JP5315386B2

JP5315386B2 - 温度測定回路

Info

Publication number: JP5315386B2
Application number: JP2011152592A
Authority: JP
Inventors: 周平佐藤; 勝太久保
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2011-07-11
Filing date: 2011-07-11
Publication date: 2013-10-16
Anticipated expiration: 2031-07-11
Also published as: JP2013019738A

Description

本発明は、温度測定用の半導体ダイオードを用いて温度を測定する技術に係り、特に、精度良く温度を測定するための技術に関する。

ＩＧＢＴ等の半導体装置では、動作中の過熱から半導体装置を保護するために温度を精度良く検出する必要がある。半導体装置の温度検出には、温度検出用のｐｎ接合型の半導体ダイオードや抵抗が用いられており、特に半導体ダイオードは、ＩＧＢＴ等の半導体装置のチップ内に作製できるため広く使用されている。
半導体ダイオードを用いた温度測定回路について概説すると、一般に、温度測定回路は、半導体装置と同一基板に設けられた半導体ダイオードと、この半導体ダイオードの順方向に定電流を印加する定電流回路と、定電流印加時のアノード−カソード間電圧（以下、両端電圧Ｖ_Ｆと言う）を検出する検出回路と、この検出回路のアナログ出力を読み込みデジタル信号に変換して出力するＡＤ変換器と、を備え、ＡＤ変換器のデジタル信号出力で示される両端電圧ＶＦと、定電流値Ｉとの次式に示す温度依存性の関係式に基づいて温度（絶対温度）Ｔを算出している。

ただし、ｋはボルツマン定数、ｑは電子の電荷、Ｉは定電流値、Ｉ_ｓはダイオード飽和電流密度である。

従来の温度測定回路においては、温度検出精度が悪化する要因として次の４つの要因が挙げられる。すなわち、半導体ダイオードの特性バラツキ（個体差）、及び値の小さな温度係数（第１要因）、検出回路及び定電流回路に供給される電源電圧の変動（第２要因）、定電流回路の定電流値のバラツキ（個体差）（第３要因）、ＡＤ変換の際に生じるＡＤ変換誤差（第４要因）である。

第１要因の半導体ダイオードの特性バラツキは、主にダイオード飽和電流密度Ｉ_ｓの個体差に起因する。そこで、定電流値Ｉが異なる２つの定電流回路と、各定電流を選択的に切り替えて半導体ダイオードに印加する切替回路とを温度測定回路に設け、それぞれの定電流を印加したときに得られた各両端電圧の差に基づいて温度を算出することで、ダイオード飽和電流密度Ｉｓの影響を無くして温度を算出する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

具体的には、２つの定電流回路の定電流値をＩ_１、Ｉ_２とし、それぞれの定電流値Ｉ_１、Ｉ_２での両端電圧をＶ_Ｆ１、Ｖ_Ｆ２とすると、これら両端電圧Ｖ_Ｆ１、Ｖ_Ｆ２は次式のように表される。

そして両端電圧Ｖ_Ｆ１、Ｖ_Ｆ２の差を求めると、

となり、温度Ｔで展開すると

が得られる。この式ではダイオード飽和電流密度Ｉ_ｓの項が消去されているため、第１要因の影響を抑えて、精度良く温度Ｔが求められる。

特開２００４−１３４４７２号公報

しかしながら、従来の温度測定回路では、少なくとも２つの定電流回路と、それらを切り替えて半導体ダイオードに印加する切替回路が必要となるため、部品点数増加、実装面積の増大、及びコストアップが問題となる。
また、２つの定電流値Ｉ_１、Ｉ_２のうちの大きい方の定電流値は、その値が大きいと、半導体ダイオードの抵抗成分が影響し、理想的な半導体ダイオードの上記温度特性の式からのズレが大きくなるため、あまり大きな値を用いることができない。一方、小さい方の電流値については、半導体ダイオードを用いた温度検出ではノイズ電流の影響を受け易いことから、あまり小さな電流値を用いることもできない。すなわち、２つの定電流値Ｉ_１、Ｉ_２の下限、及び上限には制限があるため、これらの定電流値Ｉ_１、Ｉ_２の差を大きくするには限度があり、両者が近い値だと、これらの定電流値Ｉ_１、Ｉ_２の印加によって生じた両端電圧をＶ_Ｆ１、Ｖ_Ｆ２の差が非常に小さくなりＡＤ変換器で認識できない、という問題もある。

