JP4905208B2 - 過電流検出回路 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子の入出力端子間に過度の電流が流れているか否かを判断する過電流検出回路に関する。

この種の過電流検出回路としては、例えば下記特許文献１に見られるように、スイッチング素子としてのＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間の電圧を、これらの間を流れる電流と相関を有する状態量として利用するものも提案されている。すなわち、この状態量と閾値との大小関係によって、過度の電流が流れているか否かを判断する。

ただし、上記コレクタ及びエミッタ間の電圧は、これらの間を流れる電流によっては一義的に定まらず、温度依存性を有する。そこで上記回路では、ＩＧＢＴの近傍にサーミスタを配置し、サーミスタの出力をスイッチング素子の温度と相関を有するパラメータとして、Ａ／Ｄ変換器に取り込む。そして、ここでディジタルデータに変換されたサーミスタの出力を、マイコンに取り込む。マイコンでは、上記出力に基づき、上記閾値の補正値を算出する。そして、上記状態量のＡ／Ｄ変換値と、上記補正値によって補正された閾値との大小関係がコンパレータによって判断される。これにより、コレクタ及びエミッタ間の電圧の温度依存性にかかわらず、これらの間を過電流が流れたか否かを判断することができる。
特許第３３６７６９９号公報

ただし、上記構成では、サーミスタの出力をディジタルデータに変換する際の処理遅れや、マイコンによる補正値の算出による処理遅れが生じるおそれがある。また、マイコンやＡ／Ｄ変換器を用いることで、検出回路が煩雑なものとなるおそれもある。更に、ＩＧＢＴが車載電動機と接続するインバータを構成する場合、インバータは高圧システムを構成する一方、マイコンは、通常、高圧システムと絶縁された低圧システムを構成する。このため、上記コレクタ及びエミッタ間の電圧等をマイコンに取り込む際、フォトカプラ等の絶縁素子を用いる必要が生じる。

なお、上記過電流検出回路に限らず、スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量に基づきスイッチング素子の入出力端子間に過度の電流が流れるか否かを判断するものにあっては、上述した様々な不都合が生じるこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、スイッチング素子の入出力端子間に過度の電流が流れるか否かをより適切に判断することのできる過電流検出回路を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力の温度に応じた変化を変更することを特徴とする。

上記構成では、スイッチング素子の温度変化に対する温度検出手段の出力の変化を変更することで、アナログ回路の出力を、電気的な状態量の温度変化を補償するために適切なものとすることができる。

請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力の傾きを変更することを特徴とする。

状態検出手段の出力や温度検出手段の出力は、通常、温度変化に対して略線形な変化をする傾向にある。ただし、温度検出手段の出力変化の傾きは、状態検出手段の出力する状態量の温度依存性を補償するものとは限らない。この点、上記構成では、温度検出手段の出力の傾きを変更することで、アナログ回路の出力を、状態検出手段の出力の温度変化を補償するために適切なものとすることができる。

請求項６記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力の変化を指数関数的な変化に変更することを特徴とする。

上記構成では、温度検出手段の出力の変化を指数関数的な変化に変更する。このため、状態検出手段の出力や温度検出手段の出力が温度変化に対して線形な関係にない場合であっても、アナログ回路の出力を、状態検出手段の出力の温度変化を補償するために適切なものとすることが可能となる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の発明において、前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力をオフセット補正することを特徴とする。

状態検出手段の出力や温度検出手段の出力は温度に応じて変化するものであるとはいうものの、温度検出手段の出力の絶対値は、状態検出手段の出力の温度変化を補償することができるものとは限らない。この点、上記構成では、温度検出手段の出力をオフセット補正することで、アナログ回路の出力を、状態検出手段の出力の温度変化を補償するために適切なものとすることができる。

請求項８記載の発明は、請求項２または３記載の発明において、前記アナログ回路は、オペアンプと、該オペアンプの反転入力端子に接続される第１の抵抗体と、前記オペアンプの出力端子から前記反転入力端子へと負帰還をかける第２の抵抗体とを備えて構成されて且つ、前記オペアンプの非反転入力端子及び前記第１の抵抗体の上流のいずれか一方を前記温度検出手段の入力側とすることを特徴とする。

状態検出手段の出力や温度検出手段の出力は、通常、温度変化に対して略線形な変化をする傾向にある。ただし、温度検出手段の出力は、状態検出手段の出力である状態量の温度依存性を補償することができるものとは限らない。この点、上記構成では、第１の抵抗体及び第２の抵抗体の抵抗値によって、入力信号の変化を変更することができる。これにより、温度検出手段の出力の変化を変更することができ、ひいては、アナログ回路の出力を、状態検出手段の出力の温度変化を補償するために適切なものとすることができる。

請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記アナログ回路は、前記第１の抵抗体の上流を前記入力側として且つ、前記オペアンプの非反転入力端子に、第３及び第４の抵抗体によって分圧された電源電圧が印加されてなることを特徴とする。

上記構成では、入力信号の変化に対する出力信号の変化の符号を反転させることができる。更に、上記構成では、オペアンプの非反転入力端子に印加される電圧に応じて、入力信号をオフセット補正したものを出力信号とすることができる。ここで、非反転入力端子には、第３の抵抗体及び第４の抵抗体による電源電圧の分圧値が印加されるために、オフセット補正量を、これら第３の抵抗体及び第４の抵抗体の抵抗値によって調節することもできる。

請求項１０記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記アナログ回路は、前記非反転入力端子を前記入力側として且つ、前記第１の抵抗体の上流に、第３及び第４の抵抗体によって分圧された電源電圧が印加されてなることを特徴とする。

上記構成では、入力信号の変化に対する出力信号の変化の符号を同一とすることができる。更に、上記構成では、オペアンプの反転入力端子に印加される電圧に応じて、入力信号をオフセット補正したものを出力信号とすることができる。ここで、反転入力端子には、第３の抵抗体及び第４の抵抗体による電源電圧の分圧値が印加されるために、オフセット補正量を、これら第３の抵抗体及び第４の抵抗体の抵抗値によって調節することもできる。

請求項１記載の発明は、スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記アナログ回路は、エミッタ同士が短絡された一対のトランジスタと、該エミッタに出力端子が接続されるオペアンプとを備え、前記一対のトランジスタの一方のベースは、前記オペアンプの非反転入力端子と同電位とされ、且つ他方のトランジスタのコレクタは、前記オペアンプの反転入力端子に接続され、該反転入力端子には、抵抗体を介して電源電圧が印加され、前記他方のトランジスタのベースが入力側とされ、前記一方のトランジスタのコレクタが出力側とされることを特徴とする。

上記構成では、入力信号の変化を指数関数的な変化に変換したものを出力信号とすることができる。このため、状態検出手段の出力や温度検出手段の出力が温度変化に対して線形な関係にない場合であっても、アナログ回路の出力を、状態検出手段の出力の温度変化を補償するために適切なものとすることが可能となる。

請求項２記載の発明は、スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記スイッチング素子が複数のスイッチング素子からなり、前記温度検出手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれに対応した複数個からなり、前記アナログ回路は、前記スイッチング素子の温度が最小となるものについての前記温度検出手段の出力を変換することを特徴とする。

