JP7491880B2 - 電流センサ - Google Patents
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Description
本発明は、被検出電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗の端子電圧とシャント抵抗の抵抗値に対応する検出用抵抗値とを用いて被検出電流を検出する電流センサに関する。
特許文献1、2に開示されるように、従来の電流センサでは、被検出電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗の端子電圧を測定し、その測定された電圧値とシャント抵抗の抵抗値に対応する検出用抵抗値とに基づいて計測対象の電流値を算出するようになっている。この場合、シャント抵抗の抵抗値が経年劣化などにより変化することから、電流値の算出に用いられる検出用抵抗値を随時補正する必要がある。なお、以下の説明では、特許文献1に開示される従来の電流センサのことを第1従来技術と称するとともに、特許文献2に開示される従来の電流センサのことを第2従来技術と称することとする。
第1従来技術では、次のようにして検出用抵抗値の補正が行われる。すなわち、第1従来技術は、通常時にシャント抵抗と同様に被検出電流が流れるように設けられたサブ抵抗と、通常時に被検出電流が流れることがないように設けられた補正抵抗と、を備えている。上記構成によれば、サブ抵抗は、シャント抵抗と同様に劣化するものの、補正抵抗は、ほとんど劣化することがない。第1従来技術では、補正時、サブ抵抗および補正抵抗の各抵抗値を比較することにより、サブ抵抗、ひいてはシャント抵抗の劣化度合いを求め、それに基づいて検出用抵抗値を補正するようになっている。
第2従来技術では、次のようにして検出用抵抗値の補正が行われる。すなわち、第2従来技術は、シャント抵抗を複数備え、それら複数のシャント抵抗の相互接続ノードから補正電流を流す構成、またはシャント抵抗の中央部分に入力端子を設け、その入力端子から補正電流を流す構成とされている。第2従来技術では、補正電流を流した際における各抵抗の端子電圧を測定し、その測定結果に基づいて個々の抵抗値を算出することで検出用抵抗値を補正するようになっている。
第1従来技術では、シャント抵抗を用いて直接的に補正を行っておらず、サブ抵抗がシャント抵抗と同様に劣化するものであると仮定したうえで、そのサブ抵抗を用いて間接的にシャント抵抗の抵抗値に対応する検出用抵抗値の補正を行っている。そのため、第1従来技術では、上記した仮定が成立しない場合には、検出用抵抗値の補正を精度良く行うことができなくなり、その結果、電流の検出精度が低下するおそれがある。
第2従来技術では、シャント抵抗を複数設けるか、または、シャント抵抗の中央部分に入力端子を設ける必要があることから、構成が複雑化する問題が生じる。また、第2従来技術では、検出用抵抗値の補正についての精度が補正電流の精度に大きく依存することから、補正の精度を十分に高めることが困難であった。また、第1従来技術および第2従来技術のいずれにおいても、検出用抵抗値の補正の精度を高めるためには、補正時に流す電流を大きくする必要があるが、補正時に流す電流を大きくすることは、発熱、消費電力の増大などの問題に繋がる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、構成の複雑化を招くことなく、検出用抵抗値の補正を精度良く行うとともに、消費電力を低く抑えることができる電流センサを提供することにある。
請求項1に記載の電流センサは、被検出電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗(4)の端子電圧とシャント抵抗の抵抗値に対応する検出用抵抗値とを用いて被検出電流を検出するものであり、検出用抵抗値を補正する抵抗値補正回路(17、63)と、抵抗値補正回路に電源を供給する電源回路(10)と、を備えている。抵抗値補正回路は、補正抵抗(5)、信号印加部(6、62)、電圧検出部(20)および補正部(16)を備えている。補正抵抗は、被検出電流が流れる経路とは異なる経路においてシャント抵抗と直列に接続されたものである。信号印加部は、シャント抵抗および補正抵抗の直列回路に対して交流信号を印加する。電圧検出部は、直列回路に交流信号が印加される際におけるシャント抵抗および補正抵抗の端子電圧を検出する。補正部は、電圧検出部による端子電圧の各検出値に基づいてシャント抵抗の抵抗値を算出するとともに、その算出したシャント抵抗の抵抗値である算出抵抗値に基づいて検出用抵抗値を補正する。
このような構成の抵抗値補正回路によれば、第1従来技術のようにサブ抵抗を用いて間接的に検出用抵抗値を補正することなく、シャント抵抗を用いて直接的に検出用抵抗値を補正することになり、その結果、検出用抵抗値の補正の精度が高められる。また、上記構成によれば、第2従来技術のように、シャント抵抗を複数設けたり、シャント抵抗の中央部分に入力端子を設けたりする必要がなく、1つのシャント抵抗を設けるだけでよいことから、電流センサ全体の構成が複雑化することがない。
上記構成の抵抗値補正回路では、シャント抵抗および補正抵抗の直列回路に対して印加される交流信号のレベルを大きくするほど、電圧検出部による各端子電圧の検出精度、ひいては検出用抵抗値の補正精度が向上する。この場合、電源回路は、外部から供給される入力電源を降圧することにより入力電源に対して低い電圧を有する第1電源を生成する第1電源生成部(18)と、第1電源とは異なる第2電源を生成する第2電源生成部(19)と、を備え、第1電源を信号印加部に供給するとともに、第2電源を前記電圧検出部に供給するように構成されている。
このように、上記構成では、信号印加部は、入力電源を降圧することにより生成される第1電源の供給を受けて動作することから、その電源電圧を下げることができる一方で出力電流を大きくすること、つまりシャント抵抗および補正抵抗の直列回路に印加する交流信号のレベルを大きくすることが可能となる。したがって、上記構成によれば、電流センサ全体の構成の複雑化を招くことなく、検出用抵抗値の補正を精度良く行うとともに、消費電力を低く抑えることができるという優れた効果が得られる。
以下、複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について図1~図11を参照して説明する。
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について図1~図11を参照して説明する。
<全体構成>
図1に示す本実施形態の電流センサ1は、例えば自動車などの車両に搭載されるものであり、測定対象2に流れる電流である被検出電流を検出する。測定対象2としては、車両を走行させるための駆動部に電力を供給する主機バッテリや車両の補機に電力を供給する補機バッテリなどの電池、DC/DCコンバータなどが想定される。DC/DCコンバータは、車両を走行させるための駆動力を発生するモータに対して電力を供給するものであり、そのモータとともに上記した駆動部を構成する。
