CN101971477B - 电压源转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种VSC转换器，在每个阀中包括：一个第一关断型半导体器件(24)，第一关断型半导体器件具有第一高电平的电压阻挡额定量；以及与第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件(25-29)的串联连接，第二关断型半导体器件具有第二较低电平的电压阻挡额定量。该转换器的控制装置(23)被配置成：通过控制第二半导体器件被接通、然后控制第一半导体器件以一延迟被接通来将所述阀切换至从所述阀的正向偏置阻挡状态开始的导通状态，并在导通状态结束时先于关断第二半导体器件而关断第一半导体器件。

Description

电压源转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电压源转换器(VSC)以及一种对电压源转换器(VSC)进行控制的方法。该转换器用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压，该转换器具有被配置成与该转换器的直流电压侧的极性相反极连接的至少一个相臂，该转换器包括至少两个电流阀的串联连接，所述阀包括至少一个关断型半导体器件以及与该关断型半导体器件反并联连接的一个整流部件，阀的所述串联连接的中点形成相输出端，该相输出端被配置成连接至该转换器的交流电压侧，该转换器还包括这一装置：该装置被配置成控制所述阀的所述半导体器件在所述相输出端上根据脉宽调制(PWM)模式生成具有确定幅度的脉冲列。
背景技术
要控制的转换器可具有任何数目的所述相臂，但是它通常具有三个这种相臂，以使转换器的交流电压侧有三相交流电压。
此类型的电压源转换器可用于各种情况，其中要将直流电压转换成交流电压或者要将交流电压转换成直流电压，其中这种应用的例子是在HVDC(高压直流)电厂的电站中，其中通常将直流电压转换成三相交流电压或者将三相交流电压转换成直流电压，或者在所谓背对背电站中，其中首先将交流电压转换成直流电压、然后将该直流电压转换成交流电压，以及在SVC(静态无功补偿器)中，其中直流电压侧由一个或多个自由悬挂的电容器构成。然而，本发明不限于这些应用，而是还可考虑其它应用，比如在用于机器、车辆等的不同类型的驱动系统中那样。
这种电压源转换器的每个相臂可具有多于两个的电流阀，于是这种电压源转换器可在所述相输出端上递送多于两个的不同幅度或电平的脉冲，比如在NPC型转换器(中性点被钳位)中那样。每个这种阀还可具有为了能够一起阻挡将在阀的阻挡状态下被阻挡的电压而串联连接的多个所述关断型功率半导体器件。在这种转换器中通常使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)作为关断型半导体器件，但是任何这种半导体器件比如IGCT(集成栅换向晶闸管)都落入本发明的范围内。
为了说明本发明但不以任何方式限制本发明，在附图1中仅示意性地示出了此类型的二电平转换器。此VSC转换器1具有三个相臂2、3、4，每个相臂具有两个电流阀5-10，每个电流阀由至少一个关断型半导体器件(比如IGBT 11)以及与该关断型半导体器件反并联连接的二极管12形式的整流部件构成。每个相臂的中点形成相输出端13、14、15，以便通过相电抗器16、17、18连接至三相交流电压网络19。每个相臂的极性相反端连接至转换器的直流电压侧的极性相反极20、21，比如直流电压网络22的正极和负极导体。
转换器具有装置23，装置23被配置成控制阀的半导体器件11在相应的相输出端上根据脉宽调制(PWM)模式生成具有确定幅度的脉冲列，以在交流电压网络19的相应线上产生交流电压。当例如阀7的半导体器件接通时，相输出端15上将产生正脉冲，代替之，如果阀10的半导体器件接通，则相输出端15上将产生具有相同幅度的负脉冲。在待生成于相输出端15上的交流电压的正半周内，阀7的半导体器件将被交替地接通和关断以生成正脉冲列，而在所述交流电压的负半周内，阀10的半导体器件将被交替地接通和关断。脉冲数目(即，在通过此控制获得的交流电压的时段内根据此脉宽调制产生的脉冲的数目)通常可高达15-25，以便在将滤波设备的成本保持在可接受的水平的同时在交流电压侧获得吸引人的曲线形状。
