JP2011150582A - 基準電圧発生回路及びそれを用いたアナログ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する基準電圧発生回路において、基準電圧が入力されるアナログ回路の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させる。
【解決手段】基準電圧発生回路１は、抵抗値が調節可能であり、一端が第１電源Ｖ１に接続される第１可変抵抗回路ＲＴと、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３が直列に接続され、一端が第１可変抵抗回路ＲＴに接続された直列抵抗回路と、抵抗値が調節可能であり、一端が上記直列抵抗回路に接続され、他端が第２電源ＧＮＤに接続される第２可変抵抗回路と、第１可変抵抗回路ＲＴと直列抵抗回路の間の端子Ｎ４の電圧、直列抵抗回路を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の間の端子Ｎ２，Ｎ３の電圧、又は直列抵抗回路と第２可変抵抗回路ＲＢの間の端子Ｎ１の電圧のいずれかを選択して出力する電圧選択回路３と、を備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、基準電圧発生回路及びそれを用いたアナログ回路に関し、特に、出力電圧を選択可能な基準電圧発生回路及びそれを用いたアナログ回路に関するものである。

図８は、従来の基準電圧発生回路及び定電流回路を示す回路図である。
基準電圧発生回路１０１で、基準電圧用電源Ｖ１０１と設置電位ＧＮＤの間に抵抗Ｒ４，Ｒ３，Ｒ２，Ｒ１，Ｒ０が直列に接続されている。例えば、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３はそれぞれ１本の単位抵抗により構成され、抵抗Ｒ４は直列接続された６本の単位抵抗により構成されている。
セレクタ３は、抵抗Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の間の端子Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４の電圧のいずれかを選択し、その電圧を基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４として出力する。セレクタ３は例えば特許文献１に開示されている。

定電流回路５で、比較回路７が設けられている。基準電圧発生回路１からの基準電圧は比較回路７の非反転入力端子に接続されている。比較回路７の出力端子は出力トランジスタＴｒのゲートに接続されている。出力トランジスタＴｒのドレインは電源Ｖ２に接続されている。出力トランジスタＴｒのソースは抵抗ＲＡを介して設置電位ＧＮＤに接続されている。出力トランジスタＴｒと抵抗ＲＡの間の端子Ａは比較回路７の反転入力端子に接続されている。定電流回路５は、セレクタ３により選択された基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４に応じて、出力電流Ｉを変更できる。

半導体装置を量産する際、比較回路の差動オフセットや抵抗のばらつきは避けられない問題である。図８に示した回路では、比較回路７は差動オフセットαをもち、抵抗ＲＡは抵抗ばらつきβ（設計抵抗値に対する実際の抵抗値の倍率）をもっている。基準電圧発生回路１０１の基準電圧用電源Ｖ１０１の電圧値が調節されることにより、基準電圧ＲＥＦ４，ＲＥＦ３，ＲＥＦ２，ＲＥＦ１の値が調節され、ひいては定電流回路５の出力電流Ｉが調節されていた。

表１は、図８に示した基準電圧発生回路１０１及び定電流回路５で、基準電圧用電源Ｖ１０１の電圧値を調節して定電流回路５の出力電流Ｉを調節した結果の一例を示す。ここでは、比較回路７の差動オフセットαが１０ｍＶ（ミリボルト）、抵抗ＲＡの抵抗ばらつきβが１.１であるとし、セレクタ３により基準電圧ＲＥＦ１が選択されたときに出力電流Ｉが０.１ｍＡ（ミリアンペア）となるように基準電圧用電源Ｖ１０１の電圧値が調節された。

０.１ｍＡ設定のＲＥＦ１では、狙い通りの調節ができている。しかし、出力電流Ｉが増加していくに従って、すなわち調節対象の出力電流値（０.１ｍＡ）から離れるに従って、出力電流値と狙い値との誤差が大きくなるという問題があった。

本発明は、複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する基準電圧発生回路及びそれを用いたアナログ回路において、基準電圧が入力されるアナログ回路の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる基準電圧発生回路及びそれを用いたアナログ回路を提供することを目的とするものである。