電流が閾値を超えたか否かを判断する際に想定する温度を低温とするほど、閾値を超えたとの判断基準が厳しくなる。換言すれば、閾値を超えたと判断しやすくなる。この点、上記構成では、スイッチング素子の温度が最小となるものについての温度検出手段の出力を用いることで、電流が閾値を超えたとの判断をしやすくなる側の設定とすることができる。このため、複数のスイッチング素子間で一部の回路を共有しつつ、上記複数のスイッチング素子を流れる電流が閾値以上であるか否かを適切に判断することができる。

請求項３記載の発明は、スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記スイッチング素子が複数のスイッチング素子からなり、前記温度検出手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれに対応した複数個からなり、前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力をその平均値に変換することを特徴とする。

上記構成では、温度検出手段の出力の平均値を用いることで、複数のスイッチング素子間で一部の回路を共有しつつ、上記複数のスイッチング素子を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１〜１０のいずれかに記載の発明において、前記判断手段は、前記状態検出手段の出力と前記アナログ回路の出力との大小関係に基づき前記判断を行なうものであり、前記アナログ回路の出力は、前記スイッチング素子の温度の上昇に対して増大することを特徴とする。

状態検出手段の出力は、通常、温度の上昇に応じて増大する傾向にある。このため、状態検出手段の出力とアナログ回路の出力との大小関係に基づきスイッチング素子を流れる電流が閾値以上となるか否かを判断する場合、アナログ回路の出力が温度の上昇に応じて増大するものであることが望ましい。この点、上記構成では、アナログ回路の出力を温度の上昇に応じて増大するものとすることで、スイッチング素子を流れる電流が閾値以上か否かを適切に判断することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１０のいずれかに記載の発明において、前記判断手段は、前記アナログ回路の出力によって補正された前記状態検出手段の出力と、予め定められた値との大小関係に基づき、前記判断を行うものであることを特徴とする。

状態検出手段の出力は、温度に依存する。ここで、上記構成では、アナログ回路の出力によって状態検出手段の出力を補正することで、状態検出手段の出力の温度依存性を好適に補償することができる。

請求項１３記載の発明は、請求項１２記載の発明において、前記判断手段は、前記アナログ回路の出力及び前記状態検出手段の出力に基づく加算演算値と予め定められた値との大小関係に基づき、前記判断を行なうものであり、前記アナログ回路の出力は、前記スイッチング素子の温度の上昇に対して減少することを特徴とする。

状態検出手段の出力は、通常、温度の上昇に応じて増大する傾向にある。このため、状態検出手段の出力及びアナログ回路の出力に応じた加算演算値と予め定められた値との大小関係に基づきスイッチング素子を流れる電流が閾値以上となるか否かを判断する場合、アナログ回路の出力が温度の上昇に応じて減少するものであることが望ましい。この点、上記構成では、アナログ回路の出力を温度の上昇に応じて減少するものとすることで、スイッチング素子を流れる電流が閾値以上か否かを適切に判断することができる。

なお、ここで、「加算演算値」とは、アナログ回路の出力及び状態検出手段の出力の和そのものに限らず、これらの和に正の係数を乗算したものや、各出力に正の係数を乗算したもの同士の和も含まれるとする。すなわち、アナログ回路の出力に第１の係数（＞０）を乗算したものと状態検出手段の出力に第２の係数（＞０）を乗算したものとの和とする。

請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記判断手段は、非反転加算回路を備えて構成されてなることを特徴とする。

上記構成では、非反転加算回路を備えることで、状態検出手段の出力及びアナログ回路の出力の加算演算を適切に行うことができる。なお、ここで「加算演算」とは、アナログ回路の出力及び状態検出手段の出力の直接の和算処理に限らず、これらの和に正の係数を乗算する処理や、各出力に正の係数を乗算したもの同士の和算処理も含まれるとする。

請求項１５記載の発明は、スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、前記温度検出手段が、感温ダイオードであり、前記判断手段は、前記アナログ回路の出力及び前記状態検出手段の出力に応じた減算演算値と予め定められた値との大小関係に基づき、前記判断を行なうものであり、前記アナログ回路は、前記温度検出手段の温度の上昇に対する出力の変化極性を反転させたものを該アナログ回路の出力とするための反転増幅回路を備えることを特徴とする。

状態検出手段の出力は、通常、温度の上昇に応じて増大する傾向にある。このため、状態検出手段の出力及びアナログ回路の出力に応じた減算演算値と予め定められた値との大小関係に基づきスイッチング素子を流れる電流が閾値以上となるか否かを判断する場合、アナログ回路の出力が温度の上昇に応じて増大するものであることが望ましい。この点、上記構成では、アナログ回路の出力を温度の上昇に応じて増大するものとすることで、スイッチング素子を流れる電流が閾値以上か否かを適切に判断することができる。

なお、ここで、「減算演算値」とは、アナログ回路の出力及び状態検出手段の出力の差分値そのものに限らず、これらの差に正の係数を乗算したものや、各出力に正の係数を乗算したもの同士の差も含まれるとする。すなわち、アナログ回路の出力に第１の係数（＞０）を乗算したものと状態検出手段の出力に第２の係数（＞０）を乗算したものとの差とする。

請求項１６記載の発明は、請求項１〜１５のいずれかに記載の発明において、前記スイッチング素子が、前記入出力端子間を流れる電流に応じた微少電流を出力するセンス端子を備え、前記状態検出手段は、抵抗体を備えて前記微少電流による電圧降下を検出することを特徴とする。

上記構成によれば、スイッチング素子の入出力端子のうち低電位側の電位を基準として上記電気的な状態量を容易に定義することができる。また、上記センス端子から出力される微少電流は、温度が上昇するほど増大する傾向にある。このため、状態検出手段では、温度が高いほど大きな電圧降下を検出することとなる。

請求項１７記載の発明は、請求項１〜１４のいずれかに記載の発明において、前記温度検出手段が、感温ダイオード、サーミスタ及び熱電対のいずれか１つを備えて構成されてなることを特徴とする。

上記構成では、温度検出手段を適切に構成することができる。

請求項１８記載の発明は、請求項１〜１７のいずれかに記載の発明において、前記スイッチング素子は、車載回転機と電気的に接続される高圧システムを構成して且つ低圧システムと絶縁されてなることを特徴とする。

上記構成では、スイッチング素子が高圧システムを構成するものであるため、通常低圧システムを構成するマイコンを備えて過電流検出回路を構成する場合には、フォトカプラ等の絶縁素子を介して状態検出手段と通信する必要が生じる。この点、上記構成では、高圧システム内に過電流検出回路を備えることで、こうした問題を回避することができる。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる過電流検出回路をハイブリッド車の高圧システムに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。

図示されるように、電動機１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれと図示しない高圧バッテリの正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２（Ｕ相レッグ）とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４（Ｖ相レッグ）とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６（Ｗ相レッグ）との並列接続体を備えて構成されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点が電動機１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点が電動機１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点が電動機１０のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。なお、インバータ１２は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に逆並列に接続されたフライホイールダイオードを備えているが、図１では、便宜上、これらの記載を割愛している。

