JP2009131115A - 充電回路及びその充電電流調整方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】2次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる2次電池の充電回路及びその充電電流調整方法を得る。
【解決手段】充電電流検出用抵抗Rsenに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧CCMONを生成し、該モニタ電圧CCMONが、オフセット電圧データDoffと電流設定信号Siに応じて、所定の定電圧Vrefを抵抗RA1〜RAnの直列回路で分圧した各分圧電圧の何れか1つを選択した電圧である基準電圧CCREFになるようにして、充電電流ichgを所望の電流値にするための設定値をなす基準電圧CCREFを可変設定するようにした。
【選択図】図1
【解決手段】充電電流検出用抵抗Rsenに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧CCMONを生成し、該モニタ電圧CCMONが、オフセット電圧データDoffと電流設定信号Siに応じて、所定の定電圧Vrefを抵抗RA1〜RAnの直列回路で分圧した各分圧電圧の何れか1つを選択した電圧である基準電圧CCREFになるようにして、充電電流ichgを所望の電流値にするための設定値をなす基準電圧CCREFを可変設定するようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は、2次電池に供給する充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗を用いた、2次電池の充電を行う充電回路及びその充電電流調整方法に関する。
図5は、従来の充電回路の回路例を示した図である。
図5の充電回路100において、電流−電圧変換回路101は、2次電池120への充電電流ichgを検出するための充電電流検出用抵抗Rsenに流れる電流を電圧に変換して充電電流ichgに応じた充電電流モニタ電圧CCMONを生成して出力し、充電電流制御回路102は、充電電流モニタ電圧CCMONが所定の基準電圧CCREFになるように、PMOSトランジスタ104の動作制御を行っていた。
図5の充電回路100において、電流−電圧変換回路101は、2次電池120への充電電流ichgを検出するための充電電流検出用抵抗Rsenに流れる電流を電圧に変換して充電電流ichgに応じた充電電流モニタ電圧CCMONを生成して出力し、充電電流制御回路102は、充電電流モニタ電圧CCMONが所定の基準電圧CCREFになるように、PMOSトランジスタ104の動作制御を行っていた。
ここで、充電電流検出用抵抗Rsenを流れる充電電流ichgに対して正確な充電電流モニタ電圧CCMONを生成するために、電流−電圧変換回路101を構成する差動増幅回路111の入力オフセットをなくすようにオフセット調整が行われていた。
図6は、図5の差動増幅回路111の回路例を示した図である。
図6において、差動対をなすNMOSトランジスタM111及びM112には、それぞれ直列にトリミング抵抗R111及びR112が対応して接続されており、差動増幅回路111の入力オフセットをなくすように、該トリミング抵抗R111及びR112をトリミングして抵抗値を調整しオフセット調整を行っていた(例えば、特許文献1参照。)。
特許第2962246号公報
図6は、図5の差動増幅回路111の回路例を示した図である。
図6において、差動対をなすNMOSトランジスタM111及びM112には、それぞれ直列にトリミング抵抗R111及びR112が対応して接続されており、差動増幅回路111の入力オフセットをなくすように、該トリミング抵抗R111及びR112をトリミングして抵抗値を調整しオフセット調整を行っていた(例えば、特許文献1参照。)。
しかし、前記のような差動増幅回路111のオフセット調整を行った場合、抵抗のトリミング精度によって差動増幅回路111の入力オフセット電圧のばらつきが0.5mV発生する。充電電流検出用抵抗Rsenの抵抗値をrsenとした場合、差動増幅回路111に入力オフセット電圧のばらつきが0.5mV発生すると、充電電流ichgは所望の値から1/(2×rsen)mAのばらつきが発生する。このことは、例えば、rsen=0.1Ωとすると、充電電流ichgが最低5mAばらつくことを意味しており、充電電流ichgのばらつきをこれ以上小さくすることができなかった。
本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、2次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる2次電池の充電回路及びその充電電流調整方法を得ることを目的とする。
この発明に係る充電回路は、2次電池の充電を行う充電回路において、
入力された制御信号に応じて、前記2次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、
該充電用トランジスタと直列に接続された、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗と、
該充電電流検出用抵抗の両端電圧から、前記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を生成して出力する電流−電圧変換回路部と、
前記充電電流が所望の電流値になるように基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路部と、
前記モニタ電圧が該基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う充電電流制御回路部と、
を備え、
前記基準電圧生成回路部は、前記電流−電圧変換回路部と充電電流制御回路部をなす回路が有するオフセット電圧と前記充電電流の設定値に応じた前記基準電圧を生成して出力するものである。
入力された制御信号に応じて、前記2次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、
該充電用トランジスタと直列に接続された、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗と、
該充電電流検出用抵抗の両端電圧から、前記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を生成して出力する電流−電圧変換回路部と、
前記充電電流が所望の電流値になるように基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路部と、
