영역 경계 상의 포인트 사이의 최소 길이이다. 각각의 영역 폭은 상기 영역 내의 임의의 최단 거리의 최대 값의 2배로서 정의된다.
BIGT 는 RC-IGBT 의 피처들에 부가적으로 하기 피처들을 갖는다. 컬렉터 레이어는 적어도 하나의 제 2 영역 및 적어도 하나의 제 3 영역을 포함하고, 여기서 각각의 제 2 영역은 제 2 영역 폭을 가지며, 각각의 제 3 영역은 제 3 영역 폭을 갖는다. 각각의 제 3 영역 면적은, 베이스 레이어 두께의 2배보다 더 큰 거리를 갖는 임의의 2개의 둘러싸인 제 1 영역들에 의해 경계가 정의되는 면적이다. 적어도 하나의 제 2 영역은, 적어도 하나의 제 3 영역이 아닌 이 부분의 제 2 레이어이다. 베이스 레이어 두께의 적어도 1배의 액티브 영역 경계에 대한 제 3 영역 경계 사이에 최소 거리가 존재하도록 하는 방법으로 적어도 하나의 제 3 영역이 액티브 영역의 중심 부분에 배열된다. 적어도 하나의 제 3 영역의 면적들의 합은 액티브 영역의 10% 와 30 % 사이에 있다. 각각의 제 1 영역 폭은 베이스 레이어 두께보다 더 작다. 제 3 영역은, 트라이-스타 (tri-star) 를 형성하는 3개의 돌출부들, 십자 또는 5개 이상의 돌출부들을 형성하는 4개의 돌출부들을 갖는 스타 형상을 가질 수도 있다. 국제 특허 출원 EP 2 249 392 A2 에서 BIGT 의 추가 상세들을 발견할 수도 있고, 상술된 방법으로 컬렉터 측 상의 적어도 하나의 큰 제 3 영역 및 작은 큰 p 도핑된 제 2 영역들을 갖는 역전도 IGBT, 즉, BIGT 의 정의에 관한 이 문서의 내용이 참조로 통합된다. 이러한 BIGT 를 정의하는 추가 상세들이 EP 2 249 392 A2 에서 발견될 수 있다.
트랜지스터 (12a, 12b) 의 게이트 (26a, 26b) 가 특정 포지티브 턴-온 전압/전위로 설정될 때, 포지티브 전류는 컬렉터 (16a, 16b) 로부터 에미터 (18a, 18b) 로 흐를 수도 있다. 게이트 (26a, 26b) 가 특정 네거티브 턴-오프 전압/전위로 설정될 때, 트랜지스터는 컬렉터 (16a, 16b) 로부터 에미터 (18a, 18b) 로의 포지티브 전류들을 차단한다. 어느 경우라도, 다이오드 (24a, 24b) 는 에미터 (18a, 18b) 로부터 컬렉터 (16a, 16b) 로 흐르는 포지티브 전류를 허용한다.
모듈 (10) 은, 트랜지스터 (12a, 12b) 와 역병렬로 연결되고 역전도 다이오드 (24a, 24b) 와 병렬인 하나 이상의 프리휠링 SiC 다이오드들 (28a, 28b) 를 포함한다. 다이오드 (24a, 24b) 와 마찬가지로, 다이오드들 (28a, 28b) 은 에미터 (18a, 18b) 로부터 컬렉터 (16a, 16b) 로 흐르는 포지티브 전류를 허용한다.
도 2 는 모듈 (10) 의 개략적 보드 레이아웃을 도시한 것이다. 2개의 트랜지스터들 (12a, 12b) 은 PCB (30) 에 의해 포함될 수도 있다. PCB (30) 는 제어기 (32) 또는 게이트 유닛 (32) 및 각각의 트랜지스터 (12a, 12b) 에 대한 다수의 프리휠링 다이오드들 (28a, 28b) (도시된 예에서, 트랜지스터 (12a, 12b) 당 4개의 다이오드들 (28a, 28b)) 을 더욱 포함한다.