阀的半导体器件中产生不可忽略的损耗。这些损耗有两种类型，即，在半导体器件的导通状态下产生的导通损耗以及当半导体器件接通或关断时产生的开关损耗。高开关损耗的问题当然随着开关频率的升高(即，所述脉冲数目的增加)而愈发重要。具有低电平的电压阻挡额定量的半导体器件的开关损耗显著低于具有较高电平的电压阻挡额定量的这种半导体器件的开关损耗，因此可以代替具有较高电平的电压阻挡额定量的一个或几个这种半导体器件而将具有较低电平的电压阻挡额定量的更多数目的这种半导体器件串联连接，以由此显著减小所考虑的阀的开关损耗。然而，这于是将导致阀的较高导通损耗，因为具有较高电平的电压阻挡额定量的半导体器件具有显著较低的导通损耗。举例来说，对于脉冲数目23，串联连接的五个1200伏IGBT的开关损耗是1300μ，相比之下，一个6500伏IGBT的开关损耗是12000μ；然而，所述串联连接的导通损耗是8000μ，而所述单个6500伏IGBT的导通损耗是3200μ。因而，对于意在用于这种VSC转换器的每个应用来说，当确定要在转换器的每个所述阀中串联连接的这种关断型半导体器件的数目时，存在导通损耗与开关损耗之间的权衡。
发明内容
本发明的目的是提供在引言中定义的类型的转换器，以解决上述关于转换器的阀中产生的损耗的问题，以使得有可能相对于这种已知转换器降低这种阀中产生的总损耗。
根据本发明，此目的是通过提供在引言中定义的类型的转换器而实现的，该转换器的特征在于，每个所述阀包括：一个第一关断型半导体器件，第一关断型半导体器件具有第一高电平的电压阻挡额定量；以及与第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件的串联连接，第二关断型半导体器件具有第二较低电平的电压阻挡额定量，并且其特征在于，所述控制装置被配置成：通过控制所述第二半导体器件被接通、然后控制所述第一半导体器件以一延迟来被接通来将所述阀切换至从所述阀的正向偏置阻挡状态开始的导通状态，其中所述延迟足以使所述阀上的电压下降至在所述阀的所述正向偏置阻挡状态下所述阀上的电压的小于10％的一小部分电压，所述控制装置还被配置成：在导通状态结束时，足够地提前于关断所述第二半导体器件而关断所述第一半导体器件，以使得所述第一半导体器件中载流子的大多数复合能够在第二半导体器件的所述关断之前发生。
因而，当所述阀上的电压低时，具有高电平的电压阻挡额定量的所述第一半导体器件将接通和关断，从而开关损耗将由具有较低电平的电压阻挡额定量的所述第二半导体器件的配置决定，而电流将在所述阀的导通状态期间流过所述第一半导体器件，所述第一半导体器件于是将决定所述阀的导通损耗。这意味着：具有高电平的电压阻挡额定量的半导体器件的低导通损耗可以与具有较低电平的电压阻挡额定量的半导体器件的低开关损耗相结合，从而可以显著降低所述阀的损耗而不牺牲转换器的良好性能。
根据本发明的一个实施例，串联连接并且与一个所述第一半导体器件并联连接的所述第二半导体器件的数目为≥3、3-10或4-7。这些数目是每个第一半导体器件的这种第二半导体器件的合适数目，但应指出：第一半导体器件的数目当然可以相对多，比如20个，在此情形下，所述阀中的第二半导体器件的数目完全可以是约100个。于是所述第一高电平/所述第二低电平的关系约等于与所述第一半导体器件并联连接的第二半导体器件的数目，以充分利用每个这种半导体器件的特性，同时兼顾其成本。
根据本发明的另一个实施例，所述控制装置被配置成控制所述阀递送脉冲数目为p≥10、13-40或15-25的所述脉宽调制模式，其中脉冲数目被定义为在所述相输出端上、在通过所述控制获得的交流电压的时段内、根据所述脉宽调制模式产生的脉冲的数目。当脉冲数目p相对高、使得具有高电平的电压阻挡额定量的半导体器件的开关损耗相对于这种半导体器件的导通损耗相当大时，本发明特别有意义。
根据本发明的另一个实施例，所述延迟小于所述阀的导通状态的平均持续时间的10％，这意味着在所述导通状态的大部分期间电流可被转换成流过所述第一半导体器件。该延迟对于具体的转换器来说是固定的延迟，通常可以在毫秒量级。
