JP2009055652A - 充電回路及びその充電電流調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】２次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる２次電池の充電回路及びその充電電流調整方法を得る。
【解決手段】電流−電圧変換回路２が、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧ＣＣＭＯＮを生成し、充電電流制御回路４は、該モニタ電圧ＣＣＭＯＮが、所定の定電圧Ｖｒｅｆを可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２で分圧して生成した基準電圧ＣＣＲＥＦになるように充電用トランジスタＭ１の動作制御を行うようにする制御動作において、基準電圧生成回路３の可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２の各抵抗値を可変設定することにより、充電電流ｉｃｈｇを所望の電流値にするための設定値をなす基準電圧ＣＣＲＥＦを可変設定できるようにした。
【選択図】図１

Description

本発明は、２次電池に供給する充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗を用いた、２次電池の充電を行う充電回路及びその充電電流調整方法に関する。

図５は、従来の充電回路の回路例を示した図である。
図５の充電回路１００において、電流−電圧変換回路１０１は、２次電池１２０への充電電流ｉｃｈｇを検出するための充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れる電流を電圧に変換して充電電流ｉｃｈｇに応じた充電電流モニタ電圧ＣＣＭＯＮを生成して出力し、充電電流制御回路１０２は、充電電流モニタ電圧ＣＣＭＯＮが所定の基準電圧ＣＣＲＥＦになるように、ＰＭＯＳトランジスタ１０４の動作制御を行っていた。

ここで、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎを流れる充電電流ｉｃｈｇに対して正確な充電電流モニタ電圧ＣＣＭＯＮを生成するために、電流−電圧変換回路１０１を構成する差動増幅回路１１１の入力オフセットをなくすようにオフセット調整が行われていた。
図６は、図５の差動増幅回路１１１の回路例を示した図である。
図６において、差動対をなすＮＭＯＳトランジスタＭ１１１及びＭ１１２には、それぞれ直列にトリミング抵抗Ｒ１１１及びＲ１１２が対応して接続されており、差動増幅回路１１１の入力オフセットをなくすように、該トリミング抵抗Ｒ１１１及びＲ１１２をトリミングして抵抗値を調整しオフセット調整を行っていた（例えば、特許文献１参照。）。
特許第２９６２２４６号公報

しかし、前記のような差動増幅回路１１１のオフセット調整を行った場合、抵抗のトリミング精度によって差動増幅回路１１１の入力オフセット電圧のばらつきが０.５ｍＶ発生する。充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの抵抗値をｒｓｅｎとした場合、差動増幅回路１１１に入力オフセット電圧のばらつきが０.５ｍＶ発生すると、充電電流ｉｃｈｇは所望の値から１／（２×ｒｓｅｎ）ｍＡのばらつきが発生する。このことは、例えば、ｒｓｅｎ＝０.１Ωとすると、充電電流ｉｃｈｇが最低５ｍＡばらつくことを意味しており、充電電流ｉｃｈｇのばらつきをこれ以上小さくすることができなかった。

本発明は、このような問題を解決するためになされたものであり、２次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる２次電池の充電回路及びその充電電流調整方法を得ることを目的とする。

この発明に係る充電回路は、２次電池の充電を行う充電回路において、
入力された制御信号に応じて、前記２次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、
該充電用トランジスタと直列に接続された、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗と、
該充電電流検出用抵抗の両端電圧から、前記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を生成して出力する電流−電圧変換回路部と、
所定の基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路部と、
前記モニタ電圧が該基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う充電電流制御回路部と、
を備え、
前記基準電圧生成回路部は、前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧を調整する電圧調整手段を有するものである。

具体的には、前記基準電圧生成回路部は、
所定の定電圧を生成して出力する定電圧回路と、
可変抵抗を使用して該定電圧を分圧し、前記基準電圧として出力する分圧回路と、
を備え、
前記分圧回路は、前記可変抵抗における抵抗値の調整が行われて前記基準電圧の調整が行われるようにした。