前記モニタ電圧が該基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う充電電流制御回路部と、
を備え、
前記基準電圧生成回路部は、前記電流−電圧変換回路部と充電電流制御回路部をなす回路が有するオフセット電圧と前記充電電流の設定値に応じた前記基準電圧を生成して出力するものである。
具体的には、前記基準電圧生成回路部は、
所定の定電圧を生成して出力する定電圧回路と、
該定電圧を複数の分圧比で分圧してそれぞれ出力する分圧回路と、
入力された選択信号に応じて、該分圧回路から出力された各電圧の1つを選択して出力する電圧選択回路と、
あらかじめ設定された前記オフセット電圧の電圧値を示す情報、及び前記充電電流の設定値を示す充電電流設定信号から前記選択信号を生成して前記電圧選択回路に出力する基準電圧制御回路と、
を備えるようにした。
所定の定電圧を生成して出力する定電圧回路と、
該定電圧を複数の分圧比で分圧してそれぞれ出力する分圧回路と、
入力された選択信号に応じて、該分圧回路から出力された各電圧の1つを選択して出力する電圧選択回路と、
あらかじめ設定された前記オフセット電圧の電圧値を示す情報、及び前記充電電流の設定値を示す充電電流設定信号から前記選択信号を生成して前記電圧選択回路に出力する基準電圧制御回路と、
を備えるようにした。
この場合、前記基準電圧制御回路は、
前記オフセット電圧の電圧値を示す情報があらかじめ格納されたオフセット電圧情報格納回路と、
該オフセット電圧情報格納回路に格納された情報と、入力された前記充電電流設定信号を、所定の方法でデコードして前記選択信号を生成し出力するデコーダと、
を備えるようにした。
前記オフセット電圧の電圧値を示す情報があらかじめ格納されたオフセット電圧情報格納回路と、
該オフセット電圧情報格納回路に格納された情報と、入力された前記充電電流設定信号を、所定の方法でデコードして前記選択信号を生成し出力するデコーダと、
を備えるようにした。
また、前記オフセット電圧情報格納回路は、格納するデータのビット数に対応して設けられた、正側電源電圧と負側電源電圧との間に直列に接続されたヒューズと抵抗の直列回路が、前記ビット数に対応した数以上に設けられてなり、前記ヒューズを選択的に切断することによって前記データを格納するようにした。
また、前記電流−電圧変換回路部は、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧が対応する入力端にそれぞれ入力され、該両端電圧の差電圧を増幅して出力する差動増幅回路を備え、該差動増幅回路の各入力トランジスタは、該差動増幅回路の入力オフセット電圧が所定値以上に大きくなるように電流駆動能力が異なるようにした。
この場合、前記差動増幅回路の各入力トランジスタは、トランジスタサイズが異なるMOSトランジスタからなるようにしてもよい。
また、この発明に係る充電回路の充電電流調整方法は、入力された制御信号に応じて、2次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、該充電用トランジスタと直列に接続され、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗とを備え、前記充電電流に応じた電圧を生成し、該生成した電圧が所定の基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行って前記2次電池の充電を行う充電回路の充電電流調整方法において、
前記充電用トランジスタの動作制御を行う制御回路が有するオフセット電圧と前記充電電流の設定値に応じて、前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧を生成するようにした。
前記充電用トランジスタの動作制御を行う制御回路が有するオフセット電圧と前記充電電流の設定値に応じて、前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧を生成するようにした。
具体的には、所定の定電圧を生成し、
該定電圧を複数の分圧比で分圧して複数の分圧電圧を生成し、
あらかじめ設定された前記オフセット電圧の電圧値を示す情報と前記充電電流の設定値を示す充電電流設定信号に応じて、前記各分圧電圧の1つを選択して前記基準電圧とするようにした。
該定電圧を複数の分圧比で分圧して複数の分圧電圧を生成し、
あらかじめ設定された前記オフセット電圧の電圧値を示す情報と前記充電電流の設定値を示す充電電流設定信号に応じて、前記各分圧電圧の1つを選択して前記基準電圧とするようにした。
本発明の充電回路及びその充電電流調整方法によれば、2次電池への充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧の電圧調整を行うようにしたことから、2次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる。
また、複数の充電電流設定値を有する場合においても、分圧回路は1つでよいため回路面積を小さくすることができる。
また、複数の充電電流設定値を有する場合においても、分圧回路は1つでよいため回路面積を小さくすることができる。
また、デコーダはロジック部に最小ルールで配置することができ、回路面積の増加に大きく影響せず、オフセット電圧情報格納回路は、格納するデータのビット数に対応した数の、ヒューズと抵抗の直列回路で構成することができ、充電電流設定値の種類が多い場合に、回路面積の増加を最小限にすることができ、分圧回路に可変抵抗を使用する場合よりも消費電流を低減させることができると共にトリミングする箇所を削減してトリミングに要するコストを低減させることができる。
更に、本発明の充電回路において、前記電流−電圧変換回路部は、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧が対応する入力端にそれぞれ入力され、該両端電圧の差電圧を増幅して出力する差動増幅回路を備え、該差動増幅回路の各入力トランジスタは、該差動増幅回路の入力オフセット電圧が所定値以上に大きくなるように電流駆動能力が異なるようにした。このことから、充電電流検出用抵抗に電流が流れているにもかかわらず、電流−電圧変換回路部からのモニタ電圧が0Vになることを防止することができ、より正確に充電電流に対する電流−電圧変換を行うことができると共に、所望の充電電流を得るための基準電圧の電圧調整をより正確に行うことができる。
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第1の実施の形態.
