DE102018106861B4

DE102018106861B4 - Schaltung und Verfahren zum Ansteuern einer Laserdiode

Info

Publication number: DE102018106861B4
Application number: DE102018106861.1A
Authority: DE
Inventors: Franco Mignoli; Maurizio Galvano; Andrea Logiudice
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2017-03-23
Filing date: 2018-03-22
Publication date: 2023-02-23
Anticipated expiration: 2038-03-23
Also published as: US20180278017A1; CN109378704A; CN109378704B; US10574026B2; DE102018106861A1

Abstract

Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode (DL), die aufweist:einen ersten elektronischen Schalter (THS), der an einen Ausgangsknoten (OUT), der dazu ausgebildet ist, im Betrieb mit einer Laserdiode (DL) verbunden zu werden, angeschlossen ist; wobei die elektrische Verbindung zwischen dem ersten elektronischen Schalter (THS) und dem Ausgangsknoten (OUT) eine erste Induktivität (L1) aufweist;eine Überbrückungsschaltung (TLS), die mit dem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, wenn sie aktiviert ist, einen ersten Strom (i1), der dem Ausgangsknoten (OUT) über den ersten elektronischen Schalter (THS) zugeführt wird, zu übernehmen und dadurch die erste Induktivität (L1) zu magnetisieren; wobei die Ansteuerschaltung (4) dazu ausgebildet ist,die Überbrückungsschaltung (TLS) in einer Vorladephase, die dem Einschalten eines die Laserdiode (DL) durchfließenden Diodenstroms (iD) vorangeht und in der der Diodenstrom (iD) noch nicht eingeschaltet ist, zu aktivieren und dadurch die erste Induktivität (L1) vorzuladen und dabei zu magnetisieren; undden ersten Strom (i1) durch Deaktivieren der Überbrückungsschaltung (TLS) über den Ausgangsknoten (OUT) zu der Laserdiode (DL) zu leiten.

Description

Diese Offenbarung betrifft allgemein das Gebiet von Ansteuerschaltungen für Laserdioden und insbesondere Ansteuerschaltungen, die die Erzeugung kurzer Laserpulse zur Verwendung bei LIDAR-Systemen erlauben.
Lichterkennung und -Abstandsmessung (engl.: „light detection and ranging“; LIDAR) bezieht sich auf ein Verfahren zur Messung eines Abstands zu einem Gegenstand (als Ziel bezeichnet) durch Bestrahlen des Ziels mit gepulstem Laserlicht, wobei die Abstandsinformation aus der Laufzeit (engl.: „time-of-flight“; TOF) des Lichtpulses, der sich von der Lichtquelle zu dem Ziel und zurück zu dem Detektor bewegt, erhalten werden. Diese Laufzeit wird manchmal als Umlaufverzögerungszeit (engl.: „round trip delay time“; RTDT) bezeichnet; der gemessene Abstand ist im Wesentlichen das Produkt zwischen der RTDT und der Lichtgeschwindigkeit. LIDAR wird zum Beispiel bei so genannten Laufzeitkameras (TOF-Kameras) verwendet, was die Zuordnung einer Tiefeninformation zu einzelnen Pixeln und das Erfassen der gesamten Szene innerhalb des Sichtfelds der TOF-Kamera gleichzeitig erlaubt. Im Gegensatz dazu scannt ein scannendes LIDAR die Szene punktweise durch Ablenken des Lasers z. B. mit einem Spiegel wie beispielsweise einem Mikroscanner (auch als mikro-scannender Spiegel bezeichnet).
Die Bestrahlungsstärke (Leistung pro Flächeneinheit) des an dem Detektor ankommenden, reflektierten Lichtpulses verringert sich mit der Erhöhung des Abstands des Ziels. Um einen Messbereich bis zu einigen 10 oder 100 Metern zu erreichen, ist die Strahlungsleistung des emittierten Laserlichts (und damit der elektrischen Leistung der Laserdiode) vergleichsweise hoch. Allerdings müssen die Laserpulse, um sicher zu stellen, dass die Laserpulse für die Augen von in der Nähe befindlichen Personen unschädlich sind, vergleichsweise kurz sein, um die Strahlungsenergie eines Laserpulses zu begrenzen. Für einen rechteckförmigen Puls (Leistung über der Zeit) wäre die Pulsenergie proportional zum Produkt aus Pulsbreite und Leistung. Bei einem realistischen Beispiel kann die Spitzenleistung eines Laserpulses bei bis zu 80 W oder mehr mit einer Pulsbreite im Bereich von 1 ns bis 100 ns liegen. Um derart kurze Pulse zu erzeugen, sollte die Ansteuerelektronik, die zum Ansteuern der Laserdiode verwendet wird, in der Lage sein, den Laststrom der Laserdiode mit extrem kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten zu schalten.
Die US 2003 / 0 039 280 A1 zeigt eine Schaltung mit einer Laserdiode, die über eine Leistungsquelle mit parallelem Kondensator versorgt wird. Die Laserdiode wird durch einen GCT-Thyristor im Pulsbetrieb geschaltet. Falls der Strom durch die Laserdiode zu hoch wird, was mittels eines Komparators ermittelt wird, wird ein zu der Laserdiode paralleler Snubber in einen niederohmigen Zustand geschaltet.
US 2014 / 0 204 396 A1 beschreibt eine Anordnung, bei der eine Laserdiode durch zwei aufeinanderfolgende Spannungsregler und eine diesen Spannungsreglern nachgeschaltete induktive Komponente versorgt wird. Die Anordnung enthält weiterhin eine Klemmdiode, deren Anode - ebenso wie die Kathode der Laserdiode - auf Masse liegen, während die Kathode der Klemmdiode mit einem Schaltungsknoten zwischen den beiden Spannungsreglern verbunden ist.
Aus US 5 889 583 A ist eine Schaltung zum Zünden einer LED bekannt. Dadurch wird ein optischer Puls erzeugt. Die Anoden der LED und einer Schottky-Diode liegen auf Masse, während die Kathoden über eine Reihenschaltung eines Widerstands und eines Kondensators gekoppelt sind.
Die US 2015 / 0 381 172 A1 beschreibt eine Treiberschaltung mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen.
Die US 2017 / 0 040 770 A1 betrifft LED-Treiberschaltungen, die verwendet werden können, um elektrische Signale von einer Schaltung an eine andere Schaltung weiterzuleiten.
In US 2009 / 0 059 981 A1 ist ein Halbleiterlaser beschrieben, der mittels eines Verdrahtungsmusters an einen DC-DC-Wandler angeschlossen ist. Um eine parasitäre Induktivität des Verdrahtungsmusters verringern, wird der Durchmesser einer mit dem Verdrahtungsmuster gebildeten Stromschleife verringert, während die Breite des Verdrahtungsmusters erhöht wird.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode, die dazu in der Lage ist, den Laststrom der Laserdiode mit vergleichsweise kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten zu schalten, bereitzustellen. Dieses Ziel wird durch die Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1 und 16 sowie durch das Verfahren gemäß Anspruch 17 zum Ansteuern einer Laserdiode erreicht. Verschiedene Ausgestaltungen und Weiterentwicklungen werden durch die abhängigen Ansprüche abgedeckt.