この場合、前記可変抵抗は、トリミングによって抵抗値の調整が行われるようにしてもよい。

また、前記電流−電圧変換回路部は、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧が対応する入力端にそれぞれ入力され、該両端電圧の差電圧を増幅して出力する差動増幅回路を備え、該差動増幅回路の各入力トランジスタは、該差動増幅回路の入力オフセット電圧が所定値以上に大きくなるように電流駆動能力が異なるようにした。

この場合、前記差動増幅回路の各入力トランジスタは、トランジスタサイズが異なるＭＯＳトランジスタからなるようにしてもよい。

また、この発明に係る充電回路の充電電流調整方法は、入力された制御信号に応じて、２次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、該充電用トランジスタと直列に接続され、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗とを備え、前記充電電流に応じた電圧を生成し、該生成した電圧が所定の基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行って前記２次電池の充電を行う充電回路の充電電流調整方法において、
前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧の電圧調整を行うようにした。

具体的には、所定の定電圧を分圧して前記基準電圧を生成し、
前記充電電流が所望の値になるように該分圧比の調整を行うようにした。

この場合、前記所定の定電圧を分圧する可変抵抗の抵抗値を調整して、前記充電電流が所望の値になるように調整するようにした。

また、前記可変抵抗は、トリミングによって抵抗値の調整が行われるようにしてもよい。

本発明の充電回路及びその充電電流調整方法によれば、２次電池への充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧の電圧調整を行うようにしたことから、２次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる。

更に、本発明の充電回路において、前記電流−電圧変換回路部は、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧が対応する入力端にそれぞれ入力され、該両端電圧の差電圧を増幅して出力する差動増幅回路を備え、該差動増幅回路の各入力トランジスタは、該差動増幅回路の入力オフセット電圧が所定値以上に大きくなるように電流駆動能力が異なるようにした。このことから、充電電流検出用抵抗に電流が流れているにもかかわらず、電流−電圧変換回路部からのモニタ電圧が０Ｖになることを防止することができ、より正確に充電電流に対する電流−電圧変換を行うことができると共に、所望の充電電流を得るための基準電圧の電圧調整をより正確に行うことができる。

次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第１の実施の形態．
図１は、本発明の第１の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。
図１の充電回路１は、リチウムイオン電池等のような２次電池５の充電を行うものであり、ＡＣアダプタ６を電源にして所定の充電電流ｉｃｈｇで２次電池５の充電を行う。

図１において、充電回路１は、充電電流ｉｃｈｇの検出を行うための充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎと、ゲートに入力された制御信号に応じた充電電流ｉｃｈｇを２次電池５に供給するＰＭＯＳトランジスタからなる充電用トランジスタＭ１とを備えている。更に、充電回路１は、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れた電流を電圧に変換して充電電流モニタ電圧（以下、モニタ電圧と呼ぶ）ＣＣＭＯＮとして出力する電流−電圧変換回路２と、基準電圧ＣＣＲＥＦを生成して出力する基準電圧生成回路３と、モニタ電圧ＣＣＭＯＮが基準電圧ＣＣＲＥＦになるように充電用トランジスタＭ１の動作制御を行う充電電流制御回路４とを備えている。なお、電流−電圧変換回路２は電流−電圧変換回路部を、基準電圧生成回路３は基準電圧生成回路部を、充電電流制御回路４は充電電流制御回路部をそれぞれなす。また、電流−電圧変換回路２、基準電圧生成回路３及び充電電流制御回路４は１つのＩＣに集積されるようにしてもよい。

また、電流−電圧変換回路２は、差動増幅回路１１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及び抵抗Ｒ１，Ｒ２で構成されている。また、基準電圧生成回路３は、所定の定電圧Ｖｒｅｆを生成して出力する定電圧回路１３及び可変抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で構成され、充電電流制御回路４は、誤差増幅回路１５で構成されている。以下、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの抵抗値をｒｓｅｎとし、抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値をそれぞれｒ１及びｒ２とする。
電源電圧Ｖｄｄが出力されるＡＣアダプタ６の出力端と２次電池５の正電極との間には、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎと充電用トランジスタＭ１が直列に接続され、ＡＣアダプタ６の出力端と充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎとの接続部は接続端子７に接続されている。また、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎと充電用トランジスタＭ１のソースとの接続部は接続端子８に接続されている。