図1は、本発明の第1の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。
図1の充電回路1は、リチウムイオン電池等のような2次電池5の充電を行うものであり、ACアダプタ6を電源にして所定の充電電流ichgで2次電池5の充電を行う。
第1の実施の形態.
図1は、本発明の第1の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。
図1の充電回路1は、リチウムイオン電池等のような2次電池5の充電を行うものであり、ACアダプタ6を電源にして所定の充電電流ichgで2次電池5の充電を行う。
図1において、充電回路1は、充電電流ichgの検出を行うための充電電流検出用抵抗Rsenと、ゲートに入力された制御信号に応じた充電電流ichgを2次電池5に供給するPMOSトランジスタからなる充電用トランジスタM1とを備えている。更に、充電回路1は、充電電流検出用抵抗Rsenに流れた電流を電圧に変換して充電電流モニタ電圧(以下、モニタ電圧と呼ぶ)CCMONとして出力する電流−電圧変換回路2と、基準電圧CCREFを生成して出力する基準電圧生成回路3と、モニタ電圧CCMONが基準電圧CCREFになるように充電用トランジスタM1の動作制御を行う充電電流制御回路4とを備えている。なお、電流−電圧変換回路2は電流−電圧変換回路部を、基準電圧生成回路3は基準電圧生成回路部を、充電電流制御回路4は充電電流制御回路部をそれぞれなす。また、電流−電圧変換回路2、基準電圧生成回路3及び充電電流制御回路4は1つのICに集積されるようにしてもよい。
また、電流−電圧変換回路2は、差動増幅回路11、PMOSトランジスタM11及び抵抗R1,R2で構成されている。また、基準電圧生成回路3は、所定の各定電圧を生成して出力する電圧生成回路15と、電圧選択回路16と、デコーダ17と、オフセット電圧情報格納回路18とで構成され、充電電流制御回路4は、誤差増幅回路20で構成されている。また、電圧生成回路15は、所定の定電圧Vrefを生成して出力する定電圧回路19と、抵抗RA1〜RAn(nは、n>2の整数)とで構成されている。以下、充電電流検出用抵抗Rsenの抵抗値をrsenとし、抵抗R1及びR2の抵抗値をそれぞれr1及びr2とする。
電源電圧Vddが出力されるACアダプタ6の出力端と2次電池5の正電極との間には、充電電流検出用抵抗Rsenと充電用トランジスタM1が直列に接続され、ACアダプタ6の出力端と充電電流検出用抵抗Rsenとの接続部は接続端子7に接続されている。また、充電電流検出用抵抗Rsenと充電用トランジスタM1のソースとの接続部は接続端子8に接続されている。
接続端子7と接地電圧との間には、抵抗R1、PMOSトランジスタM11及び抵抗R2が直列に接続され、抵抗R1とPMOSトランジスタM11との接続部が差動増幅回路11の非反転入力端に接続されている。差動増幅回路11の反転入力端は接続端子8に接続され、差動増幅回路11の出力端はPMOSトランジスタM11のゲートに接続されている。
接続端子7と接地電圧との間には、抵抗R1、PMOSトランジスタM11及び抵抗R2が直列に接続され、抵抗R1とPMOSトランジスタM11との接続部が差動増幅回路11の非反転入力端に接続されている。差動増幅回路11の反転入力端は接続端子8に接続され、差動増幅回路11の出力端はPMOSトランジスタM11のゲートに接続されている。
PMOSトランジスタM11と抵抗R2との接続部が電流−電圧変換回路2の出力端をなし、該出力端からモニタ電圧CCMONが出力される。
所定の定電圧Vrefと接地電圧との間に抵抗RA1〜RAnが直列に接続され、抵抗RA1〜RAnの直列回路における隣接する各抵抗の接続部がそれぞれ電圧選択回路16に接続されている。すなわち、定電圧Vrefを抵抗RA1〜RAnの直列回路で分圧された各分圧電圧が電圧選択回路16にそれぞれ入力されている。
一方、オフセット電圧情報格納回路18には、電流−電圧変換回路2と充電電流制御回路4を合わせた回路が有するオフセット電圧を示すデータが格納されており、オフセット電圧情報格納回路18は、格納されたオフセット電圧データDoffをデコーダ17に出力する。
所定の定電圧Vrefと接地電圧との間に抵抗RA1〜RAnが直列に接続され、抵抗RA1〜RAnの直列回路における隣接する各抵抗の接続部がそれぞれ電圧選択回路16に接続されている。すなわち、定電圧Vrefを抵抗RA1〜RAnの直列回路で分圧された各分圧電圧が電圧選択回路16にそれぞれ入力されている。
一方、オフセット電圧情報格納回路18には、電流−電圧変換回路2と充電電流制御回路4を合わせた回路が有するオフセット電圧を示すデータが格納されており、オフセット電圧情報格納回路18は、格納されたオフセット電圧データDoffをデコーダ17に出力する。
