CN102237813B - 功率变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及功率变换电路，其目的在于提供一种能对开关元件的开关时的损失进行抑制的功率变换电路。具备：高压侧开关元件，集电极连接于电源的高电位侧；低压侧开关元件，发射极连接于该电源的低电位侧；第1连接点，将该高压侧开关元件的发射极和该低压侧开关元件的集电极进行连接；第1二极管，与该高压侧开关元件反并联连接；第2二极管，与该低压侧开关元件反并联连接；第2连接点，将该第1二极管的阳极和该第2二极管的阴极进行连接；电感，将该第1连接点和该第2连接点进行连接；以及缓冲电路，构成为与该第1连接点连接，并且在续流时对积蓄在该电感的能量进行吸收。

Description

功率变换电路

技术领域

本发明涉及用于对笼型感应电动机等的电感性负载提供任意的电压波形的功率变换电路。

背景技术

作为对电动机等的电感性负载提供任意的电压波形的功率变换电路，例如是逆变器电路。在专利文献1中公开了具备2个半桥电路的逆变器电路。半桥电路具备：高压侧开关元件及低压侧开关元件，相对电源串联连接；第1二极管，与高压侧开关元件反并联连接；以及第2二极管，与低压侧开关元件反并联连接。第1二极管是在低压侧开关元件关断时，为了对负载的能量进行续流而使用的二极管。第2二极管是在高压侧开关元件关断时，为了对负载的能量进行续流而使用的二极管。

这样的功率变换电路通过以适当的定时对负载提供直流电源的2个电位，对平均的负载电压及负载电流进行控制。

专利文献1：日本特开平6-165510号公报。

当低压侧开关元件处于导通状态时，在由电源、负载以及低压侧开关元件构成的串联电路中流过电流。当在该状态下使低压侧开关元件关断时，流过电感性负载的电流不会急剧地消失而是持续流过。其结果是，在具有负载和第1二极管的电路中电流持续流过。该电流称为续流电流（freewheeling current）。

在第1二极管中流过续流电流时，向低压侧开关元件的栅极传输导通信号时，低压侧开关元件便逐渐地导通。此时，直到内部的载流子消失为止，流过续流电流的第1二极管都不会变为截止状态，在一定期间正反两方向均是导通状态。当第1二极管为导通状态的期间中低压侧开关元件导通时，存在由第1二极管和低压侧开关元件使电源短路连接的情况。该现象称为二极管的恢复。而且瞬时流过的短路电流称为恢复电流。

由于这样的恢复电流导致在低压侧开关元件会消耗较大的电流，所以开关元件的开关时的损失增大。该损失的增大不依赖于供给功率变换电路的电源电压的数量、半桥电路的数量，只要二极管引起恢复就会产生。

发明内容

本发明正是为了解决上述的课题而完成的，其目的在于，提供一种能对开关元件的开关时的损失进行抑制的功率变换电路。

第1发明的功率变换电路，其特征在于，高压侧开关元件，在电源的高电位侧连接有集电极；低压侧开关元件，在该电源的低电位侧连接有发射极；第1连接点，将该高压侧开关元件的发射极和该低压侧开关元件的集电极进行连接；第1二极管，阴极连接于该高压侧开关元件的集电极；第2二极管，阳极连接于该低压侧开关元件的发射极；第2连接点，将该第1二极管的阳极和该第2二极管的阴极进行连接；电感，将该第1连接点和该第2连接点进行连接；以及缓冲电路，构成为与该第1连接点连接，并且在续流时对积蓄在该电感的能量进行吸收。

第2发明的功率变换电路，接受高电位、低电位、以及该高电位和该低电位之间的中点电位的供给，其特征在于，具有：AC开关，以接受该中点电位的供给的方式连接；以及开关元件，集电极接受该高电位的供给，发射极经由该AC开关接受该中点电位的供给，该AC开关具有二极管，在该二极管和该开关元件之间连接有电感。

根据本发明，能抑制开关元件的开关时的损失。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的功率变换电路的电路图。