도 3 은 시간이 지남에 따른 역전도 다이오드 (24b) 를 통한 전류 (44) 및 트랜지스터들 (12a, 12b) 에서의 게이트 전압들 (40, 42) 을 도시한 것이다. 도 3 은 제어기 (32) 에 의해 수행될 수도 있는 방법을 예시한 것이다.
일반적으로, 라인 40 은 제 2 트랜지스터 (12b) 의 게이트 (26b) 에 인가된 전압을 도시한 것이고, 라인 42 는 제 1 트랜지스터 (12a) 의 게이트 (26a) 에 인가된 전압을 도시한 것이다. 라인 44 는 역전도 다이오드 (28a) 를 통해 흐르는 전류를 도시한 것이다.
처음에, 네거티브 게이트 전압 (40, 42) (예를 들어, -15 V) 은 양쪽의 게이트들 (26a, 26b) 에 인가된다.
BIGT (12a) 에 대해, 정상 다이오드 전도 모드 (정적인 상태) 동안, BIGT (12a) 를 통한 순방향 전압 강하 (Vf) 는 SiC 다이오드 (28a) 에 대한 것보다 훨씬 더 작은데, 이는 게이트가 0 또는 네거티브이기 때문이다. 이는 BIGT (12a) 가 보다 큰 면적 및/또는 보다 적은 수명 제어를 가짐으로써 개선될 수도 있지만, 또한 SiC 다이오드 (28a) 가 그의 유니폴라 액션으로 인해 보다 높은 온도에서 보다 높은 순방향 전압 강하 (Vf) 를 가질 수도 있다. 따라서, 오직 작은 전류만이 SiC 다이오드 (28a) 를 통해 흐른다.
다시 말해, 정전류가 역전도 다이오드 (24a) 및 프리휠링 다이오드 (28a) 를 통해 흐르는 정적인 상태에서, 역전도 다이오드 (24a) 의 저항은 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a) 의 저항보다 더 작다.
그 후에, 시간 포인트 (t0) 전에, 제어기 (32) 는, 예를 들어, 트랜지스터 (12b) 에 대한 턴-온 커맨드를 수신함으로써 역전도 다이오드 (28a) 가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정한다.
시간 포인트 (t0) 에서, 제어기 (32) 는 게이트 (26a) 에서의 전압 (42) 을 포지티브 전위/전압 (예를 들어 +15 V) 으로 바꾸고, 시간 포인트 (t1) 에서 전압 (42) 을 다시 네거티브 전위/전압으로 바꾼다.
이러한 방법으로, 역전도 다이오드 (24a) 가 차단 상태에 진입하기 전에 게이트 펄스 (46) 가 게이트 (26a) 에 인가된다. 역회복 전에, BIGT (12a) 의 게이트 전압은 포지티브 전위로 증가되어, 다이오드 (24a) 의 애노드로서 동작하는 P-웰 셀들의 단락으로 인해 훨씬 더 높은 순방향 전압 강하 (Vf) 를 발생시킨다. 이는 SiC 다이오드 (28a) 를 통해 그리고 이에 의해 역회복에서 그리고 게이트 펄스 (46) 를 인가하는 것 (즉, MOS 제어 액션을 사용하는 것) 에 의해 전류를 재지향시킬 것이고, 피크 회복 전류 (48) 가 매우 낮아져서 보다 낮은 손실들을 발생시키고 BIGT 다이오드 (28a) 가 여전히 소프트 테일 (soft tail) 을 제공할 것이다.
포지티브 게이트 전위 하에서 다소 높은 순방향 전압 강하를 달성하기 위해, 트렌치형 BIGT (12a, 12b) 가 사용될 수도 있다.
t0 과 t1 사이의 기간 (Δtp), 즉, 게이트 펄스의 길이는 약 10 ㎲ 일 수도 있다.