本発明にかかる基準電圧発生回路は、抵抗値が調節可能であり、一端が第１電源に接続される第１可変抵抗回路と、１つ以上の抵抗が直列に接続され、一端が上記第１可変抵抗回路に接続された直列抵抗回路と、抵抗値が調節可能であり、一端が上記直列抵抗回路に接続され、他端が第２電源に接続される第２可変抵抗回路と、上記第１可変抵抗回路と上記直列抵抗回路の間の端子の電圧、上記直列抵抗回路を構成する抵抗の間の端子の電圧、又は上記直列抵抗回路と上記第２可変抵抗回路の間の端子の電圧のいずれかを選択して出力する電圧選択回路と、を備えている。

本発明の基準電圧発生回路で、上記可変抵抗回路は、抵抗とヒューズの並列回路が複数直列に接続されてなる例を挙げることができる。ただし、上記可変抵抗回路は、この構成に限定されるものではなく、抵抗値が調節可能なものであればどのような構成であってもよい。

本発明のアナログ回路の一例は、出力電流を制御する出力トランジスタと、上記出力トランジスタに直列に接続される抵抗と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、上記抵抗にかかる電圧と上記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較し、比較結果に応じて上記出力トランジスタの動作を制御するための比較回路をもつ定電流回路である。
本発明のアナログ回路の他の例は、出力電圧を制御する出力トランジスタと、出力電圧を分圧して分圧電圧を供給するための分圧抵抗回路と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、上記分圧抵抗回路からの分圧電圧と上記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較し、比較結果に応じて上記出力トランジスタの動作を制御するための比較回路をもつ定電圧回路である。
本発明のアナログ回路のさらに他の例は、入力電圧を分圧して分圧電圧を供給するための分圧抵抗回路と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、上記分圧抵抗回路からの分圧電圧と上記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較するための比較回路をもつ電圧検出回路である。
本発明のアナログ回路のさらに他の例は、２次電池の充電を行なう充電回路であって、入力された制御信号に応じて、上記２次電池への充電電流の供給制御を行なうための充電用トランジスタと、上記充電用トランジスタと直列に接続された、上記充電電流の検出を行なうための充電電流検出用抵抗と、上記充電電流検出用抵抗の両端電圧に基づいて上記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を出力するための電流−電圧変換回路と、基準電圧を供給するための基準電圧生成回路部と、上記モニタ電圧と上記基準電圧発生回路からの上記基準電圧を比較し、上記モニタ電圧が上記基準電圧になるように上記充電用トランジスタの動作を制御するための充電電流制御回路を備えたものである。
これらのアナログ回路において、上記基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路が適用される。
ただし、本発明の基準電圧発生回路が適用されるアナログ回路は上記アナログ回路に限定されない。

本発明の基準電圧発生回路は、抵抗値が調節可能な第１可変抵抗回路と第２可変抵抗回路を備えているので、基準電圧の供給対象となるアナログ回路における比較回路や抵抗などのオフセットや製造ばらつきを第１可変抵抗回路と第２可変抵抗回路の抵抗値を調節することによって解消できる。これにより、複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する本発明の基準電圧発生回路からの基準電圧が入力されるアナログ回路において積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

さらに、第１可変抵抗回路及び第２可変抵抗回路は、抵抗とヒューズの並列回路が複数直列に接続されて構成されているようにすれば、小面積で可変抵抗回路を実現できる。

本発明のアナログ回路である電圧検出回路は、基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する本発明の基準電圧発生回路からの基準電圧に応じて、検出すべき電圧の大きさを切り替えることができ、さらに、比較回路や分圧抵抗などのオフセットや製造ばらつきをキャンセルでき、電圧検出回路の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

本発明のアナログ回路である定電流回路は、基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する本発明の基準電圧発生回路からの基準電圧に応じて、出力電流の大きさを切り替えることができ、さらに、比較回路や抵抗などのオフセットや製造ばらつきをキャンセルでき、定電流回路の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

本発明のアナログ回路である定電圧回路は、基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する本発明の基準電圧発生回路からの基準電圧に応じて、出力電圧の大きさを切り替えることができ、さらに、比較回路や分圧抵抗などのオフセットや製造ばらつきをキャンセルでき、定電圧回路の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

本発明のアナログ回路である充電電流制御回路では、基準電圧発生回路として本発明の基準電圧発生回路を備えているようにしたので、複数の基準電圧を電圧選択回路で切り替えて出力する本発明の基準電圧発生回路からの基準電圧に応じて、充電電流の大きさを切り替えることができ、さらに、比較回路や抵抗などのオフセットや製造ばらつきをキャンセルでき、充電電流制御回路の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