接続端子７と接地電圧との間には、抵抗Ｒ１、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及び抵抗Ｒ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１とＰＭＯＳトランジスタＭ１１との接続部が差動増幅回路１１の非反転入力端に接続されている。差動増幅回路１１の反転入力端は接続端子８に接続され、差動増幅回路１１の出力端はＰＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭ１１と抵抗Ｒ２との接続部が電流−電圧変換回路２の出力端をなし、該出力端からモニタ電圧ＣＣＭＯＮが出力される。
所定の定電圧Ｖｒｅｆと接地電圧との間に可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２が直列に接続され、可変抵抗Ｒ１１とＲ１２との接続部から基準電圧ＣＣＲＥＦが出力される。
誤差増幅回路１５において、非反転入力端にはモニタ電圧ＣＣＭＯＮが、反転入力端には基準電圧ＣＣＲＥＦがそれぞれ入力され、出力端が接続端子９を介して充電用トランジスタＭ１のゲートに接続されている。

このような構成において、充電電流ｉｃｈｇが充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れると、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの両端に（ｉｃｈｇ×ｒｓｅｎ）の電圧差が生じる。充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎの両端の各電圧が電流−電圧変換回路２に入力され、該電圧差（ｉｃｈｇ×ｒｓｅｎ）が、差動増幅回路１１で（ｒ２／ｒ１）倍されてモニタ電圧ＣＣＭＯＮとして出力される。差動増幅回路１１において、反転入力端に対して非反転入力端に＋Ｖ１の入力オフセット電圧がある場合、モニタ電圧ＣＣＭＯＮは下記（１）式のように表される。
ＣＣＭＯＮ＝（ｉｃｈｇ×ｒｓｅｎ−Ｖ１)×（ｒ２／ｒ１）…………（１）

充電電流制御回路４の誤差増幅回路１５は、モニタ電圧ＣＣＭＯＮが基準電圧ＣＣＲＥＦに等しくなるように充電用トランジスタＭ１の動作制御を行う。
ここで、誤差増幅回路１５において、反転入力端に対して非反転入力端に＋Ｖ２の入力オフセット電圧がある場合、充電用トランジスタＭ１は、誤差増幅回路１５によって、下記（２）式になるように動作制御される。
ＣＣＲＥＦ＝ＣＣＭＯＮ−Ｖ２………………（２）

前記（１）式及び（２）式から、基準電圧ＣＣＲＥＦと充電電流ｉｃｈｇとの関係は下記（３）式のように表される。
ＣＣＲＥＦ＝（ｉｃｈｇ×ｒｓｅｎ−Ｖ１）×（ｒ２／ｒ１）−Ｖ２………………（３）

前記（３）式において、ｒｓｅｎは既知であることから、Ｖ１、Ｖ２及び（ｒ２／ｒ１）を測定すれば、充電電流ｉｃｈｇが所定の設定値ｉｃｈｇ１になるようにするための基準電圧ＣＣＲＥＦの電圧値ＣＣＲＥＦ１が下記（４）式から算出することができる。
ＣＣＲＥＦ１＝（ｉｃｈｇ１×ｒｓｅｎ−Ｖ１）×（ｒ２／ｒ１）−Ｖ２………………（４）
したがって、基準電圧ＣＣＲＥＦが前記（４）式で示した電圧値ＣＣＲＥＦ１になるように可変抵抗Ｒ１１及び／又はＲ１２をトリミングして抵抗値を調整することにより、充電電流ｉｃｈｇの電流値が設定値ｉｃｈｇ１になるように調整することができる。