また、デコーダ17は、設定された充電電流ichgの電流値を示す電流設定信号Siが入力されており、入力されたオフセット電圧データDoffと電流設定信号Siに応じた電圧選択信号SELを生成して電圧選択回路16に出力する。なお、充電回路1内に電流設定信号Siを生成する回路を設けるようにしてよいし、外部から電流設定信号Siが入力されるようにしてもよい。
電圧選択回路16は、入力された電圧選択信号SELに応じて、電圧生成回路15から入力された各分圧電圧の何れか1つを選択して、基準電圧CCREFとして出力する。
誤差増幅回路20において、非反転入力端にはモニタ電圧CCMONが、反転入力端には基準電圧CCREFがそれぞれ入力され、出力端が接続端子9を介して充電用トランジスタM1のゲートに接続されている。
電圧選択回路16は、入力された電圧選択信号SELに応じて、電圧生成回路15から入力された各分圧電圧の何れか1つを選択して、基準電圧CCREFとして出力する。
誤差増幅回路20において、非反転入力端にはモニタ電圧CCMONが、反転入力端には基準電圧CCREFがそれぞれ入力され、出力端が接続端子9を介して充電用トランジスタM1のゲートに接続されている。
このような構成において、充電電流ichgが充電電流検出用抵抗Rsenに流れると、充電電流検出用抵抗Rsenの両端に(ichg×rsen)の電圧差が生じる。充電電流検出用抵抗Rsenの両端の各電圧が電流−電圧変換回路2に入力され、該電圧差(ichg×rsen)が、差動増幅回路11で(r2/r1)倍されてモニタ電圧CCMONとして出力される。差動増幅回路11において、反転入力端に対して非反転入力端に+V1の入力オフセット電圧がある場合、モニタ電圧CCMONは下記(1)式のように表される。
CCMON=(ichg×rsen−V1)×(r2/r1)…………(1)
CCMON=(ichg×rsen−V1)×(r2/r1)…………(1)
充電電流制御回路4の誤差増幅回路20は、モニタ電圧CCMONが基準電圧CCREFに等しくなるように充電用トランジスタM1の動作制御を行う。
ここで、誤差増幅回路20において、反転入力端に対して非反転入力端に+V2の入力オフセット電圧がある場合、充電用トランジスタM1は、誤差増幅回路20によって、下記(2)式になるように動作制御される。
CCREF=CCMON−V2………………(2)
ここで、誤差増幅回路20において、反転入力端に対して非反転入力端に+V2の入力オフセット電圧がある場合、充電用トランジスタM1は、誤差増幅回路20によって、下記(2)式になるように動作制御される。
CCREF=CCMON−V2………………(2)
前記(1)式及び(2)式から、基準電圧CCREFと充電電流ichgとの関係は下記(3)式のように表される。
CCREF=(ichg×rsen−V1)×(r2/r1)−V2………………(3)
CCREF=(ichg×rsen−V1)×(r2/r1)−V2………………(3)
前記(3)式において、rsenは既知であることから、V1、V2及び(r2/r1)を測定すれば、充電電流ichgが所定の設定値ichg1になるようにするための基準電圧CCREFの電圧値CCREF1が下記(4)式から算出することができる。
CCREF1=(ichg1×rsen−V1)×(r2/r1)−V2………………(4)
したがって、基準電圧CCREFが前記(4)式で示した電圧値CCREF1になるように電圧選択回路16が電圧を選択することにより、充電電流ichgの電流値が設定値ichg1になるように調整することができる。
CCREF1=(ichg1×rsen−V1)×(r2/r1)−V2………………(4)
したがって、基準電圧CCREFが前記(4)式で示した電圧値CCREF1になるように電圧選択回路16が電圧を選択することにより、充電電流ichgの電流値が設定値ichg1になるように調整することができる。
具体的には、電圧生成回路15から電圧選択回路16に入力される各分圧電圧は、充電電流調整分解能に応じたステップ幅を有する必要がある。該充電電流調整分解能をΔichg、基準電圧CCREFの電圧ステップ幅をΔCCREFとすると、下記(5)式のようになる。
ΔCCREF=ΔIchg×rsen×r2/r1………………(5)
ΔCCREF=ΔIchg×rsen×r2/r1………………(5)
電流−電圧変換回路2と充電電流制御回路4を合わせた回路が有するオフセット電圧Voffは、前記(3)式において充電電流ichgをゼロにしたときの基準電圧CCREFの値と同じになるようにするために、下記(6)式のように示すことができる。
Voff=−α×r2/r1−β………………(6)
Voff=−α×r2/r1−β………………(6)