基準電圧発生回路及び定電流回路の一実施例を示す回路図である。 可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの回路例を示す図である。 図１の定電流回路における基準電圧に対する出力電流値の理想的な関係を示す図である。 差動オフセットと製造ばらつきが生じたときの、図１の定電流回路における基準電圧に対する出力電流値の関係を示す図である。 基準電圧発生回路及び定電圧回路の一実施例を示す回路図である。 基準電圧発生回路及び電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。 基準電圧発生回路及び充電回路の一実施例を示す回路図である。 従来の基準電圧発生回路及び定電流回路を示す回路図である。

図１は、基準電圧発生回路及び定電流回路の一実施例を示す回路図である。
基準電圧発生回路１で、基準電圧用電源（第１電源）Ｖ１と設置電位（第２電源）ＧＮＤの間に第１可変抵抗回路ＲＴ、抵抗Ｒ３，Ｒ２，Ｒ１からなる直列抵抗回路、第２可変抵抗回路ＲＢが直列に接続されている。

図２は、可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの回路例を示す図である。
可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢは、直列に接続された６個の抵抗ＴＲ１〜ＴＲ６と、各抵抗ＴＲ１〜ＴＲ６に並列に接続されたヒューズＴ１〜Ｔ６で構成されている。例えば、抵抗ＴＲ１〜ＴＲ６は、単位抵抗に対して、１／８本、１／４本、１本、１／２本、２本、４本になるように抵抗値が設定されている。可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢは、ヒューズＴ１〜Ｔ６が選択的に切断されることにより、抵抗値が調節可能になっている。

図１に示すように、第１可変抵抗回路ＲＢ、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、第２可変抵抗回路ＲＴにより、基準電圧用電源Ｖ１が分圧される。第２可変抵抗回路ＲＴ、抵抗Ｒ１間の端子Ｎ１に基準電圧ＲＥＦ１が生成される。抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２間の端子Ｎ２に基準電圧ＲＥＦ２が生成される。抵抗Ｒ２，Ｒ３間の端子Ｎ３に基準電圧ＲＥＦ３が生成される。抵抗Ｒ３、第１可変抵抗回路ＲＴ間の端子Ｎ４に基準電圧ＲＥＦ４が生成される。

例えば、基準電圧用電源Ｖ１が１Ｖ（ボルト）であり、第１可変抵抗回路ＲＴの抵抗値が直列接続された６本の単位抵抗の抵抗値に相当し、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及び第２可変抵抗回路の抵抗値がそれぞれ１本の単位抵抗の抵抗値に相当しているとし、基準電圧用電源Ｖ１と設置電位ＧＮＤの間に合計で１０本の単位抵抗が直列接続されているとする。このとき、基準電圧ＲＥＦ１は０.１Ｖ、基準電圧ＲＥＦ２は０.２Ｖ、基準電圧ＲＥＦ３は０.３Ｖ、基準電圧ＲＥＦ４は０.４Ｖになる。なお、可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢに使用する抵抗ＴＲ１〜ＴＲ６と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３として同じ単位抵抗を用い、抵抗の絶対値は無視できると仮定する。

セレクタ（電圧選択回路）３は、例えば２Ｂｉｔ（ビット）の出力電圧生成信号［１：０］に基づいて、端子Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３，Ｎ４の電圧のいずれかを選択し、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４のいずれかを出力する。

定電流回路５で、比較回路７が設けられている。比較回路７は差動オフセットαをもっている。基準電圧発生回路１からの基準電圧は比較回路７の非反転入力端子に接続されている。比較回路７の出力端子は出力トランジスタＴｒのゲートに接続されている。出力トランジスタＴｒのドレインは電源Ｖ２に接続されている。出力トランジスタＴｒのソースは抵抗ＲＡを介して設置電位ＧＮＤに接続されている。出力トランジスタＴｒと抵抗ＲＡの間の端子Ａは比較回路７の反転入力端子に接続されている。抵抗ＲＡは、抵抗ばらつきβをもっている。定電流回路５は、セレクタ３により選択された基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４に応じて、出力電流Ｉを変更できる。

抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗を単位抵抗１（本）相当とし、可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢのＲ１，Ｒ２，Ｒ３に対する抵抗比をそれぞれ単位抵抗ＲＴ（本）相当、単位抵抗ＲＢ（本）相当とすると、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４は、抵抗比を用いて下式で表される。
ＲＥＦ１＝ＲＢ／（ＲＴ＋ＲＢ＋３） ・・・（１）
ＲＥＦ２＝（ＲＢ＋１）／（ＲＴ＋ＲＢ＋３） ・・・（２）
ＲＥＦ３＝（ＲＢ＋２）／（ＲＴ＋ＲＢ＋３） ・・・（３）
ＲＥＦ４＝（ＲＢ＋３）／（ＲＴ＋ＲＢ＋３） ・・・（４）

可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢについて、抵抗値が単位抵抗１（本）相当の抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３に対する抵抗比をそれぞれ単位抵抗６（本）相当、単位抵抗１（本）相当の抵抗値に調節することにより、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４は０.１Ｖ，０.２Ｖ，０.３Ｖ，０.４Ｖになる。
例えば、定電流回路５は、製造ばらつきが無い場合、つまり比較回路７の差動オフセットαが無く（α＝０Ｖ）、抵抗ＲＡの抵抗値が狙い通りの例えば１ｋΩ（キロオーム）（抵抗ばらつきβ＝１）である場合、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４に対する出力電流Ｉの値をＩ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４とすると、Ｉ１＝０.１ｍＡ、Ｉ２＝０.２ｍＡ、Ｉ３＝０.３ｍＡ、Ｉ３＝０.４ｍＡとなるように設定されている。この場合の、基準電圧に対する出力電流値は、図３のように表される。

しかし、半導体装置を製造する際、オペアンプの差動オフセットや抵抗ばらつきは避けられない問題である。図４に示すように、ばらつき有り（実線）の場合、基準電圧に対する出力電流値は理想（破線）から外れる。

比較回路７の差動オフセットがαＶ、抵抗ＲＡの抵抗値がβ×ｋΩ（１ｋΩ×抵抗ばらつきβ）である場合、可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値を調節することにより、定電流回路５で所望の電流を流すことができるようになる。
まず、比較回路７の値をテストで測定する。

基準電圧ＲＥＦ１を選択した場合の出力電流Ｉの狙い値は０.１ｍＡ、基準電圧ＲＥＦ２を選択した場合の出力電流Ｉの狙い値は０.２ｍＡであるので、テストで得られた測定値α，βを用いて、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２に対する出力電流Ｉの狙い値は下式で表される。
（ＲＥＦ１−α）／β＝０.１ ・・・（５）
（ＲＥＦ２−α）／β＝０.２ ・・・（６）

式（１）、式（５）、式（２）、式（６）から可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値ＲＴ，ＲＢを求めると、下式となる。
ＲＴ＝（１０−１０α）／β−４ ・・・（７）
ＲＢ＝１＋１０α／β ・・・（８）

テストで得られた測定値α，βを式（７）、式（８）に代入して可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗比ＲＴ，ＲＢを得る。得られた抵抗比ＲＴ，ＲＢの値を狙い値として可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値の調節を行なうことで、所望の出力電流Ｉが得られる。

表２は、図１に示した基準電圧発生回路１及び定電流回路５で、試験機を用いて測定した比較回路７の差動オフセットαが１０ｍＶ、抵抗ＲＡの抵抗ばらつきβが１.１であるときに、可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値を調節して定電流回路５の出力電流Ｉを調節した結果を示す。表２では、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３及び可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値について、直列接続された単位抵抗の本数で示す。

式（７）、式（８）に、差動オフセットα＝１０ｍＶ、抵抗ばらつきβ＝１.１を代入して抵抗比ＲＴ，ＲＢを計算すると、ＲＴ＝５.０（本）、ＲＴ＝１.０９（本）が得られる。得られた抵抗比ＲＴ，ＲＢに基づいて可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値を調節して、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４の電圧値を調節すると、基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４に対する出力電流Ｉが狙い通りに０.１ｍＡ、０.２ｍＡ、０.３ｍＡ、０.４ｍＡとなることが確認できる。
このように、基準電圧発生回路１によれば、定電流回路５のオフセットや抵抗ばらつきをキャンセルできる基準電圧ＲＥＦ１，ＲＥＦ２，ＲＥＦ３，ＲＥＦ４を小面積で生成し、定電流回路５でどの出力電流設定でも狙いの電流を流すことができるようになり、定電流回路５の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