図1に示す本実施形態の電流センサ1は、例えば自動車などの車両に搭載されるものであり、測定対象2に流れる電流である被検出電流を検出する。測定対象2としては、車両を走行させるための駆動部に電力を供給する主機バッテリや車両の補機に電力を供給する補機バッテリなどの電池、DC/DCコンバータなどが想定される。DC/DCコンバータは、車両を走行させるための駆動力を発生するモータに対して電力を供給するものであり、そのモータとともに上記した駆動部を構成する。
この場合、測定対象2に対して負荷3が直列接続されており、測定対象2、負荷3および図示しないスイッチなどによりループ回路が構成される。負荷3としては、測定対象2が上記した電池である場合、例えば上記したモータ、上記したDC/DCコンバータ、電動コンプレッサなどが想定される。また、負荷3としては、測定対象2が上記したDC/DCコンバータである場合、例えば上記したモータなどが想定される。
電流センサ1は、シャント抵抗4、補正抵抗5、信号印加部6、第1電圧検出部7、第2電圧検出部8、制御部9および電源回路10を備えている。シャント抵抗4の一方の端子は、負荷3を介して測定対象2の高電位側端子に接続され、その他方の端子は、回路の基準電位となるグランドに接続されるとともに測定対象2の低電位側端子に接続されている。つまり、シャント抵抗4は、被検出電流が流れる経路に直列に設けられている。電流センサ1は、このように設けられたシャント抵抗4の端子電圧と、シャント抵抗4の抵抗値に対応する検出用抵抗値と、を用いて被検出電流を検出する。
補正抵抗5の一方の端子は、信号印加部6に接続され、その他方の端子はシャント抵抗4の一方の端子に接続されている。つまり、補正抵抗5は、被検出電流が流れる経路とは異なる経路においてシャント抵抗4と直列に接続されている。この場合、被検出電流は、比較的大きな電流となることから、シャント抵抗4の抵抗値は、例えばμΩオーダといった比較的小さい値となっている。
一方、補正抵抗5には比較的大きい被検出電流が流れることがないため、その抵抗値は、例えばmΩオーダといった比較的大きい値となっている。一般に、抵抗値が小さい抵抗を精度良く作成することは難しいものの、抵抗値が大きい抵抗を精度良く作成することは比較的容易である。このようなことから、本実施形態において、補正抵抗5の抵抗精度は、シャント抵抗4の抵抗精度に比べて十分に高いものとなっている。
信号印加部6は、後述する検出用抵抗値の補正が行われる補正時、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対してパルス波または正弦波の交流信号を印加する。言い換えると、信号印加部6は、補正時、シャント抵抗4および補正抵抗5に対して同一の交流信号を印加する。この場合、信号印加部6は、電源回路10により生成される例えば+1V程度の電源電圧VDDを有する第1電源P1の供給を受けて動作する電流源として構成されている。信号印加部6は、第1電源P1が供給される電源線L1から上記直列回路に対して交流の電流を供給する。
第1電圧検出部7は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流信号が印加される際におけるシャント抵抗4の端子電圧を検出するものであり、第1A/D変換器11および第1同期検波回路12を備えている。なお、図1などの図面では、A/D変換器のことをADCと省略している。第1A/D変換器11は、シャント抵抗4の端子電圧を検出するために次のようなA/D変換動作を行う。すなわち、第1A/D変換器11は、シャント抵抗4の各端子の信号を入力し、それら各信号をA/D変換することによりシャント抵抗4の各端子電圧の差、つまりシャント抵抗4の端子間電圧に対応したデジタル信号を出力する。このようにして第1A/D変換器11から出力されるデジタル信号は、シャント抵抗4の端子の信号に対応した信号となっている。
第1同期検波回路12は、第1A/D変換器11から出力されるデジタル信号を入力するとともに信号印加部6における交流信号の周波数と同じ周波数で同期検波して信号を抽出し、その抽出した信号を制御部9へと出力する。第1同期検波回路12の出力信号は、シャント抵抗4の端子電圧に対応した信号となる。このように、補正時、第1電圧検出部7は、第1同期検波回路12の出力信号に基づいてシャント抵抗4の端子電圧を検出する構成となっており、その端子電圧の検出値である第1電圧検出値を表す信号を制御部9へと出力する。
第1電圧検出部7は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流信号が印加されないとき、つまり通常時、次のようにシャント抵抗4の端子電圧を検出する。すなわち、通常時、第1A/D変換器11は、補正時と同様にA/D変換動作を行う。この場合、第1A/D変換器11から出力されるデジタル信号は、第1同期検波回路12に入力されることなく、制御部9へと出力される。つまり、通常時、第1電圧検出部7は、第1A/D変換器11の出力信号に基づいてシャント抵抗4の端子電圧を検出するようになっており、その端子電圧の検出値である第1電圧検出値を表す信号を制御部9へと出力する。
第2電圧検出部8は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流信号が印加される際における補正抵抗5の端子電圧を検出するものであり、第2A/D変換器13および第2同期検波回路14を備えている。第2A/D変換器13は、補正抵抗5の端子電圧を検出するために次のようなA/D変換動作を行う。すなわち、第2A/D変換器13は、補正抵抗5の各端子の信号を入力し、それら各信号をA/D変換することにより補正抵抗5の各端子電圧の差、つまり補正抵抗5の端子間電圧に対応したデジタル信号を出力する。このようにして第2A/D変換器13から出力されるデジタル信号は、補正抵抗5の端子の信号に対応した信号となっている。
第2同期検波回路14は、第2A/D変換器13から出力されるデジタル信号を入力するとともに信号印加部6における交流信号の周波数と同じ周波数で同期検波して信号を抽出し、その抽出した信号を制御部9へと出力する。第2同期検波回路14の出力信号は、補正抵抗5の端子電圧に対応した信号となる。このように、補正時、第2電圧検出部8は、第2同期検波回路14の出力信号に基づいて補正抵抗5の端子電圧を検出する構成となっており、その端子電圧の検出値である第2電圧検出値を表す信号を制御部9へと出力する。
このように、本実施形態では、第1電圧検出部7および第2電圧検出部8は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流信号が印加される際におけるシャント抵抗4および補正抵抗5の端子電圧を検出するものであり、電圧検出部20として機能する。この場合、第1電圧検出部7を構成する第1A/D変換器11および第1同期検波回路12と、第2電圧検出部8を構成する第2A/D変換器13および第2同期検波回路14と、は、電源回路10により生成される第2電源P2の供給を受けて動作するようになっている。
