KR20090027149A - 동기 정류형 스위칭 레귤레이터 - Google Patents
동기 정류형 스위칭 레귤레이터 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20090027149A KR20090027149A KR1020080087165A KR20080087165A KR20090027149A KR 20090027149 A KR20090027149 A KR 20090027149A KR 1020080087165 A KR1020080087165 A KR 1020080087165A KR 20080087165 A KR20080087165 A KR 20080087165A KR 20090027149 A KR20090027149 A KR 20090027149A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- voltage
- switch element
- proportional
- circuit
- reverse current
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1588—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/70—Regulating power factor; Regulating reactive current or power
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/908—Inrush current limiters
Abstract
본 발명은 역류 검출 회로의 지연 시간을 단축할 수 있는 동시에, 소비 전류를 대폭 삭감할 수 있어 효율을 개선할 수 있는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터를 제공한다.
비례 전압 생성 회로(11)에서는 동기 정류용 트랜지스터(S2)와 인덕터(L1)가 접속되는 접속부(Lx)의 전압(VLx)에 비례하는 비례 전압(Vs1)을 생성하고, 비교기(13)는 이 비례 전압(Vs1)과 미리 정해진 제2 기준 전압(Vref2)의 전압을 비교하며, 비례 전압(Vs1)이 제2 기준 전압(Vref2) 이상이 되어 역전류가 발생할 징조 또는 역전류의 발생을 검출하면, 고레벨의 신호(Vdet)를 출력하고, 이에 따라 제어 회로(6)는 입력된 PWM 펄스 신호(Spwm)에 관계없이 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 오프 시켜 차단 상태로 하도록 하였다.
스위칭 레귤레이터, 제1 기준 전압 발생 회로, 오차 증폭 회로, 발진 회로, PWM 비교기
Description
본 발명은 전자 기기에 안정된 전압을 공급하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 관한 것이고, 특히 경부하 시의 고효율화를 실현할 수 있는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 관한 것이다.
도 1은 종래의 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 1의 스위칭 레귤레이터(100)는 강압형의 동기 정류형 스위칭 레귤레이터로서, 경부하 시에는 출력 단자(OUT)로부터 동기 정류용 트랜지스터(S102)를 통하여 접지 전압(GND)으로 전류가 역류한다. 이와 같은 역전류로 인한 효율 저하를 방지하기 위하여, 도 1의 스위칭 레귤레이터(100)에서는 비교기(107)를 이용하여 스위칭 트랜지스터(S101)와 동기 정류용 트랜지스터(S102)의 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 접지 전압(GND) 이상으로 상승하는 타이밍을 검출하여 동기 정류용 트랜지스터(S102)를 오프 시켜 역전류의 발생을 방지하고 있었다.
그러나, 도 1의 스위칭 레귤레이터(100)에서는 역전류가 발생하고 나서 동 기 정류용 트랜지스터(S102)를 오프 시키기까지 비교기(107)에서 지연 시간이 발생하기 때문에, 출력 단자(OUT)로부터 인덕터(L101)를 통하여 역전류가 흘러 효율이 저하되고 있었다.
이에, 스위칭 트랜지스터(S101)와 동기 정류용 트랜지스터(S102)의 접속부(Lx)의 전압(VLx)을 접지 전압(GND)보다 미리 정해진 전압만큼 낮은 전압과 비교하여 역전류가 발생하기 전에 검출 회로가 검출 신호를 출력하여 동기 정류용 트랜지스터(S102)를 오프 시키도록 함으로써 역전류의 발생을 방지할 수 있었다(예를 들면, 일본 특허 공개 공보 2006－333689호 참조).
그러나, 접속부(Lx)의 전압(VLx)을 접지 전압(GND)보다 미리 정해진 전압만큼 낮은 전압과 비교하여 역전류를 검출하고 있기 때문에, 접속부(Lx)의 전압(VLx)은 시간에 대한 변화 기울기가 매우 작다. 따라서, 비교기(107)의 출력 신호가 반전하기 위하여 필요한 전압차가 발생하기까지 시간이 걸리기 때문에, 미소한 입력 전압의 전압차를 검출하여 출력 신호를 반전시키려면 비교기(107)의 소비 전류를 크게 할 필요가 있어 경부하 시의 효율을 저하시킨다는 문제가 있었다.