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、半導体ダイオードを用いて精度良く温度を検出することができる温度測定回路を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明は、温度測定用の半導体ダイオードと、前記半導体ダイオードに印加する定電流を電源電圧に基づいて生成する定電流回路と、前記定電流の印加によって前記半導体ダイオードのアノード−カソード間に生じる両端電圧を、前記電源電圧をフルスケール電圧として所定ビット数のデジタル値に変換して出力するＡＤ変換器と、前記定電流回路によって印加された定電流の定電流値、及び前記ＡＤ変換器から出力された前記両端電圧のデジタル変換値に基づいて温度を算出する温度測定回路において、前記電源電圧に基づき定電圧の基準電圧を生成し前記ＡＤ変換器に出力する基準電源を備え、前記基準電圧の入力によって前記ＡＤ変換器から出力された前記基準電圧のデジタル変換値と、前記電源電圧に変動成分が含まれない場合に前記ＡＤ変換器から出力される前記基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、前記変動成分を含む前記電源電圧の電圧値を算出し、当該電圧値により前記両端電圧のデジタル変換値、及び前記定電流の定電流値を補正して前記温度を算出する、ことを特徴とする。

本発明によれば、基準電圧の入力によってＡＤ変換器から出力された基準電圧のデジタル変換値と、電源電圧に変動成分が含まれない場合にＡＤ変換器から出力される基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、変動成分を含む電源電圧の電圧値を算出し、この変動成分を含む電源電圧の電圧値により、ＡＤ変換器から出力される両端電圧のデジタル変換値、及び定電流回路が出力する定電流の定電流値のそれぞれが補正されることから、電源電圧の変動に起因して生じるＡＤ変換誤差、及び定電流値のバラツキを補正した温度が正確に算出される。
さらに、２つの定電流値を用いて温度を測定する従来の技術に比べ、定電流値として１つの値だけを用いれば良いので、２つの定電流値の差が大きくなるように各定電流値を設定するという制限が無いため、当該定電流値の設定が容易となる。

また本発明は、上記温度測定回路において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記定電流回路に起因して前記定電流値に含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記定電流値を補正する、ことを特徴とする。

本発明によれば、定電流値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに定電流回路に起因して定電流値に含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。

また本発明は、上記温度測定回路において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記ＡＤ変換器に起因して含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記両端電圧のデジタル変換値を補正する、ことを特徴とする。

本発明によれば、両端電圧のデジタル変換値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずにＡＤ変換器に起因して含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。

本発明によれば、基準電圧の入力によってＡＤ変換器から出力された基準電圧のデジタル変換値と、電源電圧に変動成分が含まれない場合にＡＤ変換器から出力される基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、変動成分を含む電源電圧の電圧値を算出し、この変動成分を含む電源電圧の電圧値により、ＡＤ変換器から出力される両端電圧のデジタル変換値、及び定電流回路が出力する定電流の定電流値のそれぞれが補正されることから、電源電圧の変動に起因して生じるＡＤ変換誤差、及び定電流値のバラツキを補正した温度が正確に算出される。
また本発明において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記定電流回路に起因して前記定電流値に含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記定電流値を補正することで、定電流値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに定電流回路に起因して定電流値に含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。
また本発明において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記ＡＤ変換器に起因して含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記両端電圧のデジタル変換値を補正することで、両端電圧のデジタル変換値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずにＡＤ変換器に起因して含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。