制御部9は、電圧検出部20とともに、同一のASICなどの半導体集積回路として構成されている。なお、ASICは、Application Specific Integrated Circuitの略称である。制御部9は、電流検出部15および補正部16などの機能ブロックを備えている。これら各機能ブロックは、ハードウェアにより実現されている。なお、制御部9は、電圧検出部20とは別の半導体集積回路として構成することができる。例えば、制御部9は、CPU、RAM、ROMなどを備えたマイクロコンピュータにより構成することができる。この場合、上記した各機能ブロックは、制御部9のCPUがROMなどに格納されているコンピュータプログラムを実行してコンピュータプログラムに対応する処理を実行することにより実現されている、つまりソフトウェアにより実現されている。なお、この場合、各機能ブロックのうち少なくとも一部をハードウェアにより実現する構成としてもよい。
電流検出部15は、通常時に第1電圧検出部7から出力されるシャント抵抗4の端子電圧に対応した信号と、シャント抵抗4の抵抗値に対応する検出用抵抗値とを用いて被検出電流を検出する。検出用抵抗値は、実際に用いられるシャント抵抗4の初期の抵抗値に基づいて設定されたものであり、制御部9が備えるメモリに予め記憶されている。ただし、シャント抵抗4は、通常時に比較的大きい電流である被検出電流が流れることから、その抵抗値が経年劣化などにより初期値から変化してゆく。
そこで、上記した検出用抵抗値は、補正部16の動作によって随時補正されるようになっている。補正部16は、補正時、第1電圧検出部7から出力される第1電圧検出値を表す信号および第2電圧検出部8から出力される第2電圧検出値を表す信号と、補正抵抗5の抵抗値に対応する補正抵抗値と、に基づいてシャント抵抗4の抵抗値を算出する。補正部16は、その算出したシャント抵抗4の抵抗値である算出抵抗値に基づいて検出用抵抗値を補正する。例えば、補正部16は、検出用抵抗値を算出抵抗値に一致させるように補正することができる。
上記した補正抵抗値は、実際に用いられる補正抵抗5の初期の抵抗値であり、制御部9が備えるメモリに予め記憶されている。なお、補正抵抗5は、通常時に被検出電流が流れないことから、その抵抗値が経年劣化などにより初期値から変化することがほとんどない。このように、上記構成では、補正抵抗5、信号印加部6、第1電圧検出部7、第2電圧検出部8および補正部16により、検出用抵抗値を補正する抵抗値補正回路17が構成されている。
電源回路10は、抵抗値補正回路17に電源を供給するものであり、第1電源生成部18および第2電源生成部19を備えている。第1電源生成部18は、外部から供給される入力電源Pinを降圧することにより入力電源Pinに対して低い電圧を有する第1電源P1を生成する。第2電源生成部19は、入力電源Pinを用いて、第1電源P1とは異なる第2電源P2を生成する。電源回路10は、第1電源P1および第2電源P2を抵抗値補正回路17に供給する。具体的には、電源回路10は、第1電源P1を信号印加部6に供給するとともに、第2電源P2を電圧検出部20として機能する第1電圧検出部7および第2電圧検出部8に供給するように構成されている。
上記構成において、電源回路10に対する入力電源Pinの供給方法としては、具体的には次のような2つの方法が想定される。なお、以下の説明では、測定対象2が車両を走行させるための駆動部に電力を供給する数百V程度の高電圧電池である主機バッテリB1である場合を想定している。図2に示すように、第1供給方法では、入力電源Pinは、車両の補機に電力を供給する例えば12V程度の低電圧電池である補機バッテリB2から供給されるようになっている。また、図3に示すように、第2供給方法では、入力電源Pinは、主機バッテリB1から供給されるようになっている。
<信号印加部の具体的な構成>
信号印加部6の具体的な構成としては、例えば図4に示す第1構成例、図5に示す第2構成例、図6に示す第3構成例、図7に示す第4構成例などが挙げられる。
[1]第1構成例
図4に示すように、第1構成例の信号印加部6aは、トランジスタ21、信号生成部22、OPアンプ23などを備えている。トランジスタ21は、例えばNチャネル型のMOSFETであり、そのドレインは補正抵抗5を介して電源線L1に接続され、そのソースはシャント抵抗4を介してグランドに接続されている。信号生成部22は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流の電流と同じ周波数を有するパルス波または正弦波の信号を生成して出力する。
信号印加部6の具体的な構成としては、例えば図4に示す第1構成例、図5に示す第2構成例、図6に示す第3構成例、図7に示す第4構成例などが挙げられる。
[1]第1構成例
図4に示すように、第1構成例の信号印加部6aは、トランジスタ21、信号生成部22、OPアンプ23などを備えている。トランジスタ21は、例えばNチャネル型のMOSFETであり、そのドレインは補正抵抗5を介して電源線L1に接続され、そのソースはシャント抵抗4を介してグランドに接続されている。信号生成部22は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流の電流と同じ周波数を有するパルス波または正弦波の信号を生成して出力する。
信号生成部22の出力信号は、OPアンプ23の非反転入力端子に与えられている。OPアンプ23の反転入力端子は、トランジスタ21のドレインに接続され、その出力端子は、トランジスタ21のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ21がOPアンプ23により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電流である交流信号が印加される。このように、第1構成例の信号印加部6aは、アンプ駆動の構成となっている。なお、この場合、補正抵抗5は、信号印加部6aの電流源としても機能する。
[2]第2構成例
図5に示すように、第2構成例の信号印加部6bは、図4に示した第1構成例の信号印加部6aに対し、抵抗24が追加されている点などが異なっている。この場合、トランジスタ21のドレインは抵抗24を介して電源線L1に接続され、そのソースは補正抵抗5およびシャント抵抗4を介してグランドに接続されている。
図5に示すように、第2構成例の信号印加部6bは、図4に示した第1構成例の信号印加部6aに対し、抵抗24が追加されている点などが異なっている。この場合、トランジスタ21のドレインは抵抗24を介して電源線L1に接続され、そのソースは補正抵抗5およびシャント抵抗4を介してグランドに接続されている。
上記構成によっても、第1構成例と同様、トランジスタ21がOPアンプ23により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電流である交流信号が印加される。このように、第2構成例の信号印加部6bは、第1構成例の信号印加部6aと同様、アンプ駆動の構成となっている。なお、この場合、補正抵抗5とは別に設けられた抵抗24およびトランジスタ21が、信号印加部6bの電流源として機能する。
[3]第3構成例
図6に示すように、第3構成例の信号印加部6cは、図4に示した第1構成例の信号印加部6aに対し、OPアンプ23に代えてバッファ25を備えている点などが異なっている。この場合、信号生成部22の出力信号は、バッファ25の入力端子に与えられている。バッファ25の出力端子は、トランジスタ21のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ21がバッファ25により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電流である交流信号が印加される。このように、第3構成例の信号印加部6cは、バッファ駆動の構成となっている。