上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、インターフェース１４を介して、低圧バッテリ１６を電力源とするマイクロコンピュータ（マイコン１８）により操作される。

上記各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、センス端子ＳＴを備えている。センス端子ＳＴは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流に応じた微少電流を出力する端子である。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の近傍には、これら各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の温度を検出するための感温ダイオードＤ１〜Ｄ６が設けられている。

更に、上記システムは、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のそれぞれのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流が閾値以上となるとき、同電流を制限することで各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を過電流から保護する保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６を備えている。すなわち、保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６は、センス端子ＳＴの出力する微少電流と、感温ダイオードＤ１〜Ｄ６の出力とを取り込み、これらに基づき、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のコレクタ及びエミッタ間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する。そして、閾値以上であると判断されるときには、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の導通制御端子（ゲート）に印加される電圧を操作することで、コレクタ及びエミッタ間を流れる電流を減少させる。ここでは、コレクタ及びエミッタ間を流れる電流をゼロとしても良く、また、コレクタ及びエミッタ間を流れる電流を閾値以下に制限してもよい。

以下、保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうち、特にコレクタ及びエミッタ間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する回路（過電流検出回路）について詳述する。図２に、過電流検出回路を示す。なお、図２において、スイッチング素子ＳＷは、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のいずれかを示し、また、感温ダイオードＤは、感温ダイオードＤ１〜Ｄ６のいずれかを示す。

図示されるように、スイッチング素子ＳＷのセンス端子ＳＴは、抵抗体Ｒｄを介してエミッタＥと接続されている。エミッタＥの電位は、過電流検出回路の基準電位となっている。そして、センス端子ＳＴの出力する微少電流による抵抗体Ｒｄの電圧降下量は、スイッチング素子ＳＷのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流と相関を有する物理量として、コンパレータ３０の反転入力端子に取り込まれる。コンパレータ３０は、その非反転入力端子に印加される閾値電圧と電圧降下量との大小関係に基づき、スイッチング素子ＳＷのコレクタＣ及びエミッタＥ間に流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する。

この判断に際しては、スイッチング素子ＳＷのコレクタ及びエミッタ間を流れる電流が同一であったとしても、上記微少電流が温度に応じて変化するために、上記電圧降下量が温度に応じて変化することを考慮する必要がある。すなわち、図３に示すように、コレクタＣ及びエミッタＥ間に流れる電流が一定の電流Ｉ１や電流Ｉ２であったとしても、上記電圧降下量は、スイッチング素子ＳＷの温度が高いほど大きくなる。このため、図中、1点鎖線にて示すように、上記電流の閾値に対応した閾値電圧を、温度が高いほど大きくする必要がある。

そこで、本実施形態では、感温ダイオードＤによってスイッチング素子ＳＷの温度を検出し、これに基づき閾値電圧を可変設定する。詳しくは、先の図２に示されるように、感温ダイオードＤのカソードは、上記エミッタＥと接続され、且つアノードは、ゲイン調節回路４０に接続されている。ゲイン調節回路４０は、オペアンプ４１を備え、その非反転入力端子に上記カソードが接続されている。また、これら非反転入力端子及びカソード間には、定電流源４２を介して電源４３が接続されている。一方、オペアンプ４１の反転入力端子には、抵抗体４４及び抵抗体４５によって分圧された電源４６の電圧が印加されている。なお、オペアンプ４１の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗体４７が接続されている。

上記ゲイン調節回路４０の出力、すなわちオペアンプ４１の出力は、出力変換回路５０に取り込まれる。出力変換回路５０は、ゲイン調節回路４０の出力する入力信号Ｖｉを変換して、上記コンパレータ３０の非反転入力端子に出力する。

ここで、出力変換回路５０は、先の図３に示した態様にて閾値電圧を設定すべく、感温ダイオードＤの温度変化に対する出力電圧の変化を反転させて且つこれをオフセット補正する。ここで出力変化を反転させるのは、図４に示されるように、感温ダイオードＤは、温度が高いほどその出力電圧を低下させるためである。このため、出力変換回路５０の出力電圧を閾値電圧とすべく、感温ダイオードＤの温度に対する出力変化を反転させる。更に、反転させた信号を閾値電圧として適切な値にすべく、同信号をオフセット補正する。これにより、スイッチング素子ＳＷのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流が閾値以上となるときに、電圧降下量が出力変換回路５０の出力電圧以上となるように設定することが可能となる。

出力変換回路５０は、反転増幅回路を備えて構成されている。この反転増幅回路は、オペアンプ５１を備えて構成されている。すなわち、オペアンプ５１の反転入力端子及び出力端子間には、抵抗体５２が接続され、反転入力端子及びゲイン調節回路４０の出力端子間には、抵抗体５３が接続されている。また、オペアンプ５１の非反転入力端子には、電源５４の基準電圧Ｖｒｅｆの抵抗体５５及び抵抗体５６による分圧が印加されている。ここで、抵抗体５２，５３，５５，５６の抵抗値を、それぞれ抵抗値Ｒ１〜Ｒ４とすると、出力変換回路５０の出力信号Ｖｏは、以下の式で表現される。

Ｖｏ＝Ｖｉ×（−Ｒ１／Ｒ２）
＋Ｖｒｅｆ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２｝×｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝

上記の式にて表現されるように、出力信号Ｖｏは入力信号Ｖｉに比例する。そして、この比例係数が「−Ｒ１／Ｒ２」であるために、抵抗値Ｒ１及び抵抗値Ｒ２によって、比例係数を調節することができる。更に、出力信号Ｖｏは、切片を有する。この切片は、基準電圧Ｖｒｅｆが一定であっても、「Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）」によって調節可能である。このため、抵抗値Ｒ３及び抵抗値Ｒ４によって、切片を調節することができる。

これにより、出力信号Ｖｏを、温度が高いほど大きな値となって且つ、その絶対値が上記電流の閾値に対応した閾値電圧を表現するものとすることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）感温ダイオードＤの出力を変換する出力変換回路５０を備えた。これにより、出力変換回路５０の出力信号Ｖｏを、電流の閾値に応じた閾値電圧とすることができ、ひいては、電圧降下量の温度変化を補償しつつスイッチング素子ＳＷを流れる電流が閾値以上であるか否かを判断することができる。

（２）出力変換回路５０を、オペアンプ５１と、オペアンプ５１の反転入力端子に接続される抵抗体５３と、オペアンプ５１の出力端子から反転入力端子へと負帰還をかける抵抗体５２とを備えて構成した。これにより、これら抵抗体５２，５３の抵抗値Ｒ１，Ｒ２によって、入力信号Ｖｉの変化度合いを変更することができる。

（３）出力変換回路５０を構成するオペアンプ５１の非反転入力端子に、抵抗体５５，５６によって分圧された電源５４の電圧を印加した。これにより、抵抗体５５，５６の抵抗値Ｒ３，Ｒ４によって、出力信号Ｖｏの絶対値を調節することができる。