본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로서, 역류 검출 회로의 지연 시간을 단축할 수 있는 동시에, 소비 전류를 대폭 삭감할 수 있어 효율을 개선할 수 있는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터를 얻는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자에 접속된 부하에 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제1 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제1 스위치 소자와,
상기 제1 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
입력된 제2 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하여 상기 인덕터를 방전시키는 동기 정류용의 제2 스위치 소자와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압이 되도록 상기 제1 스위치 소자에 대하여 상기 제1 제어 신호를 출력하여 스위칭 제어를 실행하는 동시에, 상기 제2 스위치 소자에 대하여 상기 제2 제어 신호를 출력하여 상기 제1 스위치 소자와 상반되는 스위칭 동작을 실행하게 하는 제어 회로부와,
상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 역류 검출 회로부
를 구비하고,
상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하고, 이 비례 전압으로부터 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 상기 제어 회로부는 상기 역류 검출 회로부가 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하면, 상기 제2 스위치 소자를 강제적으로 오프 시켜 차단 상태로 하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터를 제공한다.
구체적으로는, 상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압을 k배 하여 상기 비례 전압을 생성하고, 상기 k가 ｜k｜＞1이 되도록 하였다.
또한, 상기 역류 검출 회로부는 상기 비례 전압과 미리 정해진 제1 기준 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하도록 하였다.
또한, 상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 미리 정해진 전압을 가산하여 제1 기준 전압을 생성하고, 상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하도록 하였다.
또한, 상기 역류 검출 회로부는 시간에 대하여 미리 정해진 기울기를 갖고, 이 기울기가 상기 비례 전압의 기울기와 부호가 반대인 제1 기준 전압을 생성하고, 상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하여 출력하는 비례 전압 생성 회로와,
상기 제1 기준 전압을 생성하여 출력하는 제1 기준 전압 발생 회로와,
상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 검출 결과를 나타내는 신호를 상기 제어 회로부에 출력하는 역전류 검출 회로
를 구비하고,
상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압과 미리 정해진 제2 기준 전압의 차이 전압에 비례한 상기 비례 전압을 생성하여 출력하도록 하였다.
이 경우, 상기 비례 전압 생성 회로는,
일단이 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부에 접속된 제1 저항과,
제어 전극에 입력된 신호에 대응한 전류를 상기 제1 저항의 타단에 출력하는 제1 트랜지스터와,
한 쪽 입력단이 상기 제1 저항의 타단에 접속되고, 다른 쪽 입력단에 상기 제2 기준 전압이 입력되며, 출력단이 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 연산 증폭 회로와,
상기 제1 트랜지스터를 흐른 전류가 입력되고, 이 입력된 전류에 비례한 전류를 출력하는 전류 미러 회로와
상기 전류 미러 회로의 출력 전류를 전압으로 변환하여 상기 비례 전압을 생성하여 출력하는 전류-전압 변환 회로
를 구비하도록 하였다.
또한, 상기 비례 전압 생성 회로는,
일단이 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부에 접속된 제1 저항과,
제어 전극에 입력된 신호에 따른 전류를 상기 제1 저항의 타단에 출력하는 제1 트랜지스터와,
한 쪽 입력단이 상기 제1 저항의 타단에 접속되고, 다른 쪽 입력단에 상기 제2 기준 전압이 입력되며, 출력단이 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 연산 증폭 회로와,
제어 전극에 상기 연산 증폭 회로의 출력 신호가 입력되고, 상기 제1 트랜지스터에 흐르는 전류에 비례한 전류를 출력하는 제2 트랜지스터와,
상기 제2 트랜지스터의 출력 전류를 전압으로 변환하여 상기 비례 전압을 생성하여 출력하는 전류-전압 변환 회로
를 구비하도록 하였다.
또한, 상기 비례 전압 생성 회로는,
일단이 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부에 접속된 제1 및 제2 저항의 직렬 회로와,
제어 전극에 입력된 신호에 따른 전류를 상기 직렬 회로의 타단에 출력하는 제1 트랜지스터와,
한 쪽 입력단이 상기 제1 저항과 상기 제2 저항의 접속부에 접속되고, 다른 쪽 입력단에 상기 제2 기준 전압이 입력되며, 출력단이 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 연산 증폭 회로
를 구비하고,
상기 제1 트랜지스터와 상기 직렬 회로의 접속부로부터 상기 비례 전압을 출력하도록 하였다.