図6に示すように、第3構成例の信号印加部6cは、図4に示した第1構成例の信号印加部6aに対し、OPアンプ23に代えてバッファ25を備えている点などが異なっている。この場合、信号生成部22の出力信号は、バッファ25の入力端子に与えられている。バッファ25の出力端子は、トランジスタ21のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ21がバッファ25により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電流である交流信号が印加される。このように、第3構成例の信号印加部6cは、バッファ駆動の構成となっている。
[4]第4構成例
図7に示すように、第4構成例の信号印加部6dは、図5に示した第2構成例の信号印加部6bに対し、OPアンプ23に代えてバッファ25を備えている点などが異なっている。この場合、信号生成部22の出力信号は、バッファ25の入力端子に与えられている。バッファ25の出力端子は、トランジスタ21のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ21がバッファ25により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電流である交流信号が印加される。このように、第4構成例の信号印加部6dは、バッファ駆動の構成となっている。
図7に示すように、第4構成例の信号印加部6dは、図5に示した第2構成例の信号印加部6bに対し、OPアンプ23に代えてバッファ25を備えている点などが異なっている。この場合、信号生成部22の出力信号は、バッファ25の入力端子に与えられている。バッファ25の出力端子は、トランジスタ21のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ21がバッファ25により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電流である交流信号が印加される。このように、第4構成例の信号印加部6dは、バッファ駆動の構成となっている。
[5]各構成例の特徴
第1構成例および第3構成例は、補正抵抗5が電源線L1に近い配置であるとともにシャント抵抗4がグランドに近い配置となっているため、第1電圧検出部7および第2電圧検出部8が互いに大きく異なる電位で電圧検出することになる。そのため、第1構成例および第3構成例によれば、第2構成例および第4構成例に対し、シャント抵抗4および補正抵抗5の端子電圧の検出誤差が生じ易いものの、補正抵抗5が信号印加部6a、6cの電流源を兼ねることにより素子数を少なく抑えることができるというメリットがある。
第1構成例および第3構成例は、補正抵抗5が電源線L1に近い配置であるとともにシャント抵抗4がグランドに近い配置となっているため、第1電圧検出部7および第2電圧検出部8が互いに大きく異なる電位で電圧検出することになる。そのため、第1構成例および第3構成例によれば、第2構成例および第4構成例に対し、シャント抵抗4および補正抵抗5の端子電圧の検出誤差が生じ易いものの、補正抵抗5が信号印加部6a、6cの電流源を兼ねることにより素子数を少なく抑えることができるというメリットがある。
第2構成例および第4構成例は、信号印加部6b、6dの電流源を構成するために補正抵抗5とは別の抵抗24を設ける必要があるため、第1構成例および第3構成例に対し、素子数が増えるというデメリットがある。しかし、第2構成例および第4構成例は、補正抵抗5およびシャント抵抗4の両方がグランドに近い配置となっているため、第1電圧検出部7および第2電圧検出部8が互いに同じような電位で電圧検出することになる。そのため、第2構成例および第4構成例によれば、第1構成例および第3構成例に対し、シャント抵抗4および補正抵抗5の端子電圧の検出誤差を小さく抑えることができるというメリットがある。
アンプ駆動の構成である第1構成例および第2構成例によれば、OPアンプ23の動作によりトランジスタ21のドレイン電圧が一定に制御されるため、バッファ駆動の構成である第3構成例および第4構成例に対し、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流電流の精度を高めることができるというメリットがある。一方、第3構成例および第4構成例によれば、第1構成例および第2構成例に対し、OPアンプ23に代えてバッファ25を用いる分だけ、回路規模を小さく抑えることができるというメリットがある。
<各同期検波回路の具体的な構成>
第1同期検波回路12および第2同期検波回路14の具体的な構成としては、例えば図8に示すような構成が挙げられる。この場合、信号印加部6によりシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加される交流の電流である交流信号が「Io・cos(ωt)」であり、補正抵抗5の抵抗値がR1であり、シャント抵抗4の抵抗値がR2であるものとする。ただし、ωは角周波数であり、tは時間である。
第1同期検波回路12および第2同期検波回路14の具体的な構成としては、例えば図8に示すような構成が挙げられる。この場合、信号印加部6によりシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加される交流の電流である交流信号が「Io・cos(ωt)」であり、補正抵抗5の抵抗値がR1であり、シャント抵抗4の抵抗値がR2であるものとする。ただし、ωは角周波数であり、tは時間である。
図8に示すように、第1同期検波回路12は、乗算器31、32、ローパスフィルタ33、34および演算器35を備えている。なお、本明細書では、ローパスフィルタのことをLPFと省略することがある。シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流信号が印加される補正時、第1同期検波回路12の乗算器31、32の各一方の入力端子には、第1A/D変換器11から出力されるデジタル信号が入力される。このデジタル信号は、補正時におけるシャント抵抗4の端子電圧に対応する信号であり、「R2・Io・cos(ωt+φ2)」と表すことができる。
乗算器31の他方の入力端子には、COS波信号「cos(ωt)」が入力されている。乗算器32の他方の入力端子には、SIN波信号「-sin(ωt)」が入力されている。これにより、乗算器31、32の各出力信号では、角周波数ωの信号がDC成分として取り出されるようになる。乗算器31、32の各出力信号は、それぞれLPF33、34に入力されている。
LPF33の出力信号I2は、入力信号の同相成分に比例する低周波の信号となり、LPF34の出力信号Q2は、入力信号の直交位相成分に比例する低周波の信号となる。演算器35は、信号I2と信号Q2の二乗和の平方根を演算し、その演算結果を表す信号を出力する。演算器35の出力信号は、「R2・Io」と表すことができる。演算器35の出力信号は、第1同期検波回路12の出力信号となり、制御部9の補正部16に与えられる。