図５は、基準電圧発生回路及び定電流回路の一実施例を示す回路図である。
直流電源Ｖ３からの電源を負荷９に安定して供給すべく、定電圧回路１１が設けられている。定電圧回路１１は、直流電源Ｖ３が接続される入力端子（Ｖbat）１３、基準電圧発生回路（Ｖref）１、比較回路１５、出力トランジスタ１７、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂからなる分圧抵抗回路、及び出力端子（Ｖout）１９を備えている。基準電圧発生回路１は図１に示したものと同じである。

比較回路１５では、出力端子が出力トランジスタ１７のゲート電極に接続され、反転入力端子（−）に基準電圧発生回路１から基準電圧Ｖrefが印加され、非反転入力端子（＋）に出力電圧Ｖoutを分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで分圧した電圧が印加される。比較回路１５は、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの分圧電圧が、基準電圧発生回路１からの基準電圧ＲＥＦ１〜ＲＥＦ４に等しくなるように出力トランジスタ１７を制御する。基準電圧発生回路１からの基準電圧ＲＥＦ１〜ＲＥＦ４を切り替えることにより、出力電圧Ｖoutを切り替えることができる。

この実施例でも、図１を参照して説明した実施例と同様にして、比較回路１５の差動オフセットαと分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂのばらつきβを測定し、その測定値に基づいて基準電圧発生回路１の可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値を調節することにより、定電圧回路１１でどの出力電圧設定でも狙いの電圧を出力することができるようになり、定電圧回路１１の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

図６は、基準電圧発生回路及び電圧検出回路の一実施例を示す回路図である。
電圧検出回路２１において、比較回路２３が設けられている。比較回路２３で、その反転入力端子（−）に基準電圧発生回路１が接続され、基準電圧Ｖrefが印加される。入力端子（Ｖsens）２５から入力される測定すべき端子の電圧が分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂからなる分圧抵抗回路によって分圧されて比較回路２３の非反転入力端子（＋）に入力される。比較回路２３の出力は出力端子（Ｖout）２７を介して外部に出力される。基準電圧発生回路１は図１に示したものと同じである。

電圧検出回路２１では、測定すべき端子の電圧が高く、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂにより分圧された電圧が基準電圧Ｖrefよりも高いときは比較回路２３の出力がＨレベルを維持し、測定すべき端子の電圧が降下してきて分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂにより分圧された電圧が基準電圧Ｖref以下になってくると比較回路２３の出力がＬレベルになる。基準電圧発生回路１からの基準電圧ＲＥＦ１〜ＲＥＦ４を切り替えることにより、検出電圧レベルを切り替えることができる。

この実施例でも、図１を参照して説明した実施例と同様にして、比較回路２３の差動オフセットαと分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂのばらつきβを測定し、その測定値に基づいて基準電圧発生回路１の可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値を調節することにより、電圧検出回路２１でどの検出電圧レベルでも狙いの電圧レベルを検出することができるようになり、電圧検出回路２１の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

図７は、基準電圧発生回路及び２次電池の充電を行なう充電回路の一実施例を示す回路図である。
充電回路２９は、リチウムイオン電池等のような２次電池３１の充電を行なうものである。ＡＣアダプタ３３を電源にして所定の充電電流Ｉｃｈｇで２次電池３１の充電が行なわれる。

充電回路２９は、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎ、充電用トランジスタＭ１、電流−電圧変換回路３５、充電電流制御回路３７及び基準電圧発生回路１を備えている。基準電圧発生回路１は図１に示したものと同じである。
充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎは充電電流Ｉｃｈｇの検出を行なうためのものである。
充電用トランジスタＭ１は、ＰＭＯＳトランジスタからなり、ゲートに入力された制御信号に応じた充電電流Ｉｃｈｇを２次電池３１に供給する。充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎと充電用トランジスタＭ１は、電源電圧Ｖｄｄが出力されるＡＣアダプタ３３の出力端子と２次電池３１の正電極との間に直列に接続されている。

電流−電圧変換回路３５は、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れた電流を電圧に変換して充電電流モニタ電圧（以下、モニタ電圧と呼ぶ）ＣＣＭＯＮとして出力する。電流−電圧変換回路３５は、比較回路３９、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及び抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で構成されている。
充電電流制御回路３７は、モニタ電圧ＣＣＭＯＮが基準電圧ＣＣＲＥＦになるように充電用トランジスタＭ１の動作制御を行なうための比較回路４１を備えている。

