JP7140635B2

JP7140635B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP7140635B2
Application number: JP2018205466A
Authority: JP
Inventors: 直樹櫻井; 貴史小川
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Priority date: 2018-10-31
Filing date: 2018-10-31
Publication date: 2022-09-21
Anticipated expiration: 2038-10-31
Also published as: JP2020072569A

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

パワーエレクトロニクスの分野では、省エネルギーのため、産業、鉄道、自動車、家電、エレベータ、家電、医療等広い分野で電力変換器としてインバータの導入が進んでいる。インバータ化により、例えば、ポンプではバルブによる制御に対して、約２５％の消費電力の削減が見込まれる。また、鉄道では回生により停止時、モータのエネルギーを架線に戻すことができ、約５０％消費電力を削減できる。

インバータの普及に当たっては、キーとなるパワーデバイス（半導体デバイス）の発展が大きな役割を果たしてきた。すなわち、サイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor、以下、ＩＧＢＴと呼ぶ）と発展するに従い、パワーデバイスは、低損失化とともに、高周波でのスイッチングが可能になった。特に、ＩＧＢＴは、バイポーラトランジスタまでの電流制御から電圧制御になり、ＣＰＵ（Central Processing Unit）による制御性が向上した。さらに、ＩＧＢＴは、破壊しにくくなり、初期のインバータが数ｋＷ程度であったのに対して、現在では数１０ＭＷのインバータも実現可能になっている。

パワーデバイスとしては、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）がある。しかしながら、シリコンは抵抗が高いため、特に耐圧が６００Ｖ以上のものには、伝導度変調によりオン時の抵抗を下げられるサイリスタ、ゲートターンオフサイリスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴが用いられてきた。ＩＧＢＴまでは材料としてシリコン（以下Ｓｉと呼ぶ）が用いられた。これに対して、近年シリコンカーバイト(Silicon Carbide、以下ＳｉＣと呼ぶ)あるいは窒化ガリウム（Gallium Nitride、以下ＧａＮと呼ぶ）を用いたパワーデバイスが製品化されている。ＳｉＣ及びＧａＮの絶縁破壊電界強度は、おのおの３．０ＭＶ/ｃｍ、３．３ＭＶ/ｃｍであり、シリコンの絶縁破壊電界強度０．３ＭＶ/ｃｍに対して１ケタ高い。このため、同じ耐圧で比較すると、ＳｉＣ及びＧａＮは、ＩＧＢＴまでのパワーデバイスに対して、半導体層の厚さを約１/１０に薄くできる。半導体層の厚さを薄くできるため、半導体層抵抗を小さくでき、パワーＭＯＳＦＥＴとしてもシリコンＩＧＢＴと同等の定格電流を得ることができる。

さらに、ＩＧＢＴは、伝導度変調のため、構造上ｐｎ接合を有し、このｐｎ接合の電位障壁により印加電圧が約１Ｖまでは電流がほとんど流れない。一方、パワーＭＯＳＦＥＴは、ｐｎ接合による電位障壁がなく、０Ｖより直線的に電流が流れる。このため、インバータ用パワーデバイスとして、ＩＧＢＴと、ＳｉＣ及びＧａＮパワーＭＯＳＦＥＴとを比較すると、ＳｉＣ及びＧａＮパワーＭＯＳＦＥＴは、ＩＧＢＴよりオン電圧が小さくなり、損失を低減することができる。

ところで、パワーデバイスには、その温度以上では破壊する可能性がある絶対最大定格温度が定められている。このため、パワーデバイスの破壊を防止するために、その温度を測定する手段が提案され、実用化されている。もっとも普及している方法は、パワーデバイスを冷却するフィンにサーミスタ等の温度センサを取り付け、間接的にパワーデバイスの温度を測定する手法である。しかし、この手法では、モータ等の制御対象の急激な変化、例えば、負荷が急激に重たくなりモータが回転しなくなった場合、出力電流が急激に増加してパワーデバイスの温度が急激に上昇すると、パワーデバイスの急激な温度上昇を迅速に測定できない。すなわち、フィンには熱時定数があるため、パワーデバイスの温度と温度センサの測定温度との間に差が生じ、パワーデバイスの温度上昇に伴って、温度センサが異常を感知したときには、パワーデバイスの温度が絶対最大定格温度を超える可能性がある。