게이트 펄스 (46) 후에, 제어기는 트랜지스터 (12a) 를 턴 온시키기 위해 제 2 트랜지스터의 게이트 전압 (40) 을 포지티브 전위/전압으로 스위칭하기 전에 차단 기간 (ΔtB) 을 기다린다. 차단 기간 (ΔtB) 은 5 ㎲ 보다 더 작을 수도 있다.
이 방법은 역회복 전에 전류를 재지향시키기 위해 역회복 전에 BIGT (또는 더 일반적으로 RC-IGBT) 및 SiC 유니폴라 다이오드를 MOS 제어 게이트 펄스와 조합시킨다.
MOS 게이트 제어와의, 대응하여 조정된 프리휠링 다이오드 (28a) 의 조합은, 보다 작은 스위칭 손실들 및 유연도 측면에서 이점들을 발생시킬 수도 있다. 이 방법 및 디바이스는 손실들 및 유연도의 측면에서 최상의 트레이드오프들을 달성하기 위해 Si BIGT (12a, 12b) 및 SiC 다이오드 (28a, 28b) 의 최적의 성능을 조합할 수도 있다.
이러한 조합에 의해, 보다 낮은 순방향 전압 강하들, 스위칭 손실들 및 보다 유연한 성능이 달성될 수도 있다. 또한, 다이오드들 (28a, 28b) 에 대한 보다 작은 SiC 면적은 표준 접근법에 비해 보다 낮은 비용들을 필요로 할 수도 있다.
도 4 는 트랜지스터들 및 프리휠링 다이오드들 (28a, 28b) 의 특성들이 어떻게 조정될 수도 있는지를 예시하기 위해 상이한 수의 SiC 다이오드들 (28, 28b) 과의 BIGT (12a, 12b) 의 상이한 조합들에 대한 미러링된 역회복 전류들을 갖는 다이어그램을 도시한 것이다.
시간이 지남에 따른 전류들 (50a, 50b, 50c, 50d, 50e) 은 1.7 kV BIGT들 (12a, 12b) 및 4개의 SiC 다이오드들 (28a, 28b) 에 대해 수행되었던 테스트들에 기초한다. 원칙적으로, 전류들 (50a, 50b, 50c, 50d, 50e) 은 도 3 의 전류 (44) 와 트랜지스터 (12b) 를 통한 전류의 합이다.
이 테스트들은 실온에서 행해졌는데, 이는 이들 디바이스들에 대해 주어진 순방향 전압 강하 값들 (Vf) 로부터 컨셉트를 증명하는 최상의 경우이기 때문이다. 이러한 테스트들에 대해, 상이한 모드들 하에서 여전히 많은 공유가 존재한다.
하기 표는 결과들을 나타낸다.
| 조합 | ΔtB | 스위칭 손실들 | 순방향 전압 강하 (게이트 전압에 의존) |
| 오직 Si BIGT 만, 전류 50a |
10 ㎲ | 58 mJ | 25 ℃에서: 2.5V (0 V) 내지 3.7 V (15 V) 125 ℃ 에서: 2.95 V (0 V) 내지 3.75 V (15 V) |
| 오직 Si BIGT 만, 전류 50b |
1 ㎲ | 45 mJ | |
| Si BIGT 및 4개의 SiC 다이오드들, 전류 50c | 10 ㎲ | 41 mJ | 25 ℃에서: 1.8V (0 V) 내지 2.3 V (15 V) 125 ℃ 에서: 2.25 V (0 V) 내지 3.25 V (15 V) |
| Si BIGT 및 4개의 SiC 다이오드들, 전류 50d | 1 ㎲ | 21 mJ | |
| 오직 4개의 SiC 다이오드들만, 전류 50e | 17 mJ | 25 ℃에서: 2.4 V 125 ℃ 에서: 4.25 V |
전류 50d 는 최적의 조합을 나타내어 매우 작은 손실들 및 소프트 테일을 발생시킨다.