Hierin wird eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode beschrieben. Gemäß einer ersten beispielhaften Ausgestaltung enthält die Ansteuerschaltung einen ersten elektronischen Schalter, der an einen Ausgangsknoten, der dazu ausgebildet ist, im Betrieb mit einer Laserdiode verbunden zu werden, angeschlossen ist. Die elektrische Verbindung zwischen dem ersten elektronischen Schalter und dem Ausgangsknoten weist eine erste Induktivität auf. Die Ansteuerschaltung enthält weiterhin eine Überbrückungsschaltung, die mit dem Ausgangsknoten gekoppelt und dazu ausgebildet ist, wenn sie aktiviert ist, den Strom, der dem Ausgangsknoten über den ersten elektronischen Schalter zugeführt wird, zu übernehmen und dadurch die erste Induktivität zu magnetisieren. Die Ansteuerschaltung ist dazu ausgebildet, die Überbrückungsschaltung in einer Vorladephase, die dem Einschalten eines die Laserdiode durchfließenden Diodenstroms vorangeht und in der der Diodenstrom noch nicht eingeschaltet ist, zu aktivieren und dadurch die erste Induktivität vorzuladen und dabei zu magnetisieren. Weiterhin ist die Ansteuerschaltung dazu ausgebildet, den ersten Strom durch Deaktivieren der Überbrückungsschaltung über den Ausgangsknoten zu der Laserdiode zu leiten.
Gemäß einer zweiten beispielhaften Ausgestaltung enthält die Ansteuerschaltung eine erste und eine zweite Transistorhalbbrücke, die eine H-Brücke bilden, die einen ersten Ausgangsknoten und einen zweiten Ausgangsknoten, die dazu ausgebildet sind, im Betrieb eine Laserdiode dazwischen zu koppeln, aufweist. Jede Transistorhalbbrücke ist aus einem High-Side-Transistor und einem Low-Side-Transistor zusammengesetzt. Eine Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, die High-Side- und die Low-Side-Transistoren der ersten und zweiten Transistorhalbbrücken in einer Vorladephase einzuschalten, um sämtliche Induktivitäten, die mit den High-Side- und den Low-Side-Transistoren in Reihe gekoppelt sind, zu magnetisieren. Die Steuerschaltung ist dazu ausgebildet, den Low-Side-Transistor der ersten Transistorhalbbrücke und den High-Side-Transistor der zweiten Transistorhalbbrücke in einer Anstiegsphase auszuschalten und dadurch einen Strom, der durch den High-Side-Transistor der ersten Transistorhalbbrücke und den Low-Side-Transistor der zweiten Transistorhalbbrücke und durch Induktivitäten, die damit in Reihe gekoppelt sind, über den ersten und den zweiten Ausgangsknoten durch die Laserdiode zu leiten.
Weiterhin wird hierin ein Verfahren zum Ansteuern einer Laserdiode mittels einer Ansteuerschaltung beschrieben. Gemäß einer beispielhaften Ausgestaltung enthält die Ansteuerschaltung: einen ersten elektronischen Schalter, der an einen mit einer Laserdiode verbundenen Ausgangsknoten angeschlossen ist, wobei die elektrische Verbindung zwischen dem ersten elektronischen Schalter und dem Ausgangsknoten eine erste Induktivität aufweist; eine Überbrückungsschaltung die mit dem Ausgangsknoten gekoppelt und dazu ausgebildet ist, wenn sie aktiviert ist, den ersten Strom, der dem Ausgangsknoten über den ersten elektronischen Schalter zugeführt wird, zu übernehmen und dadurch die erste Induktivität zu magnetisieren. Das Verfahren beinhaltet das Leiten eines ersten Stroms über einen ersten elektronischen Schalter an einen Ausgangsknoten Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Ableiten des ersten Stroms von dem Ausgangsknoten durch Aktivieren der Überbrückungsschaltung. Dadurch wird die Laserdiode in einer Vorladephase überbrückt. Die Vorladephase, in der der Diodenstrom noch nicht eingeschaltet ist, dient zum Vorladen und dadurch Magnetisieren der ersten Induktivität und geht dem Einschalten eines die Laserdiode durchfließenden Diodenstroms voran. Weiterhin beinhaltet das Verfahren das Leiten des ersten Stroms über den Ausgangsknoten zu der Laserdiode durch Deaktivieren der Überbrückungsschaltung.
Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die Zeichnungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstäblich, vielmehr wurde mehr auf die Darstellung der Prinzipien der Erfindung gelegt. Des Weiteren bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:

1 (Schaubild a) zeigt ein Schaltbild einer Laserdiode und eines elektronischen Schalters zum Schalten der Laserdiode, und (Schaubild b) ein Schaltbild eines zugehörigen Chip-Packages.
2 zeigt eine elektrische Ersatzschaltung des Laserdioden-Packages, die parasitäre Induktivitäten enthält.
3 ist ein Schaltbild, das ein erstes Beispiel einer Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode veranschaulicht.
4 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die die Funktion der Schaltung von 3 veranschaulichen.
5 ist ein Schaltbild, das ein zweites Beispiel einer Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode veranschaulicht.
6 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die die Funktion der Schaltung von 5 veranschaulichen.
7 ist ein Schaltbild, das ein drittes Beispiel einer Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode veranschaulicht.
8 enthält Zeitverlaufsdiagramme, die die Funktion der Schaltung von 7 veranschaulichen.
9 ist ein Schaltbild, das ein viertes Beispiel einer Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode darstellt.
10 ist ein Flussdiagramm, das ein beispielhaftes Verfahren zum Ansteuern einer Laserdiode darstellt.

1 zeigt eine Laserdiode und einen Teil einer Ansteuerschaltung, die zum Ansteuern der Laserdiode verwendet wird. Schaubild (a) von 1 ist ein Schaltbild einer Laserdiode D_L und eines elektronischen Schalters T_HS zum Ein- und Ausschalten der Laserdiode D_L. Entsprechend ist eine Reihenschaltung der Laserdiode D_L und des elektronischen Schalters T_HS zwischen einen Masseanschluss GND und einen Versorgungsanschluss, an den eine Versorgungsspannung Vs angelegt ist, gekoppelt. Zumindest ein Kondensator (bei dem vorliegenden Beispiel eine Parallelschaltung von Kondensatoren C₁ und C₂) ist zu der Reihenschaltung der Laserdiode D_L und des elektronischen Schalters T_HS parallel geschaltet, um die Versorgungsspannung Vs zu puffern und der Laserdiode D_L einen Laststrom zu liefern. Bei dem elektronischen Schalter T_HS kann es sich um einen MOSFET oder einen beliebigen anderen geeigneten Transistortyp (z. B. BJT) handeln. Der Steueranschluss (Gate oder Basis) des elektronischen Schalters T_HS ist bei dem vorliegenden Beispiel mit ON bezeichnet. Im Allgemeinen wird die durch die Kondensatoren C₁ und C₂ bereitgestellte Pufferkapazität benötigt, um schnelle Transienten des Laststroms zu ermöglichen.
Schaubild (b) von 1 ist ein Prinzip-Schaubild eines Laserdiodenmoduls 1 mit einem Chip-Package 10, das die Schaltung von Schaubild (a) enthält. Entsprechend enthält das Chip-Package ein erstes Halbleiter-Die, das einen elektronischen Schalter T_HS enthält, ein zweites Halbleiter-Die, das die Laserdiode D_L enthält, und zumindest ein drittes Halbleiter-Die, das die Pufferkapazität bereitstellt. Entsprechend Schaubild (a) von 1 werden bei dem vorliegenden Beispiel zwei separate Kondensatoren verwendet. Ein Leiterrahmen 11 stellt drei Pins, die dem Versorgungsanschluss (Spannung Vs), dem Masseanschluss GND und dem Steueranschluss ON entsprechen, bereit, wobei der mittlere Anschluss der Versorgungsanschluss ist. Die Halbleiter-Dies, die die Pufferkondensatoren C₁ und C₂ enthalten, sind direkt (d. h. ohne die Verwendung eines Bonddrahts) mit dem Leiterrahmen 11 verbunden (z. B. gelötet) und bieten eine Pufferkapazität zwischen den Pins, die den Masse- und Versorgungsanschluss repräsentieren. Die untere Metallisierung des Halbleiter-Dies, das den MOSFET T_HS enthält, repräsentiert die Drainelektrode des MOSFETs und ist direkt mit dem Pin, der den Versorgungsanschluss repräsentiert, verbunden. Die Gateelektrode in der oberen Metallisierungsschicht des MOSFETs T_HS ist über einen Bonddraht an den Pin, der den Steueranschluss ON repräsentiert, angeschlossen. Ähnlich ist die Sourceelektrode in der oberen Metallisierungsschicht des MOSFETs T_HS über Bonddrähte 12 an die Anodenelektrode auf der oberen Oberfläche der Laserdiode D_L angeschlossen. Die Kathodenelektrode an der unteren Oberfläche der Laserdiode D_L ist direkt mit dem Leiterrahmen 11 verbunden.