これを解決する手法が、特許文献１で述べられている。この手法は、パワーデバイス内部に温度を検知するためのダイオードを設け、このダイオードに定電流を流し、その時、ダイオードの両端に発生する順方向降下電圧を測定する方法である。順方向降下電圧は、パワーデバイスが使用される－４０℃から１７５℃までは温度に比例して電圧が下がる特性を示す。この順方向降下電圧の変化を測定することで、パワーデバイスの温度を測定することができる。一方、パワーデバイスの温度を検知するためのダイオードを使わない手法が、特許文献２に述べられている。この手法は、ＩＧＢＴがターンオフするときのゲート電圧であって、ＩＧＢＴの帰還容量の電圧依存性によりゲート電圧が一定となるミラー期間を測定する方法である。ゲート電圧のミラー期間は、温度依存性を持つため、ミラー期間を測定することでパワーデバイスの温度を測定することができる。

特開平10-41510号公報特開2013-142704号公報

特許文献１の手法は、パワーデバイス内部に温度を検知するためのダイオードを設ける必要があり、チップサイズの増加及びプロセスの追加が必要なため、チップのコスト高になる。特に、ＳｉＣ、ＧａＮは、ウエハコストが高く、また欠陥密度が高いため、小型のチップしか量産化できず、パワーデバイス内部に温度検出ダイオードを設けることは、シリコン以上にコスト的に難しい。

一方、特許文献２の手法は、パワーデバイス内部に温度を検知するためのダイオードを設けることは不要である。しかしながら、ＳｉＣ等のＭＯＳＦＥＴは、スイッチング損失低減のため、ゲート駆動速度が速く、ミラー期間を正確に測定することは困難である。

本発明の目的は、温度センサを用いることなく、半導体デバイスのゲート電圧の時間変化を基に半導体デバイスの温度を推定することにある。

前記課題を解決するために、本発明は、交流電力を直流電力あるいは直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、電流を制御するＭＯＳゲート構造を有する複数の半導体デバイスと、前記半導体デバイスに接続される負荷の負荷電流を測定する複数の電流センサと、前記半導体デバイスのスイッチング動作を制御するゲート駆動回路と、前記半導体デバイスのスイッチング動作時におけるゲート電圧の時間変化を測定するゲート電圧時間変化測定回路と、前記半導体デバイスのスイッチング動作時におけるゲート電圧の時間変化と前記半導体デバイスの温度との関係を示す温度依存性に関する情報を前記負荷電流に関連づけて記憶するメモリと、前記電流センサの測定による前記負荷電流と前記ゲート電圧時間変化測定回路の測定結果を基に前記メモリに記憶された前記温度依存性に関する情報を参照し、当該参照結果から前記半導体デバイスのうち少なくとも一つの温度を推定する演算回路と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、温度センサを用いることなく、半導体デバイスのゲート電圧の時間変化を基に半導体デバイスの温度を推定することができ、結果として電力変換装置のコストを低減することができる。

本発明の第１実施例に係る電力変換装置の基本構成を示す構成図。本発明の第１実施例に係るＭＯＳＦＥＴのターンオン時のゲート電圧と時間との関係を示す特性図。本発明の第１実施例に係る電力変換装置の作用を説明するためのフローチャート。本発明の第１実施例に係る電力変換システムの全体構成を示す構成図。本発明の第２実施例に係る電力変換システムの全体構成を示す構成図。本発明の第２実施例に係る電力変換装置の作用を説明するためのフローチャート。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１実施例に係る電力変換装置の基本構成を示す構成図であって、電力変換装置に搭載されるパワーデバイスの温度を測定するときの基本構成を示す構成図である。図１において、交流電力を直流電力あるいは直流電力を交流電力に変換する電力変換装置として、例えば、インバータを備えている。このインバータは、パワーデバイスとして、電流を制御するＭＯＳゲート構造を有する複数の半導体デバイス、例えば、ＳｉＣあるいはＧａＮによるＭＯＳＦＥＴ（ＩＧＢＴよりもゲート駆動速度の速い半導体デバイス）であって、上アームを構成するＭＯＳＦＥＴ１ａと、下アームを構成するＭＯＳＦＥＴ１ｂを備えている。ＭＯＳＦＥＴ１ａのソースと、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのドレインが互いに接続され、この接続点が、モータ等の負荷に接続される。また、ＭＯＳＦＥＴ１ａのソースとＭＯＳＦＥＴ１ｂのドレインとの接続点の近傍には、インバータの負荷電流を測定するための電流センサ１６が配置されている。