このようにすることにより、製造工程に起因するバイアス電流のばらつきや抵抗値の絶対値のばらつきに影響されることがなく、充電電流ｉｃｈｇを所望の値に精度よく調整することができる。基準電圧ＣＣＲＥＦの１ｍＶは、充電電流ｉｃｈｇの（ｒ１／ｒ２）×（１／ｒｓｅｎ）ｍＡに相当し、ｒ１／ｒ２を小さくすることによってトリミングの精度を上げることができる。例えば、ｒｓｅｎ＝０.１Ωで、ｒ１／ｒ２＝０.１である場合、基準電圧ＣＣＲＥＦの１ｍＶは、充電電流ｉｃｈｇの１ｍＡに相当し、従来よりもトリミング精度を上げることができる。

図２は、基準電圧生成回路３の可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２の具体的な回路例を示した図である。
図２において、可変抵抗Ｒ１１は、直列に接続されたｍ（ｍは正の整数）個の固定抵抗ＲＡ１〜ＲＡｍと各固定抵抗ＲＡ１〜ＲＡｍに対応して並列に接続されたヒューズＦＡ１〜ＦＡｍで構成され、可変抵抗Ｒ１２は、直列に接続されたｎ（ｎは正の整数）個の固定抵抗ＲＢ１〜ＲＢｎと各固定抵抗ＲＢ１〜ＲＢｎに対応して並列に接続されたヒューズＦＢ１〜ＦＢｎで構成されている。基準電圧ＣＣＲＥＦが前記（４）式で示した電圧値ＣＣＲＥＦ１になるように、ヒューズＦＡ１〜ＦＡｍ及びＦＢ１〜ＦＢｎをトリミングで選択的に切断して可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２の抵抗値を調整することにより、充電電流ｉｃｈｇの電流値が設定値ｉｃｈｇ１になるように調整できる。なお、固定抵抗ＲＡ１〜ＲＡｍ及びＲＢ１〜ＲＢｎは同じ抵抗値であってもよいし、異なる抵抗値であってもよい。

このように、本第１の実施の形態における充電回路は、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧ＣＣＭＯＮを生成し、該モニタ電圧ＣＣＭＯＮが、所定の定電圧Ｖｒｅｆを可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２で分圧して生成した基準電圧ＣＣＲＥＦになるように充電用トランジスタＭ１の動作制御を行うようにする制御動作において、充電電流ｉｃｈｇを所望の電流値にするための設定値をなす基準電圧ＣＣＲＥＦを可変設定できるようにしたことから、２次電池への充電電流を更に精度よく所望の値に制御することができる。

第２の実施の形態．
前記第１の実施の形態では、可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２のトリミングを行う際、電流−電圧変換回路２の差動増幅回路１１に、抵抗Ｒ１の両端電圧差が小さくなる方向に入力オフセット電圧があると、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに電流が流れているにもかかわらず、モニタ電圧ＣＣＭＯＮが０Ｖになるという可能性があった。そこで、電流−電圧変換回路２の差動増幅回路１１に対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくようにオフセット調整するようにしてもよく、このようにしたものを本発明の第２の実施の形態とする。

図３は、本発明の第２の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。なお、図３では、図１と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略して図１との相違点のみ説明する。
図３における図１との相違点は、図１の差動増幅回路１１に対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくようにオフセット調整を行ったことにあり、これに伴って、図１の差動増幅回路１１を差動増幅回路１１ａに、図１の電流−電圧変換回路２を電流−電圧変換回路２ａに、図１の充電回路１を充電回路１ａにそれぞれした。