2 zeigt eine vereinfachte elektrische Ersatzschaltung des Laserdiodenmoduls 1 von 1. Zusätzlich enthält die Schaltung von 2 einen Gatetreiber 41, der mit der Steuerelektrode des MOSFETs T_HS gekoppelt und dazu ausgebildet ist, Ansteuersignale, die geeignet sind, den MOSFET T_HS entsprechend einem Logiksignal S_ON ein- und auszuschalten, zu erzeugen. Abgesehen von dem Gatetreiber 41 ist die Schaltung von 2 im Wesentlichen dieselbe wie bei dem Schaubild (a) von 1 mit Ausnahme der Induktivitäten L₁, Lc und L_G, die parasitäre Induktivitäten der Bonddrähte 12 (entspricht der Induktivität L₁), der elektrischen Verbindungen zwischen den Kondensatoren C₁ und C₂ und der Laserdiode D_L (entspricht der Induktivität Lc) und der elektrischen Verbindung (Bonddraht) zwischen dem Steueranschluss ON und der eigentlichen Steuerelektrode des MOSFETs T_HS (entspricht der Induktivität L_G) repräsentieren. Der Gatetreiber 41 und der elektronische Schalter T_HS können zusammen als Ansteuerschaltung 4 zum Ansteuern der Laserdiode D_L betrachtet werden.
Bei LIDAR-Systemen hängt der Messbereich von der Strahlungsleistung des Laserpulses ab. Allerdings müssen die Laserpulse, um die Pulsenergie zu begrenzen (um die Augen von Personen in der Umgebung des LIDAR-Systems zu schützen), ziemlich kurz sein. Der Spannungsabfall V_LEFF über der effektiven parasitären Induktivität L_EFF (L_EFF = Lc + L₁) ist gegeben durch: $V_{LEFF} = L_{EFF} \cdot Δ i_{L} / t_{rise} {und V}_{LEFF} \cdot Δ i_{L} / t_{fall}$
wobei Δi_L die Änderung des Laststroms (z. B. von 0 A bis 40 A oder von 40 A nach 0 A) ist, t_rise die entsprechende Anstiegszeit und t_fall die entsprechende Abfallzeit ist. Unter der Annahme einer effektiven Induktivität von 5 nH und einer Anstiegszeit von 2 ns ergibt sich ein Spannungsabfall von 100 V. Entsprechend müsste das System, das die Kondensatoren enthält, (unter der Annahme eines Spannungsabfalls von 10 V über der Laserdiode und dem MOSFET) für eine Spannung von mehr als 110 V ausgelegt sein, um den gewünschten Spitzenstrom innerhalb der gewünschten Anstiegszeit zu erzielen. Es wird darauf hingewiesen, dass eine Anstiegszeit von 2 ns für einige Anwendungen zu lang sein kann. Mit dem Integrationsansatz, wie er in 1 (Schaubild (b)) dargestellt ist, kann die Induktivität L_EFF signifikant (z. B. unter 2 nH oder sogar unter 1 nH) verringert werden. Die verbleibende Induktivität wird vorherrschend durch die Bonddrähte 12, die zum Anschließen des MOSFETs T_L verwendet werden, und die Laserdiode D_L verursacht. Zum Beispiel beträgt der Spannungsabfall V_LEFF immer noch 80 V, wenn man die Induktivität L_F auf 1 nH verringert, wenn der Laststrom innerhalb einer Anstiegszeit von 0,5 ns auf 40 A angestiegen ist.
Eine Erkenntnis aus der obigen Analyse besteht darin, dass (im Vergleich zur Vorwärtsspannung der Laserdiode) relativ hohe Spannungen erforderlich sind, um die schnellen Stromtransienten (steile Stromrampen mit sehr kurzen Anstiegs- oder Abfallzeiten) des durch die Laserdiode fließenden Laststroms zu erzeugen. Höhere Spannungen bringen eine erhöhte Komplexität und Kosten der Ansteuerschaltung mit sich. Zum Beispiel sind z. B. Transistoren und Pufferkondensatoren mit vergleichbaren Durchbruchsspannungen erforderlich; Ladungspumpen können zum Laden der Pufferkondensatoren auf die gewünschte Spannung erforderlich sein. Die hierin beschriebenen Ansteuerschaltungen sind dazu ausgebildet, steile Stromrampen zum Ansteuern der Laserdiode mit einer vergleichsweise geringen Versorgungsspannung zu erzeugen.
3 ist ein Schaltbild, das ein erstes Beispiel einer Ansteuerschaltung 4 zum Ansteuern einer Laserdiode D_L darstellt. Wie bei dem Beispiel von 2 sind in 3 die parasitären Induktivitäten, die für die Erzeugung der Stromrampen für die Laserdiode D_L relevant sind, gezeigt. Entsprechend enthält die Ansteuerschaltung eine Transistorhalbbrücke, die aus einem High-Side-Transistor T_HS und einem Low-Side-Transistor T_LS gebildet ist. Diese Transistoren T_HS und T_LS sind zwischen einen Versorgungsknoten SUP, an den eine Versorgungsspannung Vs angelegt ist, und einen Masseknoten GND, der sich auf einem Bezugspotential V_GND (z. B. 0 V) befindet, in Reihe gekoppelt. Der Schaltungsknoten, der den Mittelabgriff der Transistorhalbbrücke bildet, ist mit OUT bezeichnet. Die elektrischen Leitungen, die den Schaltungsknoten OUT und die Transistoren T_HS und T_LS verbinden, werden durch die Induktivitäten L₁ und L₂ repräsentiert. Wie erwähnt können Bonddrähte oder irgendwelche anderen elektrischen Leitungen, die die Elektroden des Transistors kontaktieren, wie oben erörtert zu signifikanten Induktivitäten führen. Wie in 3 zu sehen ist, ist die Laserdiode D_L zwischen dem Schaltungsknoten OUT und Masse GND angeschlossen. Des Weiteren sind ein oder mehr Pufferkondensatoren (gemeinschaftlich durch einen Kondensator C repräsentiert) zwischen dem Versorgungsknoten SUP und Masse GND angeschlossen. Wie bei dem Beispiel in 2 repräsentiert eine Induktivität Lc, die zu dem Kondensator C in Reihe geschaltet ist, die parasitäre Induktivität, die aus den elektrischen Leitungen, die den/die Kondensator(en) kontaktieren, resultiert. Bei dem vorliegenden Beispiel handelt es sich bei den Transistoren T_HS und T_LS um n-Kanal-MOSFETs. Allerdings können bei anderen Implementierungen beliebige andere Transistortypen (z. B. Bipolartransistoren) verwendet werden. Wenn MOSFETs verwendet werden, kann der High-Side-Transistor T_HS auch als p-Kanal-MOS-Transistor implementiert werden.