本発明の実施形態に係る温度測定回路の構成を示す図である。基準電源の回路図である。定電流回路の回路図である。温度測定回路の温度測定結果を示す図であり、（Ａ）は補正無しの場合、（Ｂ）は補正ありの場合を示す。定電流回路の変形例に係る回路図である。定電流回路の変形例に係る回路図である。定電流回路の変形例に係る回路図である。定電流回路の変形例に係る回路図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る温度測定回路１の構成を示す図である。
温度測定回路１は、温度測定対象のＩＧＢＴ等の半導体装置の回路基板３に設けられ、当該回路基板３の温度Ｔを測定する回路である。すなわち、温度測定回路１は、図１に示すように、半導体ダイオード５と、定電流回路７と、基準電源９と、マイコン１１とを備え、定電流回路７、基準電源９、及びマイコン１１が電源電圧ＨＶｃｃを電源として動作する。

半導体ダイオード５は、回路基板３に実装された温度測定用のｐｎ接合ダイオードであり、アノード５Ａには定電流回路７が接続され、カソード５Ｂには基準電位（グランド）に接続されている。定電流回路７によって定電流が印加されたときには、アノード−カソード間電圧（以下、両端電圧Ｖ_Ｆ）がマイコン１１に出力される。
定電流回路７は、温度測定時に、半導体ダイオード５の順方向に定電流値Ｉの定電流を印加する回路であり、その回路構成については後述する。

基準電源９は、電源電圧ＨＶｃｃの変動の影響を受けずに所定の基準電圧Ｖ_ｒｅｆを生成してマイコン１１に入力するものである。
具体的には、図２に示すように、基準電源９は、定電圧回路として構成されている。すなわち、電力をチャージして基準電圧Ｖ_ｒｅｆを出力する容量２０と、この容量２０の蓄電量を制御するトランジスタ２１と、電源電圧ＨＶｃｃを抵抗Ｒａ、Ｒｂで分圧した電圧Ｖｓと、容量２０が出力する基準電圧Ｖ_ｒｅｆとを比較し、両者が常に等しくなるようにトランジスタ２１に制御信号を出力する誤差増幅器としてのオペアンプ２２とを備えている。
この基準電源９では、電源電圧ＨＶｃｃに変動成分ΔＨＶｃｃが含まれた場合でも、オペアンプ２２の制御によって出力電圧が基準電圧Ｖ_ｒｅｆに維持される。

ただし、基準電源９では、電源電圧ＨＶｃｃを分圧する抵抗Ｒａ、Ｒｂの製造誤差や抵抗素子の温度特性等に起因して、抵抗Ｒａ、Ｒｂの抵抗値に誤差ΔＲａ、ΔＲｂが含まれる。このため、基準電源９が出力する基準電圧Ｖ_ｒｅｆの実際の値には、設計値からの多少の誤差成分ΔＶ_ｒｅｆが含まれる。この基準電圧Ｖ_ｒｅｆの誤差成分ΔＶ_ｒｅｆについては、予め実測されて後述するメモリ１７に格納されている。

前掲図１に戻り、マイコン１１は、両端電圧Ｖ_Ｆ、及び基準電圧Ｖ_ｒｅｆの入力ごとに設けられたＡＤ変換器１３と、ＣＰＵ１５と、メモリ１７とを備え、ＣＰＵ１５、及びＡＤ変換器１３は、電源電圧ＨＶｃｃにより動作する。ＡＤ変換器１３は、電源電圧ＨＶｃｃをフルスケールとして入力電圧を所定ビット数のデジタル信号に変換するＡＤ変換を行うものであり、本実施形態では、両端電圧Ｖ_Ｆ、及び基準電圧Ｖ_ｒｅｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）、及びデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）をＣＰＵ１５に出力する。
なお、以下の説明においては、あくまで一例として、ＡＤ変換器１３の分解能を１０ビットとして説明する。

ＣＰＵ１５は、両端電圧Ｖ_Ｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）について、ＡＤ変換器１３の特性による誤差、及び電源電圧ＨＶｃｃの変動による誤差を補正する処理を行うとともに、電源電圧ＨＶｃｃの変動に基づき定電流値Ｉを補正する処理を行い、これら補正後のデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）、及び定電流値Ｉに基づいて温度Ｔを算出し、半導体装置に実装された他のマイコン、或いは上位のコンピュータ等に出力する。この温度Ｔの算出については後に詳述する。メモリ１７は、当該温度Ｔの算出に要する各種パラメータを予め記憶する。