オフセット電圧情報格納回路18には、前記(6)式で得られたオフセット電圧Voffの電圧値を示すオフセット電圧データDoffがあらかじめ格納されている。例えば、前記(6)式から得られたオフセット電圧Voffが11mVであり、電圧生成回路15から入力される各電圧が5mVのステップ幅で入力されているとする。この場合、オフセット電圧情報格納回路18には10mVを示すオフセット電圧データDoffが格納される。同様に、前記(6)式から得られたオフセット電圧Voffが13mVであり、電圧生成回路15から入力される各電圧が5mVのステップ幅で入力されているとする。この場合、オフセット電圧情報格納回路18には15mVを示すオフセット電圧データDoffが格納される。
デコーダ17は、基準電圧CCREFが前記(4)式で示した電圧値CCREF1になるように、入力されたオフセット電圧データDoffと電流設定信号Siに応じた電圧選択信号SELを生成する。電圧選択回路16は、入力された電圧選択信号SELに応じて、電圧生成回路15から入力された各電圧の何れか1つを選択して、基準電圧CCREFとして出力する。
このようにすることにより、製造工程に起因するバイアス電流のばらつきや抵抗値の絶対値のばらつきに影響されることがなく、充電電流ichgを所望の値に精度よく調整することができる。基準電圧CCREFの1mVは、充電電流ichgの(r1/r2)×(1/rsen)mAに相当し、例えば、rsen=0.1Ωで、r1/r2=0.1である場合、基準電圧CCREFの1mVは、充電電流ichgの1mAに相当する。このようなことから、r1/r2の値に応じた電圧幅の各電圧を電圧生成回路15で生成するようにすればよい。
このようにすることにより、製造工程に起因するバイアス電流のばらつきや抵抗値の絶対値のばらつきに影響されることがなく、充電電流ichgを所望の値に精度よく調整することができる。基準電圧CCREFの1mVは、充電電流ichgの(r1/r2)×(1/rsen)mAに相当し、例えば、rsen=0.1Ωで、r1/r2=0.1である場合、基準電圧CCREFの1mVは、充電電流ichgの1mAに相当する。このようなことから、r1/r2の値に応じた電圧幅の各電圧を電圧生成回路15で生成するようにすればよい。
図2は、オフセット電圧情報格納回路18の回路例を示した図である。
図2において、オフセット電圧情報格納回路18は、m(mは、m>0の整数)個のヒューズFB(0)〜FB(m−1)とm個の抵抗RB(0)〜RB(m−1)で構成されている。電源電圧Vddと接地電圧との間に、ヒューズFB(0)〜FB(m−1)と対応する抵抗RB(0)〜RB(m−1)が直列に接続されている。各ヒューズFB(0)〜FB(m−1)と対応する抵抗RB(0)〜RB(m−1)との接続部からそれぞれビットデータBit(0)〜Bit(m−1)が出力されてmビットのデータをなす。例えば、k=0〜(m−1)とすると、ヒューズFB(k)と抵抗RB(k)との接続部からビットデータBit(k)が出力され、ヒューズFB(k)をトリミング等で切断すると、ビットデータBit(k)は「0」になり、ヒューズFB(k)を切断しなかった場合は、ビットデータBit(k)は「1」になる。
図2において、オフセット電圧情報格納回路18は、m(mは、m>0の整数)個のヒューズFB(0)〜FB(m−1)とm個の抵抗RB(0)〜RB(m−1)で構成されている。電源電圧Vddと接地電圧との間に、ヒューズFB(0)〜FB(m−1)と対応する抵抗RB(0)〜RB(m−1)が直列に接続されている。各ヒューズFB(0)〜FB(m−1)と対応する抵抗RB(0)〜RB(m−1)との接続部からそれぞれビットデータBit(0)〜Bit(m−1)が出力されてmビットのデータをなす。例えば、k=0〜(m−1)とすると、ヒューズFB(k)と抵抗RB(k)との接続部からビットデータBit(k)が出力され、ヒューズFB(k)をトリミング等で切断すると、ビットデータBit(k)は「0」になり、ヒューズFB(k)を切断しなかった場合は、ビットデータBit(k)は「1」になる。
このように、本第1の実施の形態における充電回路は、充電電流検出用抵抗Rsenに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧CCMONを生成し、該モニタ電圧CCMONが、オフセット電圧データDoffと電流設定信号Siに応じて、所定の定電圧Vrefを抵抗RA1〜RAnの直列回路で分圧した各分圧電圧の何れか1つを選択した電圧である基準電圧CCREFになるようにして、充電電流ichgを所望の電流値にするための設定値をなす基準電圧CCREFを可変設定するようにした。このことから、2次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる。
第2の実施の形態.