ここで、インバータの1相分で、下アームのＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度を測定するに際して、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲートに、ゲート抵抗１１とゲート電圧測定回路１２が接続されている。ゲート抵抗１１には、ゲート駆動回路１０を介して演算回路１４が接続され、ゲート電圧測定回路１２には、ゲート電圧上昇時間測定回路１３を介して演算回路１４が接続されている。ゲート駆動回路１０には、演算回路１４からオン・オフ指令が送られる。ゲート駆動回路１０は、演算回路１４からのオン・オフ指令に応答してゲートパルス信号(スイッチング信号)を生成し、生成したゲートパルス信号を、ゲート抵抗１１を介してＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲートに印加し、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのスイッチング動作、例えば、オン（ターンオン）・オフ（ターンオフ）動作を制御する。

ゲート電圧測定回路１２は、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのスイッチング時、例えば、オン（ターンオン）・オフ（ターンオフ）時のゲート電圧を測定し、測定したゲート電圧をゲート電圧上昇時間測定回路１３に出力する。ゲート電圧上昇時間測定回路１３は、ゲート電圧測定回路１２の測定によるゲート電圧（例えば、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのオン時のゲート電圧）の上昇時間（ゲート電圧上昇時間）を測定し、測定結果を演算回路１４に出力する。

演算回路１４は、メモリ１５を内蔵し、ゲート電圧上昇時間測定回路１３の測定結果と電流センサ１６の測定電流（負荷電流）を基にメモリ１５を参照し、参照結果を基にＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度（チップ温度）を推定演算する。この際、メモリ１５には、半導体デバイスのスイッチング動作時におけるゲート電圧の時間変化と半導体デバイスの温度との関係を示す温度依存性に関する情報が、負荷電流に関連づけて記憶されている。例えば、メモリ１５には、ＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度（チップ温度）と、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧上昇時間との関係を示す特性であって、インバータの負荷電流（ＭＯＳＦＥＴ１ｂの負荷電流）をパラメータとする温度依存性に関する情報が格納されている。

なお、演算回路１４は、例えば、ＣＰＵ、入出力インタフェース等の情報処理資源を備えたコンピュータ装置（マイコン）で構成することができる。また、ゲート電圧上昇時間測定回路１３の代わりに、ゲート電圧測定回路１２の測定によるゲート電圧（例えば、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのオフ時のゲート電圧）の下降時間（ゲート電圧下降時間）を測定し、測定結果を演算回路１４に出力する、ゲート電圧下降時間測定回路を用いることもできる。この際、メモリ１５には、ＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度（チップ温度）と、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧下降時間との関係を示す特性であって、インバータの負荷電流（ＭＯＳＦＥＴ１ｂの負荷電流）をパラメータとする温度依存性に関する情報が格納される。また、演算回路１４は、ゲート電圧下降時間測定回路の測定結果と電流センサ１６の測定電流を基にメモリ１５を参照し、参照結果を基にＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度（チップ温度）を推定演算することになる。

また、ＳｉＣあるいはＧａＮのＭＯＳＦＥＴは、ＩＧＢＴよりもターンオン速度が速いので、ゲート電圧上昇時間測定回路１３またはゲート電圧下降時間測定回路としては、時間測定専用の集積回路（ＩＣ）を使うことが望ましい。これにより、ＳｉＣあるいはＧａＮのＭＯＳＦＥＴのゲート電圧上昇時間又はゲート電圧下降時間を正確に測定することができる。