ここで、上記電源電圧ＨＶｃｃは、入力電力を電力変換する図示せぬ電源回路から供給されるが、当該電源回路への入電力が変動すると、これに応じて電源電圧ＨＶｃｃも変動する。
例えば、温度測定回路１が電気自動車のモータを制御するインバータ回路等の半導体装置に設けられている場合、上記電源電圧ＨＶｃｃは、車両が搭載するバッテリの電力をＤＣ／ＤＣコンバータによって直流電圧に変換し、平滑・変圧して生成される。
しかしながら、バッテリが出力する電圧は、バッテリの残容量、バッテリの経時変化、負荷変動、及びバッテリの温度等により変動する。特に、車載のバッテリにあっては、バッテリが放電する電圧は車両という使用条件の特性から変動しやすく、ＤＣ／ＤＣコンバータを通じて生成される電源電圧ＨＶｃｃも、上記の要因により変動する。

上記ＡＤ変換器１３、及び定電流回路７は、電源電圧ＨＶｃｃに基づいて動作しているため、電源電圧ＨＶｃｃが変動すると、デジタル変換値、及び定電流値に誤差が生じる。
そこで本実施形態では、ＡＤ変換器１３が出力するデジタル変換値Ｘについて、ＡＤ変換器１３の電源電圧ＨＶｃｃの変動に起因する誤差をＣＰＵ１５によって効率よく補正して両端電圧Ｖ_Ｆについて高精度のデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）を得るとともに、電源電圧ＨＶｃｃの変動分を補正した定電流値Ｉを求め、これらの値を用いて、電源電圧ＨＶｃｃの変動に起因した誤差の影響無く温度を算出することとしている。
以下、係る構成について詳述する。

ＡＤ変換器１３の分解能は上記の通り１０ｂｉｔとする。ＡＤ変換器１３に入力電圧として基準電圧Ｖ_ｒｅｆが入力された場合、ＡＤ変換器１３は、電源電圧ＨＶｃｃをフルスケールとして１０ｂｉｔで基準電圧Ｖ_ｒｅｆをデジタルデータに変換し、デジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）を出力する。このデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）は、次式（１）により表される。
ただし、後述のように、実際には、ＡＤ変換器１３でのＡＤ変換時には電源電圧ＨＶｃｃの電圧変動△ＨＶｃｃに起因する誤差を生じることから、この誤差に起因してデジタル変換値Ｘ（ｒｅｆ）の値も変わる。式（１）では、デジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）に「ｉｄｅａｌ」という添字を付すことで、かかる誤差を考慮しない理想的なＡＤ変換であることを明示している。

ＡＤ変換に含まれる誤差としては、電源電圧ＨＶｃｃの変動に起因する誤差の他に、ＡＤ変換器１３の回路が持つ特性に起因する量子化誤差といった、電源電圧ＨＶｃｃの変動にかかわらずに生じる誤差が挙げられる。
すなわち、電源電圧ＨＶｃｃが通常動作用に供給される電源である場合、変動成分ΔＨＶｃｃを含むので、電源電圧ＨＶｃｃの正味の値はＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃと表され、またＡＤ変換器１３の回路が持つ特性に起因する誤差は、大凡±１〜３ＬＳＢ（ＬＳＢ：Least Significant Bit）程度であることが一般的であることから、通常動作時のデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）は、次式（２）で表される。ただし、（２）式では、ＡＤ変換器１３の回路の特性に起因する誤差を±３ＬＳＢと設定した。

なお、変動成分ΔＨＶｃｃは正の値と負の値のどちらでも取り得る値であり、通常動作用の電源電圧ＨＶｃｃが降下する方向に変動して「ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ」がＨＶｃｃより低電圧になることも勿論あり得る。

また、基準電源９の回路定数の誤差等に起因して基準電圧Ｖ_ｒｅｆには、図２を参照して説明した誤差成分ΔＶ_ｒｅｆが含まれることを考慮すると、式（２）は次式（３）のように表される。

これら式（１）、及び式（３）を用いると、変動成分ΔＨＶｃｃを含む正味の電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃは、次式（４）のように表される。