図３の充電回路１ａは、リチウムイオン電池等のような２次電池５の充電を行うものであり、ＡＣアダプタ６を電源にして所定の充電電流ｉｃｈｇで２次電池５の充電を行う。
図３において、充電回路１ａは、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎと、充電用トランジスタＭ１と、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに流れた電流を電圧に変換してモニタ電圧ＣＣＭＯＮとして出力する電流−電圧変換回路２ａと、基準電圧生成回路３と、充電電流制御回路４とを備えている。また、電流−電圧変換回路２ａは、差動増幅回路１１ａ、ＰＭＯＳトランジスタＭ１１及び抵抗Ｒ１，Ｒ２で構成されている。なお、電流−電圧変換回路２ａは電流−電圧変換回路部をなし、電流−電圧変換回路２ａ、基準電圧生成回路３及び充電電流制御回路４は１つのＩＣに集積されるようにしてもよい。

図４は、図３の差動増幅回路１１ａの内部回路例を示した図である。
図４において、差動増幅回路１１ａは、一対の入力トランジスタをなすＮＭＯＳトランジスタＭ２１，Ｍ２２、該各入力トランジスタの負荷をなすカレントミラー回路を形成するＰＭＯＳトランジスタＭ２３，Ｍ２４及び前記各入力トランジスタに所定の定電流を供給する定電流源２１で構成されている。
ＰＭＯＳトランジスタＭ２３及びＭ２４の各ソースはそれぞれ電源電圧Ｖｄｄに接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭ２３及びＭ２４の各ゲートは接続されて該接続部はＰＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインに接続されている。

ＰＭＯＳトランジスタＭ２３のドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインに、ＰＭＯＳトランジスタＭ２４のドレインはＮＭＯＳトランジスタＭ２２のドレインにそれぞれ接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２の各ソースは接続され、該接続部と接地電圧との間に定電流源２１が接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートが差動増幅回路１１ａの反転入力端を、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートが差動増幅回路１１ａの非反転入力端をそれぞれなしている。

このような構成において、ＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２の各トランジスタサイズが異なるように形成されており、このようにすることにより、差動増幅回路１１ａには入力オフセット電圧が設けられている。
通常、ＭＯＳトランジスタの飽和電流ｉｄは、ゲート−ソース間電圧をＶｇｓとし、しきい値電圧をＶｔｈとすると、下記（５）式のように表すことができる。なお、説明を簡単にするため、下記（５）式ではチャネル長変調の項は省略している。
ｉｄ＝β／２×（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）^２………………（５）
β＝μ×Ｃｏｘ×（Ｗ／Ｌ）
但し、μは絶対誘電率を、Ｃｏｘは単位面積当たりの酸化膜容量を、Ｗはチャネル幅を、Ｌはチャネル長をそれぞれ示している。

前記（５）式より、ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは下記（６）式のようになる。
Ｖｇｓ＝（２×ｉｄ／β）^１／２＋Ｖｔｈ………………（６）

ここで、ＮＭＯＳトランジスタＭ２１のβをβ１としたときに、ＮＭＯＳトランジスタＭ２２のβが４×β１になるようにした場合、ＮＭＯＳトランジスタＭ２１とＭ２２のゲートーソース間電圧Ｖｇｓの電圧差ΔＶｇｓは、下記（７）式のように示すことができる。
ΔＶｇｓ＝（２×ｉｄ／β1）^１／２＋Ｖｔｈ−［｛２×ｉｄ／（４×β１）｝^１／２＋Ｖｔｈ］＝（２×ｉｄ／β1）^１／２／２………………（７）
このように、差動増幅回路１１ａの２つのＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２のβを異なる値にすることにより、ＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２の各ゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが異なる値になるため、差動増幅回路１１ａに対して、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧を設けることができる。

このように、本第２の実施の形態における充電回路は、電流−電圧変換回路２ａで電流−電圧変換を行う差動増幅回路１１ａにおいて、製造ばらつきで生じる入力オフセット電圧よりも大きな入力オフセット電圧がつくように、入力トランジスタをなす各ＮＭＯＳトランジスタＭ２１及びＭ２２のβが異なるように形成したことから、前記第１の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、充電電流検出用抵抗Ｒｓｅｎに電流が流れているにもかかわらず、モニタ電圧ＣＣＭＯＮが０Ｖになることを防止することができ、より正確に充電電流ｉｃｈｇに対する電流−電圧変換を行うことができると共に、所望の充電電流ｉｃｈｇを得るための基準電圧ＣＣＲＥＦの電圧調整をより正確に行うことができる。