次に、実施例における測定原理を説明する。
ＭＯＳＦＥＴの飽和電流領域におけるドレイン電流Ｉｄは、次の（１）式で表される。

ここで、Ｗ：ＭＯＳＦＥＴのゲート幅、Ｌ：ゲート長、μ：電子移動度、Ｖ_Ｇ：ゲート電圧、Ｖ_ｔｈ：しきい値電圧、負荷電流Ｉｌｏａｄとすると、ＭＯＳＦＥＴに負荷電流を流すことができるゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)は、次の（２）式で表され、Ｖ_ｔｈは、次の（３）式で表される。

ここで、ε_ｓｉ：シリコン誘電率、q：電気素量、Ｎ_ｄ：ｐ層不純物濃度、Ｑｏ：ゲート酸化膜の界面電荷密度、Ｃ_ｏ：単位面積当たりのゲート容量であり、Ｃ_ｏは、次の（４）式で表される。

ここで、ｔ_SiO2：ゲート酸化膜厚さ、φ_B：半導体層のフェルミレベルとフェルミ中央との差であり、φ_Bは、次の（５）式で表される。

ここで、Ｋ：ボルツマン定数、ｎ_ｉ：真性キャリア濃度（1.45×10¹⁰/cm³）である。φ_msは、ポリシリコンゲート電極とシリコンの電位差であり、次の（６）式で表される。

ゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)の温度変化は、次の（７）式で表される。

半導体において、ｐ層不純物濃度Ｎｄは、高精度に管理されているため、チップ、ウエハ、ウエハロット間のばらつきは少ない。すなわち、半導体にある負荷電流を流すことができるゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)を測定することで、その温度依存性から、半導体の温度を推定することができる。

ＩＧＢＴの場合、コレクタ電流Ｉｃは、電子電流Ｉｅとホール電流Ｉｈの和で表される。電子電流Ｉｅは、ＭＯＳ電流のため、（１）式で表される。ホール電流Ｉｈは、ｐｎｐトランジスタの電流増幅率をαとして、次の（８）式で表される。

すなわちコレクタ電流Ｉｃは、次の（９）式で表される。

コレクタ電流Ｉｃは、電子電流Ｉｅに比例するため、ＩＧＢＴに、ある負荷電流を流すことができるゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)は、（２）式で表される。

しかしながら、ゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)を測定するためには、インバータを停止する必要がある。そこで、本実施例では、インバータを停止することなく、稼働状態のインバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴの温度を測定することとしている。

以下、稼働状態のインバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴの温度を測定する原理を図２にて説明する。図２は、ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧と時間との関係を示す特性図であって、図１に示す下アームのＭＯＳＦＥＴ１ｂがターンオンするときのゲート電圧の時間変化を示す。実線は、チップ温度Ｔｊ１のときのゲート電圧の変化を示し、点線は、チップ温度Ｔｊ２のときのゲート電圧の変化を示す。チップ温度Ｔｊ１＜チップ温度Ｔｊ２である。

ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧が第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１を超えるまでは、ＭＯＳＦＥＴ１ｂには電流（負荷電流）は流れないが、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧が第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１を超えると、ＭＯＳＦＥＴ１ｂには電流（負荷電流）が流れる。

この際、稼働状態のインバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度を測定するために、ＭＯＳＦＥＴ１ｂに電流（負荷電流）が流れ始めたときのゲート電圧を、測定開始時のゲート電圧として測定し、その後、ゲート電圧が、第２のしきい値電圧Ｖｒｅｆ２を超えるまでゲート電圧の測定を継続し、ゲート電圧が、第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１を超えた時間から、第２のしきい値電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの時間を、ゲート電圧上昇時間として測定する。例えば、チップ温度Ｔｊ１のときのゲート電圧上昇時間△ｔ１と、チップ温度Ｔｊ２のときのゲート電圧上昇時間△ｔ２を測定する。