根据本发明的另一个实施例，所述提前关断被控制为在这样的时间发生：该时间足以将流过所述第一半导体器件的电流减小为小于在所述阀的导通状态下流过所述第一半导体器件的电流的10％，这意味着当基本上全部电流流过所述第二半导体器件时，所述阀可被转移至正向偏置阻挡状态，于是所述第二半导体器件将决定所产生的开关损耗。该控制装置优选地被配置成：控制所述阀的所述第二半导体器件当用于所述PWM的锯齿电压越过基准交流电压时接通和关断，并在第二半导体器件的控制之前的时间或者在与第二半导体器件的控制有一定延迟的时间控制第一半导体器件。
根据本发明的其它实施例，所述第一和第二半导体器件分别是IGBT(绝缘栅双极晶体管)和IGCT(集成栅换向晶闸管)。
根据本发明的另一个实施例，所述第一半导体器件具有≥3千伏、≥5千伏、≥10千伏或5千伏-30千伏的所述第一高电平。这些电平是所述第一半导体器件的电压阻挡额定量的合适电平，其中第二半导体器件的相应电平通常将是它的1/3-1/7。
根据本发明的另一个实施例，每个所述阀包括多个单元的串联连接，所述单元一方面具有一个第一半导体器件，另一方面具有与第一半导体器件并联连接的第二半导体器件的串联连接，并且所述控制装置被配置成基本上同时控制所述阀的所有所述第一半导体器件并且基本上同时控制所述阀的所有第二半导体器件。
根据本发明的另一个实施例，适于被同时控制的所述阀中的第一半导体器件的所述数目为≥3、≥5、≥10、≥20、20-130或40-80。较大的数目通常将被用于这样的应用，即，根据本发明的转换器在要处理的电压很可能处在400千伏-800千伏量级的HVDC电站中的应用。
根据本发明的另一个实施例，所述控制装置被配置成控制所述阀在所述相输出端上生成频率为40赫兹-70赫兹、50赫兹或60赫兹的交流电压。这些频率是要在转换器的所述相输出端上生成的交流电压的合适频率。
根据本发明的另一个实施例，所述阀具有：第一整流部件，第一整流部件具有第三高电平的电压阻挡额定量，第一整流部件与所述第一半导体器件反并联连接；以及多个第二整流部件，第二整流部件具有第四较低电平的电压阻挡额定量，第二整流部件串联连接并且与第二半导体器件的所述串联连接反并联连接，这适合于转换器和每个所述阀的良好功能。根据此实施例的进一步拓展，所述阀包括第三关断型半导体器件，所述第三关断型半导体器件与所述第一整流部件串联连接并且与所述第一半导体器件并联连接，并且所述控制装置被配置成：当所述阀处于电流流过其整流部件的状态时，控制所述第三半导体器件在使电流流过所述中点的与所述阀不同的一侧的阀这一主换向之前关断，以在这一主换向之前使电流被换向至所述第二整流部件。这意味着所述阀中产生的损耗甚至可以降低更多，因为所述第一整流部件的通态电压低于所述第二整流部件的串联连接的通态电压，从而电流当流过这种阀的整流部件时将通过第一整流部件，但这意味着如果发生所述主换向，则该第一整流部件中会产生相对高的损耗。通过在使电流流过所述中点的另一侧的阀的所述主换向之前将电流换向至第二整流部件，损耗将由所述第二整流部件的特性决定并由此显著降低。
根据本发明的另一个实施例，所述第三半导体器件是MOS晶体管。这是有利的，因为这种晶体管可具有在额定电流下相对于具有高电平的电压阻挡额定量的所述第一整流部件的正向电压降可忽略的通态电压，从而该第三半导体器件对转换器的通态损耗仅有微小的贡献。
根据本发明的另一个实施例，所述第二整流部件的数目与所述第二半导体器件的数目相同，并且一个所述第二整流部件与每个所述半导体器件反并联连接。优选地，所述整流部件是整流二极管。
根据本发明的另一个实施例，所述转换器被配置成使所述直流电压侧连接至用于传输高压直流(HVDC)的直流电压网络并且使交流电压侧连接至属于交流电压网络的交流电压相线。
根据本发明的又一个实施例，所述转换器是SVC(静态无功补偿器)的一部分，其中直流电压侧由自由悬挂的电容器构成，且交流电压相输出端连接至交流电压网络。
根据本发明的另一个实施例，所述转换器被配置成使所述两个极上的直流电压为1千伏-1200千伏、10千伏-1200千伏或100千伏-1200千伏。
本发明还涉及一种对电压源转换器进行控制的方法。该方法及其实施例的优点和有利特征清楚地呈现在上面对根据本发明的转换器的讨论中。
本发明还涉及一种用于传输电力的电厂。
本发明还涉及一种计算机程序和计算机可读介质。容易理解，根据本发明的方法很适合于通过来自处理器的程序指令来执行，该处理器可由设有所考虑的程序步骤的计算机程序所影响。
本发明的更多优点以及有利特征将清楚地呈现在以下说明中。
附图说明