Klemmschaltungen CL1 und CL2 sind mit den Transistoren T_HS bzw. T_LS gekoppelt. Die erste Klemmschaltung CL1 ist dazu ausgebildet, den Induktivitätsstrom i₁, der durch die Induktivität L₁ fließt, wenn der Transistor T_HS abgeschaltet wird, zu übernehmen. Dementsprechend wird das Gate des Transistors T_HS für einen kurzen Zeitraum (re-)aktiviert (oder die Deaktivierung wird für einen kurzen Zeitraum verzögert), was es der Induktivität L₁ ermöglicht, sich zu „entladen“ (zu entmagnetisieren). Ähnlich ist die Klemmschaltung CL2 dazu ausgebildet, den Induktivitätsstrom i₂, der durch die Induktivität L₂ fließt, wenn der Transistor T_LS abgeschaltet wird, zu übernehmen. Ähnlich wird das Gate des Transistors T_LS für einen kurzen Zeitraum (re-)aktiviert (oder die Deaktivierung wird für einen kurzen Zeitraum verzögert), was es der Induktivität L₂ erlaubt, sich zu „entladen“ (zu entmagnetisieren). Die erwähnte Reaktivierung (oder Verzögerung der Deaktivierung) der Transistoren T_HS und T_LS während des Klemmens wird dadurch ausgelöst, dass die Drain-Source-Spannung über den Transistoren T_HS und T_LS eine Klemmspannung, die durch in den Klemmschaltungen enthaltene Zenerdioden bestimmt ist, übersteigt. Wegen der Stromkommutierung können die Klemmschaltungen CL1 und CL2 die Spannung über dem Gatedielektrikum begrenzen, um die Transistoren T_HS bzw. T_LS zu schützen (im Fall eines MOS-Transistors).
Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Klemmschaltung CL1 zwischen der Sourceelektrode des Transistors T_HS und dem Versorgungsknoten SUP angeschlossen und enthält eine Reihenschaltung von Zenerdioden D_Z1A, D_Z1B und eine normale Diode D₁. Während der Induktivitätsstrom i₁ kommutiert wird, ist die Diode D₁ in Vorwärtsrichtung vorgespannt und die Zenerdioden D_Z1A und D_Z1B werden im Zener- oder Lawinendurchbruch betrieben und sind daher rückwärts leitend. Die Zenerdiode D_Z1A ist zwischen der Source und dem Gate des Transistors T_HS angeschlossen, um die Gate-Source-Spannung zu begrenzen und das Gatedielektrikum des Transistors T_HS zu schützen. Die Diode D₁ und die Zenerdiode D_Z1B sind zwischen dem Gate des Transistors T_HS und dem Versorgungsknoten SUP angeschlossen. Die Klemmschaltung CL2 enthält eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode D_Z2B und einer normalen Diode D₂, die zwischen Drain und Gate des Transistors T_LS gekoppelt ist, und eine weitere Zenerdiode D_Z2A, die zwischen Gate und Source des Transistors T_LS gekoppelt ist. Während der Induktivitätsstrom i₂ kommutiert wird, ist die Diode D₂ in Vorwärtsrichtung vorgespannt und die Zenerdiode D_Z2B wird im Zener- oder Lawinendurchbruch betrieben und ist daher rückwärts leitend. Die Dioden D₂ und D_Z2B, die zwischen Drain und Gate des Transistors T_LS angeschlossen sind, können daher (wenn die Drainspannung auf die erwähnte Klemmspannung von z. B. 40 V ansteigt) das Gatepotential des Transistors T_LS auf einen Pegel nach oben ziehen (engl.: „pull up“), der hoch genug ist, um ein vollständiges Ausschalten des Transistors für ein kurzes Zeitintervall, während dem sich die Induktivität L₂ entmagnetisieren kann, zu verzögern. Die Klemmschaltung CL1 arbeitet im Wesentlichen auf dieselbe Weise.
Es wird darauf hingewiesen, dass die Klemmschaltungen CL1 und CL2 lediglich eine beispielhafte Implementierung darstellen, die für n-Kanal-MOS-Transistoren T_HS und T_LS geeignet ist. Abhängig von der tatsächlichen Anwendung können andere Implementierungen der Klemmschaltungen verwendet werden. Die Dioden D₁ und D₂ sperren den Strompfad durch die Zenerdioden D_Z1B und D_Z2B zwischen Gate und Drain der Transistoren T_HS bzw. T_LS, wenn die Transistoren T_HS und T_LS eingeschaltet werden. Wie erwähnt besteht der Hauptzweck der Klemmschaltungen CL1 und CL2 im Klemmen, d. h. darin, die Induktivitätsströme zu übernehmen, wenn der betreffende Transistor ausgeschaltet wird, um das tatsächliche Ausschalten des betreffenden Transistors zu verzögern und eine Entmagnetisierung der entsprechenden Induktivität zu erlauben. Es wird darauf hingewiesen, dass die Gatetreiber (siehe 2, Gatetreiber 10) bei dem Beispiel von 3 weggelassen wurden, um die Darstellungen einfach zu halten. Geeignete Gatetreiberschaltungen als solche sind bekannt und werden deshalb nicht ausführlicher erläutert.
Die Funktion der Ansteuerschaltung von 3 wird nun unter Bezugnahme auf die in 4 gezeigten Zeitverlaufsdiagramme erläutert. Bei LIDAR-Systemen wird üblicherweise eine Folge aufeinanderfolgender Strom- (und Licht-)-Pulse erzeugt, um eine Folge entsprechender Entfernungsmesswerte zu erhalten. Die Zeitverlaufsdiagramme zeigen die Induktivitätsströme i₁ und i₂ sowie den durch die Laserdiode D_L fließenden Laststrom i_D (Diodenstrom) über eine Pulsperiode (d. h. Zeitpunkt t₀ bis Zeitpunkt t₄) hinweg. Gemäß dem vorliegenden Beispiel werden die Induktivitäten L₁ und L₂ mit einem magnetischen Fluss „vorgeladen“ (d. h. magnetisiert), bevor der Diodenstrom i_D tatsächlich eingeschaltet wird. Schaubild (a) von 4 zeigt einen beispielhaften Kurvenverlauf des Induktivitätsstroms i₁, Schaubild (b) von 4 zeigt einen beispielhaften Kurvenverlauf des Induktivitätsstroms i₂, und Schaubild (c) von 4 zeigt einen beispielhaften Kurvenverlauf des Diodenstroms i_D.