ところで、前記（７）式から、温度（チップ温度）が高いほどゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)は低くなる。すなわち、温度（チップ温度）が高いほど、早くＭＯＳＦＥＴ１ｂに電流が流れ始めるので、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧の立ち上がりが早くなる。このため、チップ温度Ｔｊ１＜チップ温度Ｔｊ２の場合、チップ温度Ｔｊ１のときよりも、チップ温度Ｔｊ２のときの方が、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧の立ち上がりが早くなり、チップ温度Ｔｊ１のときのゲート電圧上昇時間△ｔ１＞チップ温度Ｔｊ２のときのゲート電圧上昇時間△ｔ２となる。また、ゲート電圧上昇時間は、図２には図示されていないが、ＭＯＳＦＥＴ１ｂに流れる負荷電流の値によって変化する特性を示す。すなわちゲート電圧上昇時間は、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのチップ温度と負荷電流に依存するという温度依存性を持つ。そこで、本実施例では、ゲート電圧上昇時間が、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのチップ温度と負荷電流に依存するという温度依存性の原理を利用し、ゲート電圧上昇時間を基にＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度（チップ温度）を推定することとしている。

なお、図２では、ＭＯＳＦＥＴ１ｂがターンオンする場合の特性を記載したが、ゲートしきい値電圧ＶＧＳ(ｔｈ)の温度依存性により、ゲート電圧下降時間（ターンオフ下降時間）も温度依存性を持つので、ゲート電圧下降時間（ターンオフ下降時間）を基に、ＭＯＳＦＥＴの温度（チップ温度）を推定することも可能である。

次に、ゲート電圧上昇時間を基にＭＯＳＦＥＴのチップ温度を推定する方法を図３のフローチャートに基づいて説明する。

ステップＳ１００：演算回路１４による処理が開始されると、演算回路１４から、下アームのＭＯＳＦＥＴ１ｂをオンするためのオン指令が発生する。このオン指令がオン指令信号としてゲート駆動回路１０に入力されると、ゲート駆動回路１０は、オン指令信号を増幅し、増幅したオン指令信号を、ゲート抵抗１１を介してＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲートに印加し、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート容量を充電する。これにより、下アームのＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧が上昇し始める。

ステップＳ１０１：ゲート電圧測定回路１２にて、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧を測定する。なお、ゲート電圧測定回路１２は、演算回路１４から発生するオン指令に関係なく、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧を測定していてもよい。

ステップＳ１０２：ゲート電圧測定回路１２にて、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧を測定し、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧が第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１に達したか否かを判定する。ゲート電圧測定回路１２は、ゲート電圧が第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１に達するまで、判定処理を繰り返し、ゲート電圧が第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆ１に達した場合、ゲート電圧上昇時間測定回路１３に測定開始指令を出力する。

ステップＳ１０３：ゲート電圧測定回路１２からの測定開始指令を受けたことを条件に、ゲート電圧上昇時間測定回路１３は、ゲート電圧測定回路１２の測定結果を基に、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧上昇時間の測定を開始する。

ステップＳ１０４：ゲート電圧測定回路１２にて、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧を測定し、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧が第２のしきい値電圧Ｖｒｅｆ２に達したか否かを判定する。ゲート電圧測定回路１２は、ゲート電圧が第２のしきい値電圧Ｖｒｅｆ２に達するまで、判定処理を繰り返し、ゲート電圧が第２のしきい値電圧Ｖｒｅｆ２に達した場合、ゲート電圧上昇時間測定回路１３に測定停止指令を出力する。

ステップＳ１０５：ゲート電圧測定回路１２からの測定停止指令を受けたことを条件に、ゲート電圧上昇時間測定回路１３は、ゲート電圧上昇時間の測定を停止する。測定停止後、ゲート電圧上昇時間測定回路１３は、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧上昇時間に関するゲート電圧上昇時間情報を測定結果として演算回路１４に伝える。この際、ゲート電圧上昇時間測定回路１３は、ゲート電圧上昇時間情報を容易かつ正確に伝えるために、シリアル信号で演算回路１４に伝送することが望ましい。