（４）センス端子ＳＴの出力する微少電流による電圧降下を検出することで、スイッチング素子ＳＷのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流を適切に検出することができる。

（５）感温ダイオードＤを用いることで、スイッチング素子ＳＷの温度を簡易に検出することができる。

（６）過電流の検出対象を、電動機１０と接続されるインバータ１２を構成するスイッチング素子ＳＷとした。このため、上記マイコン１８を用いて過電流検出回路を構成する場合には、フォトカプラ等の絶縁素子を介して抵抗体Ｒｄと接続する必要が生じる。これに対し、本実施形態では、アナログ回路からなる保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６を高圧システム側に備えることで、低圧システムと高圧システムとの絶縁手段を用いることなく、過電流の検出及び過電流からの保護をすることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかる過電流検出回路の構成を示す。なお、図５において、先の図２に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、出力変換回路６０を備えている。出力変換回路６０は、入力信号Ｖｉの変化を指数関数的な変化に変更するものである。

詳しくは、出力変換回路６０は、分圧回路６２を備えている。分圧回路６２に対するゲイン調節回路４０からの入力信号Ｖｉは、分圧回路６２によって出力信号Ｖ２に変換される。分圧回路６２は、入力信号Ｖｉを抵抗体６２ａ，６２ｂによって分圧するものである。すなわち、これら抵抗体６２ａ、６２ｂの抵抗値を、抵抗値Ｒ５，Ｒ６とすると、分圧回路６２の出力信号Ｖ２は以下の式となる。

Ｖ２＝Ｖｉ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）

分圧回路６２の下流には、エミッタ同士が互いに接続された一対のトランジスタ６３，６４が備えられている。そして、これらエミッタには、オペアンプ６５の出力端子が接続されている。オペアンプ６５の非反転入力端子は、接地されている（より正確には、スイッチング素子ＳＷのエミッタＥと同電位とされている）。また、オペアンプ６５の反転入力端子は、トランジスタ６３のコレクタと接続されているとともに、抵抗体６６を介して電源６７と接続されている。一方、トランジスタ６３のベースには、出力信号Ｖ２が印加され、トランジスタ６４のベースは、接地されている（より正確には、スイッチング素子ＳＷのエミッタＥと同電位とされている）。

トランジスタ６４のコレクタは、反転増幅回路６８と接続される。反転増幅回路６８は、オペアンプ６８ａと、オペアンプ６８ａの出力端子から反転入力端子に負帰還をかける抵抗体６８ｂと、電源６７の電圧を分圧する抵抗体６８ｃ、６８ｄとを備えている。そして、抵抗体６８ｃ、６８ｄによる分圧Ｖ３が、オペアンプ６８ａの非反転入力端子に印加されている。また、オペアンプ６８ａの反転入力端子は、トランジスタ６４のコレクタと接続されている。この反転増幅回路６８の出力信号が、出力変換回路６０の出力信号Ｖｏである。

ここで、抵抗体６６及び抵抗体６８ｂの抵抗値を共に抵抗値Ｒ２、電源６７の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとすると、定数α、β１、β２を用いて、トランジスタ６３，６４のベース及びエミッタ間の電圧ＶＢＥ１、ＶＢＥ２は、以下の式にて表現される。

ＶＢＥ１＝α×ｌｏｇ（Ｖｒｅｆ／Ｒ２×β１）
ＶＢＥ２＝α×ｌｏｇ｛（Ｖｏ―Ｖ３）／Ｒ２×β２｝

ここで、関係式「−ＶＢＥ２＝Ｖ２−ＶＢＥ１」に、上記電圧ＶＢＥ１、ＶＢＥ２の式を代入すると、以下となる。

Ｖ２＝α×ｌｏｇ｛（Ｖｒｅｆ／Ｒ２×β１）×Ｒ２×β２／（Ｖｏ―Ｖ３）｝

ここで、トランジスタ６３，６４を同一特性のものとすることで、「β１＝β２」とすることができ、下記の式を得る。

Ｖ２＝α×ｌｏｇ｛Ｖｒｅｆ／（Ｖｏ―Ｖ３）｝

ここで、出力信号Ｖ２を、入力信号Ｖｉにて表すと、下記の式を得る。

Ｖｉ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）＝α×ｌｏｇ｛Ｖｒｅｆ／（Ｖｏ―Ｖ３）｝

ここで、抵抗値Ｒ５，Ｒ６を調節することで、「α＝Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）」とするなら、以下の式を得る。

−Ｖｉ＝ｌｏｇ｛（Ｖｏ―Ｖ３）／Ｖｒｅｆ｝
Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ×１０＾（−Ｖｉ）＋Ｖ３

このように、出力変換回路６０によれば、入力信号Ｖｉの変化を指数関数的な変化に変更する出力信号Ｖｏを得ることができる。このため、温度が高いほど温度変化に対する閾値電圧の増加量を増大させることが可能となる。このため、例えば先の図３に示すように、温度が高いほど温度変化に対する電圧降下量の増加量が増大する特性の場合に、電流の閾値に応じて閾値電圧を特に高精度に設定することが可能となる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（４）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）出力変換回路６０を、エミッタ同士が短絡された一対のトランジスタ６３，６４と、エミッタに出力端子が接続されるオペアンプ６５とを備え、トランジスタ６４のベースは、オペアンプ６５の非反転入力端子と同電位とされ、且つトランジスタ６３のコレクタは、オペアンプ６５の反転入力端子に接続され、該反転入力端子には、抵抗体６６を介して電圧Ｖｒｅｆが印加される回路を備えて構成した。これにより、出力信号Ｖ２の変化を指数関数的な変化に変更する出力信号Ｖｏを得ることができる。このため、抵抗体Ｒｄによる微少電流の電圧降下量が温度変化に対して線形な関係にない場合であっても、出力変換回路６０の出力を、電圧降下量の温度変化を補償するために適切なものとすることが可能となる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図６に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。なお、図６において、先の図１に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、インバータ１２の各相レッグの上段、及び下段に２つのスイッチング素子が並列に接続されている。すなわち例えば、Ｕ相レッグの上段には、スイッチング素子ＳＷ１ａ及びスイッチング素子ＳＷ１ｂが並列接続されており、Ｕ相レッグの下段には、スイッチング素子ＳＷ２ａ及びスイッチング素子ＳＷ２ｂが並列接続されている。これは、各１つのスイッチング素子を流れる電流を仕様によって定まる許容電流内としつつも、インバータ１２の各相を流れる電流を拡大するための設定である。こうした設定の場合、各相において互いに並列接続された一対のスイッチング素子のオン・オフ操作状態は通常同一となっている。このため、保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のそれぞれを、一対のスイッチング素子のセンス端子ＳＴの微少電流と、一対のスイッチング素子のそれぞれの近傍に設けられた感温ダイオードの出力電圧とを取り込む構成とすることで、一対のスイッチング素子で保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６の一部の回路を共有することができる。