この式（４）においては、電源電圧ＨＶｃｃ、基準電圧Ｖ_ｒｅｆ、基準電圧Ｖ_ｒｅｆは設計値であり、かかる設計値に基づいてＡＤ変換したときの理想的なデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｉｄｅａｌが一義的に求められ、またＬＳＢについても、ＡＤ変換のビット数等で一義的に決定される値であり、これらの値がマイコン１１のメモリ１７に予め格納されている。また、基準電圧Ｖ_ｒｅｆの誤差成分ΔＶ_ｒｅｆは、基準電源９の出力電圧を実測し基準電圧Ｖ_ｒｅｆの設計値との差分を計算することで予め求められ、この誤差成分ΔＶ_ｒｅｆも上記メモリ１７に予め格納されている。
したがって、基準電圧Ｖｒｅｆを実測したデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｒｅａｌが得られれば、上記式（４）に基づいて、電源電圧ＨＶｃｃについて、そのときの変動成分ΔＨＶｃｃを含んだ正味の値（ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ）が求められることとなる。

なお、基準電圧Ｖ_ｒｅｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｉｄｅａｌについては、設計値から値を求めるのではなく、変動成分ΔＨＶｃｃが含まれていない理想的な電源電圧Ｖｃｃとみなせる程度の高精度の定電圧源をＡＤ変換器１３に接続するとともに、同様に高精度の基準電圧Ｖ_ｒｅｆをＡＤ変換器１３に接続して実測することで求めても良い。

さて、温度測定時には、半導体ダイオード５の両端電圧Ｖ_ＦがＡＤ変換器１３に入力されてデジタル変換値Ｘ（ＶＦ）にＡＤ変換される。このとき、上記（３）式に示す通り、ＡＤ変換時には、電源電圧ＨＶｃｃの変動の影響を受けてＡＤ変換誤差が生じることとなり、両端電圧Ｖ_Ｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）ｒｅａｌは次式（５）のようになる。

一方、ＡＤ変換器１３が出力するデジタル変換値Ｘを、誤差の無い値に変換する補正係数Ｋは、式（１）、及び式（３）に基づいて、次式（６）のように表される。この式（６）において、「ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ」を除く他のパラメータについてはメモリ１７に予め格納されており、また「ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ」については、基準電圧Ｖｒｅｆを実測したデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｒｅａｌに基づき上記（４）式から求められることから、そのときの電源電圧ＨＶｃｃの変動を加味した補正係数Ｋが正確に求められる。

したがって、両端電圧Ｖ_Ｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）ｒｅａｌは、次式（７）に示すように、補正係数Ｋを用いて、電源電圧ＨＶｃｃの変動成分ΔＨＶｃｃ、及びＡＤ変換器１３の特性に起因して含まれる誤差を補正したデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）ｃｏｒｒｅｃｔに変換し、両端電圧Ｖ_Ｆについて正確な値が得られることとなる。

次いで、定電流回路７の定電流値Ｉの補正について説明する。
図３は定電流回路７の一例を示す回路図である。
定電流回路７は、エミッタに流れ込む電流をコレクタに出力するＰＮＰトランジスタ３１と、このＰＮＰトランジスタ３１を制御するオペアンプ３０と、抵抗Ｒｃ、Ｒｄ、Ｒｅ、Ｒｆ、Ｒｇを備えている。オペアンプ３０には、電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを抵抗Ｒｃ、Ｒｄで分圧した電圧Ｖｔが設定電圧として入力され、またＰＮＰトランジスタ３１のエミッタの電圧が帰還電圧として入力され、これらの電圧差である入力オフセット電圧Ｖｏｓがゼロになるように、ＰＮＰトランジスタ３１を制御することで、当該ＰＮＰトランジスタ３１のコレクタから出力される電流を一定の定電流値Ｉに維持する。

この定電流値Ｉは、エミッタと電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ間の抵抗Ｒｅと、エミッタの設定電圧である上記電圧Ｖｔとに基づいて規定される。すなわち、電圧Ｖｔは、次式（８）によって表されることから、この電圧Ｖｔを抵抗Ｒｅで除することで定電流値Ｉが求められる。

