JP5447232B2 - 電力算出装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力算出装置に関するものである。

電源から電力を供給して負荷を駆動する際に、電源及び／又は負荷等に不具合が発生した場合に備えて、各種センサが検出する値や、当該負荷に供給される電力を算出して記憶する技術が提案され、例えば下掲の特許文献１等に開示されている。

また、上述のような技術において、負荷がインバータ駆動されるモータである場合に、検出する値（電流値や電力値）の精度を高める技術が提案され、例えば下掲の特許文献２，３等に開示されている。

特許第２７６５４０９号公報 特開２００９−１０６０７８号公報 特開２００９−１９５０６５号公報

インバータを制御する場合には、例えば直流電源の出力電流の電流値及び出力電圧の電圧値を検出してアナログ／デジタル変換（以下、「Ａ／Ｄ変換」とも称する）してマイコンに入力する。なお、Ａ／Ｄ変換は適宜の増幅演算（増幅率が１よりも小さい場合を含む）を含む。マイコンは、入力されたデジタル電流値及びデジタル電圧値に基づいて種々の演算をし、インバータを制御する。

このような技術においてモータに供給される電力は、マイコンに入力されたデジタル電流値及びデジタル電圧値から推定できる。例えば、当該マイコン、直流電源、Ａ／Ｄ変換を行う機能が搭載された実機において、通常運転に先立って予めＡ／Ｄ変換前の電流値を実測し、これをＡ／Ｄ変換後のデジタル電流値と比較して較正曲線を求める。電圧についても同様に、予めＡ／Ｄ変換前の電圧値を実測し、これをＡ／Ｄ変換後のデジタル電圧値と比較して較正曲線を求める。これらの較正曲線を用いることにより、通常運転時においてＡ／Ｄ変換前の電流値及び電圧値は、実測されることなく、Ａ／Ｄ変換後のデジタル電流値及びデジタル電圧値から推定される。そして推定された電流値及び電圧値に基づいて、モータに供給される電力が推定できる。

しかしながら、このように較正曲線を算出する場合には、Ａ／Ｄ変換前の電流値及び電圧値を実測する手間が実機ごとに必要であり、コストが増大する。かかるコスト増大を軽減するためには、実機ごとに必要な電流値及び電圧値の実測において、同じ測定器を採用することも考えられる。しかしその場合には当該測定器に起因する系統誤差を排除できない。

本発明は、上記課題に鑑み、電力算出装置において、測定に要する手間を削減してコストを低減し、あるいは更に系統誤差を排除する技術を提供することを目的とする。

上記課題を解決すべく、本発明に係る電力算出装置の第１の態様は、直流電源（１）の出力電流（Ｉｄｃ）の電流値に第１のアナログ／デジタル変換を施して得られるデジタル電流値を出力するデジタル電流値出力部（２）と、前記直流電源の出力電圧（Ｖｄｃ）の電圧値に第２のアナログ／デジタル変換を施して得られるデジタル電圧値を出力するデジタル電圧値出力部（４）と、前記デジタル電流値及び前記デジタル電圧値を入力し、前記デジタル電流値に第１のデジタル／アナログ変換を施して得られるアナログ電流値と、前記デジタル電圧値に第２のデジタル／アナログ変換を施して得られるアナログ電圧値とを求め、前記アナログ電流値と前記アナログ電圧値とに基づいて前記直流電源から供給される電力の推定値を算出する電力算出部（６）とを備え、前記第１のデジタル／アナログ変換は、前記デジタル電流値出力部の回路構成で決定される第３のアナログ／デジタル変換特性の逆変換である、電力算出装置（１０）である。

本発明に係る電力算出装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記推定値を時系列で記録する記憶部（８）を更に備える。

本発明に係る電力算出装置の第３の態様は、その第１の態様であって、前記アナログ電流値と、当該アナログ電流値に対応する前記推定値とを時系列で記憶する記憶部（８）を更に備える。

本発明に係る電力算出装置の第４の態様は、その第２又は第３の態様であって、前記記憶部（８）は、時系列で、前記推定値に対応する前記アナログ電圧値を更に記憶する。

本発明に係る電力算出装置の第５の態様は、その第１ないし第４の態様のいずれかであって、前記第２のデジタル／アナログ変換は、前記デジタル電圧値出力部（４）の回路構成で決定される第４のアナログ／デジタル変換特性の逆変換である。