图2是表示本发明的实施方式1的功率变换电路的变形例的电路图。

图3是本发明的实施方式2的功率变换电路的电路图。

图4是表示本发明的实施方式2的功率变换电路的变形例的电路图。

图5是图4示出的功率变换电路图的交流等效电路图。

图6是图4示出的功率变换电路图的交流等效电路图。

图7是本发明的实施方式3的功率变换电路的电路图。

图8是表示本发明的实施方式3的功率变换电路的变形例的电路图。

图9是本发明的实施方式4的功率变换电路的电路图。

图10是本发明的实施方式5的功率变换电路的电路图。

图11是抽出在图10的电路图中与输出电位比中点电位高的期间的工作有关的元件的电路图。

图12是表示本发明的实施方式5的功率变换电路的变形例的电路图。

图13是本发明的实施方式6的功率变换电路的电路图。

附图标记

10  功率变换电路；

12  缓冲电路；

SW1  高压侧开关元件；

SW2  低压侧开关元件；

D1  第1二极管；

D2  第2二极管；

L1  恢复抑制电感。

具体实施方式

实施方式1

参照图1对本发明的实施方式1进行说明。再有，存在对于同一或者相应的结构要素附加同一符号而省略重复说明的情况。在其它的实施方式中也是同样的。

图1是本发明的实施方式1的功率变换电路的电路图。功率变换电路10具备：输出端子Vo、高压侧端子Vh、以及低压侧端子Vl。输出端子Vo连接于负载的一端，高压侧端子Vh以及低压侧端子Vl连接于负载的另一端。

功率变换电路10具备高压侧开关元件SW1（以后，称为开关元件SW1）和低压侧开关元件SW2（以后，称为开关元件SW2）。开关元件SW1和开关元件SW2例如由IGBT形成。开关元件SW1的集电极与电源V1的高电位侧连接。开关元件SW2的发射极与电源V1的低电位侧连接。开关元件SW1的发射极和开关元件SW2的集电极在第1连接点P1连接。

在开关元件SW1的集电极连接有第1二极管D1的阴极。在开关元件SW2的发射极连接有第2二极管D2的阳极。第1二极管D1的阳极和第2二极管D2的阴极在第2连接点P2连接。在第2连接点P2连接有输出端子Vo。

第1连接点P1和第2连接点P2通过恢复抑制电感L1连接。

在第1连接点P1连接有缓冲电路12。缓冲电路12是提供用于续流时对积蓄在恢复抑制电感L1的能量进行续流的路径的电路。缓冲电路12具备二极管14以及二极管20。二极管14的阳极连接于第1连接点P1。二极管14的阴极经由电阻16连接于电源V1的高电位侧，并且经由电容18连接于电源V1的低电位侧。

另一方面，二极管20的阴极连接于第1连接点P1。二极管20的阳极经由电容22连接于电源V1的高电位侧，并且经由电阻24连接于电源V1的低电位侧。在此，电容18及22的容量被设定为在这些电容充电的电压比开关元件（指的是功率变换电路的任一个开关元件，以下相同）的耐压及反向耐压稍低。

之后，针对功率变换电路10的工作进行说明。首先，考虑如下情况，即，在负载、输出端子Vo、第1二极管D1、以及高压侧端子Vh的路径中流过续流电流时，接通开关元件SW2的情况。此时，为了在电源V1的高电位侧→高压侧端子Vh→负载→输出端子Vo→恢复抑制电感L1→开关元件SW2→电源V1的低电位侧的路径中使电流流过，将开关元件SW2接通。

在开关元件SW2接通时，首先将电源V1的电压施加于恢复抑制电感L1。因此，开关元件SW2的集电极电流的上升速度被恢复抑制电感L1限制，变得缓慢（称为ZCS（Zero Current Switching：零电流开关）状态）。此时，第1二极管D1在正反两方向为导通状态，但由于开关元件SW2的集电极电流被抑制，所以不会由第1二极管D1和开关元件SW2使电源V1短路连接而引起恢复。因此，能抑制开关元件的开关时的损失。

再有，在开关元件SW2的接通中积蓄在恢复抑制电感L1的能量使通过开关元件SW2的电流暂时有少许上升。可是，该电流的上升导致的损失增加与利用恢复电流抑制的损失减少相比是轻微的。

接着，针对关断开关元件SW2的情况进行说明。当向开关元件SW2的栅极输入关断信号时，开关元件SW2的集电极电流逐渐减少。此时，为了回避关断浪涌电压导致开关元件SW2受到损害，积蓄在恢复抑制电感L1的能量必须向恢复抑制电感L1的外部放出。

根据本发明的实施方式1的功率变换电路10的结构，恢复抑制电感L1的能量经由第1连接点P1及缓冲电路12的二极管14对缓冲电路12的电容18充电。因此，能回避关断浪涌电压导致开关元件SW2受到损害。