しかしながら、実際には、定電流値Ｉは、電源電圧ＨＶｃｃの変動成分ΔＨＶｃｃの有無にかかわらず、オペアンプ３０への入力バイアス電流Ｉｂに起因する誤差、入力オフセット電圧Ｖｏｓの温度特性に起因する誤差、及びＰＮＰトランジスタ３１のベース電流ＩＢに起因する誤差といったように、定電流回路７に起因する各種の誤差の影響を受ける。これらの誤差を考慮すると、定電流値Ｉは、次式（９）のように表される。

なお、式（９）において、項（Ａ）〜項（Ｃ）が定電流回路７に起因する誤差を補正するものであり、入力バイアス電流Ｉｂをパラメータに含む項（Ａ）が入力バイアス電流Ｉｂに起因する誤差を示し、入力オフセット電圧Ｖｏｓをパラメータに含む項（Ｂ）が入力オフセット電圧Ｖｏｓの温度特性に起因する誤差を示す。またＰＮＰトランジスタ３１のｈ_ｆｅパラメータを含む項（Ｃ）がベース電流ＩＢに起因する誤差を示している。

この式（９）において、抵抗Ｒｃ、Ｒｄ、Ｒｅ、及び項（Ａ）〜項（Ｃ）を予め実測しておき、その値をメモリ１７に格納しておくことで、上述の式（４）から求まる「ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ」を用いて、電源電圧ＨＶｃｃの変動成分ΔＨＶｃｃを反映した実際の（実際にバラツキのある）定電流値Ｉを算出することができる。

マイコン１１は、温度測定時には、基準電源９の基準電圧Ｖ_ｒｅｆを取り込みＡＤ変換してデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｒｅａｌを取得し上記式（４）に基づいて、変動分を加味した正味の電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを求め、この電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを用いて上記式（７）、及び式（９）に基づいて、補正後の正確な両端電圧Ｖ_Ｆ、及び定電流値Ｉを算出し、これらの値を用いて温度Ｔを算出する。

温度Ｔの算出について具体的には、半導体ダイオード５の特性式は、Ｉｓをダイオード飽和電流密度、Ａを固定定数、Ｅｇをバンドギャップエネルギーとすると、アノード−カソード間の電流値Ｉａ、及びダイオード飽和電流密度Ｉｓは、それぞれ式（１０）、（１１）のように表され、これら式（１０）、（１１）から式（１２）が得られる。

そして、この式（１２）を温度Ｔについて展開し、電流値Ｉａ＝定電流値Ｉとすると、式（１３）が得られる。

マイコン１１は、この式（１３）に、上記補正後の両端電圧Ｖ_Ｆ、及び定電流値Ｉを代入することで温度Ｔを算出する。上述の通り、両端電圧Ｖ_ｆ、及び定電流値Ｉのそれぞれの値には、電源電圧ＨＶｃｃの変動に基づく誤差に加え、ＡＤ変換器１３、及び定電流回路７に起因して生じる誤差を補正した値が用いられるため、ＡＤ変換時の誤差、及び定電流値Ｉのバラツキを補正した正確な温度Ｔが求められる。

図４は温度測定回路１の温度測定結果を示す図であり、図４（Ａ）は両端電圧Ｖ_ｆ、及び定電流値Ｉを補正せずに温度Ｔを算出した場合を示し、図４（Ｂ）は両端電圧Ｖ_ｆ、及び定電流値Ｉを補正して温度Ｔを算出した場合を示す。なお、同図において、「最大温度」は温度測定時の正の誤差値を示し、「最小温度」は負の誤差値を示す。すなわち「最大温度」と「最小温度」の間が正負の検出誤差の誤差範囲を示す。
図４（Ａ）及び図４（Ｂ）の対比から明らかなように、両端電圧Ｖ_ｆ、及び定電流値Ｉを補正して温度Ｔを算出することで、補正せずに算出した場合に比べて、全体的に検出誤差の誤差範囲を小さくし、温度Ｔの精度が高められている。