下面参照附图举例说明本发明的实施例。
在附图中：
图1是示出了可应用本发明的已知VSC转换器的总体结构的示意图，
图2是根据本发明的第一实施例的电压源转换器的阀的示意图，
图3和图4分别是图2中的关断型半导体器件的、当在该阀的正向偏置状态下开关该阀时电压和电流相对于时间的曲线图，
图5是与图2对应的、根据本发明的第二实施例的转换器中的阀的视图，以及
图6和图7分别是根据图5的阀的整流部件的、当通过该阀的电流流向通过整流部件时电压和电流相对于时间的曲线图。
具体实施方式
图2仅示意性地示出了根据本发明的电压源转换器中的阀，其中该转换器可以是图1所示类型的二电平转换器或任何其它类型的已知电压源转换器。该阀具有：一个第一关断型半导体器件24，第一半导体器件24具有第一高电平(在此情形下是6.5千伏)的电压阻挡额定量；以及与第一关断型半导体器件24并联连接的五个第二关断型半导体器件25-29的串联连接，第二半导体器件25-29具有第二较低电平(在此情形下是1.2千伏)的电压阻挡额定量。第一半导体器件和第二半导体器件在本例中是IGBT。具有第三高电平(比如在IGBT 24的电平的量级)的电压阻挡额定量的整流二极管30与IGBT 24反并联连接，且具有第四较低电平(比如在IGBT 25-29的电平的量级)的电压阻挡额定量的多个第二整流二极管31-35串联连接并且与第二IGBT 25-29的串联连接反并联连接。
控制装置23被配置成：通过控制第二半导体器件25-29被接通、然后控制所述第一半导体器件24以一延迟来被接通来将该阀切换至从该阀的正向偏置阻挡状态开始的导通状态，其中该延迟足以使该阀上的电压下降至在所述正向偏置阻挡状态下该阀上的电压的小于10％的一小部分电压。该控制装置还被配置成：在导通状态结束时，足够地提前于关断第二半导体器件25-29而关断第一半导体器件24，以使得第一半导体器件24中载流子的大多数复合能够在第二半导体器件25-29的所述关断之前发生。这意味着高电压IGBT 24将在其上有低电压时接通并在其上电压上升至高电平之前关断，从而该阀的关断型半导体器件的开关损耗将由第二半导体器件25-29中的开关损耗决定，而关断型半导体器件的导通损耗将主要由高电压IGBT 24的导通损耗决定。对于在引言中讨论的情形，这意味着图2所示的单元50中的总损耗为4500μ，相比之下，当仅使用1.2千伏IGBT和6.5千伏IGBT时总损耗分别为9300μ和15200μ。
对图2所示的阀中的电压和电流进行了仿真，其结果在图3和图4中示出。图3示出了相对于时间t的高电压IGBT 24上的电压(虚线)和低电压IGBT 25-29上的电压(实线)，图4示出了相对于时间的流过高电压IGBT 24的电流(虚线)和流过低电压IGBT 25-29的电流(实线)。低电压IGBT 25-29在时间t0接通而高电压IGBT 24在时间t1接通(当其上的电压低时)。具有较低通态电压的高电压IGBT于是将接管流过该阀的电流，直到IGBT 24被关断且电流被换向至低电压IGBT 25-29的时间点t2为止，然后低电压IGBT 25-29在时间t3被关断。
图5示意性地示出了根据本发明的另一个实施例的转换器的阀，其中与图2中使用的相同的附图标记在图5中被用于对应的部件。本实施例与前一实施例的区别在于如下事实：第三关断型半导体器件40与整流部件30串联连接并且与第一半导体器件24并联连接。在此情形下，该第三半导体器件是具有约0.1伏的低的通态电压的MOS晶体管，该通态电压应与二极管30的正向电压降即约3.5伏相当。
此外，在此情形下，第二半导体器件和第二整流二极管的数目是六个，这由附图标记36和37标出。
控制装置23被配置成：当所述阀处于电流流过其整流二极管(即流过第一整流二极管30)的状态时，控制MOS晶体管40在使电流流过所述中点的与所述阀不同的一侧的阀(其IGBT)这一主换向之前关断，以在这一主换向之前使电流被换向至第二整流二极管31-36。将电流换向为流过二极管31-36而不流过二极管30所需的电压将约为20伏。所述主换向于是将以流过低电压二极管31-36而不是流过高电压二极管30的电流发生，从而大大降低了所述换向所产生的损耗。