在此，将对电容18充电的电压施加于开关元件SW2。可是，电容18的容量被设定为由该容量充电的电压比开关元件的耐压及反向耐压稍低。因此，能防止对电容18充电的电压导致开关元件SW2劣化。再有，对电容18充电的能量在开关元件SW2再次导通时，会经由电容18、第2二极管D2、以及恢复抑制电感L1在开关元件SW2成为热损失。

因此，在开关元件SW2关断时，从恢复抑制电感L1放出且对电容充电的能量成为损失。可是，作为功率变换电路10的开关工作整体来看，通过恢复抑制电感L1的恢复抑制的效果，能大幅度地减少损失。

到此，针对开关元件SW2的接通及关断进行了说明，但对于开关元件SW1的情况也同样地能减少开关损失，因此省略说明。

再有，在使用具有充分短的恢复时间的二极管（快速恢复二极管）的情况下，恢复电流变小。可是，当使用快速恢复二极管时，存在导通损失增加、或恢复波形中包含的频率成分变高而导致噪声（EMI）、电磁感应损失（skin effect：趋肤效应）、或缓冲电路部件的选择面减少的弊端。可是，根据本发明的实施方式1的功率变换电路10的结构，作为与开关元件反并联连接的二极管，由于不使用快速恢复二极管就能抑制恢复电流，所以能回避上述弊端。

本发明的实施方式1的功率变换电路10与半桥电路相关但本发明并不限定于此。即，通过将多个本发明的实施方式1的功率变换电路10进行组合，能构成具有单相、3相或者这以上的交流的相位的功率变换电路。图2是表示本发明的实施方式1的功率变换电路10的变形例的电路图。如图2所示，构成单相交流型的功率变换电路也可。功率变换电路26是对作为负载的电动机28连接有2个图1的功率变换电路10的结构。

此外，因为开关元件并不仅限于IGBT，只要具有至少比二极管的Vf大的反向阻断性（电压下降）的晶体管即可，所以，例如可以是功率MOSFET。此外，开关元件不限于Si，以SiC等形成也可。

实施方式2

参照图3对本发明的实施方式2进行说明。图3是本发明的实施方式2的功率变换电路的电路图。功率变换电路30的特点在于，在得到本发明的实施方式1的功率变换电路的效果的同时，还能使开关元件低价格化。

功率变换电路30具备缓冲电路32。缓冲电路32具备二极管34以及二极管40。二极管34的阴极连接于开关元件SW1的发射极。将二极管34的阴极和开关元件SW1的发射极的连接点称为第3连接点P3。在本实施方式中，在第3连接点P3和第1连接点P1之间配置有第2个损失抑制电感L2。

上述的二极管34的阳极与高压侧电容36的一端及高压侧电阻38的一端连接。高压侧电容36的另一端及高压侧电阻38的另一端连接于开关元件SW1的集电极。

二极管40的阳极与开关元件SW2的集电极连接。二极管40的阴极与低压侧电容42的一端及低压侧电阻44的一端连接。低压侧电容42的另一端及低压侧电阻44的另一端连接于开关元件SW2的发射极。

这样，开关元件SW1的集电极和发射极经由二极管34通过高压侧电容36连接。此外，开关元件SW2的集电极和发射极经由二极管40通过低压侧电容42连接。

接着，针对功率变换电路30的工作进行说明。在开关元件的接通时对恢复电流进行抑制的情况，由于与本发明的实施方式1中的说明相同，所以省略。在此，针对开关元件SW2的关断进行说明。在开关元件SW2的导通期间中，在电源的高电位侧→高压侧端子Vh→负载→输出端子Vo→恢复抑制电感L1→开关元件SW2→以及电源的低电位侧的路径中流过电流。当向开关元件SW2的栅极输入关断信号时，开关元件SW2的集电极电流逐渐减少。而且，积蓄在恢复抑制电感L1的能量经由第1连接点P1以及二极管40，流向低压侧电容42。

在此，低压侧电容42的初始电压（在开关元件SW2关断前的导通状态下的电压）几乎为零。因此，利用积蓄在恢复抑制电感L1的能量对低压侧电容42进行充电。因为通过该充电，开关元件SW2的Vce不会立刻增加（称为ZVS（Zero Voltage Switching：零电压开关）状态），所以能使开关元件SW2的关断损失减少。

从恢复抑制电感L1放出并对低压侧电容42充电的能量作为在低压侧电阻44中的热损失被消耗。由此，因为能防止该能量在开关元件SW2作为热损失被消耗，所以，开关元件SW2不需要高的耐热性。因此，作为开关元件SW2能使用耐热性低的廉价的开关元件使功率变换电路30的成本减少。针对开关元件SW1也同样能使用廉价的开关元件。