図７に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図７において、先の図２に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。また、図７において、大電流を流すべく互いに並列接続された一対のスイッチング素子をスイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂとし、これらの近傍に設けられた感温ダイオードを、感温ダイオードＤａ，Ｄｂとする。なお、一対のスイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂは、互いに同一仕様（寸法、構造、成分、精度、性能等が同一）であるものとし、一対の感温ダイオードＤａ，Ｄｂも、互いに同一仕様であるものとする。

図示されるように、本実施形態では、各スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂのセンス端子ＳＴから出力される微少電流による抵抗体Ｒｄａ，Ｒｄｂの電圧降下量は、それぞれコンパレータ３０ａ，３０ｂの反転入力端子に取り込まれる。一方、出力変換回路５０を、一対のスイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ間で共有する。すなわち、出力変換回路５０の出力信号Ｖｏが、コンパレータ３０ａ，３０ｂのそれぞれの非反転入力端子に印加される。

また、各スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ近傍に設けられた感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力信号は、各ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂに取り込まれる。これらゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの構成は、先の図２に示したゲイン調節回路４０と同一であり、互いに同一仕様となっている。そして、これらゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの出力は、同出力側をカソードとするダイオード７０ａ，７０ｂを介して互いに並列接続されるとともに、抵抗体５３に接続される。このように、本実施形態では、ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂとダイオード７０ａ，７０ｂとは、アナログＯＲ回路（最大値回路）を構成する。これにより、出力変換回路５０には、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂのうち温度の低い方についての感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力信号に応じた信号が取り込まれることとなる。すなわち、感温ダイオードＤａ，Ｄｂは、先の図４に示したように温度が低いほど出力電圧値が小さくなる特性を有するため、アナログＯＲ回路によって、出力電圧値が最大のもの、すなわち、温度が最も低いものを選択することとなる。

このように、本実施形態では、感温ダイオードＤａ，Ｄｂのうち、温度が低い方に基づき、コンパレータ３０ａ，３０ｂの閾値電圧が設定される。このため、閾値電圧は、極力低い値に設定されることとなり、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂを流れる電流が閾値を超えたと判断しやすい設定となっている。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂとダイオード７０ａ，７０ｂとによってアナログＯＲ回路を構成することで、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂの温度が最小となるものについての感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力を用いて閾値電圧を設定した。これにより、出力変換回路５０を共有しつつ、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂを流れる電流が閾値以上であるか否かを適切に判断することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図８において、先の図７に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの出力を抵抗体７２ａ，７２ｂを介してそれぞれ並列接続するとともに、これらを出力変換回路５０のオペアンプ５１の反転入力端子と接続する。これにより、ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂ及び抵抗体７２ａ，７２ｂによって平均値回路が構成される。このため、出力変換回路５０では、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂの温度の平均値（感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力の平均値）を取り込んで閾値電圧（出力信号Ｖｏ）を設定することとなる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂ及び抵抗体７２ａ，７２ｂによって平均値回路を構成することで、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ間で出力変換回路５０を共有しつつ、これらを流れる電流が閾値以上であるか否かを判断することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図９において、先の図２に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、スイッチング素子ＳＷの温度を検出する手段として、サーミスタＳＭを用いる。詳しくは、サーミスタＳＭに電力を供給すべく、定電流源４２を介して電源４３の電力を供給する。そして、サーミスタＳＭの出力電圧（出力変換回路８０の入力信号Ｖｉ）を出力変換回路８０に取り込む。ここで、出力変換回路８０は、サーミスタＳＭの出力の傾き及び絶対値を補正するものの、温度変化に対する出力変化である傾きの符号については同一に保つ。これは、図１０に示されるように、サーミスタＳＭの出力は温度が高いほど大きくなるためである。

詳しくは、出力変換回路８０は、オペアンプ８１を備えている。また、オペアンプ８１の出力端子から反転入力端子へと負帰還をかける抵抗体８２を備えている。そして、オペアンプ８１の反転入力端子には、抵抗体８５、８６によって分圧された電源８４の電圧Ｖｒｅｆが、抵抗体８３を介して印加される。また、オペアンプ８１の非反転入力端子には、上記入力信号Ｖｉが印加される。

ここで、上記抵抗体８２，８３，８５，８６の抵抗値を、抵抗値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とすると、出力信号Ｖｏは、入力信号Ｖｉを用いて、下記の式によって表現される。

Ｖｏ＝Ｖｉ×｛（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２｝
―Ｖｒｅｆ×Ｒ１／Ｒ２×｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝

このため、入力信号Ｖｉの変化は、抵抗値Ｒ１、Ｒ２によって調節することができ、また、オフセット値は、抵抗値Ｒ３，Ｒ４によって調節することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１０）オペアンプ８１の出力端子から反転入力端子へと負帰還をかける抵抗体８２を備え、非反転入力端子を入力側として且つ、抵抗体８５，８６によって分圧された電源電圧Ｖｒｅｆを抵抗体８３を介して反転入力端子に印加した。これにより、サーミスタＳＭの出力電圧（入力信号Ｖｉ）を適切に変換することができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１１において、先の図９に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、閾値電圧は、電流の閾値に応じた固定値（閾値電圧Ｖｔｈ）に設定される。すなわち、コンパレータ３０の反転入力端子には、閾値電圧Ｖｔｈを印加する。これに対し、電圧降下量を温度変化に応じて補正する。換言すれば、上記閾値電圧Ｖｔｈとの関係でスイッチング素子ＳＷに実際に流れる電流値に応じた値となるように電圧降下量を補正する。具体的には、本実施形態では出力変換回路８０の出力と、抵抗体Ｒｄによる電圧降下量とを、加算回路９０によって加算する。そして、加算回路９０の出力を、上記スイッチング素子ＳＷを実際に流れる電流値に応じた信号として、コンパレータ３０の非反転入力端子に出力する。

ここで、加算回路９０は、オペアンプ９１と、オペアンプ９１の出力端子から反転入力端子へと負帰還をかける抵抗体９２と、同反転入力端子に接続される互いに並列接続される抵抗体９３，９４とを備えている。そして、オペアンプ９１の非反転入力端子は接地されている（詳しくは、スイッチング素子ＳＷのエミッタと同電位とされている）。また、オペアンプ９１の反転入力端子には、抵抗体Ｒｄの電圧降下量が抵抗体９３を介して、出力変換回路８０の出力が抵抗体９４を介して、それぞれ印加される。ここで、抵抗体９３，９４の抵抗値を互いに等しくすることで、加算回路９０の出力を、電圧降下量と出力変換回路８０の出力信号Ｖｏとの和に「−１」を乗算した値とすることができる。

上記出力変換回路８０の出力信号Ｖｏは、スイッチング素子ＳＷのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流が一定であるときには、図１２に示すように、温度にかかわらず、電圧降下量と出力信号Ｖｏとの和が一定となるように調節される。これにより、固定された閾値電圧Ｖｔｈによって、スイッチング素子ＳＷのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断することができる。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態に準じた効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１３において、先の図２、図９に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、ゲイン調節回路４０の出力は、非反転増幅回路からなる出力変換回路８０入力される。そして、出力変換回路８０の出力電圧と、抵抗体Ｒｄの電圧降下量とが、非反転加算回路１００に入力される。ここで、非反転加算回路１００は、オペアンプ１０１を備えており、その非反転入力端子には、出力変換回路８０の出力電圧及び電圧降下量が、それぞれ抵抗体１０２，１０３を介して入力される。また、オペアンプ１０１の出力端子は、抵抗体１０４，１０５の直列接続体を介して接地されており、また、オペアンプ１０１の反転入力端子は、これら抵抗体１０１及び抵抗体１０５の接続点と接続されている。