또한, 상기 역류 검출 회로부는,
상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하여 출력하는 비례 전압 생성 회로와,
상기 제1 기준 전압을 생성하여 출력하는 제1 기준 전압 발생 회로와,
상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 검출 결과를 나타내는 신호를 상기 제어 회로부에 출력하는 역전류 검출 회로
를 구비하며,
상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압과 미리 정해진 제2 기준 전압의 차전압에 비례한 상기 비례 전압을 생성하여 출력하도록 하였다.
또한, 상기 제2 기준 전압은 접지 전압이도록 하였다.
또한, 상기 전류-전압 변환 회로는 상기 제1 저항과 동일한 제조 공정으로 생성된 제2 저항으로 구성되도록 하였다.
또한, 상기 제1 및 제2 트랜지스터는 동일 전도형의 트랜지스터이도록 하였다.
또한, 상기 제1 및 제2 저항은 동일한 제조 공정으로 형성되도록 하였다.
또한, 상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자가 온 하여 도통 상태에 있을 때는 작동하고, 상기 제2 스위치 소자가 오프 하여 차단 상태에 있을 때는 동작을 정지하도록 하였다.
또한, 상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자가 오프 하여 차단 상태에 있을 때는 상기 제1 기준 전압보다 큰 전압을 생성하여 출력하도록 하였다.
또한, 상기 제1 스위치 소자, 제2 스위치 소자, 제어 회로부 및 역류 검출 회로부는 하나의 IC에 집적되도록 하였다.
또한, 본 발명은 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자에 접속된 부하에 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 역전류 검출 제어 방법에 있어서,
상기 동기 정류형 스위칭 레귤레이터는,
입력된 제1 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제1 스위치 소자와,
상기 제1 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
입력된 제2 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하여 상기 인덕터를 방전시키는 동기 정류용의 제2 스위치 소자와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압이 되도록 상기 제1 스위치 소자에 대하여 상기 제1 제어 신호를 출력하여 스위칭 제어를 실행하는 동시에, 상기 제2 스위치 소자에 대하여 상기 제2 제어 신호를 출력하여 상기 제1 스위치 소자와 상반되는 스위칭 동작을 실행하게 하는 제어 회로부와,
상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 역전류 검출 회로부
를 구비하고,
상기 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 역전류 검출 제어 방법은,
상기 역전류 검출 회로부에서 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하고, 상기 비례 전압으로부터 상기 출력 단자에서 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역 전류의 발생 징조를 검출하는 단계와,
상기 역류 검출 회로부가 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하면, 상기 제어 회로부에서 상기 제2 스위치 소자를 강제적으로 오프 시켜 차단 상태로 하는 단계를 포함하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 역전류 검출 제어 방법을 제공한다.
본 발명의 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 의하면, 출력 단자로부터 제2 스위치 소자를 향하여 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하기 위하여, 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하고, 이 비례 전압으로부터 상기 출력 단자에서 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하며, 상기 제어 회로부는 상기 역류 검출 회로부가 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하면, 상기 제2 스위치 소자를 강제적으로 오프 시켜 차단 상태로 하도록 하였다. 이와 같이, 제2 스위치 소자와 인덕터의 접속부 전압에 비례하는 비례 전압으로부터 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하도록 함으로써, 역류 검출 회로부의 지연 시간을 단축할 수 있는 동시에, 소비 전류를 대폭 삭감할 수 있어 효율을 개선할 수 있다.
다음에, 도면에 나타내는 실시예에 근거하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
제1 실시예.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 2에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1)는 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(10)에 출력하는 강압형 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압(Vin)의 출력을 제어하기 위한 스위칭 동작을 실행하는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(S1)와, NMOS 트랜지스터로 이루어지는 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 구비한다.
또한, 스위칭 레귤레이터(1)는 제1 기준 전압 발생 회로(2)와, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 스위칭 트랜지스터(S1)와, 동기 정류용 트랜지스터(S2)의 동작을 제어하는 제어 회로(6)와, 역류 검출 회로(7)를 구비한다. 역류 검출 회로(7)는 비례 전압 생성 회로(11)와, 제2 기준 전압 발생 회로(12)와, 비교기(13)로 구성된다.