第2同期検波回路14は、乗算器36、37、ローパスフィルタ38、39および演算器40を備えている。シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流信号が印加される補正時、第2同期検波回路14の乗算器36、37の各一方の入力端子には、第2A/D変換器13から出力されるデジタル信号が入力される。このデジタル信号は、補正時における補正抵抗5の端子電圧に対応する信号であり、「R1・Io・cos(ωt+φ1)」と表すことができる。
乗算器36の他方の入力端子には、COS波信号「cos(ωt)」が入力されている。乗算器37の他方の入力端子には、SIN波信号「-sin(ωt)」が入力されている。これにより、乗算器36、37の各出力信号では、角周波数ωの信号がDC成分として取り出されるようになる。乗算器36、37の各出力信号は、それぞれLPF38、39に入力されている。
LPF38の出力信号I1は、入力信号の同相成分に比例する低周波の信号となり、LPF39の出力信号Q1は、入力信号の直交位相成分に比例する低周波の信号となる。演算器40は、信号I1と信号Q1の二乗和の平方根を演算し、その演算結果を表す信号を出力する。演算器40の出力信号は、「R1・Io」と表すことができる。演算器40の出力信号は、第2同期検波回路14の出力信号となり、制御部9の補正部16に与えられる。
補正部16は、第1同期検波回路12の出力信号「R2・Io」を第2同期検波回路14の出力信号「R1・Io」で除算することにより、値「R2/R1」を求める。ここで、補正抵抗5の抵抗値R1は、既知の値であり、制御部9のメモリなどに予め記憶されている。そのため、補正部16は、上述したようにして求めた値「R2/R1」に対して予め記憶されている抵抗値R1を乗算することにより、現時点におけるシャント抵抗4の抵抗値R2、つまり算出抵抗値を算出することができる。
<電源回路の具体的な構成>
電源回路10の具体的な構成としては、例えば図9に示す第1構成例、図10に示す第2構成例、図11に示す第3構成例などが挙げられる。
[1]第1構成例
図9に示すように、第1構成例の電源回路10aの第1電源生成部18aは、入力側と出力側との間が絶縁されていない非絶縁型のスイッチング電源51および低ドロップアウトのリニアレギュレータ52を含む構成である。なお、本明細書および図9などの図面では、低ドロップアウトのリニアレギュレータのことをLDOと省略することがある。
電源回路10の具体的な構成としては、例えば図9に示す第1構成例、図10に示す第2構成例、図11に示す第3構成例などが挙げられる。
[1]第1構成例
図9に示すように、第1構成例の電源回路10aの第1電源生成部18aは、入力側と出力側との間が絶縁されていない非絶縁型のスイッチング電源51および低ドロップアウトのリニアレギュレータ52を含む構成である。なお、本明細書および図9などの図面では、低ドロップアウトのリニアレギュレータのことをLDOと省略することがある。
スイッチング電源51は、降圧コンバータとして機能するものであり、入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧した電源を生成して出力する。LDO52は、スイッチング電源51から出力される電源を入力し、その電源を降圧するとともに安定化した電源を生成して出力する。上記構成では、LDO52から出力される電源は、第1電源P1に相当するものであり、信号印加部6に供給される。このように、第1電源生成部18aは、LDO52を含み、そのLDO52により電圧値が安定化された第1電源P1が生成されるようになっている。
電源回路10aの第2電源生成部19aは、LDO53を含む構成である。LDO53は、入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧するとともに安定化した電源を生成して出力する。上記構成では、LDO53から出力される電源は、第2電源P2に相当するものであり、電圧検出部20、つまり第1電圧検出部7および第2電圧検出部8に供給される。このように、第2電源生成部19aは、LDO53を含み、そのLDO53により電圧値が安定化された第2電源P2が生成されるようになっている。
[2]第2構成例
図10に示すように、第2構成例の電源回路10bの第1電源生成部18bは、図9に示した第1構成例の第1電源生成部18aに対し、スイッチング電源51に代えて絶縁電源54を備えている点などが異なっている。絶縁電源54は、トランスなどの絶縁素子を含む構成であり、入力側と出力側との間が絶縁された絶縁型のスイッチング電源である。絶縁電源54は、降圧コンバータとして機能するものであり、入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧した電源を生成して出力する。この場合、LDO52は、絶縁電源54から出力される電源を入力し、その電源を降圧するとともに安定化した電源である第1電源P1を生成して出力する。
図10に示すように、第2構成例の電源回路10bの第1電源生成部18bは、図9に示した第1構成例の第1電源生成部18aに対し、スイッチング電源51に代えて絶縁電源54を備えている点などが異なっている。絶縁電源54は、トランスなどの絶縁素子を含む構成であり、入力側と出力側との間が絶縁された絶縁型のスイッチング電源である。絶縁電源54は、降圧コンバータとして機能するものであり、入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧した電源を生成して出力する。この場合、LDO52は、絶縁電源54から出力される電源を入力し、その電源を降圧するとともに安定化した電源である第1電源P1を生成して出力する。
電源回路10bの第2電源生成部19bは、図9に示した第1構成例の第2電源生成部19aに対し、絶縁電源55が追加されている点などが異なっている。絶縁電源55は、トランスなどの絶縁素子を含む構成であり、入力側と出力側との間が絶縁された絶縁型のスイッチング電源である。絶縁電源55は、降圧コンバータとして機能するものであり、入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧した電源を生成して出力する。この場合、LDO53は、絶縁電源55から出力される電源を入力し、その電源を降圧するとともに安定化した電源である第2電源P2を生成して出力する。
[3]第3構成例
図11に示すように、第3構成例の電源回路10cの第1電源生成部18cは、図9に示した第1構成例の第1電源生成部18aに対し、トランスなどの絶縁素子からなる絶縁部56が追加されている点などが異なっている。この場合、スイッチング電源51は、絶縁部56を介して入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧した電源を生成して出力する。
図11に示すように、第3構成例の電源回路10cの第1電源生成部18cは、図9に示した第1構成例の第1電源生成部18aに対し、トランスなどの絶縁素子からなる絶縁部56が追加されている点などが異なっている。この場合、スイッチング電源51は、絶縁部56を介して入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧した電源を生成して出力する。