도면 및 상술한 설명에서 본 발명을 상세히 예시 및 설명하였지만, 이러한 예시 및 설명은 한정적이지 않고 예증적이거나 또는 예시적인 것으로 고려되어야 하며; 본 발명은 개시된 실시형태들에 제한되지 않는다. 개시된 실시형태들에 대한 다른 변형예들은, 도면들, 개시 및 첨부된 특허청구범위의 검토로부터, 당업자에 의해서 청구된 본 발명을 실행함으로써 이해 및 유효화될 수 있다. 허청구범위에서, 용어 "포함하는 (comprising)" 은 다른 엘리먼트들 또는 단계들을 배제하지 않으며, 부정 관사 "a" 또는 "an" 은 복수를 배제하지 않는다. 단일의 프로세서 또는 제어기 또는 다른 유닛이 특허청구범위에 기재된 여러 항목들의 기능들을 이행할 수도 있다. 소정의 조치들이 상호 상이한 종속항들에 기재되어 있다는 단순 사실만으로, 이 조치들의 조합이 유리함을 위해 사용될 수 없다는 것을 나타내지는 않는다. 특허청구범위에서의 임의의 도면 부호는 범위를 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다.
10 반도체 모듈
12a, 12b 트랜지스터
14 DC+ 입력
16a, 16b 컬렉터
18a, 18b 에미터
20 DC-입력
22 로드 출력
24a, 24b 역전도 내부 다이오드
26a, 26b 게이트
28a, 28b 프리휠링 다이오드
30 PCB
32 제어기
40 게이트 전압
42 게이트 전압
44 역전도 다이오드를 통한 전류
46 게이트 펄스
48 피크 회복 전류
t0 게이트 펄스의 시작
t1 게이트 펄스의 끝
t2 턴-온 펄스의 시작
Δtp 게이트 펄스 길이
ΔtB 차단 기간
50a 내지 50e 회복 전류들
12a, 12b 트랜지스터
14 DC+ 입력
16a, 16b 컬렉터
18a, 18b 에미터
20 DC-입력
22 로드 출력
24a, 24b 역전도 내부 다이오드
26a, 26b 게이트
28a, 28b 프리휠링 다이오드
30 PCB
32 제어기
40 게이트 전압
42 게이트 전압
44 역전도 다이오드를 통한 전류
46 게이트 펄스
48 피크 회복 전류
t0 게이트 펄스의 시작
t1 게이트 펄스의 끝
t2 턴-온 펄스의 시작
Δtp 게이트 펄스 길이
ΔtB 차단 기간
50a 내지 50e 회복 전류들
Claims (13)
- 컬렉터 (16a, 16b) 와 에미터 (18a, 18b) 사이에 역전도 다이오드 (24a, 24b) 를 제공하는, 게이트 (26a, 26b), 컬렉터 (16a, 16b) 및 에미터 (18a, 18b) 를 갖는 역전도 트랜지스터 (12a, 12b);
정적인 상태 동안 상기 역전도 다이오드보다 더 높은 순방향 전압 강하를 갖는, 상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 에 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b); 및
상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 를 턴 온 그리고 턴 오프시키기 위해 상기 게이트 (26a, 26b) 를 전위와 연결하는 제어기 (32)
를 포함하고,
상기 제어기 (32) 는, 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 차단 상태에 진입한 동적인 상태에서, 상기 역전도 다이오드의 순방향 전압 강하가 상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 의 것보다 더 높도록, 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 상기 차단 상태에 진입하기 전에 상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 의 게이트 (26a, 26b) 에 포지티브 전위의 펄스 (46) 를 인가하도록 구성되고,
상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 는 RC-IGBT 또는 BIGT 이며,
상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 는 SiC 다이오드를 포함하는, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항에 있어서,
상기 제어기 (32) 는, 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 전도 상태에 있을 때, 상기 게이트 (26a, 26b) 에 네거티브 전위를 인가하고, 게이트 펄스 (46) 동안 상기 게이트에 포지티브 전위를 인가하도록 구성되는, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항에 있어서,
상기 정적인 상태 동안, 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 의 저항은 상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 의 저항보다 더 작은, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항에 있어서,
상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 와 역병렬로 연결된 2개 이상의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b)