接着，对损失抑制电感L2的功能进行说明。从在电源V1的高电位侧→开关元件SW1→损失抑制电感L2→恢复抑制电感L1→输出端子Vo→负载→低压侧端子Vl→电源V1的低电位侧的路径中流过电流的状态，将开关元件SW1设为关断。于是，在损失抑制电感L2和恢复抑制电感L1中积蓄的能量经由第1二极管D1对高压侧电容36进行充电。

接着，存在这样的隐患，即在开关元件SW2接通的情况下，高压侧电容36的充电电流流到开关元件SW2，成为开关元件SW2的接通损失。可是，在连结高压侧电容36和开关元件SW2的路径上，由于串联连接有损失抑制电感L2，所以，高压侧电容36的充电电流不会急剧地上升。因此，由于在开关元件SW2的接通时，高压侧电容36的充电电流不会急剧地流到开关元件SW2，所以，能抑制接通损失。

在本发明的实施方式2的功率变换电路30中，虽然使用了恢复抑制电感L1和损失抑制电感L2的2个电感，但本发明并不限定于此。即，也可以将恢复抑制电感L1和损失抑制电感L2集合成1个电感使功率变换电路成为简单的结构。

在图4至图6中示出了将电感集合成1个的结构例。图4是表示本发明的实施方式2的功率变换电路的变形例的电路图。在该例子中，电感Lm担负着上述的恢复抑制电感L1和损失抑制电感L2的双方的作用。图5是图4示出的功率变换电路的交流等效电路图。图6是图4示出的功率变换电路的交流等效电路图。根据在图4至图6示出的功率变换电路图的结构，在将电感集合成1个来简化结构的同时，还能得到本发明的实施方式2的功率变换电路30的效果。

实施方式3

参照图7对本发明的实施方式3进行说明。图7是本发明的实施方式3的功率变换电路的电路图。功率变换电路70是在开关频率低的情况下，以简单的结构对开关元件的开关时的损失进行抑制的电路。

功率变换电路70具备缓冲电路72。缓冲电路72具备2个小型二极管74以及2个小型二极管76。2个小型二极管74具备串联连接的二极管74a以及74b。二极管74a的阴极连接于第1二极管D1的阴极。二极管74a的阳极连接于二极管74b的阴极。二极管74b的阳极连接于第1连接点P1。

2个小型二极管76具备串联连接的二极管76a以及76b。二极管76a的阴极连接于第1连接点P1。二极管76a的阳极连接于二极管76b的阴极。二极管76b的阳极连接于第2二极管D2的阳极。

2个小型二极管74的合成Vf（用于使充分的电流流过的正方向电压）比第1二极管D1的Vf大。此外，2个小型二极管76的合成Vf比第2二极管D2的Vf大。

考虑在经由电源V1→开关元件SW1→恢复抑制电感L1→负载的路径中流过电流时，开关元件SW1关断的情况。在该情况下，在2个小型二极管76以及第2二极管D2→第2连接点P2→负载→以及低压侧端子V1的路径中流过续流电流（续流电流的流向是在图7中以实线箭头表示的方向）。

由于2个小型二极管76的合成Vf比第2二极管D2的Vf大，所以，在恢复抑制电感L1的两端产生电压（Vf的差）。通过该电压（Vf的差）能将恢复抑制电感L1的能量在上述的续流路径（以图7的实线箭头表示的路径）中放出。

到此，虽然针对开关元件SW1的关断之后不久的情况进行了说明，但对于开关元件SW2的关断的情况和上述的内容相同。在开关元件SW2的关断的情况下，在以图7的虚线箭头表示的方向流过续流电流。

这样，根据本发明的实施方式3的功率变换电路70的结构，作为缓冲电路72，在使用2个小型的二极管74以及76使功率变换电路70成为简单的结构的同时，还通过恢复抑制电感L1以及缓冲电路72能实现和实施方式1同样的损失减少。

虽然构成缓冲电路72的2个小型二极管74以及76分别具有2个二极管，但只要不妨碍功率变换电路70的简化，也可增加缓冲电路72的二极管的数量。当增加构成缓冲电路72的二极管的数量时，能使缓冲电路72的Vf进一步变大，能使上述的Vf差变大。因此，能迅速地进行恢复抑制电感L1的能量放出。若能使恢复抑制电感L1的能量放出迅速化，则流到2个小型二极管74或76的电流也会相应地迅速地变无。因此，能迅速地防止2个小型二极管74或76引起恢复。