本発明に係る電力算出装置の第１の態様によれば、第３のアナログ／デジタル変換特性はデジタル電流値出力部の回路構成で決定されるので、第１のアナログ／デジタル変換を適切に近似する。よって第３のアナログ／デジタル変換特性の逆変換となる第１のデジタル／アナログ変換によって得られるアナログ電流値は出力電流の電流値を精度良く推定することができる。したがって、デジタル電流値出力部が同一の回路構成を採用する限り、その回路構成で採用される各素子の諸元のばらつきはあるものの、異なるデジタル電流値出力部を採用する場合であっても、同一の第１のデジタル／アナログ変換を汎用的に採用することができる。これにより、出力電流の電流値とデジタル電流値との対応関係を較正曲線として、異なるデジタル電流値出力部ごとに予め求める必要がない。また、第３のアナログ／デジタル変換特性の算出項と、デジタル電流値出力部の回路定数とが一致しているため、デジタル電流値出力部の出力特性（デジタル電流値出力部の回路定数）を任意に設定しても、出力電流の電流値を精度良く推定することができる。

本発明に係る電力算出装置の第２の態様によれば、直流電源から供給される電力の推定値を時系列で記憶するので、当該電力で駆動する負荷に故障等の不具合が発生したときの電力を事後的に確認でき、負荷の不具合の原因解明に資する。

本発明に係る電力算出装置の第３の態様によれば、直流電源から供給される電力の推定値を、これに対応するアナログ電流値と共に時系列で記憶するので、当該電力で駆動する負荷に故障等の不具合が発生した時の電力の推定値及び出力電流の推定値を事後的に確認でき、負荷の不具合の原因解明に資する。

本発明に係る電力算出装置の第４の態様によれば、電力の推定値のみならず出力電圧の推定値も記憶するので、負荷の不具合が発生した場合の原因解明に資する。

本発明に係る電力算出装置の第５の態様によれば、第４のアナログ／デジタル変換特性はデジタル電圧値出力部の回路構成で決定されるので、第２のアナログ／デジタル変換を適切に近似する。よって第４のアナログ／デジタル変換特性の逆変換となる第２のデジタル／アナログ変換によって得られるアナログ電圧値は出力電圧の電圧値を精度良く推定することができる。したがって、デジタル電圧値出力部が同一の回路構成を採用する限り、その回路構成で採用される各素子の諸元のばらつきはあるものの、異なるデジタル電圧値出力部を採用する場合であっても、同一の第２のデジタル／アナログ変換を汎用的に採用することができる。これにより、出力電圧の電圧値とデジタル電圧値との対応関係を較正曲線として、異なるデジタル電圧値出力部ごとに予め求める必要がない。また、第４のアナログ／デジタル変換特性の算出項と、デジタル電圧値出力部の回路定数とが一致しているため、デジタル電圧値出力部の出力特性（デジタル電圧値出力部の回路定数）を任意に設定しても、出力電圧の電圧値を精度良く推定することができる。

本発明の実施例に係る電力算出装置の構成を例示する図である。 電流値出力部の具体的な構成を例示する図である。 電圧値出力部の具体的な構成を例示する図である。

以下、本発明の好適な実施例について、図面を参照しながら説明する。なお、図１を初めとする以下の図には、本発明に関係する要素のみを示す。

〈装置構成の概要〉
図１に示すように、本発明の実施例に係る電力算出装置１０は例えば、直流電源１と、負荷３との間に設けられる。具体的には例えば、直流電源１及び負荷３はそれぞれ次のような構成を有する。直流電源１は、交流電源１１と、コンバータ１２と、平滑コンデンサ１３とを有する。負荷３は、インバータ３１と、モータ３２とを有する。

より具体的には例えば、直流電源１は次のようにして得ることができる。すなわち、交流電源１１の出力電流が、ダイオードブリッジで構成されるコンバータ１２に入力されて整流される。整流された電流の脈動（リプル）が、平滑コンデンサ１３で低減される。そして、平滑コンデンサ１３の両端電圧がインバータ３１に印加される。

負荷３は次のような構成を有する。すなわち、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子によって構成されるインバータ３１が、直流電源１の出力電圧（平滑コンデンサ１３の両端電圧）Ｖｄｃ及び出力電流Ｉｄｃから所望の三相交流を生成し、モータ３２に供給する。