또한, 스위칭 트랜지스터(S1)는 제1 스위치 소자를 이루고, 동기 정류용 트랜지스터(S2)는 제2 스위치 소자를 이루며, 기준 전압 발생 회로(2), 저항(R1, R2), 오차 증폭 회로(3), 발진 회로(4), PWM 비교기(5) 및 제어 회로(6)는 제어 회로부를 이루고, 역류 검출 회로(7)는 역류 검출 회로부를 이룬다. 또한, 제2 기준 전압 발생 회로(12)는 제1 기준 전압 발생 회로부를 이루고, 비교기(13)는 역전류 검출 회로를 이룬다. 또, 스위칭 레귤레이터(1)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴 서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는 스위칭 트랜지스터(S1) 및/또는 동기 정류용 트랜지스터(S2), 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
제1 기준 전압 발생 회로(2)는 미리 정해진 제1 기준 전압(Vref1)을 생성하여 출력하고, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)은 출력 전압(Vout)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하여 출력한다. 또, 오차 증폭 회로(3)는 입력된 분압 전압(Vfb)과 제1 기준 전압(Vref1)의 전압차를 증폭하여 출력 신호(EAo)를 생성하여 출력한다. 발진 회로(4)는 미리 정해진 삼각파 신호(TW)를 생성하여 출력하고, PWM 비교기(5)는 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)와 상기 삼각파 신호(TW)의 전압을 비교하여 PWM 제어를 수행하기 위한 PWM 펄스 신호(Spwm)를 생성하여 출력한다.
제어 회로(6)는 입력된 PWM 펄스 신호(Spwm)에 따라 스위칭 트랜지스터(S1) 및 동기 정류용 트랜지스터(S2) 중 어느 하나를 배타적으로 온 시켜 도통 상태로 하도록, 스위칭 트랜지스터(S1) 및 동기 정류용 트랜지스터(S2)의 동작을 제어한다. 역류 검출 회로(7)는 출력 단자(OUT)로부터 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 향하여 흐르는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 역전류의 발생 징조를 검출하면 미리 정해진 신호(Vdet)를 제어 회로(6)에 출력하며, 제어 회로(6)는 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 오프 시켜 차단 상태로 하여 역전류의 발생을 방지한다.
입력 단자(IN)와 접지 전압(GND)의 사이에는 스위칭 트랜지스터(S1)와 동기 정류용 트랜지스터(S2)가 직렬로 접속되고, 스위칭 트랜지스터(S1)와 동기 정류용 트랜지스터(S2)의 접속부를 Lx로 한다. 접속부(Lx)와 출력 단자(OUT)의 사이에는 인덕터(L1)가 접속되며 출력 단자(OUT)와 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R1 및 R2)이 직렬로 접속되는 동시에 콘덴서(C1)가 접속되며, 저항(R1)과 저항(R2)의 접속부로부터 분압 전압(Vfb)이 출력된다. 또, 오차 증폭 회로(3)에 있어서, 비반전 입력단에는 분압 전압(Vfb)이 입력되고, 반전 입력단에는 제1 기준 전압(Vref1)이 입력되며, 출력단은 PWM 비교기(5)의 비반전 입력단에 접속된다.
PWM 비교기(5)의 반전 입력단에는 삼각파 신호(TW)가 입력되고, PWM 비교기(5)로부터 출력된 PWM 펄스 신호(Spwm)는 제어 회로(6)에 입력된다. 제어 회로(6)는 스위칭 트랜지스터(S1) 및 동기 정류용 트랜지스터(S2)의 각 게이트에 각각 제어 신호를 출력하여 스위칭 트랜지스터(S1) 및 동기 정류용 트랜지스터(S2)의 동작을 제어한다. 비례 전압 생성 회로(11)에는 접속부(Lx)의 전압(VLx)이 입력되며, 전압(VLx)에 비례하는 비례 전압(Vs1)을 생성하여 출력한다. 제2 기준 전압 발생 회로(12)는 미리 정해진 제2 기준 전압(Vref2)을 생성하여 출력하고, 비교기(13)의 비반전 입력단에는 비례 전압(Vs1)이 입력되며, 반전 입력단에는 제2 기준 전압(Vref2)이 입력된다. 비교기(13)는 비례 전압(Vs1)과 제2 기준 전압(Vref2)의 전압 비교 결과를 나타내는 비교 신호(Vdet)를 생성하여 제어 회로(6)에 출력한다.
이와 같은 구성에 있어서, 비례 전압(Vs1)이 제2 기준 전압(Vref2) 미만으로, 전류가 접속부(Lx)로부터 접지 전압(GND)에 흐르는 역전류의 발생 징조가 없는 경우에는, 비교기(13)로부터 저레벨의 신호(Vdet)가 출력된다. 이와 같은 상태에 있어서, 출력 전압(Vout)이 커지면, 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)의 전압이 저하하여 PWM 비교기(5)로부터의 PWM 펄스 신호(Spwm)의 펄스폭이 변화한다. 그 결과, 스위칭 트랜지스터(S1)가 온 하는 시간이 짧아지고, 이에 따라 동기 정류용 트랜지스터(S2)가 온 하는 시간이 길어져 출력 전압(Vout)이 저하하도록 제어된다.