前記第1の実施の形態では、基準電圧生成回路3で基準電圧CCREFを生成する際、電流−電圧変換回路2の差動増幅回路11に、抵抗R1の両端電圧差が小さくなる方向に入力オフセット電圧があると、充電電流検出用抵抗Rsenに電流が流れているにもかかわらず、モニタ電圧CCMONが0Vになるという可能性があった。そこで、電流−電圧変換回路2の差動増幅回路11に対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくようにオフセット調整を行うようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第2の実施の形態とする。
前記第1の実施の形態では、基準電圧生成回路3で基準電圧CCREFを生成する際、電流−電圧変換回路2の差動増幅回路11に、抵抗R1の両端電圧差が小さくなる方向に入力オフセット電圧があると、充電電流検出用抵抗Rsenに電流が流れているにもかかわらず、モニタ電圧CCMONが0Vになるという可能性があった。そこで、電流−電圧変換回路2の差動増幅回路11に対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくようにオフセット調整を行うようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第2の実施の形態とする。
図3は、本発明の第2の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。なお、図3では、図1と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略して図1との相違点のみ説明する。
図3における図1との相違点は、図1の差動増幅回路11に対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくようにオフセット調整を行ったことにあり、これに伴って、図1の差動増幅回路11を差動増幅回路11aに、図1の電流−電圧変換回路2を電流−電圧変換回路2aに、図1の充電回路1を充電回路1aにそれぞれした。
図3における図1との相違点は、図1の差動増幅回路11に対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくようにオフセット調整を行ったことにあり、これに伴って、図1の差動増幅回路11を差動増幅回路11aに、図1の電流−電圧変換回路2を電流−電圧変換回路2aに、図1の充電回路1を充電回路1aにそれぞれした。
図3の充電回路1aは、リチウムイオン電池等のような2次電池5の充電を行うものであり、ACアダプタ6を電源にして所定の充電電流ichgで2次電池5の充電を行う。
図3において、充電回路1aは、充電電流検出用抵抗Rsenと、充電用トランジスタM1と、充電電流検出用抵抗Rsenに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧CCMONとして出力する電流−電圧変換回路2aと、基準電圧生成回路3と、充電電流制御回路4とを備えている。また、電流−電圧変換回路2aは、差動増幅回路11a、PMOSトランジスタM11及び抵抗R1,R2で構成されている。なお、電流−電圧変換回路2aは電流−電圧変換回路部をなし、電流−電圧変換回路2a、基準電圧生成回路3及び充電電流制御回路4は1つのICに集積されるようにしてもよい。
図3において、充電回路1aは、充電電流検出用抵抗Rsenと、充電用トランジスタM1と、充電電流検出用抵抗Rsenに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧CCMONとして出力する電流−電圧変換回路2aと、基準電圧生成回路3と、充電電流制御回路4とを備えている。また、電流−電圧変換回路2aは、差動増幅回路11a、PMOSトランジスタM11及び抵抗R1,R2で構成されている。なお、電流−電圧変換回路2aは電流−電圧変換回路部をなし、電流−電圧変換回路2a、基準電圧生成回路3及び充電電流制御回路4は1つのICに集積されるようにしてもよい。
図4は、図3の差動増幅回路11aの内部回路例を示した図である。
図4において、差動増幅回路11aは、一対の入力トランジスタをなすNMOSトランジスタM21,M22、該各入力トランジスタの負荷をなすカレントミラー回路を形成するPMOSトランジスタM23,M24及び前記各入力トランジスタに所定の定電流を供給する定電流源21で構成されている。
PMOSトランジスタM23及びM24の各ソースはそれぞれ電源電圧Vddに接続され、PMOSトランジスタM23及びM24の各ゲートは接続されて該接続部はPMOSトランジスタM24のドレインに接続されている。
図4において、差動増幅回路11aは、一対の入力トランジスタをなすNMOSトランジスタM21,M22、該各入力トランジスタの負荷をなすカレントミラー回路を形成するPMOSトランジスタM23,M24及び前記各入力トランジスタに所定の定電流を供給する定電流源21で構成されている。
PMOSトランジスタM23及びM24の各ソースはそれぞれ電源電圧Vddに接続され、PMOSトランジスタM23及びM24の各ゲートは接続されて該接続部はPMOSトランジスタM24のドレインに接続されている。
PMOSトランジスタM23のドレインはNMOSトランジスタM21のドレインに、PMOSトランジスタM24のドレインはNMOSトランジスタM22のドレインにそれぞれ接続されている。NMOSトランジスタM21及びM22の各ソースは接続され、該接続部と接地電圧との間に定電流源21が接続されている。NMOSトランジスタM21のゲートが差動増幅回路11aの反転入力端を、NMOSトランジスタM22のゲートが差動増幅回路11aの非反転入力端をそれぞれなしている。