負荷３を制御する制御部７が設けられる。制御部７は、出力電流Ｉｄｃ及び出力電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ３１が生成する三相交流を制御する。ここで、直流電源１、負荷３及び制御部７は、これらをまとめて駆動装置９として把握される。駆動装置９は例えば、空気調和機に設けられる。

このような駆動装置９において、電力算出装置１０は次のような構成を備える。すなわち、電流値出力部（課題を解決するための手段における「デジタル電流値出力部」に相当する）２と、電圧値出力部（課題を解決するための手段における「デジタル電圧値出力部」に相当する）４と、電力算出部６と、記憶部８とを備える。電力算出部６は、電流Ｄ／Ａ変換部６１と、電圧Ｄ／Ａ変換部６２と、積算部６３とを有する。電力算出部６は例えばマイクロコンピュータを用いて実現することができる。

〈電流値出力部の構成〉
電流値出力部２は、例えば平滑コンデンサ１３とインバータ３１との間の電流経路に直列に配設される。具体的には、図１，２に示すように、電流値出力部２は、平滑コンデンサ１３とインバータ３１との間の電流経路上の位置Ｐ１，Ｐ２間に直列に接続されるシャント抵抗ｒ１と、シャント抵抗ｒ１の両端の電位差を入力電圧Ｖｉｉとして増幅するオフセット付き非反転増幅回路２０と、Ａ／Ｄ変換部２４とを有する。

電流値出力部２では、オフセット付き非反転増幅回路２０が入力電圧Ｖｉｉを増幅して出力電位Ｖｉｏを出力する。Ａ／Ｄ変換部２４は出力電位ＶｉｏをＡ／Ｄ変換してデジタル電流値ＤＴｉを得る。デジタル電流値ＤＴｉは電流Ｄ／Ａ変換部６１へ出力される。

オフセット付き非反転増幅回路２０は例えば、ボルテージフォロア２２と非反転増幅器２６を有している。ボルテージフォロア２２は、可変抵抗ｒｖ１及び第１のオペアンプ２１を備えている。可変抵抗ｒｖ１は正電源電圧Ｖｃｃ１と接地ＧＮＤとの間に設けられ、正電源電圧Ｖｃｃ１から可変抵抗ｒｖ１によって分圧された電位ｖ１が第１のオペアンプ２１の非反転入力端子に入力される。第１のオペアンプ２１の出力端は直接に第１のオペアンプ２１の反転入力端子と接続され、いわゆるイマジナリーショートにより、第１のオペアンプはその出力端から電位ｖ１を出力する。

非反転増幅器２６は抵抗Ｒ１，Ｒ２及び第２のオペアンプ２３を備えている。ボルテージフォロア２２の出力端は抵抗Ｒ１を介して第２のオペアンプ２３の反転入力端に接続されている。また、第２のオペアンプ２３の出力電位Ｖｉｏと電位ｖ１との差を抵抗Ｒ１，Ｒ２にて分圧した電位が第２のオペアンプ２３の反転入力端子に帰還されている。

このようなオフセット付き非反転増幅回路２０において、第２のオペアンプ２３の非反転入力端子に入力電圧Ｖｉｉを印加すると、出力電位Ｖｉｏは抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値にもそれぞれ記号Ｒ１，Ｒ２を用いて、Ｖｉｏ＝Ｖｉｉ（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１−ｖ１・Ｒ２／Ｒ１と表される。つまりオフセット付き非反転増幅回路２０の増幅率Ｇ１は、Ｇ１＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１であり、オフセット電圧Ｖｏｓｉは、Ｖｏｓｉ＝ｖ１・Ｒ２／Ｒ１である。Ｖｉｉ＝Ｉｄｃ・ｒ１の関係にあるのでＶｉｏ＝Ｉｄｃ・ｒ１（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１−ｖ１・Ｒ２／Ｒ１と表されるアナログ値となる。このように電流Ｉｄｃをいったん、出力電位Ｖｉｏに変換することは、Ａ／Ｄ変換部２４への入力を、その入力レンジに適合させる点で望ましい。以上のことから、電流値出力部２は、出力電流ＩｄｃにＡ／Ｄ変換を施してデジタル電流値ＤＴｉを出力する機能を果たす、ということができる。