图8是表示本发明的实施方式3的功率变换电路70的变形例的电路图。功率变换电路80是通过使上述的Vf差进一步变大从而能迅速地进行恢复抑制电感L1的能量放出的电路。功率变换电路80的缓冲电路82具有稳压二极管84以及86。稳压二级管84是代替图7的二极管74b而连接的二级管，连接方向和二极管74b反向。稳压二极管86是代替图7的二极管76b而连接的二级管，连接方向和二极管76b反向。

这样，当在缓冲电路82中连接稳压二极管84及86时，能使Vf变大。因此，例如，由于能使2个小型二极管88的Vf比第1二极管D1的Vf充分大，所以能使恢复抑制电感L1的能量迅速地放出。

实施方式4

参照图9对本发明的实施方式4进行说明。图9是本发明的实施方式4的功率变换电路的电路图。功率变换电路90由中点箝位型3电平逆变器电路形成。功率变换电路90接受高电位Vhigh、低电位Vlow、以及高电位和低电位之间的中点电位Vmid的3个电位的供给而工作。中点电位Vmid从电源V1和电源V2之间取出。中点电位Vmid的部分和第1连接点P1通过AC开关92连接。在功率变换电路90中，和本发明的实施方式1的功率变换电路10同样地连接有恢复抑制电感L1和缓冲电路12。

由于功率变换电路90作为电源使用电源V1及V2的2个电源并以高电压进行驱动，所以第1二极管D1以及第2二极管D2是高耐压的二极管。通常，在高耐压的二极管中恢复电流变大。可是，根据功率变换电路90的结构，由于通过恢复抑制电感L1能抑制恢复电流，所以能减少开关元件的开关时的损失。另外，能得到和本发明的实施方式1的情况同等的效果。

实施方式5

参照图10及图11对本发明的实施方式5进行说明。图10是本发明的实施方式5的功率变换电路的电路图。功率变换电路100由中点箝位型3电平逆变器电路形成，与本发明的实施方式4的功率变换电路90相同，同样地接受高电位Vhigh、低电位Vlow、以及高电位和低电位之间的中点电位Vmid的3个电位供给。中点电位Vmid受到AC开关102的控制。AC开关102具备开关元件104和106、以及二极管108及110（以后，有将开关元件104及106总称为AC开关内开关元件的情况）。

中点电位Vmid的部分经由开关元件104、二极管108、电感Lb连接于输出端子Vo。在二极管108的阴极和电感Lb连接有二极管112的阳极。二极管112的阴极连接于高压侧端子Vh。中点电位Vmid的部分也以经由开关元件106、二极管110、电感Lb的路径连接于输出端子Vo。

在输出端子Vo的电位比中点电位Vmid高的期间，通过中点电位Vmid和高电位Vhigh的开关来使功率变换电路100工作。在输出端子Vo的电位跨过中点电位Vmid的时刻也存在这些以外的通电模式，但在全部开关中该期间短，对损失的影响小。此外，因为输出端子Vo的电位比中点电位Vmid低的期间与输出端子Vo的电位比中点电位Vmid高的期间上下对称，所以，若能减少输出电位Vo的电位比中点电位Vmid高的期间的损失，则同样地能减少损失。以下，针对功率变换电路100的损失减少的实现，通过能减少输出端子Vo的电位比中点电位Vmid高的期间的损失来进行说明。

图11是抽出图10的电路图中与输出端子Vo的电位比中点电位Vmid高的期间的工作有关的元件的电路图。在该期间中，通过二极管112、第1开关元件SW1、第1二极管D1、开关元件106、以及二极管108来进行2电平逆变器那样的工作。具体地，根据负载电流的方向，成为如下情况之一，即，第1开关元件SW1和开关元件104交替地通电、或第1二极管D1和开关元件106交替地通电。

从图11的电路图很明显地看出，通过在第1二极管D1和开关元件106之间连接电感La，来抑制第1二极管D1的恢复。此外，通过在二极管108和开关元件SW1之间连接电感La及Lb，来抑制二极管108的恢复。在此，AC开关102中的二极管108为进行恢复电压抑制而为高耐压。通常，在高耐压的二极管中恢复电流增加。可是，根据本发明的实施方式5的功率变换电路100的结构，由于利用电感La及Lb的2个电感能抑制二极管108的恢复电流，所以能有效地减少损失。