このように、本実施形態によれば、基準電圧Ｖ_ｒｅｆの入力によってＡＤ変換器１３から出力された基準電圧Ｖ_ｒｅｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｒｅａｌと、電源電圧ＨＶｃｃに変動成分ΔＨＶｃｃが含まれない場合にＡＤ変換器１３から出力される基準電圧Ｖ_ｒｅｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_ｒｅｆ）ｉｄｅａｌとに基づいて、変動成分ΔＨＶｃｃを含む電源電圧ＨＶｃｃの電圧値「ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ」を算出し、この電圧値「ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃ」により、ＡＤ変換器１３から出力される両端電圧Ｖ_Ｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）ｒｅａｌ、及び定電流回路７が出力する定電流の定電流値Ｉのそれぞれを補正する構成としたため、電源電圧ＨＶｃｃの変動に起因して生じるＡＤ変換誤差、及び定電流値Ｉのバラツキを補正した温度Ｔが正確に算出される。
さらに、従来の温度測定回路のように、互いに異なる定電流値の定電流を半導体ダイオードに印加する複数の定電流回路や、印加する定電流を切り替えるための切替回路を必要としないため、部品点数、実装面積の削減が可能となる。また、互いに異なる２つの定電流値を用いて温度を測定する場合には、２つの定電流値の差が大きくなるように各定電流値を設定するという制限が生じるが、本実施形態では、定電流値Ｉとして１つの値だけを用いれば良いので、当該定電流値Ｉの設定が容易となる。

また本実施形態によれば、定電流値Ｉについては、電源電圧ＨＶｃｃの変動成分ΔＨＶｃｃの有無にかかわらずに定電流回路７に起因して定電流値Ｉに含まれる誤差成分（例えば式（９）の項（Ａ）〜（Ｃ））も補正する構成としたため、より正確な温度が求められる。

さらに本実施形態によれば、両端電圧Ｖ_Ｆのデジタル変換値Ｘ（Ｖ_Ｆ）ｒｅａｌについては、電源電圧ＨＶｃｃの変動成分ΔＨＶｃｃの有無にかかわらずにＡＤ変換器１３に起因して含まれる誤差成分（例えば、式（３）の±３ＬＳＢ）も補正されることから、より正確な温度が求められる。

なお、上述した各実施形態は、あくまでも本発明の一態様を示すものであり、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変形、及び応用が可能である。

例えば上述した実施形態において、定電流回路７には、電源電圧ＨＶｃｃを電源として一定電流を生成して出力する回路であれば任意の回路を用いることができ、例えば以下のような回路を用いることができる。

図５に示す定電流回路１０７は、ＮＰＮトランジスタ４０、及び抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２、及びＲｍ３を備え、電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２で分圧した電圧を、抵抗Ｒｍ３で除した値の定電流値ＩをＮＰＮトランジスタ４０のエミッタに出力する回路であり、ＮＰＮトランジスタ４０のコレクタに半導体ダイオード５が接続される。
ただし、ＮＰＮトランジスタ４０のベース電流ＩＢに起因する誤差、及びＮＰＮトランジスタ４０のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを考慮すると、実際の定電流値Ｉは、式（１４）のように表され、この式（１４）を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Ｉが算出される。

図６に示す定電流回路２０７は、図５に示す定電流回路１０７のＮＰＮトランジスタ４０を、ＰＮＰトランジスタ４１に代えることで、定電流を半導体ダイオード５（負荷）にはき出す、いわゆる吐き出し型の回路として構成したものである。すなわち、定電流回路２０７は、ＰＮＰトランジスタ４１、及び抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２、及びＲｍ３を備え、電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２で分圧した電圧を、抵抗Ｒｍ３で除した値の定電流値ＩをＰＮＰトランジスタ４１のコレクタに出力し、ＰＮＰトランジスタ４１のエミッタに半導体ダイオード５が接続される。
この定電流回路２０７においても、ＰＮＰトランジスタ４１のベース電流ＩＢに起因する誤差、及びＰＮＰトランジスタ４１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅを考慮すると、実際の定電流値Ｉは、上記定電流回路１０７の式（１４）と同一の式（１５）のように表され、この式（１５）を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Ｉが算出される。