또, 출력 전압(Vout)이 작아지면, 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(EAo)의 전압이 상승하여 PWM 비교기(5)로부터의 PWM 펄스 신호(Spwm)의 펄스폭이 변화한다. 이 결과, 스위칭 트랜지스터(S1)가 온 하는 시간이 길어지고, 이에 따라 동기 정류용 트랜지스터(S2)가 온 하는 시간이 짧아져 출력 전압(Vout)이 상승하도록 제어된다. 스위칭 레귤레이터(1)는 이와 같은 동작을 반복하여 출력 전압(Vout)을 미리 정해진 전압으로 일정하게 되도록 제어한다.
다음에, 비례 전압(Vs1)이 제2 기준 전압(Vref2) 이상이 되어 역전류의 발생 징조 또는 역전류의 발생을 검출한 경우에는, 비교기(13)로부터 고레벨의 신호(Vdet)가 출력되어 제어 회로(6)는 입력된 PWM 펄스 신호(Spwm)에 관계없이 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 오프 시켜 차단 상태로 한다.
여기서, 도 3은 도 2의 비례 전압 생성 회로(11)의 회로예를 나타낸 도면으로, 도 3을 이용하여 비례 전압 생성 회로(11)의 동작에 대하여 좀 더 상세하게 설명한다.
도 3에 있어서, 비례 전압 생성 회로(11)는 연산 증폭 회로(17), NMOS 트랜지스터(M1), PMOS 트랜지스터(M2, M3) 및 저항(R3, R4)으로 구성된다. 또한 NMOS 트랜지스터(M1)는 제1 트랜지스터를 이루고, 저항(R3)은 제1 저항을 이루며, 저항(R4)은 제2 저항을 이룬다.
PMOS 트랜지스터(M2 및 M3)는 전류 미러 회로를 형성하고, PMOS 트랜지스터(M2 및 M3)에서 각 소스는 입력 전압(Vin)에 각각 접속되고 각 게이트는 서로 접속되어 PMOS 트랜지스터(M2)의 드레인에 접속된다.
PMOS 트랜지스터(M2)의 드레인과 전압(VLx)의 사이에는 NMOS 트랜지스터(M1) 및 저항(R3)이 직렬로 접속되고, NMOS 트랜지스터(M1)와 저항(R3)의 접속부는 연산 증폭 회로(17)의 반전 입력단에 접속된다. 연산 증폭 회로(17)의 비반전 입력단은 접지 전압(GND)에 접속되고, 연산 증폭 회로(17)의 출력단은 NMOS 트랜지스터(M1)의 게이트에 접속된다. PMOS 트랜지스터(M3)의 드레인과 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R4)이 접속되고, PMOS 트랜지스터(M3)와 저항(R4)의 접속부로부터 비례 전압(Vs1)이 출력된다.
NMOS 트랜지스터(M1)와 저항(R3)의 접속부 전압을 Va로 하면, 저항(R3)의 양단 전압은 (Va－VLx)이 되고, PMOS 트랜지스터(M2)로부터 NMOS 트랜지스터(M1) 및 저항(R3)으로 흐르는 전류(i1)는 저항(R3)의 저항값을 r3으로 하면 아래의 (1) 식과 같게 된다.
i1=(Va－VLx)/r3 (1)
PMOS 트랜지스터(M2 및 M3)의 상호 컨덕턴스를 각각 gm2 및 gm3으로 하면, PMOS 트랜지스터(M3)로부터 출력되는 전류(i2)는 아래의 (2) 식과 같게 된다.
i2=i1×gm3/gm2=(gm3/gm2)×(Va－VLx)/r3 (2)
또한, MOS 트랜지스터의 이동도를 μ, 게이트 산화막 용량을 Cox, 게이트 폭을 W, 게이트 길이를 L, 및 임계값 전압을 Vth로 하면, 상호 컨덕턴스 gm는 gm= μ×Cox×W/L×(Vgs－Vth)로 표시된다.
따라서, 저항(R4)의 저항값을 r4로 하면, 비례 전압(Vs1)은 아래의 (3) 식과 같게 된다.