ＡＣアダプタ３３の出力端子と充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの間の端子は接続端子４３に接続されている。充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎと充電用トランジスタＭ１のソースの間の端子は接続端子４５に接続されている。充電用トランジスタＭ１のゲートは接続端子４７に接続されている。

接続端子４３と接地電圧との間には、抵抗Ｒ１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及び抵抗Ｒ１２が直列に接続されている。抵抗Ｒ１１とＰＭＯＳトランジスタＭ１１の間の端子は比較回路３９の非反転入力端子に接続されている。比較回路３９の反転入力端子は接続端子４３に接続され、比較回路３９の出力端子はＰＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１１と抵抗Ｒ１２の間の端子からモニタ電圧ＣＣＭＯＮが出力される。

モニタ電圧ＣＣＭＯＮは、充電電流制御回路３７で比較回路１５の非反転入力端子に入力される。比較回路１５の反転入力端子に基準電圧発生回路１からの基準電圧ＣＣＲＥＦが入力される。比較回路１５の出力端子は接続端子４７を介して充電用トランジスタＭ１のゲートに接続されている。

充電電流Ｉｃｈｇが充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れると、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの両端に（Ｉｃｈｇ×Ｒｓｅｎ）の電圧差が生じる。充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの両端の各電圧が電流−電圧変換回路３５に入力され、電圧差（Ｉｃｈｇ×Ｒｓｅｎ）が、比較回路３９で（Ｒ１２／Ｒ１１）倍されてモニタ電圧ＣＣＭＯＮとして出力される。
充電電流制御回路３７の比較回路４１は、モニタ電圧ＣＣＭＯＮが基準電圧ＣＣＲＥＦに等しくなるように充電用トランジスタＭ１の動作制御を行なう。基準電圧発生回路１からの基準電圧ＲＥＦ１〜ＲＥＦ４を切り替えることにより、充電電流Ｉｃｈｇを切り替えることができる。

試験機により測定した充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎ、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２の抵抗値をそれぞれRsen、R11、R12とし、比較回路３９の差動オフセットをA、比較回路４１の差動オフセットをBとすると、充電電流Ichgと基準電圧CCREFの関係式は式（９）で表される。
(Ichg×Rsen−A)×R12／R11＝CCREF＋B ・・・（９）

式（９）を変形すると式（１０）になる。
Ichg＝R11／(R12×Rsen)×CCREF＋((R11×B)／(R12×Rsen)＋A／Rsen)・・・（１０）
式（１０）で、R11／(R12×Rsen)＝α、(R11×B)／(R12×Rsen)＋A／Rsen＝βとすると、式（１１）が得られる。
Ichg＝α×CCREF＋β ・・・（１１）

例えば、基準電圧発生回路１から供給される複数の基準電圧CCREF（ＲＥＦ１〜ＲＥＦ４）のうちＲＥＦ１、ＲＥＦ２に対応する充電電流Ichgの狙い値Ichg１、Ichg２は、式（１１）を用いて式（１２）、式（１３）で表される。
Ichg１＝α×REF１＋β ・・・（１２）
Ichg２＝α×REF２＋β ・・・（１３）

式（１）、式（１２）、式（２）、式（１３）から可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗比ＲＴ，ＲＢをそれぞれ表す式を求め、それらの式に、測定により得られた抵抗値Rsen、R11、R12、差動オフセットA、Bから得られる上記α、βを代入すると、抵抗比ＲＴ，ＲＢが得られる。

得られた抵抗比ＲＴ，ＲＢの値を狙い値として可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢの抵抗値の調節を行なうことで、所望の充電電流Ichgが得られる。これにより、充電回路２９でどの充電電流設定でも狙いの充電電流を流すようにすることができるようになり、充電回路２９の積分非直線性（ＩＮＬ）の精度を向上させることができる。

以上、本発明の実施例を説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の範囲内で種々の変更が可能である。
例えば、基準電圧発生回路１で、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる直列抵抗回路で抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は互いに異なっていてもよい。また、当該直列抵抗回路で抵抗数は、３つに限定されず、１つ以上であればいくつでもよい。