本発明の第１の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。 図１の基準電圧生成回路３の可変抵抗Ｒ１１及びＲ１２の具体的な回路例を示した図である。 本発明の第２の実施の形態における充電回路の回路例を示した図である。 図３の差動増幅回路１１ａの内部回路例を示した図である。 従来の充電回路の回路例を示した図である。 図５の差動増幅回路１１１の回路例を示した図である。

符号の説明

１，１ａ 充電回路
２，２ａ 電流−電圧変換回路
３ 基準電圧生成回路
４ 充電電流制御回路
５ ２次電池
６ ＡＣアダプタ
１１，１１ａ 差動増幅回路
１３ 定電圧回路
１５ 誤差増幅回路
Ｒｓｅｎ 充電電流検出用抵抗
Ｍ１ 充電用トランジスタ
Ｍ１１ ＰＭＯＳトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒ１１，Ｒ１２ 可変抵抗

Claims (9)

1. ２次電池の充電を行う充電回路において、
   入力された制御信号に応じて、前記２次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、
   該充電用トランジスタと直列に接続された、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗と、
   該充電電流検出用抵抗の両端電圧から、前記充電電流に応じた電圧のモニタ電圧を生成して出力する電流−電圧変換回路部と、
   所定の基準電圧を生成して出力する基準電圧生成回路部と、
   前記モニタ電圧が該基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行う充電電流制御回路部と、
   を備え、
   前記基準電圧生成回路部は、前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧を調整する電圧調整手段を有することを特徴とする充電回路。
2. 前記基準電圧生成回路部は、
   所定の定電圧を生成して出力する定電圧回路と、
   可変抵抗を使用して該定電圧を分圧し、前記基準電圧として出力する分圧回路と、
   を備え、
   前記分圧回路は、前記可変抵抗における抵抗値の調整が行われて前記基準電圧の調整が行われることを特徴とする請求項１記載の充電回路。
3. 前記可変抵抗は、トリミングによって抵抗値の調整が行われることを特徴とする請求項２記載の充電回路。
4. 前記電流−電圧変換回路部は、前記充電電流検出用抵抗の両端電圧が対応する入力端にそれぞれ入力され、該両端電圧の差電圧を増幅して出力する差動増幅回路を備え、該差動増幅回路の各入力トランジスタは、該差動増幅回路の入力オフセット電圧が所定値以上に大きくなるように電流駆動能力が異なることを特徴とする請求項１、２又は３記載の充電回路。
5. 前記差動増幅回路の各入力トランジスタは、トランジスタサイズが異なるＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項４記載の充電回路。
6. 入力された制御信号に応じて、２次電池への充電電流の供給制御を行う充電用トランジスタと、該充電用トランジスタと直列に接続され、前記充電電流の検出を行うための充電電流検出用抵抗とを備え、前記充電電流に応じた電圧を生成し、該生成した電圧が所定の基準電圧になるように前記充電用トランジスタの動作制御を行って前記２次電池の充電を行う充電回路の充電電流調整方法において、
   前記充電電流が所望の電流値になるように前記基準電圧の電圧調整を行うことを特徴とする充電回路の充電電流調整方法。
7. 所定の定電圧を分圧して前記基準電圧を生成し、
   前記充電電流が所望の値になるように該分圧比の調整を行うことを特徴とする請求項６記載の充電回路の充電電流調整方法。
8. 前記所定の定電圧を分圧する可変抵抗の抵抗値を調整して、前記充電電流が所望の値になるように調整することを特徴とする請求項７記載の充電回路の充電電流調整方法。
9. 前記可変抵抗は、トリミングによって抵抗値の調整が行われることを特徴とする請求項８記載の充電回路の充電電流調整方法。

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