こうした構成において、抵抗体１０２，１０３の抵抗値を互いに等しい抵抗値Ｒ８とすることで、非反転加算回路１００の出力を、出力変換回路８０の出力電圧及び電圧降下量の和に応じた値とすることができる。詳しくは、抵抗体１０４，１０５の抵抗値Ｒ９，Ｒ１０を用いて、出力変換回路８０の出力電圧及び電圧降下量の和の「１／２」の値に「（Ｒ９＋Ｒ１０）／Ｒ１０」の値を乗算した値とすることができる。これにより、スイッチング素子ＳＷに流れる電流量が同一であるなら、温度にかかわらず非反転加算回路１００の出力を略一定とすることができる。

すなわち、先の図３に示したように、電圧降下量は、温度が上昇するほど増大するのに対し、感温ダイオードＤの出力は、温度が上昇するほど減少する。このため、非反転増幅回路を備える出力変換回路８０の出力は、抵抗体８２，８３，８５，８６の抵抗値を調節することで、その出力の温度に応じた減少速度を、電圧降下量の温度に応じた増大速度を相殺する値とすることができる。そして、こうした設定の下、これら２つの値を加算することで、互いに温度依存性を好適に抑制することができる。

そして、非反転加算回路１００の出力は、コンパレータ３０の反転入力端子に印加され、その非反転入力端子には閾値電圧が印加される。これにより、図１４に示すように、温度の変化にかかわらず、スイッチング素子ＳＷのコレクタ及びエミッタ間に流れる電流が一定であるなら、閾値電圧Ｖｔｈと非反転加算回路１００の出力との相対的な値の差を略一定とすることができる。なお、図１４における電流値Ｉ２，Ｉ１は先の図３に示したものと対応している。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（４）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）出力変換回路８０の出力によって補正された電圧降下量と、予め定められた値（閾値電圧Ｖｔｈ）との大小関係に基づき、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が閾値以上であるか否かを判断した。これにより、電圧降下量の温度依存性を好適に補償することができる。

(１２)出力変換回路８０の出力及び電圧降下量に応じた加算演算値と予め定められた値（閾値電圧Ｖｔｈ）との大小関係に基づき、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が閾値以上であるか否かを判断するに際し、出力変換回路８０の出力を、スイッチング素子ＳＷの温度の上昇に対して減少する特性とした。これにより、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が閾値以上か否かを適切に判断することができる。

(１３)非反転加算回路１００を用いることで、出力変換回路８０の出力電圧と電圧降下量との加算演算を適切に行うことができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１５に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１５において、先の図１３及び図５に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、先の図５に示した出力変換回路６０に出力反転回路６１を新たに加えたものである出力変換回路６０ａを備えている。ここで、出力反転回路６１は、オペアンプ６１ａを備え、オペアンプ６１ａの出力端子と反転入力端子とを接続する抵抗体６１ｂと、反転入力端子と接続される抵抗体６１ｃとを備えている。ここで、抵抗体６１ｂ及び抵抗体６１ｃの抵抗値は共に抵抗値Ｒ１であり、また、オペアンプ６１ａの非反転入力端子は接地されている（より正確には、スイッチング素子ＳＷのエミッタＥと同電位とされている）。これにより、出力反転回路６１の出力信号Ｖ１は、入力信号Ｖｉの「−１」倍の値となる。

このため、出力変換回路６０ａの出力電圧は、先の図５に示した出力変換回路６０ａにおいて、「Ｖｉ」を「−Ｖｉ」としたものとなり、「Ｖｒｅｆ×１０＾（Ｖｉ）＋Ｖ３」となる。これにより、出力変換回路６０ａの出力は、感温ダイオードＤの温度が上昇するにつれて指数関数的に低下するものとなる。

そして、出力変換回路６０ａの出力電圧と電圧降下量とが、非反転加算回路１００に取り込まれる。これにより、非反転加算回路１００では、出力変換回路６０ａの出力電圧と電圧降下量とに応じた加算演算を行い、その演算結果をコンパレータ３０の反転入力端子に出力する。これにより、コンパレータ３０の反転入力端子には、出力変換回路６０ａの出力電圧と電圧降下量との加算演算値が入力されることとなる。この加算演算値は、温度が上昇するにつれて電圧降下量が上昇することを、温度上昇に対して指数関数的に減少する値で補正したものとなっている。このため、電圧降下量の増加量が温度が高いほど増大する特性を有する場合であっても、加算演算値の温度依存性は好適に抑制されるようになる。そして、コンパレータ３０では、加算演算値と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較する。

以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態の上記（１１）〜（１３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１４）感温ダイオードＤの出力電圧を指数関数的に変換する出力変換回路６０ａの出力電圧にて電圧降下量を補正することで、電圧降下量が温度変化に対して線形な関係にない場合であっても、コンパレータ３０において閾値電圧Ｖｔｈと比較される値の温度依存性を好適に抑制することができる。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第７の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、先の図６に示したシステムを前提としている。

図１６に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１６において、先の図１３及び図７に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。また、図１６においても、先の図７と同様、大電流を流すべく互いに並列接続された一対のスイッチング素子をスイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂとし、これらの近傍に設けられた感温ダイオードを、感温ダイオードＤａ，Ｄｂとする。なお、一対のスイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂは、互いに同一仕様（寸法、構造、成分、精度、性能等が同一）であるものとし、一対の感温ダイオードＤａ，Ｄｂも、互いに同一仕様であるものとする。

図示されるように、各スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ近傍に設けられた感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力信号は、各ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂに取り込まれる。これらゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの構成は、先の図２に示したゲイン調節回路４０と同一であり、互いに同一仕様となっている。そして、これらゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの出力は、同出力側をアノードとするダイオード１１０ａ，１１０ｂを介して互いに並列接続されるとともに、出力変換回路８０に入力される。そして、出力変換回路８０の出力電圧は、各スイッチング素子ＳＷａ、ＳＷｂにおける電圧降下量とともに、一対の非反転加算回路１００ａ，１００ｂにそれぞれ入力される。

これにより、非反転加算回路１００ａでは、スイッチング素子ＳＷａに関する電圧降下量及び出力変換回路８０の出力に応じた加算演算を行う。一方、非反転加算回路１００ｂでは、スイッチング素子ＳＷｂに関する電圧降下量及び出力変換回路８０の出力に応じた加算演算を行う。そして、コンパレータ３０ａでは、非反転加算回路１００ａの出力電圧と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較する。一方、コンパレータ３０ｂでは、非反転加算回路１００ｂの出力電圧と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較する。

こうした構成によれば、出力変換回路８０をスイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ間で共有化することができる。