图6和图7示出了对根据图5的阀进行的仿真的结果，其中图6示出了相对于时间t的高电压二极管30上的电压(虚线)和低电压二极管31-36上的电压(实线)，而图7示出了相对于时间t的流过高电压二极管30的电流(虚线)和流过低电压二极管31-36的电流(实线)。示出了如何在时间t0接通MOS晶体管40、然后将电流转移为流过二极管31-36、随之在时间t1执行所述主换向。
当然，本发明不以任何方式限制于上述实施例，对其修改的许多种可能性在不脱离如所附权利要求中定义的本发明的基本思想的情况下对于本领域的普通技术人员将是明显的。
当然，根据本发明的转换器的电流阀可以由串联连接的、图2或图5中所示的多个单元50、60构成，于是意在使其所有第一半导体器件被同时控制，而意在使所有第二半导体器件被同时控制。

Claims (33)

1.一种电压源转换器，所述转换器用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压，所述转换器具有被配置成与所述转换器的直流电压侧的极性相反极(20、21)连接的至少一个相臂(2-4)，所述转换器包括至少两个电流阀(5-10)的串联连接，所述阀包括至少一个关断型半导体器件以及与所述关断型半导体器件反并联连接的一个整流部件，阀的所述串联连接的中点形成相输出端(13-15)，所述相输出端被配置成连接至所述转换器的交流电压侧，所述转换器还包括控制装置(23)，所述控制装置(23)被配置成控制所述阀的所述半导体器件在所述相输出端上根据脉宽调制模式生成具有确定幅度的脉冲列，
其特征在于，所述阀包括：一个第一关断型半导体器件(24)，所述第一关断型半导体器件具有第一高电平的电压阻挡额定量；以及与所述第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件(25-29、37)的串联连接，所述第二关断型半导体器件具有第二较低电平的电压阻挡额定量，并且其特征在于，所述控制装置(23)被配置成：通过控制所述第二关断型半导体器件被接通、然后控制所述第一关断型半导体器件以一延迟来被接通来将所述阀切换至从所述阀的正向偏置阻挡状态开始的导通状态，其中所述延迟足以使所述阀上的电压下降至在所述阀的所述正向偏置阻挡状态下所述阀上的电压的小于10％的一小部分电压，所述控制装置(23)还被配置成：在所述导通状态结束时，提前于关断所述第二关断型半导体器件而关断所述第一关断型半导体器件，其中在所述第一关断型半导体器件(24)中载流子的大多数复合已发生之后由所述控制装置(23)关断所述第二关断型半导体器件(25-29、37)。
2.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，串联连接并且与所述第一关断型半导体器件(24)并联连接的所述第二关断型半导体器件(25-29、37)的数目为≥3。
3.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述第一高电平/所述第二较低电平的关系约等于与所述第一关断型半导体器件(24)并联连接的第二关断型半导体器件(25-29、37)的数目。
4.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述延迟小于所述阀的导通状态的平均持续时间的10％。
5.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述提前关断被控制为在这样的时间发生：该时间足以将流过所述第一关断型半导体器件(24)的电流减小为小于在所述阀的所述导通状态下流过所述第一关断型半导体器件(24)的电流的10％。
6.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述第一关断型半导体器件和所述第二关断型半导体器件是绝缘栅双极晶体管。
7.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述第一关断型半导体器件和所述第二关断型半导体器件是集成栅换向晶闸管。
8.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述第一关断型半导体器件(24)具有≥3千伏的所述第一高电平。