ステップＳ１０６：電流センサ１６は、ＭＯＳＦＥＴ１ｂの負荷電流（インバータの負荷電流）を測定し、測定結果を負荷電流情報として演算回路１４に伝える。

ステップＳ１０７：演算回路１４は、電流センサ１６からの負荷電流情報とゲート電圧上昇時間測定回路１３からのゲート電圧上昇時間情報に基に、メモリ１５を参照し、負荷電流でのゲート電圧上昇時間の温度依存性から、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのチップ温度を推定し、その後、このルーチンでの処理を終了する。

図４は、第１実施例に係る２レベル３相インバータを含む電力変換システムの全体構成図である。図４において、２レベル３相インバータは、モータ（電動機）３０を駆動する電力変換装置として構成されている。各相の上アームは、ＭＯＳＦＥＴ１ａ、１ｃ、１ｅで構成されている。下アームは、ＭＯＳＦＥＴ１ｂ、１ｄ、１ｆで構成されている。ＭＯＳＦＥＴ１ａ、１ｃ、１ｅのドレインは、直流高電位電極２０に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１ｂ、１ｄ、１ｆのソースは、直流低電位電極２１に接続されている。直流高電位電極２０及び直流低電位電極２１は、図示されていないバッテリあるいは交流を整流した直流電源と接続されている。

ＭＯＳＦＥＴ１ａのソースは、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのドレインと接続され、モータ３０のＵ相端子と接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１ｃのソースは、ＭＯＳＦＥＴ１ｄのドレインと接続され、モータ３０のＶ相端子と接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１ｅのソースは、ＭＯＳＦＥＴ１ｆのドレインと接続され、モータ３０のＷ相端子と接続されている。モータ端子とＭＯＳＦＥＴ間には、Ｕ、Ｖ、Ｗ相用の電流センサ１６ａ、１６ｂ、１６ｃが接続されている。電流センサ１６ａ、１６ｂ、１６ｃの出力は、演算回路１４に入力されている。電流センサ１６ａ、１６ｂ、１６ｃは、インバータの負荷電流（ＭＯＳＦＥＴ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆの負荷電流）とモータ３０の電流（モータ電流）を検出することができ、モータ制御用と共用化することで、電力変換装置のコストを抑制できる。

ＭＯＳＦＥＴ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆのゲートには、各々ゲート抵抗１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆが接続されている。ゲート抵抗１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆは、各々ゲート駆動回路１０と接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆのゲートは、各々ゲート電圧測定回路１２に接続されている。ゲート電圧測定回路１２は、上下Ｕ、Ｖ、Ｗ相用として計６回路あり、各々のゲート電圧測定回路１２がゲート電圧上昇時間測定回路１３に接続されている。ゲート電圧上昇時間測定回路１３も上下Ｕ、Ｖ、Ｗ相用として計６回路あり、各々のゲート電圧上昇時間測定回路１３が演算回路１４と接続されている。演算回路１４には、メモリ１５が内蔵されている。メモリ１５には、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆの温度（チップ温度）と、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのゲート電圧上昇時間との関係を示す特性であって、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆの負荷電流（インバータの負荷電流）をパラメータとする温度依存性に関する情報が格納されている。

演算回路１４は、各ゲート電圧上昇時間測定回路１３の測定結果と電流センサ１６ａ～１６ｃの測定電流（負荷電流）を基にメモリ１５を参照し、参照結果を基にＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆの温度（チップ温度）を推定演算する。この際、演算回路１４は、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆについて、計６回、図３に示すステップＳ１００～ステップ１０７の処理を実行することで、上下Ｕ、Ｖ、Ｗ相用計６個のＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆの温度（チップ温度）を推定することができる。

本実施例によれば、温度センサを用いることなく、半導体デバイスのゲート電圧の時間変化を基に半導体デバイスの温度を推定することができる。さらに、本実施例によれば、ＩＧＢＴよりもゲート駆動速度の速い半導体デバイス（ＳｉＣあるいはＧａＮによるＭＯＳＦＥＴ）の温度を推定することができ、結果として電力変換装置のコストを低減することができる。