このような構成において、NMOSトランジスタM21及びM22の各トランジスタサイズが異なるように形成されており、このようにすることにより、差動増幅回路11aには入力オフセット電圧が設けられている。
通常、MOSトランジスタの飽和電流idは、ゲート−ソース間電圧をVgsとし、しきい値電圧をVthとすると、下記(7)式のように表すことができる。なお、説明を簡単にするため、下記(7)式ではチャネル長変調の項は省略している。
id=β/2×(Vgs−Vth)2………………(7)
β=μ×Cox×(W/L)
但し、μは絶対誘電率を、Coxは単位面積当たりの酸化膜容量を、Wはチャネル幅を、Lはチャネル長をそれぞれ示している。
通常、MOSトランジスタの飽和電流idは、ゲート−ソース間電圧をVgsとし、しきい値電圧をVthとすると、下記(7)式のように表すことができる。なお、説明を簡単にするため、下記(7)式ではチャネル長変調の項は省略している。
id=β/2×(Vgs−Vth)2………………(7)
β=μ×Cox×(W/L)
但し、μは絶対誘電率を、Coxは単位面積当たりの酸化膜容量を、Wはチャネル幅を、Lはチャネル長をそれぞれ示している。
前記(7)式より、ゲート−ソース間電圧Vgsは下記(8)式のようになる。
Vgs=(2×id/β)1/2+Vth………………(8)
Vgs=(2×id/β)1/2+Vth………………(8)
ここで、NMOSトランジスタM21のβをβ1としたときに、NMOSトランジスタM22のβが4×β1になるようにした場合、NMOSトランジスタM21とM22のゲート−ソース間電圧Vgsの電圧差ΔVgsは、下記(9)式のように示すことができる。
ΔVgs=(2×id/β1)1/2+Vth−[{2×id/(4×β1)}1/2+Vth]=(2×id/β1)1/2/2………………(9)
このように、差動増幅回路11aの2つのNMOSトランジスタM21及びM22のβを異なる値にすることにより、NMOSトランジスタM21及びM22の各ゲート−ソース間電圧Vgsが異なる値になるため、差動増幅回路11aに対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧を設けることができる。
ΔVgs=(2×id/β1)1/2+Vth−[{2×id/(4×β1)}1/2+Vth]=(2×id/β1)1/2/2………………(9)
このように、差動増幅回路11aの2つのNMOSトランジスタM21及びM22のβを異なる値にすることにより、NMOSトランジスタM21及びM22の各ゲート−ソース間電圧Vgsが異なる値になるため、差動増幅回路11aに対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧を設けることができる。
このように、本第2の実施の形態における充電回路は、電流−電圧変換回路2aで電流−電圧変換を行う差動増幅回路11aにおいて、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくように、入力トランジスタをなす各NMOSトランジスタM21及びM22のβが異なるように形成したことから、前記第1の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、充電電流検出用抵抗Rsenに電流が流れているにもかかわらず、モニタ電圧CCMONが0Vになることを防止することができ、より正確に充電電流ichgに対する電流−電圧変換を行うことができると共に、所望の充電電流ichgを得るための基準電圧CCREFの電圧調整をより正確に行うことができる。
1,1a 充電回路
2,2a 電流−電圧変換回路
3 基準電圧生成回路
4 充電電流制御回路
5 2次電池
6 ACアダプタ
11,11a 差動増幅回路
15 電圧生成回路
16 電圧選択回路
17 デコーダ
18 オフセット電圧情報格納回路
19 定電圧回路
20 誤差増幅回路
Rsen 充電電流検出用抵抗
M1 充電用トランジスタ
M11 PMOSトランジスタ
R1,R2 抵抗
2,2a 電流−電圧変換回路
3 基準電圧生成回路
4 充電電流制御回路
5 2次電池
6 ACアダプタ
11,11a 差動増幅回路
15 電圧生成回路
16 電圧選択回路
17 デコーダ
18 オフセット電圧情報格納回路
19 定電圧回路
20 誤差増幅回路
Rsen 充電電流検出用抵抗
M1 充電用トランジスタ
M11 PMOSトランジスタ
R1,R2 抵抗
Claims (8)
- 2次電池の充電を行う充電回路において、
入力された制御信号に応じて、前記2次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、
該充電用トランジスタと直列に接続された、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗と、
該充電電流検出用抵抗の両端電圧から、前記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を生成して出力する電流−電圧変換回路部と、
前記充電電流が所望の電流値になるように基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路部と、