를 더 포함하는, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항에 있어서,
상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 와 역병렬인 상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 는, 미리 정의된 온도 범위에서 상기 반도체 모듈의 스위칭 손실들이 최소화되는 트랜지스터로 조정되는, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 와 역병렬인 상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 는, 미리 정의된 온도 범위에서:
상기 정적인 상태 동안 전류의 적어도 60% 가 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 를 통해 흐르는 것; 또는
동적인 페이즈 (dynamic phase) 동안 전류의 적어도 60% 가 상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 를 통해 흐르는 것
중 적어도 하나가 되도록 조정되는, 반도체 모듈 (10). - 제 5 항에 있어서,
상기 온도 범위는 50 ℃ 내지 200 ℃ 인, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 제어기 (32) 는 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정하도록 구성되는, 반도체 모듈 (10). - 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
제 2 역전도 트랜지스터 (12b) 와 직렬로 연결된 제 1 역전도 트랜지스터 (12a)
를 더 포함하고,
상기 제 1 역전도 트랜지스터 (12a) 의 자유단에 의해 제 1 DC 입력 (14) 이 제공되고, 상기 제 2 역전도 트랜지스터 (12b) 의 자유단에 의해 제 2 DC 입력 (20) 이 제공되며, 상기 직렬로 연결된 트랜지스터들 사이에 위상 출력 (22) 이 제공되고;
상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a) 는 제 1 역전도 트랜지스터 (12a) 에 역병렬로 연결되며;
상기 제어기는 상기 제 2 역전도 트랜지스터 (12b) 에 대한 스위치 커맨드를 수신함으로써 상기 제 1 역전도 트랜지스터 (12a) 의 역전도 다이오드 (24a) 가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정하도록 구성되는, 반도체 모듈 (10). - 제 9 항에 있어서,
상기 제어기 (32) 는 상기 스위치 커맨드를 수신한 후에 상기 제 2 역전도 트랜지스터의 게이트 (26b) 에서의 네거티브 전위를 상기 게이트에서의 포지티브 전위로 바꿈으로써 상기 제 2 역전도 트랜지스터 (12b) 를 턴-오프 상태로부터 턴-온 상태로 스위칭하도록 구성되는, 반도체 모듈 (10). - 제 9 항에 있어서,
상기 제 1 역전도 트랜지스터 (12a) 에 인가된 게이트 펄스 (46) 의 펄스 길이는, 상기 제 2 역전도 트랜지스터 (12b) 의 턴-오프 상태의 길이의 적어도 10% 인, 반도체 모듈 (10). - 제 9 항에 있어서,
상기 제어기 (32) 는 상기 제 2 역전도 트랜지스터를 턴-오프 상태로 스위칭하기 전에 게이트 펄스 (46) 이후의 차단 기간을 기다리도록 구성되는, 반도체 모듈 (10). - 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 및 상기 역전도 트랜지스터에 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 를 스위칭하는 방법으로서,
상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드는 정적인 상태 동안 상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 의 역전도 다이오드 (24a, 24b) 보다 더 높은 순방향 전압 강하를 가지며;
상기 방법은,
상기 역전도 다이오드 (24a) 가 전도 상태로부터 차단 상태로 스위칭할 것이라고 결정하는 단계; 및
상기 역전도 다이오드가 상기 차단 상태에 진입한 동적인 상태에서, 상기 역전도 다이오드의 순방향 전압 강하가 상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 의 것보다 더 높도록, 상기 역전도 다이오드 (24a, 24b) 가 상기 차단 상태에 진입하기 전에 상기 역전도 트랜지스터의 게이트 (26a, 26b) 에 포지티브 전위의 펄스 (46) 를 인가하는 단계
를 포함하고,
상기 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 는 RC-IGBT 또는 BIGT 이고,
상기 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 는 SiC 다이오드를 포함하는, 역전도 트랜지스터 (12a, 12b) 및 상기 역전도 트랜지스터에 역병렬로 연결된 적어도 하나의 프리휠링 다이오드 (28a, 28b) 를 스위칭하는 방법.
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