因此，根据本发明的实施方式5的功率变换电路100的结构，能减少输出端子Vo的电位比中点电位Vmid高的期间的损失。

图12是表示本发明的实施方式5的功率变换电路的变形例的电路图。例如，图12示出的电路结构也能得到和本发明的实施方式5的功率变换电路100同等的效果。再有，在本发明的实施方式5的功率变换电路100中，虽然不包含对AC开关内开关元件的两端产生的浪涌电压的缓冲电路，但通过根据需要来附加该缓冲电路能进一步实现损失减少。

实施方式6

参照图13对本发明的实施方式6进行说明。图13是本发明的实施方式6的功率变换电路的电路图。功率变换电路130具备二极管132及134。二极管132的阴极连接于第1电源V1的高电位侧，阳极连接于开关元件SW2的发射极。二极管134的阴极连接于开关元件SW3的集电极，阳极连接于第2电源V2的低电位侧。二极管132及134对AC开关内开关元件的浪涌电压作为缓冲电路来发挥作用。因此，特别在大电流用途的中点箝位型3电平逆变器电路中，由于能实现有效的浪涌电压对策，所以能减少损失。

Claims (8)

1.一种功率变换电路，其特征在于，具备：

高压侧开关元件，在电源的高电位侧连接有集电极；

低压侧开关元件，在所述电源的低电位侧连接有发射极；

第1连接点，将所述高压侧开关元件的发射极和所述低压侧开关元件的集电极进行连接；

第1二极管，阴极连接于所述高压侧开关元件的集电极；

第2二极管，阳极连接于所述低压侧开关元件的发射极；

第2连接点，将所述第1二极管的阳极和所述第2二极管的阴极进行连接；

电感，将所述第1连接点和所述第2连接点进行连接；以及

缓冲电路，构成为与所述第1连接点连接，并且在续流时对积蓄在所述电感的能量进行吸收。

2.根据权利要求1所述的功率变换电路，其特征在于，

所述缓冲电路具备：

低压侧电容，连接所述低压侧开关元件的集电极和发射极；

低压侧电阻，与所述低压侧电容并联连接；

高压侧电容，连接所述高压侧开关元件的集电极和发射极；以及

高压侧电阻，与所述高压侧电容并联连接。

3.根据权利要求2所述的功率变换电路，其特征在于，

在连结第3连接点和所述第1连接点的配线上，串联连接有损失抑制电感，所述第3连接点是将所述高压侧开关元件的发射极和所述高压侧电容器进行连接的连接点。

4.根据权利要求1所述的功率变换电路，其特征在于，

所述缓冲电路，具备：

第1小型二极管，比所述第1二极管更小型，并且阴极与所述第1二极管的阴极连接，阳极与所述第1连接点连接；以及

第2小型二极管，比所述第2二极管更小型，并且阳极与所述第2二极管的阳极连接，阴极与所述第1连接点连接。

5.根据权利要求1所述的功率变换电路，其特征在于，

所述缓冲电路，具备：

第1稳压二极管，阴极与所述第1连接点连接，阳极和所述第1二极管的阴极连接；以及

第2稳压二极管，阳极与所述第1连接点连接，阴极和所述第2二极管的阳极连接。

6.根据权利要求1所述的功率变换电路，其特征在于，具备：

AC开关，以对所述第1连接点供给电位的方式连接于所述第1连接点。

7.一种功率变换电路，接受高电位、低电位、以及所述高电位和所述低电位之间的中点电位的供给，其特征在于，具有：

AC开关，以接受所述中点电位的供给的方式连接；

高压侧开关元件，其集电极与电源的高电位侧连接；

低压侧开关元件，其发射极与所述电源的低电位侧连接；

第1二极管，其阴极连接在所述高压侧开关元件的集电极；

第2二极管，其阳极连接在所述低压侧开关元件的发射极；

输出端子，其连接在所述第1二极管的阳极和所述第2二极管的阴极；以及

电感，其将所述高压侧开关元件的发射极和所述第1二极管的阳极连接，将所述低压侧开关元件的集电极和所述第2二极管的阴极连接，

所述AC开关连接在所述高压侧开关元件的发射极以及所述低压侧开关元件的集电极。

8.根据权利要求7所述的功率变换电路，其特征在于，

所述AC开关具有：AC开关内开关元件，

具备：对所述AC开关内开关元件的两端产生的浪涌电压的缓冲电路。