9.根据权利要求1所述的转换器，其特征在于，所述阀具有：第一整流部件(30)，所述第一整流部件具有第三高电平的电压阻挡额定量，所述第一整流部件与所述第一关断型半导体器件(24)反并联连接；以及多个第二整流部件(31-36)，所述第二整流部件具有第四较低电平的电压阻挡额定量，所述第二整流部件串联连接并且与第二关断型半导体器件(25-29、37)的所述串联连接反并联连接。
10.根据权利要求9所述的转换器，其特征在于，所述第二整流部件(31-36)的数目与所述第二关断型半导体器件(25-29、37)的数目相同，并且其特征在于，一个所述第二整流部件与每个所述第二关断型半导体器件反并联连接。
11.根据权利要求9所述的转换器，其特征在于，所述第一和第二整流部件(30、31-36)是整流二极管。
12.根据权利要求2所述的转换器，其特征在于，串联连接并且与所述第一关断型半导体器件(24)并联连接的所述第二关断型半导体器件(25-29、37)的数目为3-10。
13.根据权利要求12所述的转换器，其特征在于，串联连接并且与所述第一关断型半导体器件(24)并联连接的所述第二关断型半导体器件(25-29、37)的数目为4-7。
14.根据权利要求8所述的转换器，其特征在于，所述第一关断型半导体器件(24)具有≥5千伏的所述第一高电平。
15.根据权利要求14所述的转换器，其特征在于，所述第一关断型半导体器件(24)具有≥10千伏的所述第一高电平。
16.根据权利要求14所述的转换器，其特征在于，所述第一关断型半导体器件(24)具有5千伏一30千伏的所述第一高电平。
17.根据前述权利要求中的任一项所述的转换器，其特征在于，每个所述阀包括多个单元(50、60)的串联连接，所述单元一方面具有一个第一关断型半导体器件(24)，另一方面具有与所述第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件(25-29、37)的串联连接，并且其特征在于，所述控制装置(23)被配置成基本上同时控制所述阀的所有所述第一关断型半导体器件并且基本上同时控制所述阀的所有第二关断型半导体器件。
18.根据权利要求9所述的转换器，其特征在于，所述阀包括第三关断型半导体器件(40)，所述第三关断型半导体器件与所述第一整流部件(30)串联连接并且与所述第一关断型半导体器件(24)并联连接，并且其特征在于，所述控制装置(23)被配置成：当所述阀处于电流流过其第一整流部件(30)的状态时，控制所述第三关断型半导体器件在主换向之前关断，以在所述主换向之前使电流被换向至所述第二整流部件(31-36)，所述主换向是使电流流过所述中点的与所述阀不同的一侧的阀的换向。
19.一种电压源转换器，所述转换器用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压，所述转换器具有被配置成与所述转换器的直流电压侧的极性相反极(20、21)连接的至少一个相臂(2-4)，所述转换器包括
·至少两个电流阀(5-10)的串联连接，所述阀是根据权利要求9所述的转换器中的阀，其中
·阀的所述串联连接的中点形成相输出端(13-15)，所述相输出端被配置成连接至所述转换器的交流电压侧，
·所述转换器还包括控制装置(23)，所述控制装置(23)被配置成控制所述阀的所述关断型半导体器件在所述相输出端上根据脉宽调制模式生成具有确定幅度的脉冲列，其中所述控制装置(23)是根据权利要求9所述的转换器中的控制装置。
20.根据权利要求19所述的转换器，其特征在于，每个所述阀包括多个单元(50、60)的串联连接，所述单元一方面具有一个第一关断型半导体器件(24)，另一方面具有与所述第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件(25-29、37)的串联连接，并且其特征在于，所述控制装置(23)被配置成基本上同时控制所述阀的所有所述第一关断型半导体器件并且基本上同时控制所述阀的所有第二关断型半导体器件。
21.根据权利要求20所述的转换器，其特征在于，适于被同时控制的所述阀中的第一关断型半导体器件(24)的所述数目为≥3。
22.根据权利要求19所述的转换器，其特征在于，所述阀包括第三关断型半导体器件(40)，所述第三关断型半导体器件与所述第一整流部件(30)串联连接并且与所述第一关断型半导体器件(24)并联连接，并且其特征在于，所述控制装置(23)被配置成：当所述阀处于电流流过其第一整流部件(30)的状态时，控制所述第三关断型半导体器件在主换向之前关断，以在所述主换向之前使电流被换向至所述第二整流部件(31-36)，所述主换向是使电流流过所述中点的与所述阀不同的一侧的阀的换向。