電源回路10cの第2電源生成部19cは、図9に示した第1構成例の第2電源生成部19aに対し、絶縁部56が追加されている点などが異なっている。なお、絶縁部56は、第1電源生成部18cおよび第2電源生成部19cの双方で共用されるようになっている。そのため、絶縁部56としては、第2構成例の絶縁電源54、55が備えるトランスに比べ、その容量が大きいものが必要となる。この場合、LDO53は、絶縁部56を介して入力電源Pinを入力し、その入力電源Pinを降圧するとともに安定化した電源である第2電源P2を生成して出力する。
[4]各構成例の特徴
第1構成例は、電源回路10において絶縁を必要としないシステムにだけ適用することができるものであるものの、第2構成例および第3構成例に対し、比較的大型の部品であるトランスを含まない構成となっている分だけ、その構成を小さく抑えることができるというメリットがある。一方、第2構成例および第3構成例は、第1構成例に対し、トランスを含む構成である分だけ構成が大型化するものの、電源回路10において絶縁を必要とするシステムにも適用することができるというメリットがある。
第1構成例は、電源回路10において絶縁を必要としないシステムにだけ適用することができるものであるものの、第2構成例および第3構成例に対し、比較的大型の部品であるトランスを含まない構成となっている分だけ、その構成を小さく抑えることができるというメリットがある。一方、第2構成例および第3構成例は、第1構成例に対し、トランスを含む構成である分だけ構成が大型化するものの、電源回路10において絶縁を必要とするシステムにも適用することができるというメリットがある。
以上説明した本実施形態によれば、次のような効果が得られる。
本実施形態の電流センサ1は、被検出電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗4の端子電圧とシャント抵抗4の抵抗値に対応する検出用抵抗値とを用いて被検出電流を検出するものであり、検出用抵抗値を補正する抵抗値補正回路17と、抵抗値補正回路17に電源を供給する電源回路10と、を備えている。抵抗値補正回路17は、補正抵抗5、信号印加部6、第1電圧検出部7、第2電圧検出部8および補正部16を備えている。補正抵抗5は、被検出電流が流れる経路とは異なる経路においてシャント抵抗4と直列に接続されたものであり且つシャント抵抗4に比べて抵抗精度が高い。
本実施形態の電流センサ1は、被検出電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗4の端子電圧とシャント抵抗4の抵抗値に対応する検出用抵抗値とを用いて被検出電流を検出するものであり、検出用抵抗値を補正する抵抗値補正回路17と、抵抗値補正回路17に電源を供給する電源回路10と、を備えている。抵抗値補正回路17は、補正抵抗5、信号印加部6、第1電圧検出部7、第2電圧検出部8および補正部16を備えている。補正抵抗5は、被検出電流が流れる経路とは異なる経路においてシャント抵抗4と直列に接続されたものであり且つシャント抵抗4に比べて抵抗精度が高い。
信号印加部6は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対して交流信号を印加する。第1電圧検出部7は、上記直列回路に交流信号が印加される際におけるシャント抵抗4の端子電圧を検出する。第2電圧検出部8は、上記直列回路に交流信号が印加される際における補正抵抗5の端子電圧を検出する。補正部16は、第1電圧検出部7による端子電圧の検出値である第1電圧検出値および第2電圧検出部8による端子電圧の検出値である第2電圧検出値に基づいてシャント抵抗4の抵抗値を算出するとともに、その算出したシャント抵抗4の抵抗値である算出抵抗値に基づいて検出用抵抗値を補正する。
このような構成の抵抗値補正回路17によれば、第1従来技術のようにサブ抵抗を用いて間接的に検出用抵抗値を補正することなく、シャント抵抗4を用いて直接的に検出用抵抗値を補正することになり、その結果、検出用抵抗値の補正の精度が高められる。また、上記構成によれば、第2従来技術のように、シャント抵抗を複数設けたり、シャント抵抗の中央部分に入力端子を設けたりする必要がなく、1つのシャント抵抗4を設けるだけでよいことから、電流センサ1全体の構成が複雑化することがない。さらに、上記構成によれば、算出抵抗値の算出精度、ひいては検出用抵抗値の補正の精度は、補正抵抗5の抵抗値の精度と、第1電圧検出値および第2電圧検出値の検出精度とに大きく依存する。この場合、補正抵抗5は、シャント抵抗4に比べて抵抗精度が高くなっているため、検出用抵抗値の補正の精度が十分に高められる。
上記構成において、シャント抵抗4および補正抵抗5としては、消費電力をむやみに増加させることができないことから、比較的小さい抵抗値のものを使用せざるを得ない。そのため、上記構成において、第1電圧検出部7および第2電圧検出部8による各端子電圧の検出精度、ひいては検出用抵抗値の補正精度を向上させるためには、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対して印加される交流信号のレベルを大きくする、つまり信号印加部6の出力電流を大きくする必要がある。
信号印加部6の出力電流を大きくするためには、電源回路10が十分に大きい電流を流すことができる必要があるが、電源回路10の構成として単純に大きい電流を流すことができる構成を採用した場合には、消費電力が大幅に増加するおそれがある。そこで、本実施形態の電源回路10は、外部から供給される入力電源Pinを降圧することにより入力電源Pinに対して低い電圧を有する第1電源P1を生成する第1電源生成部18と、第1電源P1とは異なる第2電源P2を生成する第2電源生成部19と、を備え、第1電源P1を信号印加部6に供給するとともに、第2電源P2を電圧検出部20として機能する第1電圧検出部7および第2電圧検出部8に供給するように構成されている。
このように、本実施形態の構成では、信号印加部6は、入力電源Pinを降圧することにより生成される第1電源P1の供給を受けて動作することから、その電源電圧VDDを例えば+1V程度の低い電圧に下げることができる一方で出力電流を例えば1A程度の大きい電流にすること、つまりシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流信号のレベルを大きくすることが可能となる。したがって、本実施形態によれば、電流センサ1全体の構成の複雑化を招くことなく、検出用抵抗値の補正を精度良く行うとともに、消費電力を低く抑えることができるという優れた効果が得られる。
このような本実施形態の構成によれば、例えば信号印加部6に対して入力電源Pinそのものを供給するような構成である比較例に対し、次のようなメリットがある。すなわち、本実施形態の構成および比較例の構成のそれぞれにおいて入力電源Pinの供給元から信号印加部6に供給される電力が等しいとすると、比較例の構成では、信号印加部6に供給される電流を大きくするためには入力電源Pinの供給元から出力される電流を大きくする必要があり、この部分において高電圧且つ大電流となり、大きな発熱が生じるおそれがある。これに対し、本実施形態の構成では、入力電源Pinの供給元から電源回路10へと出力される電流を小さく抑えつつ、電源回路10から信号印加部6に供給される電流を大きな電流とすることが可能となるため、比較例の構成に対し、発熱を小さく抑えるとともに消費電力を低く抑えることができる。