Gemäß dem Beispiel von 4 kann eine Pulsperiode in fünf Phasen aufgeteilt werden. Während der ersten Phase (vor dem Zeitpunkt t₀ und zwischen Zeitpunkten t₃ und t₄) sind beide Transistoren T_HS und T_LS ausgeschaltet und die Induktivitätsströme i₁ und i₂ sowie der Diodenstrom i_D sind null (Aus-Phase). Die zweite Phase ist die zum Zeitpunkt t₀ (oder t₄ in der nachfolgenden Pulsperiode) beginnende Vorladephase, während der beide Transistoren T_HS und T_LS leitend (eingeschaltet) sind. Die Induktivitäten L₁ und L₂ (und ihre intrinsischen Reihenwiderstände) bilden einen Spannungsteiler und sie sind so ausgelegt, dass die Spannung V_D an dem Mittelabgriff OUT der Transistorhalbbrücke (welches auch der Mittelabgriff des Spannungsteilers ist) die Vorwärtsspannung der Laserdiode D_L (z. B. 2,2 V) nicht übersteigt. Deshalb bleibt der Diodenstrom i_D während der Vorladephase im Wesentlichen null, während die Induktivitätsströme i₁ und i₂ (i₁=i₂, i_D=0), wie in den Schaubildern in (a) und (b) von 4 gezeigt, ansteigen. Dabei ist die Steigung k₁ der Induktivitätsströme i₁ und i₂ gleich k₁=(V₁+V₂)/(L₁+L₂), wobei V₁ und V₂ den Spannungsabfall über den Induktivitäten L₁ bzw. L₂ bezeichnen. Zum Zeitpunkt t₁ sind die Energien E₁ und E₂, die in den Induktivitäten L₁ bzw. L₂ gespeichert sind, E₁=(L_1·i₁ ²)/2 und E₂=(L₂·i₂ ²)/2. Die Spannung V₁+V₂ über den Induktivitäten ist vergleichsweise gering, z. B. 2 V bis 5 V. Es wird darauf hingewiesen, dass der Low-Side-Transistor T_LS als Überbrückungsschaltung betrachtet werden kann, die dazu ausgebildet ist, wenn sie aktiviert wird, den Induktivitätsstrom i₁ (beachte, während der Vorladephase ist i₁=i₂), der über den High-Side-Transistor T_HS bereitgestellt wird, zu übernehmen, und der Diodenstrom i_D bleibt während dieser Phase im Wesentlichen null.
Die dritte Phase ist die Anstiegsphase (engl.: „ramp-up phase“), die zum Zeitpunkt t₁ beginnt, während der der Transistor T_HS ein bleibt, während der Transistor T_LS zum Zeitpunkt t₁ ausgeschaltet wird. Da der Strompfad durch den Transistor T_LS nicht länger verfügbar ist, wird der Induktivitätsstrom i₁ über die Laserdiode abgeleitet und der Diodenstrom i_D steigt innerhalb einer sehr kurzen Anstiegszeit steil an, während der Induktivitätsstrom i₂ durch die Klemmschaltung CL2 vergleichsweise schnell kommutiert wird. Während dieser Phase kann die Spannung V₂ über der Induktivität L₂ auf näherungsweise -40 V abfallen. Die vierte Phase wird als Ein-Phase bezeichnet und beginnt zum Zeitpunkt t₂, zu dem der Induktivitätsstrom i₂ null erreicht und die Induktivität L₂ vollständig entmagnetisiert ist. Die Ein-Phase dauert bis zum Zeitpunkt t₂' an. Die fünfte Phase ist die zum Zeitpunkt t₂' beginnende Abfallphase (engl.: „rampdown phase“), während der der Transistor T_LS aus bleibt, während der Transistor T_HS zum Zeitpunkt t₂' ebenfalls ausgeschaltet wird. Da der Strompfad durch den Transistor T_HS nicht länger verfügbar ist, wird der Induktivitätsstrom i₁ durch die Klemmschaltung CL1 vergleichsweise schnell kommutiert. Wie erwähnt stellt die Zenerdiode D_Z1A sicher, dass die Gate-Source-Spannung des Transistors T_HS nicht zu hoch wird und schützt damit das Gatedielektrikum. Während dieser Phase kann die Spannung V₁ über der Induktivität L₁ auf näherungsweise -40 V abfallen. Zum Zeitpunkt t₃ ist der Induktivitätsstrom i₁ auf null Ampere abgefallen (d. h. die Induktivität L₁ ist vollständig entmagnetisiert), die Abfallphase endet und die erwähnte Aus-Phase beginnt, bis zur Zeit t₄ eine neue Vorladephase initiiert wird.
5 ist ein Schaltbild, das eine weitere Implementierung einer Ansteuerschaltung 4 zum Ansteuern einer Laserdiode D_L zeigt. Bei dem vorliegenden Beispiel enthält die Ansteuerschaltung vier Transistoren, die zu zwei Transistorhalbbrücken verschaltet sind und dadurch eine Transistor-H-Brücke bilden. Entsprechend wird eine erste Halbbrücke durch einen High-Side-Transistor T₁ und einen Low-Side-Transistor T₁₁ gebildet. Ein Schaltungsknoten OUT1 ist der Mittelabgriff der ersten Halbbrücke. Ähnlich wird eine zweite Halbbrücke durch einen High-Side-Transistor T₂₂ und einen Low-Side-Transistor T₂ gebildet. Ein Schaltungsknoten OUT2 ist der Mittelabgriff der zweiten Halbbrücke. Beide Halbbrücken sind zwischen einem Versorgungsknoten SUP, an den eine Versorgungsspannung Vs angelegt ist, und einem Masseknoten GND angeschlossen. Die Laserdiode D_L ist zwischen den Schaltungsknoten OUT1 und OUT2 angeschlossen. Die Induktivitäten der elektrischen Leitungen zwischen den Schaltungsknoten OUT1 und den Transistoren T₁ und T₁₁ werden durch Induktivitäten L₁ bzw. L₁₁ repräsentiert. Ähnlich werden die Induktivitäten der elektrischen Leitungen zwischen den Schaltungsknoten OUT2 und den Transistoren T₂ und T₂₂ durch Induktivitäten L₂ bzw. L₂₂ repräsentiert. Jeder Transistor T₁, T₂, T_11, T₂₂ ist mit einer zugehörigen Klemmschaltung, die durch die Zenerdiode D_Z1, D_Z2, D_Z11 bzw. D_Z22 repräsentiert wird, gekoppelt. Es wird darauf hingewiesen, dass die Klemmschaltungen bei dem vorliegenden Beispiel vereinfacht sind und bei anderen Beispielen komplexer sein können (z. B. wie in 3).
Die Funktion der Ansteuerschaltung von 5 wird nun unter Bezugnahme auf das Zeitverlaufsdiagramm von 6 erläutert. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass das Arbeitsprinzip des vorliegenden Beispiels ähnlich zum Arbeitsbetrieb des in 3 gezeigten, vorangehenden Beispiels ist. Entsprechend werden die Induktivitäten L₁ und L₁₁ ebenso wie L₂ und L₂₂ während einer Vorladephase, in der sämtliche Transistoren T₁, T₁₁, T₂, T₂₂ leiten (eingeschaltet sind), vorgeladen. Diese Phase ist in den Zeitverlaufsdiagrammen von 6 zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁ dargestellt. Die (von oben) ersten vier Diagramme in 6 zeigen Beispiel-Kurvenverläufe der an die Transistoren T₁, T₁₁, T₂, T₂₂ angelegten Gatesignale. Das untere Diagramm von 6 zeigt Beispiel-Kurvenverläufe des Induktivitätsstroms i₁ und des Diodenstroms i_D. Man kann sehen, dass der Induktivitätsstrom i₁=i₁₁ zwischen dem Zeitpunkt t₀ (zu dem alle Transistoren eingeschaltet werden) und dem Zeitpunkt t₁ ansteigt. Bei einem symmetrischen Aufbau ist die Spannung an den Schaltungsknoten OUT1 und OUT2 während der Vorladephase gleich, und somit ist die Spannung V_DL über der Laserdiode D_L null; die Induktivitätsströme sind identisch, d. h. i₁=i₂=i₁₁=i₂₂. Wie bei dem vorangehenden Beispiel von 3 können die Transistoren T₁₁ (und auch der Transistor T₂₂) als Überbrückungsschaltung angesehen werden, die dazu ausgebildet ist, wenn sie während der Vorladephase aktiviert wird, einen Strompfad für die Induktivitätsströme bereitzustellen, um die Laserdiode D_L zu überbrücken. Wenn sie (zu Beginn der nachfolgenden Anstiegsphase) deaktiviert wird, wird diese Überbrückung gesperrt und der Strom wird gezwungen, durch die Laserdiode zu fließen.