〈電圧値検出部の構成〉
電圧値出力部４は、例えば平滑コンデンサ１３とインバータ３１との間の電流経路において平滑コンデンサ１３と並列に配設される。具体的には、図１に示すように、電圧値出力部４は、平滑コンデンサ１３とインバータ３１との間の電流経路上の位置Ｐ３，Ｐ４間において平滑コンデンサ１３と並列に接続される。電圧値出力部４は、平滑コンデンサ１３の両端の電位差たる出力電圧Ｖｄｃを入力として増幅するオフセット付き非反転増幅回路３０を有する。

電圧値出力部４では、オフセット付き非反転増幅回路３０が出力電圧Ｖｄｃを増幅してアナログ値ＡＬｖを出力する。Ａ／Ｄ変換部３４はアナログ値ＡＬｖをＡ／Ｄ変換してデジタル電圧値ＤＴｖを得る。デジタル電圧値ＤＴｖは電圧Ｄ／Ａ変換部６３へ出力される。

オフセット付き非反転増幅回路３０は、電流値出力部２が有するオフセット付き非反転増幅回路２０と略同様の構成・機能を有する。具体的には、オフセット付き非反転増幅回路３０は例えば、ボルテージフォロア３２と非反転増幅器３６を有している。ボルテージフォロア３２は、可変抵抗ｒｖ２及び第３のオペアンプ３１を備えている。可変抵抗ｒｖ２は正電源電圧Ｖｃｃ２と接地ＧＮＤとの間に設けられ、正電源電圧Ｖｃｃ２から可変抵抗ｒｖ２によって分圧された電位ｖ２が第３のオペアンプ３１の非反転入力端子に入力される。第３のオペアンプ３１の出力端は直接に第３のオペアンプ３１の反転入力端子と接続され、いわゆるイマジナリーショートにより、第３のオペアンプはその出力端から電位ｖ２を出力する。

非反転増幅器３６は抵抗Ｒ３，Ｒ４及び第４のオペアンプ３３を備えている。ボルテージフォロア３２の出力端は抵抗Ｒ３を介して第４のオペアンプ３３の反転入力端に接続されている。また、第４のオペアンプ３３の出力電位ＡＬｖと電位ｖ２との差を抵抗Ｒ３，Ｒ４にて分圧した電位が第４のオペアンプ３３の反転入力端子に帰還されている。

このようなオフセット付き非反転増幅回路３０において、第４のオペアンプ３３の非反転入力端子に出力電圧Ｖｄｃを印加すると、アナログ値ＡＬｖは第３の抵抗Ｒ３及び第４の抵抗Ｒ４の抵抗値にもそれぞれ記号Ｒ３，Ｒ４を用いて、ＡＬｖ＝Ｖｄｃ（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３−ｖ２・Ｒ４／Ｒ３と表される。ここで、オフセット付き非反転増幅回路３０の増幅率Ｇ２は、Ｇ２＝（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ３であり、オフセット電圧Ｖｏｓｖは、Ｖｏｓｖ＝ｖ２・Ｒ４／Ｒ３である。このように出力電圧Ｖｄｃをいったん、アナログ値ＡＬｖに変換することは、Ａ／Ｄ変換部３４への入力を、その入力レンジに適合させる点で望ましい。以上のことから、電圧値出力部４は、出力電圧ＶｄｃにＡ／Ｄ変換を施してデジタル電圧値ＤＴｖを出力する機能を果たす、ということができる。

〈電力算出部６の構成〉
電流Ｄ／Ａ変換部６１は、デジタル電流値ＤＴｉにデジタル／アナログ変換（課題を解決するための手段における「第１のデジタル／アナログ変換」に相当する；以下、「デジタル／アナログ変換」を単に「Ｄ／Ａ変換」とも称する）を施してアナログ電流値ＡＬｉ’を求める。電流Ｄ／Ａ変換部６１でのＤ／Ａ変換特性は、電流値出力部２の回路構成で決定されるＡ／Ｄ変換特性（課題を解決するための手段における「第３のアナログ／デジタル変換特性」に相当する）の逆変換である。電流値出力部２のＡ／Ｄ変換特性が関数Ｆで与えられるとすると、関数Ｆは電流値出力部２の構成、すなわち抵抗ｒ１、オフセット付き非反転増幅回路２０の構成及びＡ／Ｄ変換部２４の構成に基づいて定式化して求めることができる。よって、関数Ｆの逆関数たる関数Ｇも定式化して求めることができる。