前記モニタ電圧が該基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う充電電流制御回路部と、
を備え、
前記基準電圧生成回路部は、前記電流−電圧変換回路部と充電電流制御回路部をなす回路が有するオフセット電圧と前記充電電流の設定値に応じた前記基準電圧を生成して出力することを特徴とする充電回路。 - 前記基準電圧生成回路部は、
所定の定電圧を生成して出力する定電圧回路と、
該定電圧を複数の分圧比で分圧してそれぞれ出力する分圧回路と、
入力された選択信号に応じて、該分圧回路から出力された各電圧の1つを選択して出力する電圧選択回路と、
あらかじめ設定された前記オフセット電圧の電圧値を示す情報、及び前記充電電流の設定値を示す充電電流設定信号から前記選択信号を生成して前記電圧選択回路に出力する基準電圧制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項1記載の充電回路。 - 前記基準電圧制御回路は、
前記オフセット電圧の電圧値を示す情報があらかじめ格納されたオフセット電圧情報格納回路と、
該オフセット電圧情報格納回路に格納された情報と、入力された前記充電電流設定信号を、所定の方法でデコードして前記選択信号を生成し出力するデコーダと、
を備えることを特徴とする請求項2記載の充電回路。 - 前記オフセット電圧情報格納回路は、格納するデータのビット数に対応して設けられた、正側電源電圧と負側電源電圧との間に直列に接続されたヒューズと抵抗の直列回路が、前記ビット数に対応した数以上に設けられてなり、前記ヒューズを選択的に切断することによって前記データを格納することを特徴とする請求項3記載の充電回路。
- 前記電流−電圧変換回路部は、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧が対応する入力端にそれぞれ入力され、該両端電圧の差電圧を増幅して出力する差動増幅回路を備え、該差動増幅回路の各入力トランジスタは、該差動増幅回路の入力オフセット電圧が所定値以上に大きくなるように電流駆動能力が異なることを特徴とする請求項1、2、3又は4記載の充電回路。
- 前記差動増幅回路の各入力トランジスタは、トランジスタサイズが異なるMOSトランジスタからなることを特徴とする請求項5記載の充電回路。
- 入力された制御信号に応じて、2次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、該充電用トランジスタと直列に接続され、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗とを備え、前記充電電流に応じた電圧を生成し、該生成した電圧が所定の基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行って前記2次電池の充電を行う充電回路の充電電流調整方法において、
前記充電用トランジスタの動作制御を行う制御回路が有するオフセット電圧と前記充電電流の設定値に応じて、前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧を生成することを特徴とする充電回路の充電電流調整方法。 - 所定の定電圧を生成し、
該定電圧を複数の分圧比で分圧して複数の分圧電圧を生成し、
あらかじめ設定された前記オフセット電圧の電圧値を示す情報と前記充電電流の設定値を示す充電電流設定信号に応じて、前記各分圧電圧の1つを選択して前記基準電圧とすることを特徴とする請求項7記載の充電回路の充電電流調整方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007305982A JP2009131115A (ja) | 2007-11-27 | 2007-11-27 | 充電回路及びその充電電流調整方法 |
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Publication Number | Publication Date |
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JP2009131115A true JP2009131115A (ja) | 2009-06-11 |
Family
ID=40821474
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JP (1) | JP2009131115A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011061986A (ja) * | 2009-09-10 | 2011-03-24 | Ricoh Co Ltd | 充電制御装置 |
US8416012B2 (en) | 2010-01-22 | 2013-04-09 | Ricoh Company, Ltd. | Reference voltage generating circuit and analog circuit using the same |
CN109510269A (zh) * | 2018-12-03 | 2019-03-22 | 深圳市德帮能源科技有限公司 | 一种充电器 |
-
2007
- 2007-11-27 JP JP2007305982A patent/JP2009131115A/ja not_active Withdrawn
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