Zum Zeitpunkt t₁ wird die Anstiegsphase durch Auslösen eines Ausschaltens der Transistoren T₁₁ und T₂₂ initiiert. Folglich werden die Induktivitätsströme i₁ und i₂ durch die Laserdiode D_L übernommen und somit steigt der Diodenstrom i_D während einer sehr kurzen Anstiegszeit t_rise =t₂-t₁ an, während die Induktivitätsströme i₁₁ und i₂₂ durch die Zenerdioden D_Z11 und D_Z22 (die Klemmschaltungen CL11 und CL22) übernommen werden. Zusätzlich zu dem Beispiel von 3 bleiben die Transistoren T₁ und T₂ zwischen Zeitpunkten t₂ und t₂', d. h. während der Ein-Phase, an, bevor zum Zeitpunkt t₂' ein Ausschalten der Transistoren T₁ und T₂ zu Beginn der Abfallphase ausgelöst wird. Während der Abfallphase (zwischen den Zeitpunkten t₂' und t₃ werden die Induktivitätsströme i₁ und i₂ durch die Zenerdioden D_Z1 und D_Z2 (Klemmschaltungen CL1 und CL2) übernommen, und der Strom fällt auf null ab (siehe 6, Zeitpunkt t₃). Die nachfolgende Phase ist die Aus-Phase, die andauert, bis eine neue Vorladephase ausgelöst wird.
7 ist ein Schaltbild, das eine weitere Implementierung einer Ansteuerschaltung 4 zum Ansteuern einer Laserdiode D_L zeigt. Bei dem Beispiel von 7 handelt es sich um eine Modifikation des vorangehenden Beispiels von 3 mit einem zusätzlichen Sicherheitsmerkmal. Wie oben erörtert ist die maximale Strahlungsleistung der Laserdiode sehr hoch (bis zu z. B. 40 W und mehr), um einen signifikanten Messbereich bei LIDAR-Systemen zu erreichen. Allerdings muss die Dauer des Pulses (Pulsbreite) ausreichend kurz sein, um die Pulsenergie (Strahlungsleistung mal Pulsbreite) auf Werte zu begrenzen, die (für eine gegebene Pulswiederholfrequenz) für das menschliche Auge unschädlich sind. Wenn man eine Ansteuerschaltung, wie sie in 3 dargestellt ist, verwendet, kann eine gefährliche Situation auftreten, wenn der High-Side-Schalter T_HS (aus welchem Grund auch immer) dabei, den Diodenstrom i_D auszuschalten, versagt. In einer derartigen Situation würde die Laserdiode als Dauerstrich-(CW)-Laser mit einer Strahlungsleistung von mehreren Watt (was einem Laser Klasse 3b oder Klasse 4 entsprechen würde) betrieben.
Das Beispiel von 7 ist im Wesentlichen dasselbe wie das Beispiel von 3 mit einem zusätzlichen Kondensator C₀, der zwischen den Schaltungsknoten OUT (Mittelabgriff der durch die Transistoren T_HS und T_LS gebildeten Halbbrücke) und die Laserdiode D_L eingefügt ist. Die parasitäre Induktivität, die durch die elektrische Leitung zwischen dem High-Side-Transistor T_HS und dem Schaltungsknoten OUT verursacht wird, wird durch eine Induktivität L₁ repräsentiert. Die durch die elektrische Leitung zwischen dem Schaltungsknoten OUT und dem Kondensator C₀ hervorgerufene parasitäre Induktivität wird durch eine Induktivität L₂ repräsentiert. Der Kondensator C₀ entkoppelt den High-Side-Transistor T_HS (und damit den Versorgungsknoten, der die Versorgungsspannung Vs bereitstellt) von der Laserdiode für DC-Ströme. Daher wird ein CW-Betrieb der Laserdiode D_L, selbst wenn der High-Side-Transistor einen Kurzschluss zwischen dem Schaltungsknoten OUT und dem Versorgungsknoten (Spannung Vs) erzeugen würde, durch den Kondensator C₀, der einen DC-Strom von der Laserdiode D_L sperrt, verhindert. Um die Laserdiode D_L sicher auszuschalten, kann ein weiterer Low-Side-Schalter T_LS' parallel zu der Laserdiode D_L gekoppelt werden. Die durch die elektrische Leitung zwischen der Laserdiode D_L und dem Transistor T_LS' bewirkte parasitäre Induktivität wird durch eine Induktivität L₃, die eine vergleichsweise geringe Induktivität aufweisen kann, repräsentiert.
Die Funktion der Ansteuerschaltung von 7 wird nun unter Bezugnahme auf die Zeitverlaufsdiagramme von 8 erläutert. Entsprechend sind in einer ersten Phase (Vorladephase) zwischen Zeitpunkten t₀ und t₁ der High-Side-Transistor T_HS und der zusätzliche Low-Side-Transistor T_LS' leitend, während der Low-Side-Transistor T_LS aus ist. Daher steigt der durch die Induktivitäten L₁, L₂ und L₃ ebenso wie den Kondensator C₀ fließende Induktivitätsstrom i₁ wie bei dem Beispiel von 3 an. Die in der Induktivität L₁+L₂+L₃ gespeicherte Energie E₁₂₃ ist E₁₂₃=((L₁+L₂+L₃)_·i₁ ²)/2. Während der zweiten Phase (Energieübertragungsphase) wird die in der Induktivität gespeicherte Energie E₁₂₃ auf den Kondensator C₀ übertragen, was zu einem transienten Strom, der durch den Kondensator C₀ fließt, führt, und dieser transiente Strom wird über die Laserdiode D_L abgeleitet, wenn der Transistor T_LS' zum Zeitpunkt t₁ (siehe zweites Zeitverlaufsdiagramm in 8) abgeschaltet wird. Durch die Laserdiode wird eine zugehörige Strahlungsleistungsausgabe erzeugt. Der Kondensator C₀ kann in einer dritten Phase, die zu einem Zeitpunkt t₃, zu dem beide Low-Side-Transistoren T_LS und T_LS' eingeschaltet werden, beginnt, entladen werden. Der Transistor T_LS kann bis zu einem Zeitpunkt t₄, zu dem eine neue Pulsperiode ausgelöst wird, ein bleiben. In anderen Worten, der Transistor T_LS wird am Ende des erzeugten (Strom- und zugehörigen Licht-)-Pulses aktiviert, um den Kondensator C₀ vollständig zu entladen und damit sicher zu stellen, dass der Puls mit denselben definierten Anfangsbedingungen (Kondensator C₀ entladen) erzeugt wird.