図５は、第２実施例に係る２レベル３相インバータを含む電力変換システムの全体構成図である。本実施例は、ゲート電圧測定回路１２及びゲート電圧上昇時間測定回路１３を１回路のみで構成したものであり、他の構成は、第１実施例と同様である。すなわち、本実施例では、演算回路１４が、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆをオン・オフ制御するためのオン指令又はオフ指令をゲート駆動回路１０に出力する過程で、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのうちいずれか一つのＭＯＳＦＥＴを測定対象デバイスとして順次選択する構成を採用している。この際、測定対象デバイスのゲート電圧をゲート電圧測定回路１２で順次測定し、ゲート電圧測定回路１２の測定結果を基に、測定対象デバイスのゲート電圧上昇時間をゲート電圧上昇時間測定回路１３で順次測定し、ゲート電圧上昇時間測定回路１３の測定結果を演算回路１４に出力する構成である。

次に、上下Ｕ、Ｖ、Ｗ相用計６個のＭＯＳＦＥＴの温度を推定する方法を図６のフローチャートを使って説明する。

演算回路１４は、処理が開始されると、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのうちいずれかをオンするためのオン指令を順次発生し（Ｓ１００）、その後、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのうちいずれか一つのＭＯＳＦＥＴを測定対象デバイスとして選択する（Ｓ１０８）。次に、ゲート電圧測定回路１２は、測定対象デバイスのゲート電圧を測定し、測定結果をゲート電圧上昇時間測定回路１３に出力（Ｓ１０１）。以下、ステップＳ１０２～Ｓ１０７では、図３のステップＳ１０２～Ｓ１０７と同様の処理が実行される。この際、演算回路１４から、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのうちいずれかをオンするためのオン指令が順次発生する過程で、ステップＳ１０８において、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのうちいずれかのＭＯＳＦＥＴが測定対象デバイスとして順次選択され、選択された測定対象デバイスに対して、ステップＳ１０１～Ｓ１０７の処理が実行される。これにより、ゲート電圧測定回路１２及びゲート電圧上昇時間測定回路１３を１回路のみで構成しても、ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆのうちいずれか一つのＭＯＳＦＥＴを測定対象デバイスとして順次選択し、選択された各ＭＯＳＦＥＴ１ａ～１ｆの温度（チップ温度）を順次推定することができる。

本実施例によれば、第１実施例と同様の効果を奏することができると共に、ゲート電圧測定回路１２とゲート電圧上昇時間測定回路１３を各々１回路で構成することができ、第１実施例よりも電力変換装置の構成の簡素化を図ることができる。

なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、図４と図５において、ゲート電圧上昇時間測定回路１３の代わりに、ゲート電圧測定回路１２の測定によるゲート電圧（例えば、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのオフ時のゲート電圧）の下降時間（ゲート電圧下降時間）を測定し、測定結果を演算回路１４に出力する、ゲート電圧下降時間測定回路を用いることもできる。この際、メモリ１５には、ＭＯＳＦＥＴ１ｂの温度（チップ温度）と、ＭＯＳＦＥＴ１ｂのゲート電圧下降時間との関係を示す特性であって、インバータの負荷電流（ＭＯＳＦＥＴ１ｂの負荷電流）をパラメータとする温度依存性に関する情報が格納される。

また、第１実施例および第２実施例において、ゲート電圧測定回路１２と、ゲート電圧上昇時間測定回路１３又はゲート電圧下降時間測定回路の代わりに、半導体デバイス（ＳｉＣあるいはＧａＮによるＭＯＳＦＥＴ）のスイッチング動作時（ターンオン・ターンオフ）におけるゲート電圧の時間変化を測定するゲート電圧時間変化測定回路を用いることができる。この際、メモリ１５には、半導体デバイスのスイッチング動作時におけるゲート電圧の時間変化と半導体デバイスの温度との関係を示す温度依存性に関する情報を負荷電流に関連づけて記憶する。演算回路１４は、電流センサ１６ａ～１６ｃの測定による負荷電流とゲート電圧時間変化測定回路の測定結果を基に、メモリ１５に記憶された温度依存性に関する情報を参照し、この参照結果から、半導体デバイスのうち少なくとも一つの温度（チップ温度）を推定する。これにより、ゲート電圧測定回路１２と、ゲート電圧上昇時間測定回路１３又はゲート電圧下降時間測定回路を用いたときよりも、電力変換装置の構成の簡素化を図ることができる。