関数Ｆは、電流値出力部２の回路構成から理論的に決定される。理想的には関数Ｆは電流値出力部２が実際に出力電流Ｉｄｃに対して施すＡ／Ｄ変換と一致するが、実際には抵抗値のばらつき等により、完全に一致するとは限らない。しかし、上述の定式化のように、電流値出力部２の回路構成から理論的に関数Ｆを決定することができるので、関数Ｆは電流値出力部２が実際に出力電流Ｉｄｃに対して施すＡ／Ｄ変換を適切に近似する。また、関数Ｆと電流値出力部２の回路定数とが一致しているため、電流値出力部２を構成する回路素子のばらつき（例えば抵抗の抵抗値のばらつき）がＡ／Ｄ変換に与える影響を推定できる。よって関数Ｆの逆変換となる関数Ｇによって得られるアナログ電流値ＡＬｉ’は、出力電流Ｉｄｃの電流値を精度良く推定することができる。

したがって、電流値出力部２が同一の回路構成を採用する限り、その回路構成で採用される各素子の諸元のばらつきはあるものの、異なる電流値出力部２を採用する場合であっても、一の関数ＧをＤ／Ａ変換特性として有する電流Ｄ／Ａ変換部６１を汎用的に採用することができる。これにより、出力電流Ｉｄｃの電流値とデジタル電流値ＤＴｉとの対応関係を較正曲線として、異なる電流値出力部２ごとに予め求める必要がない。またデジタル電流値ＤＴｉは電流値出力部２ごとに得られるので、系統誤差も低減できる。

電圧Ｄ／Ａ変換部６２は、デジタル電圧値ＤＴｖにＤ／Ａ変換（課題を解決するための手段における「第２のデジタル／アナログ変換」に相当する）を施してアナログ電圧値ＡＬｖ’を求める。ここで、電圧Ｄ／Ａ変換部６２でのＤ／Ａ変換特性は、電圧出力部４の回路構成で決定されるＡ／Ｄ変換特性（課題を解決するための手段における「第４のアナログ／デジタル変換特性」に相当する）の逆変換である。ここで電圧出力部４のＡ／Ｄ変換特性が関数Ｊで与えられるとすると、関数Ｊは電圧値出力部４の構成、すなわちオフセット付き非反転増幅回路３０の構成及びＡ／Ｄ変換部３４の構成に基づいて定式化して求めることができる。よって、関数Ｊの逆関数たる関数Ｋも定式化して求めることができる。

関数Ｊは、電圧値出力部４の回路構成から理論的に決定される。理想的には関数Ｊは電圧値出力部４が実際に出力電圧Ｖｄｃに対して施すＡ／Ｄ変換と一致するが、実際には抵抗値のばらつき等により、完全に一致するとは限らない。しかし、上述の定式化のように、電圧値出力部４の回路構成から理論的に関数Ｊを決定することができるので、関数Ｊは電圧値出力部４が実際に出力電圧Ｖｄｃに対して施すＡ／Ｄ変換を適切に近似する。また、関数Ｊと電圧値出力部４の回路定数とが一致しているため、電圧値出力部４を構成する回路素子のばらつき（例えば抵抗の抵抗値のばらつき）がＡ／Ｄ変換に与える影響を推定できる。よって関数Ｊの逆変換となる関数Ｋによって得られるアナログ電圧値ＡＬｖ’は、出力電圧Ｖｄｃの電圧値を精度良く推定することができる。

したがって、電圧値出力部４が同一の回路構成を採用する限り、その回路構成で採用される各素子の諸元のばらつきはあるものの、異なる電圧値出力部４を採用する場合であっても、一の関数ＫをＤ／Ａ変換特性として有する電圧Ｄ／Ａ変換部６２を汎用的に採用することができる。これにより、出力電圧Ｖｄｃの電圧値とデジタル電圧値ＤＴｖとの対応関係を較正曲線として、異なる電圧値出力部４ごとに予め求める必要がない。またデジタル電圧値ＤＴｖは電圧値出力部４ごとに得られるので、系統誤差も低減できる。