また、可変抵抗回路ＲＴ，ＲＢ及び抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３は基本抵抗を用いたものでなくてもよい。
また、基準電圧発生回路で、第１電源は基準電圧用電源に限定されるものではなく、第２電源は設置電位に限定されるものでもなく、第１電源及び第２電源はどのような電源であってもよい。

また、電圧選択回路は、２Ｂｉｔのセレクタ７に限定されず、第１可変抵抗回路と直列抵抗回路の間の端子の電圧、直列抵抗回路を構成する抵抗の間の端子の電圧、又は直列抵抗回路と第２可変抵抗回路の間の端子の電圧のいずれかを選択して出力するものであれば、どのような構成であってもよい。

本発明は、複数の抵抗が直列に接続され、それらの抵抗の間の端子のうち、いずれかの端子を切り替え可能に選択し、その端子の電圧を基準電圧として出力する基準電圧発生回路、及び、その基準電圧発生回路からの基準電圧が入力される比較回路を備えたアナログ回路に適用できる。

１ 基準電圧発生回路
３ セレクタ（電圧選択回路）
５ 定電流回路
７ 比較回路
１１ 定電圧回路
１５ 比較回路
１７ 出力トランジスタ
２１ 電圧検出回路
２３ 比較回路
２９ 充電回路
３５ 電流−電圧変換回路
３７ 充電電流制御回路
３９，４１ 比較回路
ＲＴ 第１可変抵抗回路
ＲＢ 第２可変抵抗回路
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗
Ｒｓｅｎ 充電電流検出用抵抗
Ｍ１ 充電用トランジスタ
Ｔｒ 出力トランジスタ

特許第３２５３９０１号公報

Claims (6)

1. 抵抗値が調節可能であり、一端が第１電源に接続される第１可変抵抗回路と、
   １つ以上の抵抗が直列に接続され、一端が前記第１可変抵抗回路に接続された直列抵抗回路と、
   抵抗値が調節可能であり、一端が前記直列抵抗回路に接続され、他端が第２電源に接続される第２可変抵抗回路と、
   前記第１可変抵抗回路と前記直列抵抗回路の間の端子の電圧、前記直列抵抗回路を構成する抵抗の間の端子の電圧、又は前記直列抵抗回路と前記第２可変抵抗回路の間の端子の電圧のいずれかを選択して出力する電圧選択回路と、を備えた基準電圧発生回路。
2. 前記可変抵抗回路は、抵抗とヒューズの並列回路が複数直列に接続されてなる請求項１に記載の基準電圧発生回路。
3. 出力電流を制御する出力トランジスタと、前記出力トランジスタに直列に接続される抵抗と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、前記抵抗にかかる電圧と前記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較し、比較結果に応じて前記出力トランジスタの動作を制御するための比較回路をもつ定電流回路を備えたアナログ回路において、
   前記基準電圧発生回路として請求項１又は２に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とするアナログ回路。
4. 出力電圧を制御する出力トランジスタと、出力電圧を分圧して分圧電圧を供給するための分圧抵抗回路と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、前記分圧抵抗回路からの分圧電圧と前記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較し、比較結果に応じて前記出力トランジスタの動作を制御するための比較回路をもつ定電圧回路を備えたアナログ回路において、
   前記基準電圧発生回路として請求項１又は２に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とするアナログ回路。
5. 入力電圧を分圧して分圧電圧を供給するための分圧抵抗回路と、基準電圧を供給するための基準電圧発生回路と、前記分圧抵抗回路からの分圧電圧と前記基準電圧発生回路からの基準電圧を比較するための比較回路をもつ電圧検出回路を備えたアナログ回路において、
   前記基準電圧発生回路として請求項１又は２に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とするアナログ回路。
6. ２次電池の充電を行なう充電回路であって、入力された制御信号に応じて、前記２次電池への充電電流の供給制御を行なうための充電用トランジスタと、前記充電用トランジスタと直列に接続された、前記充電電流の検出を行なうための充電電流検出用抵抗と、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧に基づいて前記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を出力するための電流−電圧変換回路と、基準電圧を供給するための基準電圧生成回路部と、前記モニタ電圧と前記基準電圧発生回路からの前記基準電圧を比較し、前記モニタ電圧が前記基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作を制御するための充電電流制御回路を備えたアナログ回路において、
   前記基準電圧発生回路として請求項１又は２に記載の基準電圧発生回路を備えていることを特徴とするアナログ回路。

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