また、本実施形態でも、出力変換回路８０には、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂのうち温度の低い方についての感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力信号に応じた信号が取り込まれることとなる。すなわち、感温ダイオードＤａ，Ｄｂは、先の図４に示したように温度が低いほど出力電圧値が大きくなる特性を有するため、出力変換回路８０では、出力電圧値が最大のもの、すなわち、温度が最も低いものを選択することとなる。このように、本実施形態でも、感温ダイオードＤａ，Ｄｂのうち、温度が低い方に基づき、コンパレータ３０ａ，３０ｂによる閾値電圧Ｖｔｈとの比較対象が設定される。このため、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂを流れる電流が閾値電圧Ｖｔｈを超えたと判断しやすい設定となっている。

以上説明した本実施形態では、先の第７の実施形態の効果や、先の第３の実施形態の効果に準じた効果を得ることができる。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第９の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態でも、先の図６に示したシステムを前提としている。

図１７に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１７において、先の図１３及び図８に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、各スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ近傍に設けられた感温ダイオードＤａ，Ｄｂの出力信号は、各ゲイン調節回路４０ａ，４０ｂに取り込まれる。これらゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの構成は、先の図２に示したゲイン調節回路４０と同一であり、互いに同一仕様となっている。そして、これらゲイン調節回路４０ａ，４０ｂの出力は、抵抗体１２０ａ，１２０ｂを介して出力変換回路８０に入力される。そして、出力変換回路８０の出力電圧は、各スイッチング素子ＳＷａ、ＳＷｂにおける電圧降下量とともに、一対の非反転加算回路１００ａ，１００ｂにそれぞれ入力される。

こうした構成によっても、上記第４の実施形態と同様、出力変換回路８０を、スイッチング素子ＳＷａ，ＳＷｂ間で共有することができる。

（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第７の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１８において、先の図２に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、先の第５の実施形態と同様、スイッチング素子ＳＷの温度を検出する手段として、サーミスタＳＭを用いる。サーミスタＳＭの出力電圧は、ゲイン調節回路４０を介して、反転増幅回路を備えて構成される出力変換回路５０に入力される。そして、出力変換回路５０の出力電圧が、非反転加算回路１００において、電圧降下量に加算される。すなわち、サーミスタＳＭは、先の図１０に示したように、温度が上昇するほど出力電圧が増大するものであるため、この出力電圧の変化をまず出力変換回路５０によって反転させる。そして、出力変換回路５０の出力電圧を電圧降下量に加算することで、電圧降下量の温度による変化を補償する。なお、ゲイン調節回路４０、出力変換回路５０は、先の図２に示したものと同一である。

以上説明した本実施形態によっても、先の第７の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第１２の実施形態）
以下、第１２の実施形態について、先の第７の実施形態等との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１９に、上記保護回路ＰＣ１〜ＰＣ６のうちの過電流検出回路の構成を示す。なお、図１９において、先の図２に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、感温ダイオードＤの出力はゲイン調節回路４０を介して、反転増幅回路からなる出力変換回路５０に入力される。そして、出力変換回路５０の出力電圧は、電圧降下量とともに、減算回路１３０に入力される。減算回路１３０は、オペアンプ１３１を備えている。そして、オペアンプ１３１の出力端子及び反転入力端子間は、抵抗体１３２によって接続されている。また、オペアンプ１３１の反転入力端子には、抵抗体１３３を介して出力変換回路５０の出力端子が接続されている。一方、オペアンプ１３１の非反転入力端子は、抵抗体１３４を介して接地されており、また、オペアンプ１３１の非反転入力端子には、抵抗体１３５を介して電圧降下量が入力される。

こうした構成において、抵抗体１３２〜１３５の抵抗値を全て等しい抵抗値Ｒ１１とすることで、減算回路１３０の出力を、出力変換回路５０の出力電圧値に対する電圧降下量の差とすることができる。このため、出力変換回路５０の出力を温度に応じて増大するものとすることで、温度上昇に起因した電圧降下量の上昇を出力変換回路５０の出力電圧によって相殺することができる。このため、コンパレータ３０において、温度変化が補償された値と閾値電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（４）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１５）出力変換回路５０に対する電圧降下量の差分と予め定められた値（閾値電圧Ｖｔｈ）との大小関係に基づき、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が閾値以上か否かを判断した。これにより、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が閾値以上か否かを適切に判断することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・先の第２の実施形態においては、抵抗体６２ａ，６２ｂの抵抗値Ｒ５，Ｒ６を調節することで、「α＝Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）」となるようにしたが、こうした設定としなくてもよい。この場合、出力信号Ｖｏを、「１０＾［−Ｖｉ×Ｒ６／｛（Ｒ５＋Ｒ６）×α｝］」に比例するものとすることができる。このため、抵抗体６２ａ，６２ｂの抵抗値によって、温度変化に対する出力変化の度合を調節することが可能となる。

・感温ダイオード等からの入力信号Ｖｉの変化を指数関数的な変化に変更する回路としては、先の図５に例示したものに限らない。例えば、図２０に示すように、先の図５において分圧回路６２を備えない構成としてもよい。なお、図２０において、先の図５に対応した部材と同一の部材については、便宜上同一の符号を付している。この場合、出力信号Ｖｏは、「１０＾（−Ｖｉ／α）」に比例する項と電圧Ｖｒｅｆに応じた定数項との和となる。

・先の第６の実施形態において、出力信号Ｖｏを、先の図２０に示した出力変換回路６０の出力信号Ｖｏとしてもよい。また、同第６の実施形態において、サーミスタＳＭを用いるとともに、先の図２に示した出力変換回路５０を用いてもよい。

・上記いくつかの実施形態では、入力信号Ｖｉを反転させるために反転増幅回路を用いたが、信号を反転させる手段としてはこれに限らない。図２１に、反転増幅回路によることなく、感温ダイオードＤの出力を反転させる構成を例示する。なお、図２１において、先の図９に示した部材と対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

・第９及び第１０の実施形態において、出力変換回路８０に代えて、先の第８の実施形態（図１５）の出力変換回路６０を用いてもよい。

・第１１の実施形態において、非反転加算回路１００に入力される信号として、先の第２の実施形態（図５）に示した出力変換回路６０の出力電圧を用いてもよい。

・第１２の実施形態において、出力変換回路５０に代えて、図２０に示した出力変換回路としてもよい。また、第１２の実施形態において、感温ダイオードＤに代えてサーミスタＳＭを用いるとともに、出力変換回路５０に代えて、出力変換回路８０を用いてもよい。

・第１２の実施形態において、抵抗体１３２〜１３５の抵抗値の設定を変更しても良い。この場合であっても、出力変換回路５０の出力に正の係数を乗算したものに対する電圧降下量に正の係数を乗算したものの差（減算演算値）を算出することができる。

・傾きやオフセット量を調節する手法としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば先の図２において、出力変換回路５０の出力を一対の抵抗体により分圧することで傾きやオフセット量を更に調節してもよい。また、先の図９に示す構成において、サーミスタＳＭの出力を一対の抵抗体により分圧することで、サーミスタＳＭの出力を変換してもよい。この場合、出力変換回路８０は、一対の抵抗体の直列接続体となるため、回路構成を簡素化することができる。