また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。さらに、上記の各構成、機能は、それらの一部又は全部を、例えば、集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記録装置、または、ＩＣ（Integrated Circuit）カード、ＳＤ（Secure Digital）メモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disc）等の記録媒体に記録して置くことができる。

１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ：ＭＯＳＦＥＴ、１０：ゲート駆動回路、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ、１１ｆ：ゲート抵抗、１２：ゲート電圧測定回路、１３：ゲート電圧上昇時間測定回路、１４：演算回路、１５：メモリ、１６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ：電流センサ、２０：直流高電位電極、２１：直流低電位電極、３０：モータ

Claims

交流電力を直流電力あるいは直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
電流を制御するＭＯＳゲート構造を有する複数の半導体デバイスと、
前記半導体デバイスに接続される負荷の負荷電流を測定する複数の電流センサと、
前記半導体デバイスのスイッチング動作を制御するゲート駆動回路と、
前記半導体デバイスのスイッチング動作時におけるゲート電圧の時間変化を測定するゲート電圧時間変化測定回路と、
前記半導体デバイスのスイッチング動作時におけるゲート電圧の時間変化と前記半導体デバイスの温度との関係を示す温度依存性に関する情報を前記負荷電流に関連づけて記憶するメモリと、
前記電流センサの測定による前記負荷電流と前記ゲート電圧時間変化測定回路の測定結果を基に前記メモリに記憶された前記温度依存性に関する情報を参照し、当該参照結果から前記半導体デバイスのうち少なくとも一つの温度を推定する演算回路と、を有することを特徴とする電力変換装置。
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記ゲート電圧時間変化測定回路は、
前記半導体デバイスのターンオン時又はターンオフ時におけるゲート電圧を測定する１以上のゲート電圧測定回路と、
前記ゲート電圧測定回路の測定結果を基に前記半導体デバイスのターンオン時におけるゲート電圧上昇時間を測定する１以上のゲート電圧上昇時間測定回路又は前記半導体デバイスのターンオフ時におけるゲート電圧下降時間を測定する１以上のゲート電圧下降時間測定回路を含み、
前記メモリは、
前記ゲート電圧の時間変化を、前記ゲート電圧上昇時間又は前記ゲート電圧下降時間として記憶し、
前記演算回路は、
前記ゲート電圧時間変化測定回路の測定結果として、前記ゲート電圧上昇時間測定回路又は前記ゲート電圧下降時間測定回路の測定結果を取り込むことを特徴とする電力変換装置。
請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
前記半導体デバイスは、
シリコンカーバイトあるいは窒化ガリウムＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする電力変換装置。
請求項２に記載の電力変換装置であって、
前記ゲート電圧上昇時間測定回路又は前記ゲート電圧下降時間測定回路の測定結果による出力は、シリアル信号であることを特徴とする電力変換装置。
請求項２に記載の電力変換装置であって、
前記ゲート電圧上昇時間測定回路又は前記ゲート電圧下降時間測定回路は、集積回路であることを特徴とする電力変換装置。
請求項１又は２に記載の電力変換装置であって、
前記負荷は、モータであり、
前記電流センサは、
前記負荷電流と共に、前記モータに流れるモータ電流を測定することを特徴とする電力変換装置。
請求項２に記載の電力変換装置であって、
前記ゲート電圧測定回路と、前記ゲート電圧上昇時間測定回路又は前記ゲート電圧下降時間測定回路が、各々１回路で構成された場合、
前記１回路による前記ゲート電圧測定回路は、
前記半導体デバイスのうち測定対象デバイスのゲート電圧を順次測定し、各測定結果を前記１回路による前記ゲート電圧上昇時間測定回路又は前記１回路による前記ゲート電圧下降時間測定回路を介して前記演算回路に伝送し、
前記演算回路は、
前記１回路による前記ゲート電圧上昇時間測定回路又は前記１回路による前記ゲート電圧下降時間測定回路の測定結果を順次取り込み、前記測定対象デバイスの温度を順次推定することを特徴とする電力変換装置。