23.根据权利要求22所述的转换器，其特征在于，所述第三关断型半导体器件(40)是MOS晶体管。
24.根据权利要求21所述的转换器，其特征在于，适于被同时控制的所述阀中的第一关断型半导体器件(24)的所述数目为≥5。
25.根据权利要求24所述的转换器，其特征在于，适于被同时控制的所述阀中的第一关断型半导体器件(24)的所述数目为≥10。
26.根据权利要求25所述的转换器，其特征在于，适于被同时控制的所述阀中的第一关断型半导体器件(24)的所述数目为≥20。
27.根据权利要求26所述的转换器，其特征在于，适于被同时控制的所述阀中的第一关断型半导体器件(24)的所述数目为20-130。
28.根据权利要求27所述的转换器，其特征在于，适于被同时控制的所述阀中的第一关断型半导体器件(24)的所述数目为40-80。
29.一种对电压源转换器进行控制的方法，所述转换器用于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压，所述转换器具有被配置成与所述转换器的直流电压侧的极性相反极连接的至少一个相臂(2-4)，所述转换器包括至少两个电流阀(5-10)的串联连接，所述阀包括至少一个关断型半导体器件以及与所述关断型半导体器件反并联连接的一个整流部件，阀的所述串联连接的中点形成相输出端(13-15)，所述相输出端被配置成连接至所述转换器的交流电压侧，其中所述阀的所述关断型半导体器件被控制为在所述相输出端上根据脉宽调制模式生成具有确定幅度的脉冲列，
其特征在于，所述方法是对这样的转换器进行的：在该转换器中，每个所述阀包括：一个第一关断型半导体器件(24)，所述第一关断型半导体器件具有第一高电平的电压阻挡额定量；以及与所述第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件(25-29、37)的串联连接，所述第二关断型半导体器件具有第二较低电平的电压阻挡额定量，其特征在于，通过控制所述第二关断型半导体器件被接通、然后控制所述第一关断型半导体器件以一延迟来被接通来将所述阀切换至从所述阀的正向偏置阻挡状态开始的导通状态，其中所述延迟足以使所述阀上的电压下降至在所述阀的所述正向偏置阻挡状态下所述阀上的电压的小于10％的一小部分电压，并且其特征在于，在所述导通状态结束时，提前于关断所述第二关断型半导体器件而关断所述第一关断型半导体器件，其中在所述第一关断型半导体器件(24)中载流子的大多数复合已发生之后关断所述第二关断型半导体器件。
30.根据权利要求29所述的方法，其特征在于，以小于所述阀的导通状态的平均持续时间的10％的所述延迟来接通所述第一关断型半导体器件(24)。
31.根据权利要求29所述的方法，其特征在于，足够地提前于所述第二关断型半导体器件(25-29、37)的所述关断而关断所述第一关断型半导体器件(24)，以将流过所述第一关断型半导体器件的电流减小为小于在所述阀的所述导通状态下流过所述第一关断型半导体器件的电流的10％。
32.根据权利要求29所述的方法，其特征在于，所述方法是对这样的转换器进行的：在该转换器中，每个所述阀包括多个单元(50、60)的串联连接，所述单元一方面具有一个第一关断型半导体器件(24)，另一方面具有与所述第一关断型半导体器件并联连接的多个第二关断型半导体器件(25-29、37)的串联连接，并且其特征在于，基本上同时控制所述阀的所有所述第一关断型半导体器件并且基本上同时控制所述阀的所有第二关断型半导体器件。
33.一种用于传输电力的电厂，包括直流电压网络(22)以及通过电站与所述直流电压网络连接的至少一个交流电压网络(19)，所述电站适于在所述直流电压网络和所述交流电压网络之间进行电力传输，且所述电站包括适于将直流电压转换成交流电压以及将交流电压转换成直流电压的至少一个电压源转换器，其特征在于，所述电厂的所述电站包括根据权利要求19-22中的任一项所述的电压源转换器(1)。
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