電流出力部２、電圧出力部４はそれぞれデジタル電流値ＤＴｉ及びデジタル電圧値ＤＴｖを逐次に出力する。そして電流Ｄ／Ａ変換部６１及び電圧Ｄ／Ａ変換部６２はそれぞれアナログ電流値ＡＬｉ’及びアナログ電圧値ＡＬｖ’を逐次求める（デジタル化されるのは電流値、電圧値であって、デジタル化された値が更に時間的な離散値をとる必要はない）。そして、積算部６３は、アナログ電流値ＡＬｉ’とアナログ電圧値ＡＬｖ’とに基づいて、直流電源１から供給される電力の推定値を逐次算出し、記憶部８に格納する。例えばアナログ電流値ＡＬｉ’とアナログ電圧値ＡＬｖ’との積として電力の推定値が計算される。

記憶部８は不揮発性メモリ等（図示省略）を有し、積算部６３が算出した電力の推定値を時系列で記録する。よって当該電力で駆動する負荷３に故障等の不具合が発生したときの電力を事後的に確認でき、負荷３の不具合の原因解明に資する。

記憶部８は当該推定値に対応するアナログ電流値ＡＬｉ’及びアナログ電圧値ＡＬｖ’を相互に対応付けた状態で時系列で記録することが望ましい。これは当該電力で駆動する負荷３に故障等の不具合が発生した時の不具合の原因解明に更に資する。

また、記憶部８が、直流電源１から供給される電力の推定値を、これに対応するアナログ電流値ＡＬｉ’及びアナログ電圧値ＡＬｖ’と対応付けて記録するので、当該電力で駆動する負荷３に故障等の不具合が発生した時の不具合の原因解明に更に資する。

なお、電流値出力部２及び電圧値出力部４は、駆動装置９において過電流保護及び過電圧保護等を目的として設けられる構成と兼用であっても良い。また、本実施の形態ではデジタル電流値ＤＴｉ及びデジタル電圧値ＤＴｖのいずれもが、制御部７にも出力する。制御部７は、デジタル電流値ＤＴｉ及びデジタル電圧値ＤＴｖに基づいてインバータ３１を制御する。制御部７は例えばマイクロコンピュータを用いて実現することができる。

〈変形例〉
以上、本発明の好適な実施例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、上記実施例においては、電流値出力部２及び電圧値出力部４がそれぞれオフセット付き非反転増幅回路２０，３０を有している態様を例示したが、任意の増幅回路を採用することができる。また、当該増幅回路の増幅率は任意に設定できる。またオフセット量をゼロにすることもできる。

Ｉｄｃ 出力電流
Ｖｄｃ 出力電圧
２ デジタル電流値出力部
４ デジタル電圧値出力部
６ 電力算出部
８ 記憶部
１０ 電力算出装置

Claims (5)

1. 直流電源（１）の出力電流（Ｉｄｃ）の電流値に第１のアナログ／デジタル変換を施して得られるデジタル電流値を出力するデジタル電流値出力部（２）と、
   前記直流電源の出力電圧（Ｖｄｃ）の電圧値に第２のアナログ／デジタル変換を施して得られるデジタル電圧値を出力するデジタル電圧値出力部（４）と、
   前記デジタル電流値及び前記デジタル電圧値を入力し、
   前記デジタル電流値に第１のデジタル／アナログ変換を施して得られるアナログ電流値と、前記デジタル電圧値に第２のデジタル／アナログ変換を施して得られるアナログ電圧値とを求め、前記アナログ電流値と前記アナログ電圧値とに基づいて前記直流電源から供給される電力の推定値を算出する電力算出部（６）と
   を備え、
   前記第１のデジタル／アナログ変換は、前記デジタル電流値出力部の回路構成で決定される第３のアナログ／デジタル変換特性の逆変換である、電力算出装置（１０）。
2. 前記推定値を時系列で記録する記憶部（８）を更に備える、
   請求項１記載の電力算出装置（１０）。
3. 前記アナログ電流値と、当該アナログ電流値に対応する前記推定値とを時系列で記録する記憶部（８）を更に備える、
   請求項１記載の電力算出装置（１０）。
4. 前記記憶部（８）は、時系列で、前記推定値に対応する前記アナログ電圧値を更に記録する、
   請求項２又は請求項３記載の電力算出装置（１０）。
5. 前記第２のデジタル／アナログ変換は、前記デジタル電圧値出力部（４）の回路構成で決定される第４のアナログ／デジタル変換特性の逆変換である、
   請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の電力算出装置（１０）。

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