第1電源生成部18は、スイッチング電源51または絶縁型のスイッチング電源である絶縁電源54を含む構成とすることができる。一般に、スイッチング電源は、リニアレギュレータに比べ、その効率を高くすることができる。したがって、このような構成によれば、スイッチング電源を用いることなくリニアレギュレータなどだけを用いて第1電源P1を生成するような構成に比べ、第1電源P1を生成するための構成における電力損失が小さく抑えられ、その結果、電流センサ1全体としての消費電力を一層小さく抑えることができる。
第1電源生成部18は、LDO52を含み、そのLDO52により電圧値が安定化された第1電源P1が生成されるようになっている。このような構成によれば、仮に入力電源Pin、スイッチング電源51または絶縁電源54から出力される電源などにノイズが重畳している場合であっても、第1電源P1はノイズが低減された電源となる。したがって、上記構成によれば、第1電源P1が供給される信号印加部6の動作、具体的にはシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加される交流信号の精度にノイズの影響が及ぶことが防止され、その結果、検出用抵抗値の補正の精度を良好に維持することができる。
また、第2電源生成部19は、LDO53を含み、そのLDO53により電圧値が安定化された第2電源P2が生成されるようになっている。このような構成によれば、仮に入力電源Pin、絶縁電源55から出力される電源などにノイズが重畳している場合であっても、第2電源P2はノイズが低減された電源となる。したがって、上記構成によれば、第2電源P2が供給される第1電圧検出部7および第2電圧検出部8の動作、具体的にはシャント抵抗4および補正抵抗5の各端子電圧の検出精度にノイズの影響が及ぶことが防止され、その結果、検出用抵抗値の補正の精度を良好に維持することができる。
(第2実施形態)
以下、第2実施形態について図12~図14を参照して説明する。
<全体構成>
図12に示すように、本実施形態の電流センサ61は、図1に示した第1実施形態の電流センサ1に対し、信号印加部6に代えて信号印加部62を備えている点などが異なっている。
以下、第2実施形態について図12~図14を参照して説明する。
<全体構成>
図12に示すように、本実施形態の電流センサ61は、図1に示した第1実施形態の電流センサ1に対し、信号印加部6に代えて信号印加部62を備えている点などが異なっている。
信号印加部62は、信号印加部6と同様、補正時にシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対してパルス波または正弦波の交流信号を印加する。この場合、信号印加部62は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対して交流の電圧を供給する電圧源として構成されている。上記構成では、補正抵抗5、信号印加部62、第1電圧検出部7、第2電圧検出部8および補正部16により、検出用抵抗値を補正する抵抗値補正回路63が構成されている。この場合、電源回路10は、第1電源P1および第2電源P2を抵抗値補正回路63に供給する。具体的には、電源回路10は、第1電源P1を信号印加部62に供給するとともに、第2電源P2を電圧検出部20として機能する第1電圧検出部7および第2電圧検出部8に供給する。
<信号印加部の具体的な構成>
信号印加部62の具体的な構成としては、例えば図13に示す第1構成例、図14に示す第2構成例などが挙げられる。
[1]第1構成例
図13に示すように、第1構成例の信号印加部62aは、トランジスタ71、信号生成部72、OPアンプ73などを備えている。トランジスタ71は、例えばNチャネル型のMOSFETであり、そのドレインは電源線L1に接続され、そのソースは補正抵抗5およびシャント抵抗4を介してグランドに接続されている。
信号印加部62の具体的な構成としては、例えば図13に示す第1構成例、図14に示す第2構成例などが挙げられる。
[1]第1構成例
図13に示すように、第1構成例の信号印加部62aは、トランジスタ71、信号生成部72、OPアンプ73などを備えている。トランジスタ71は、例えばNチャネル型のMOSFETであり、そのドレインは電源線L1に接続され、そのソースは補正抵抗5およびシャント抵抗4を介してグランドに接続されている。
信号生成部72は、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流の電圧と同じ周波数を有するパルス波または正弦波の信号を生成して出力する。信号生成部72の出力信号は、OPアンプ73の非反転入力端子に与えられている。OPアンプ73の反転入力端子は、トランジスタ71のソースに接続され、その出力端子は、トランジスタ71のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ71がOPアンプ73により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電圧である交流信号が印加される。このように、第1構成例の信号印加部62aは、アンプ駆動の構成となっている。
[2]第2構成例
図14に示すように、第2構成例の信号印加部62bは、図13に示した第1構成例の信号印加部62aに対し、OPアンプ73に代えてバッファ75を備えている点などが異なっている。この場合、信号生成部72の出力信号は、バッファ75の入力端子に与えられている。バッファ75の出力端子は、トランジスタ71のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ71がバッファ75により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電圧である交流信号が印加される。このように、第2構成例の信号印加部62bは、バッファ駆動の構成となっている。
図14に示すように、第2構成例の信号印加部62bは、図13に示した第1構成例の信号印加部62aに対し、OPアンプ73に代えてバッファ75を備えている点などが異なっている。この場合、信号生成部72の出力信号は、バッファ75の入力端子に与えられている。バッファ75の出力端子は、トランジスタ71のゲートに接続されている。上記構成によれば、トランジスタ71がバッファ75により駆動されることでシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に交流電圧である交流信号が印加される。このように、第2構成例の信号印加部62bは、バッファ駆動の構成となっている。
[3]各構成例の特徴
アンプ駆動の構成である第1構成例によれば、OPアンプ73の動作によりトランジスタ71のソース電圧が一定に制御されるため、バッファ駆動の構成である第2構成例に対し、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流電圧の精度を高めることができるというメリットがある。一方、第2構成例によれば、第1構成例に対し、OPアンプ73に代えてバッファ75を用いる分だけ、回路規模を小さく抑えることができるというメリットがある。