・図２、図５、図７、図８、図１３、図１５、図１６、図１７、図１８、図１９、図２０において、ゲイン調節回路４０，４０ａ，４０ｂを備える代わりに、定電流源４２，４２ａ，４２ｂ及び電源４３，４３ａ，４３ｂのみを備えてもよい。

・スイッチング素子ＳＷの温度検出手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らず、例えば熱電対等であってもよい。

・スイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳトランジスタであってもよい。

・スイッチング素子ＳＷの入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば上記特許文献１に見られるように、コレクタ及びエミッタ間の電圧であってもよい。ここでは、スイッチング素子ＳＷの入出力端子間を流れる電流と相関を有しつつも温度特性を有する電気的な状態量であればよい。

・スイッチング素子ＳＷとしては、車載回転機と電気的に接続されるインバータを構成するものに限らない。例えば、車載高圧バッテリの電力を低圧バッテリに供給すべく、高圧バッテリの電圧を降圧するＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチング素子であってもよい。ここで、スイッチング素子が低圧システムと絶縁された高圧システムを構成する場合には、低圧システムとの通信をすることなく過電流保護回路を構成することができるため、本発明の適用が特に有効である。もっとも、低圧システムのスイッチング素子であっても、本発明を適用することはできる。

第１の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 スイッチング素子の温度とセンス端子から出力される微少電流による電圧降下量との関係を示す図。 感温ダイオードの出力特性を示す図。 第２の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第３の実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第４の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第５の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 サーミスタの出力特性を示す図。 第６の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態にかかる閾値電圧との比較対象となる信号を示す図。 第７の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 同実施形態における非反転加算回路の出力特性を示す図。 第８の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第９の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第１０の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第１１の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第１２の実施形態にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第２の実施形態の変形例にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。 第１の実施形態の変形例にかかる過電流検出回路の回路構成を示す回路図。

符号の説明

ＰＣ１〜ＰＣ６…保護回路（過電流検出回路を含む）、ＳＷ…スイッチング素子、Ｄ…感温ダイオード（温度検出手段の一実施形態）、ＳＭ…（温度検出手段の一実施形態）、ＳＴ…センス端子。

Claims (18)

1. スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、
   前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、
   前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、
   前記アナログ回路は、エミッタ同士が短絡された一対のトランジスタと、該エミッタに出力端子が接続されるオペアンプとを備え、前記一対のトランジスタの一方のベースは、前記オペアンプの非反転入力端子と同電位とされ、且つ他方のトランジスタのコレクタは、前記オペアンプの反転入力端子に接続され、該反転入力端子には、抵抗体を介して電源電圧が印加され、前記他方のトランジスタのベースが入力側とされ、前記一方のトランジスタのコレクタが出力側とされることを特徴とする過電流検出回路。
2. スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、
   前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、
   前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、
   前記スイッチング素子が複数のスイッチング素子からなり、
   前記温度検出手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれに対応した複数個からなり、
   前記アナログ回路は、前記スイッチング素子の温度が最小となるものについての前記温度検出手段の出力を変換することを特徴とする過電流検出回路。
3. スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、
   前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、
   前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、
   前記スイッチング素子が複数のスイッチング素子からなり、
   前記温度検出手段は、前記複数のスイッチング素子のそれぞれに対応した複数個からなり、
   前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力をその平均値に変換することを特徴とする過電流検出回路。
4. 前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力の温度に応じた変化を変更することを特徴とする請求項２又は３記載の過電流検出回路。
5. 前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力の傾きを変更することを特徴とする請求項４記載の過電流検出回路。
6. 前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力の変化を指数関数的な変化に変更することを特徴とする請求項４記載の過電流検出回路。
7. 前記アナログ回路は、前記温度検出手段の出力をオフセット補正することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の過電流検出回路。
8. 前記アナログ回路は、オペアンプと、該オペアンプの反転入力端子に接続される第１の抵抗体と、前記オペアンプの出力端子から前記反転入力端子へと負帰還をかける第２の抵抗体とを備えて構成されて且つ、前記オペアンプの非反転入力端子及び前記第１の抵抗体の上流のいずれか一方を前記温度検出手段の入力側とすることを特徴とする請求項２または３記載の過電流検出回路。
9. 前記アナログ回路は、前記第１の抵抗体の上流を前記入力側として且つ、前記オペアンプの非反転入力端子に、第３及び第４の抵抗体によって分圧された電源電圧が印加されてなることを特徴とする請求項８記載の過電流検出回路。
10. 前記アナログ回路は、前記非反転入力端子を前記入力側として且つ、前記第１の抵抗体の上流に、第３及び第４の抵抗体によって分圧された電源電圧が印加されてなることを特徴とする請求項８記載の過電流検出回路。
11. 前記判断手段は、前記状態検出手段の出力と前記アナログ回路の出力との大小関係に基づき前記判断を行なうものであり、
    前記アナログ回路の出力は、前記スイッチング素子の温度の上昇に対して増大することを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の過電流検出回路。
12. 前記判断手段は、前記アナログ回路の出力によって補正された前記状態検出手段の出力と、予め定められた値との大小関係に基づき、前記判断を行うものであることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の過電流検出回路。
13. 前記判断手段は、前記アナログ回路の出力及び前記状態検出手段の出力に応じた加算演算値と予め定められた値との大小関係に基づき、前記判断を行なうものであり、
    前記アナログ回路の出力は、前記スイッチング素子の温度の上昇に対して減少することを特徴とする請求項１２記載の過電流検出回路。
14. 前記判断手段は、非反転加算回路を備えて構成されてなることを特徴とする請求項１３記載の過電流検出回路。
15. スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流と相関を有する電気的な状態量を検出する状態検出手段と、
    前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、
    前記温度検出手段の出力をアナログ演算によって変換するアナログ回路と、
    前記アナログ回路の出力に基づき前記電気的な状態量の温度依存性を補償しつつ、前記スイッチング素子の入出力端子間を流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する判断手段とを備え、
    前記温度検出手段が、感温ダイオードであり、
    前記判断手段は、前記アナログ回路の出力及び前記状態検出手段の出力に応じた減算演算値と予め定められた値との大小関係に基づき、前記判断を行なうものであり、
    前記アナログ回路は、前記温度検出手段の温度の上昇に対する出力の変化極性を反転させたものを該アナログ回路の出力とするための反転増幅回路を備えることを特徴とする過電流検出回路。
16. 前記スイッチング素子が、前記入出力端子間を流れる電流に応じた微少電流を出力するセンス端子を備え、
    前記状態検出手段は、抵抗体を備えて前記微少電流による電圧降下を検出することを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の過電流検出回路。
17. 前記温度検出手段が、感温ダイオード、サーミスタ及び熱電対のいずれか１つを備えて構成されてなることを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載の過電流検出回路。
18. 前記スイッチング素子は、車載回転機と電気的に接続される高圧システムを構成して且つ低圧システムと絶縁されてなることを特徴とする請求項１〜１７のいずれかに記載の過電流検出回路。

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