Wie in den in den 4, 6 und 8 gezeigten Zeitverlaufsdiagrammen zu sehen ist, bestimmt das Timing der Schaltzeitpunkte der einzelnen Transistoren die Pulsbreite der durch die Laserdiode erzeugten Strahlungsleistungsausgabe. Das Beispiel von 9 ist dasselbe wie das vorangehende Beispiel von 3. Allerdings zeigt das vorliegende Beispiel zusätzlich Gatetreiberschaltungen 41a und 41b, die verwendet werden, um die Gatespannungen V_GHS und V_GLS für die Transistoren T_HS bzw. T_LS zu erzeugen. Die Gatetreiber 41a und 41b sind dazu ausgebildet, die Gatespannungen V_GHS und V_GLS entsprechend den (binären) Logiksignalen ON_HS bzw. ON_LS zu erzeugen. Entsprechend dem vorliegenden Beispiel können programmierbare Verzögerungsschaltungen 42a, 42b mit den Eingängen der Gatetreiber 41a bzw. 41b gekoppelt werden. Die Verzögerungsschaltungen 42a, 42b sind dazu ausgebildet, die Logiksignale ON_HS und ON_LS um eine definierte (einstellbare) Verzögerungszeit zu verzögern. Durch Verwendung der Verzögerungsschaltungen 42a, 42b kann das Timing der Logiksignale ON_HS und ON_LS (und damit der Gatespannungen V_GHS und V_GLS) fein abgestimmt werden. Bei einigen Anwendungen kann eine derartige Feinabstimmung erforderlich sein, zum Beispiel um Streuungen der parasitären Induktivitäten auszugleichen, und sie kann am Ende der Herstellung während eines Herstellungstests unter Verwendung z. B. einer automatischen Testeinrichtung durchgeführt werden. Die Verzögerung kann in einem einmal-programmierbaren (engl.: „one-time programmable“; OTP) Speicher, einem EPROM oder dergleichen gespeichert werden. Die Logiksignale ON_HS und ON_LS können durch eine Controllerschaltung CTRL erzeugt werden, und die Erzeugung dieses Signals kann durch ein Eingangssignal IN (Logiksignal) ausgelöst werden. Es versteht sich, dass es sich bei der Controllerschaltung CTRL um eine beliebige geeignete Logikschaltung handeln kann und dass sie zum Beispiel unter Verwendung einer programmierbaren Logikschaltung, eines Mikrocontrollers, der Softwareanweisungen ausführt, oder dergleichen implementiert werden kann. Es versteht sich, dass die Gatespannungen, die den High-Side- und Low-Side-Transistoren zugeführt werden, bei jedem hierin beschriebenen Beispiel auf eine ähnliche Weise wie bei dem vorliegenden Beispiel von 9 erzeugt werden können.
10 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispielverfahren zum Ansteuern einer Laserdiode veranschaulicht. Dieses Verfahren kann unter Verwendung beliebiger hierin beschriebener Ansteuerschaltungen realisiert werden. Zuerst wird während einer Vorladephase (10, Schritt 81) ein Strom (siehe z. B. die 3, 5 und 7, Induktivitätsstrom i₁) über einen ersten elektronischen Schalter (siehe die 3 und 7, High-Side-Transistor T_HS; und 5, Transistor T₁₁) an einen Ausgangsknoten (Knoten OUT oder OUT1), mit dem die Laserdiode gekoppelt ist, geleitet. Dadurch wird eine erste Induktivität, die zwischen dem ersten elektronischen Schalter und dem Ausgangsknoten wirkt, magnetisiert. Weiterhin wird während der Vorladephase ( 10, Schritt 82), der Strom i₁ über die aktive Überbrückungsschaltung (siehe 3, 5 und 7, Low-Side-Transistoren T_LS, T₁₁ bzw. T_LS' eingeschaltet) von dem Ausgangsknoten abgeleitet. Dabei wird die Laserdiode überbrückt und der Diodenstrom ist im Wesentlichen null, während die Induktivitäten magnetisiert (vorgeladen) werden. In einer nachfolgenden Anstiegsphase (10, Schritt 83) wird der Strom i₁ durch Deaktivieren der Überbrückungsschaltung (siehe 3, 5 und 7, Low-Side-Transistoren T_LS, T₁₁ bzw. T_LS' ausgeschaltet) über den Ausgangsknoten an die Laserdiode geleitet. Da die in dem Strompfad wirksame Induktivität bereits magnetisiert ist, kann der Diodenstrom sehr steil ansteigen, was zu einer vergleichsweise kurzen Anstiegszeit führt.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehr Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können an den dargestellten Beispielen Änderungen und Modifizierungen vorgenommen werden, ohne von der Wesensart und dem Umfang der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Insbesondere bezüglich der verschiedenen Funktionen, die von den oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Vorrichtungen, Schaltungen, Systemen, etc.) ausgeführt werden, sollen die Bezeichnungen (einschließlich des Bezugs auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben, - sofern nicht anders angegeben - auch jeder anderen Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (d. h. die funktional gleichwertig ist), auch wenn sie der offenbarten Struktur, die in den hier dargestellten beispielhaften Ausführungsformen der Offenbarung die Funktion ausführt, nicht strukturell äquivalent ist.
Zusätzlich können, obwohl vielleicht eine bestimmte Eigenschaft der Erfindung nur in Bezug auf eine von mehreren Aufführungsformen offenbart wurde, solche Eigenschaften mit einer oder mehreren Eigenschaften der anderen Ausführungsformen kombiniert werden, sofern die für eine beliebige oder bestimmte Anwendung wünschenswert oder vorteilhaft ist. Des Weiteren sollen, soweit Bezeichnungen wie „einschließlich“, einschließen“, „aufweisend“, „hat“, „mit“ oder Variationen hiervon entweder in der detaillierten Beschreibung oder in den Ansprüchen verwendet werden, solche Bezeichnungen einschließend verstanden werden, ähnlich der Bezeichnung „aufweisend“.

Claims

Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode (D_L), die aufweist: einen ersten elektronischen Schalter (T_HS), der an einen Ausgangsknoten (OUT), der dazu ausgebildet ist, im Betrieb mit einer Laserdiode (D_L) verbunden zu werden, angeschlossen ist; wobei die elektrische Verbindung zwischen dem ersten elektronischen Schalter (T_HS) und dem Ausgangsknoten (OUT) eine erste Induktivität (L₁) aufweist; eine Überbrückungsschaltung (T_LS), die mit dem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, wenn sie aktiviert ist, einen ersten Strom (i₁), der dem Ausgangsknoten (OUT) über den ersten elektronischen Schalter (T_HS) zugeführt wird, zu übernehmen und dadurch die erste Induktivität (L₁) zu magnetisieren; wobei die Ansteuerschaltung (4) dazu ausgebildet ist, die Überbrückungsschaltung (T_LS) in einer Vorladephase, die dem Einschalten eines die Laserdiode (D_L) durchfließenden Diodenstroms (i_D) vorangeht und in der der Diodenstrom (i_D) noch nicht eingeschaltet ist, zu aktivieren und dadurch die erste Induktivität (L₁) vorzuladen und dabei zu magnetisieren; und den ersten Strom (i₁) durch Deaktivieren der Überbrückungsschaltung (T_LS) über den Ausgangsknoten (OUT) zu der Laserdiode (D_L) zu leiten.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1, wobei die elektrische Verbindung zwischen dem Ausgangsknoten (OUT) und der Überbrückungsschaltung (T_LS) eine zweite Induktivität (L₂), die ebenfalls magnetisiert wird, wenn die Überbrückungsschaltung (T_LS) aktiv ist, aufweist.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, die weiterhin aufweist: eine mit dem ersten elektronischen Schalter (T_HS) gekoppelte erste Klemmschaltung (CL1), die dazu ausgebildet ist, einen Spannungsabfall über dem ersten elektronischen Schalter (T_HS) entsprechend einer Klemmspannung zu begrenzen.
Ansteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, die weiterhin aufweist: eine mit dem ersten elektronischen Schalter (T_HS) gekoppelte erste Klemmschaltung (CL1); wobei die erste Klemmschaltung (CL1) dazu ausgebildet ist, während des Ausschaltens des ersten elektronischen Schalters (T_HS) das Ausschalten zu verzögern, um es der ersten Induktivität (L₁) zu ermöglichen, sich zu entmagnetisieren.
Ansteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, die weiterhin aufweist: einen ersten Treiber (41a), der mit einer Steuerelektrode des ersten elektronischen Schalters (T_HS) gekoppelt ist, wobei der erste Treiber (41a) dazu ausgebildet ist, ein erstes Ansteuersignal (V_GHS) zu erzeugen, um den ersten elektronischen Schalter (T_HS) entsprechend einem ersten Steuersignal (ON_HS) ein- und auszuschalten.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 5, die weiterhin aufweist: eine erste Verzögerungsschaltung (42a), die mit dem ersten Treiber (41a) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, das erste Steuersignal (ON_HS) um eine einstellbare Verzögerungszeit zu verzögern.
Ansteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Überbrückungsschaltung (T_LS) einen zweiten elektronischen Schalter (T_LS), der an den Ausgangsknoten (OUT) angeschlossen ist, enthält; wobei die elektrische Verbindung zwischen dem zweiten elektronischen Schalter (T_LS) und dem Ausgangsknoten (OUT) eine zweite Induktivität (L₂) aufweist.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 7, wobei die Überbrückungsschaltung (T_LS) weiterhin eine mit dem zweiten elektronischen Schalter (T_LS) gekoppelte zweite Klemmschaltung (CL2) aufweist; die zweite Klemmschaltung (CL2) dazu ausgebildet ist, einen durch die zweite Induktivität (L₂) fließenden Strom (i₂) zu übernehmen, wenn der zweite elektronische Schalter (T_LS) ausgeschaltet wird.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 7 oder 8, die weiterhin aufweist: einen zweiten Treiber (41b), der mit einer Steuerelektrode des zweiten elektronischen Schalters (T_LS) gekoppelt ist, wobei der zweite Treiber (41b) dazu ausgebildet ist, ein zweites Ansteuersignal (V_GLS) zu erzeugen, um den zweiten elektronischen Schalter (T_LS) entsprechend einem zweiten Steuersignal (ON_LS) ein- und auszuschalten.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 9, die weiterhin aufweist: eine zweite Verzögerungsschaltung (42b), die mit dem zweiten Treiber (41b) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, das zweite Steuersignal (ON_LS) um eine einstellbare Verzögerungszeit zu verzögern.
Ansteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, die weiterhin aufweist: einen Kondensator (C₀), der zwischen den Ausgangsknoten (OUT) und die Laserdiode (D_L) gekoppelt ist, um den ersten elektronischen Schalter (T_HS) für DC-Ströme von der Laserdiode (D_L) zu entkoppeln.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 11, die weiterhin aufweist: einen dritten elektronischen Schalter (T_LS'), der operabel parallel zu der Laserdiode (D_L) gekoppelt ist.
Ansteuerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 12, die weiterhin aufweist: eine zwischen einen Versorgungsknoten (SUP) und einen Masseknoten (GND) gekoppelte Halbbrücke, die einen dritten elektronischen Schalter (T22) und einen vierten elektronischen Schalter (T₂) enthält, wobei der Mittelabgriff der Halbbrücke einen weiteren Ausgangsknoten (OUT2) bildet, der dazu ausgebildet ist, im Betrieb mit der Laserdiode (D_L) gekoppelt zu werden so dass die Laserdiode (D_L) zwischen den Ausgangsknoten (OUT1) und den weiteren Ausgangsknoten (OUT2) gekoppelt ist.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 13, wobei die elektronische Verbindung zwischen dem dritten elektronischen Schalter (T₂₂) und dem weiteren Ausgangsknoten (OUT2) eine dritte Induktivität (L₂₂) aufweist; und wobei die elektrische Verbindung zwischen dem vierten elektronischen (T₂) Schalter und dem weiteren Ausgangsknoten (OUT2) eine vierte Induktivität (L₂) aufweist.
Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 14, die weiterhin aufweist: eine Klemmschaltung, die mit dem dritten elektronischen Schalter gekoppelt ist; wobei die Klemmschaltung dazu ausgebildet ist, einen durch die dritte Induktivität fließenden Strom zu übernehmen, wenn der dritte elektronische Schalter ausgeschaltet wird; und eine weitere Klemmschaltung, die mit dem vierten elektronischen Schalter gekoppelt ist; wobei die weitere Klemmschaltung dazu ausgebildet ist, einen durch die vierte Induktivität fließenden Strom zu übernehmen, wenn der vierte elektronische Schalter ausgeschaltet wird.
Ansteuerschaltung zum Ansteuern einer Laserdiode (D_L), die aufweist: eine erste und eine zweite Transistorhalbbrücke (T₁, T₁₁; T₂₂, T₂), die eine H-Brücke bilden, die einen ersten Ausgangsknoten (OUT1) und einen zweiten Ausgangsknoten (OUT2) aufweist, die dazu ausgebildet sind, im Betrieb eine Laserdiode (D_L) dazwischen zu koppeln; wobei jede Transistorhalbbrücke (T₁, T₁₁; T₂₂, T₂) aus einem High-Side-Transistor (T₁, T₂₂) und einem Low-Side-Transistor (T₁₁, T₂) zusammengesetzt ist; und eine Steuerschaltung, die dazu ausgebildet ist: die High-Side- und die Low-Side-Transistoren (T₁, T₂₂; T₁₁, T₂) der ersten und zweiten Transistorhalbbrücken (T₁, T₁₁; T₂₂, T₂) in einer Vorladephase einzuschalten, um sämtliche Induktivitäten, die mit den High-Side- und den Low-Side-Transistoren (T₁, T₂₂; T₁₁, T₂) in Reihe gekoppelt sind, zu magnetisieren; und den Low-Side-Transistor (T₁₁) der ersten Transistorhalbbrücke (T₁, T₁₁) und den High-Side-Transistor (T₂₂) der zweiten Halbbrücke (T₂₂, T₂) in einer Anstiegsphase auszuschalten und dadurch einen Strom, der durch den High-Side-Transistor (T₁) der ersten Transistorhalbbrücke (T₁, T₁₁) und den Low-Side-Transistor (T₂) der zweiten Transistorhalbbrücke (T₂₂, T₂) und durch die Induktivitäten, die damit in Reihe gekoppelt sind, fließt, über den ersten und zweiten Ausgangsknoten (OUT1, OUT2) durch die Laserdiode (D_L) zu lenken.
Verfahren zum Ansteuern einer Laserdiode (D_L) mittels einer Ansteuerschaltung (4), die aufweist: einen ersten elektronischen Schalter (T_HS), der an einen mit einer Laserdiode (D_L) verbundenen Ausgangsknoten (OUT) angeschlossen ist, wobei die elektrische Verbindung zwischen dem ersten elektronischen Schalter (T_HS) und dem Ausgangsknoten (OUT) eine erste Induktivität (L₁) aufweist; eine Überbrückungsschaltung (T_LS), die mit dem Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, wenn sie aktiviert ist, einen ersten Strom (i₁), der dem Ausgangsknoten (OUT) über den ersten elektronischen Schalter (T_HS) zugeführt wird, zu übernehmen und dadurch die erste Induktivität (L₁) zu magnetisieren; wobei das Verfahren aufweist: Leiten des ersten Stroms (i₁) über den ersten elektronischen Schalter (T_HS) an den Ausgangsknoten (OUT) und Ableiten des ersten Stroms (i₁) von dem Ausgangsknoten (OUT) durch Aktivieren der Überbrückungsschaltung (T_LS) und dadurch Überbrücken der Laserdiode (D_L) in einer Vorladephase, die dem Einschalten eines die Laserdiode (D_L) durchfließenden Diodenstroms (i_D) vorangeht und in der der Diodenstrom (i_D) noch nicht eingeschaltet ist, zum Vorladen und dadurch Magnetisieren der ersten Induktivität (L₁); und Leiten des ersten Stroms (i₁) über den Ausgangsknoten (OUT) zu der Laserdiode (D_L) durch Deaktivieren der Überbrückungsschaltung (T_LS).