アンプ駆動の構成である第1構成例によれば、OPアンプ73の動作によりトランジスタ71のソース電圧が一定に制御されるため、バッファ駆動の構成である第2構成例に対し、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に印加する交流電圧の精度を高めることができるというメリットがある。一方、第2構成例によれば、第1構成例に対し、OPアンプ73に代えてバッファ75を用いる分だけ、回路規模を小さく抑えることができるというメリットがある。
以上説明したように、本実施形態の電流センサ61は、補正時にシャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対して印加される交流信号が交流電流から交流電圧に変更されている点を除いて第1実施形態の抵抗値補正回路17と同様の動作を行うことができる抵抗値補正回路63と、その抵抗値補正回路63に電源を供給する電源回路10と、を備えている。そのため、本実施形態によっても、第1実施形態と同様に検出用抵抗値の補正を行うことが可能となり、第1実施形態と同様の効果が得られる。
(その他の実施形態)
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
抵抗値補正回路17、63の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、これらの構成と同様の機能を実現することができる構成であれば適宜変更することができる。
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
抵抗値補正回路17、63の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、これらの構成と同様の機能を実現することができる構成であれば適宜変更することができる。
信号印加部6、62の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、シャント抵抗4および補正抵抗5の直列回路に対して交流信号を印加することができる構成であればよい。
第1同期検波回路12の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、シャント抵抗4の端子の信号を入力するとともに交流信号の周波数と同じ周波数で同期検波して信号を抽出して出力することができる構成であればよい。第2同期検波回路14の具体的な構成としては、補正抵抗の端子の信号を入力するとともに交流信号の周波数と同じ周波数で同期検波して信号を抽出して出力することができる構成であればよい。
第1同期検波回路12の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、シャント抵抗4の端子の信号を入力するとともに交流信号の周波数と同じ周波数で同期検波して信号を抽出して出力することができる構成であればよい。第2同期検波回路14の具体的な構成としては、補正抵抗の端子の信号を入力するとともに交流信号の周波数と同じ周波数で同期検波して信号を抽出して出力することができる構成であればよい。
第1電源生成部18の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、外部から供給される入力電源Pinを降圧することにより入力電源Pinに対して低い電圧を有する第1電源P1を生成することができる構成であればよい。また、第2電源生成部19の具体的な構成としては、上記各実施形態において説明した構成に限らずともよく、第1電源P1とは異なる第2電源P2を生成することができる構成であればよい。
例えば、信号印加部6、62がノイズの影響によって動作に支障をきたすことが無いような構成である場合などには、第1電源生成部18a、18b、18cに対し、LDO52を省くように変更することができる。このような変更後の構成であっても、信号印加部6の具体的な構成としてアンプ駆動の信号印加部6a、6bを採用する場合または信号印加部62の具体的な構成としてアンプ駆動の信号印加部62aを採用する場合には、OPアンプ23、73の動作によりノイズ低減の効果が得られることから、信号印加部6、62の動作にノイズの影響が及ぶことが防止される。
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。
1、61…電流センサ、4…シャント抵抗、5…補正抵抗、6、62…信号印加部、10…電源回路、16…補正部、17、63…抵抗値補正回路、18…第1電源生成部、19…第2電源生成部、20…電圧検出部、51…スイッチング電源、54…絶縁電源、53…LDO、B1…主機バッテリ、B2…補機バッテリ。
Claims (6)
- 被検出電流が流れる経路に直列に設けられたシャント抵抗(4)の端子電圧と前記シャント抵抗の抵抗値に対応する検出用抵抗値とを用いて前記被検出電流を検出するものであり、前記検出用抵抗値を補正する抵抗値補正回路(17、63)と、前記抵抗値補正回路に電源を供給する電源回路(10)と、を備えた電流センサであって、
前記抵抗値補正回路は、前記被検出電流が流れる経路とは異なる経路において前記シャント抵抗と直列に接続された補正抵抗(5)と、前記シャント抵抗および前記補正抵抗の直列回路に対して交流信号を印加する信号印加部(6、62)と、前記直列回路に前記交流信号が印加される際における前記シャント抵抗および前記補正抵抗の端子電圧を検出する電圧検出部(20)と、前記電圧検出部による端子電圧の各検出値に基づいて前記シャント抵抗の抵抗値を算出するとともに、その算出した前記シャント抵抗の抵抗値である算出抵抗値に基づいて前記検出用抵抗値を補正する補正部(16)と、を備え、
前記電源回路は、
外部から供給される入力電源を降圧することにより前記入力電源に対して低い電圧を有する第1電源を生成する第1電源生成部(18)と、
前記第1電源とは異なる第2電源を生成する第2電源生成部(19)と、
を備え、
前記第1電源を前記信号印加部に供給するとともに、前記第2電源を前記電圧検出部に供給するように構成されている電流センサ。 - 前記第1電源生成部は、スイッチング電源(51、54)を含む構成である請求項1に記載の電流センサ。
- 前記スイッチング電源(54)は、入力側と出力側との間が絶縁された絶縁電源として構成されている請求項2に記載の電流センサ。
- 前記入力電源は、車両を走行させるための駆動部に電力を供給する主機バッテリ(B1)から供給される請求項1から3のいずれか一項に記載の電流センサ。
- 前記入力電源は、車両の補機に電力を供給する補機バッテリ(B2)から供給される請求項1から3のいずれか一項に記載の電流センサ。
- 前記第2電源生成部は、低ドロップアウトのリニアレギュレータ(53)を含み、前記リニアレギュレータにより前記第2電源が生成されるようになっている請求項1から5のいずれか一項に記載の電流センサ。
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