図７に示す定電流回路３０７は、バイポーラトランジスタを使用せずに構成した定電流回路であり、オペアンプ５０と、抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２、Ｒｍ３、Ｒとを備えている。オペアンプ５０には、電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２で分圧した電圧が設定電圧として入力されるとともに、出力電流を抵抗Ｒｍｓに流したときの電圧Ｖｉが帰還され、これらの電圧の差を無くすよう動作することで、出力電流が一定の定電流値Ｉに維持される。この定電流回路３０７の定電流値Ｉは、式（１６）のように表され、この式（１６）を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Ｉが算出される。

図８に示す定電流回路４０７は、上述した実施形態で説明した定電流回路７のＰＮＰトランジスタ３１をＮＰＮトランジスタ４３に代えることで、定電流を半導体ダイオード５（負荷）から吸い込む、いわゆる吸い込み型の回路として構成したものである。すなわち、定電流回路４０７は、ＮＰＮトランジスタ４３、オペアンプ５１、及び抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２、及びＲｍｓを備え、電源電圧ＨＶｃｃ＋ΔＨＶｃｃを抵抗Ｒｍ１、Ｒｍ２で分圧した電圧を、抵抗Ｒｍｓで除した値の定電流値ＩがＮＰＮトランジスタ４３のコレクタに接続された半導体ダイオード５から吸い出されエミッタに出力される。
この定電流回路４０７においては、オペアンプ５１への入力バイアス電流Ｉｂに起因する誤差、入力オフセット電圧Ｖｏｓの温度特性に起因する誤差、及びＮＰＮトランジスタ４３のベース−エミッタ電流Ｉｂｅに起因する誤差といったように、定電流回路４０７に起因する各種の誤差を考慮すると、実際の定電流値Ｉは式（１７）のように表され、この式（１７）を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Ｉが算出される。

また例えば、上述した実施形態において、基準電源９の基準電圧Ｖ_ｒｅｆ、及び半導体ダイオード５の両端電圧Ｖ_ＦごとにＡＤ変換器１３を設ける構成としたが、これに限らず、１つのＡＤ変換器１３に基準電源９の基準電圧Ｖ_ｒｅｆ、及び半導体ダイオード５の両端電圧Ｖ_Ｆを切り替えて入力する構成としても良い。

１温度測定回路
５半導体ダイオード
７、１０７、２０７、３０７、４０７定電流回路
９基準電源
１１マイコン
１３ＡＤ変換器
１５ＣＰＵ
１７メモリ
ＨＶｃｃ電源電圧
Ｉ定電流値
Ｋ補正係数
Ｔ温度
Ｖ_Ｆ両端電圧
Ｖ_ｒｅｆ基準電圧
Ｘデジタル変換値
ΔＨＶｃｃ変動成分
ΔＶ_ｒｅｆ誤差成分

Claims

温度測定用の半導体ダイオードと、
前記半導体ダイオードに印加する定電流を電源電圧に基づいて生成する定電流回路と、
前記定電流の印加によって前記半導体ダイオードのアノード−カソード間に生じる両端電圧を、前記電源電圧をフルスケール電圧として所定ビット数のデジタル値に変換して出力するＡＤ変換器と、
前記定電流回路によって印加された定電流の定電流値、及び前記ＡＤ変換器から出力された前記両端電圧のデジタル変換値に基づいて温度を算出する温度測定回路において、
前記電源電圧に基づき定電圧の基準電圧を生成し前記ＡＤ変換器に出力する基準電源を備え、
前記基準電圧の入力によって前記ＡＤ変換器から出力された前記基準電圧のデジタル変換値と、前記電源電圧に変動成分が含まれない場合に前記ＡＤ変換器から出力される前記基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、前記変動成分を含む前記電源電圧の電圧値を算出し、当該電圧値により前記両端電圧のデジタル変換値、及び前記定電流の定電流値を補正して前記温度を算出する、ことを特徴とする温度測定回路。
前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記定電流回路に起因して前記定電流値に含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記定電流値を補正する、ことを特徴とする請求項１に記載の温度測定回路。
前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記ＡＤ変換器に起因して含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記両端電圧のデジタル変換値を補正する、ことを特徴とする請求項１又は２に記載の温度測定回路。