Vs1=i2×r4=(Va－VLx)×(gm3/gm2)×(r4/r3) (3)
연산 증폭 회로(17)에 의해 전압(Va)이 접지 전압(GND)이 되도록 NMOS 트랜지스터(M1)의 동작이 제어되기 때문에, Va=0이며,
k=(gm3/gm2)×(r4/r3)
으로 하면, 상기 (3) 식은 아래의 (4) 식과 같게 되며, 비례 전압 생성 회로(11)는 전압(VLx)을 -k배 한 비례 전압(Vs1)을 출력한다는 것을 알 수 있다. 또한｜k｜＞1이다.
Vs1=k×(－VLx)=－k×VLx (4)
다음에, 도 4는 전압(VLx), 비례 전압(Vs1) 및 제2 기준 전압(Vref2)의 관계예를 나타낸 도면이다.
도 4에 있어서, 시각 t1에서 스위칭 트랜지스터(S1)가 오프 하는 동시에 동기 정류용 트랜지스터(S2)가 온 하면, 전압(VLx)은 접지 전압(GND)보다 작아져 접지 전압(GND)으로부터 전압(VLx)을 향하여 전류가 흐른다. 동기 정류용 트랜지스터(S2)가 온 하여 인덕터(L1)에 충전된 에너지가 방전되면, 전압(VLx)은 상승한다. 도 4에 나타낸 바와 같이, 비례 전압 생성 회로(11)로부터의 비례 전압(Vs1)은 접지 전압(GND)을 축으로 하여 전압(VLx)과 선 대칭으로 되어 있는 절선을 나아가 k배 한 실선과 같게 된다.
여기서, 시각 t2에서 역류를 검출하고자 한 경우, 시각 t2에서 비례 전압(Vs1)과 제2 기준 전압(Vref2)의 대소 관계가 역전하도록 제2 기준 전압(Vref2)을 설정한다. 전압(VLx)의 기울기(m1)는 동기 정류용 트랜지스터(S2)의 온 저항을 Ron으로 하고, 인덕터(L1)의 유도계수를 L로 하면, 일반적으로 아래의 (5) 식과 같게 된다.
m1=Ron×(－Vout/L) (5)
따라서, 비례 전압(Vs1)의 기울기(m2)는 m1을 -k 배 한 값이 되기 때문에, 아래의 (6) 식과 같게 된다.
m2=－k×Ron×(－Vout/L) (6)
예를 들면, 도 1과 같은 종래 기술에서는 전압(VLx)의 시간에 대한 변화의 기울기가 작기 때문에, 비교기(107)의 각 입력단 사이에 발생하는 입력 오차 전압이 작아 비교기(107)의 출력 신호의 신호 레벨이 반전하는데 필요한 상기 입력 오차 전압이 발생하기까지 시간이 걸렸다. 예를 들면, 비교기(107)의 출력 신호의 신호 레벨이 반전하는데 필요한 입력 오차 전압을 Verr로 하면, 비교기(107)의 출력 신호의 신호 레벨이 반전하기까지의 지연 시간(Tdly1)은 아래의 (7) 식과 같게 된다.
Tdly1=Verr/｜m1｜ (7)
지연 시간(Tdly1)이 길어지면, 역류를 미연에 방지할 수 없게 되어 효율이 대폭적으로 저하하게 된다. 따라서, 비교기(107)의 소비 전류를 증가시킴으로써 증폭율을 향상시켜 Verr를 작게 할 필요가 있었기 때문에, 역시 효율이 저하하였다.
이에 반하여, 본 제1 실시예의 스위칭 레귤레이터(1)에서는 비교기(13)의 출력 신호(Vdet)의 신호 레벨이 반전하는데 필요한 입력 오차 전압을 Verr로 하면, 비교기(13)의 출력 신호(Vdet)의 신호 레벨이 반전하기까지의 지연 시간(Tdly2)은 아래의 (8) 식과 같게 된다.
Tdly2=Verr/｜m2｜ (8)
여기서, 상기 (5) 식 및 (6) 식으로부터,｜m2｜=k×｜m1｜이기 때문에, 상기 (8) 식은 아래의 (9) 식과 같게 된다.
Tdly2=Verr/｜m1｜／k (9)
상기 (9) 식으로부터, 종래의 상기 (7) 식보다 지연 시간이 1/k배로 단축된다는 것을 알 수 있다.
또한, 도 2에서는 제2 기준 전압(Vref2)을 생성하는 제2 기준 전압 발생 회로(12)를 사용한 경우를 예로 하여 나타냈지만, 제2 기준 전압(Vref2) 대신에 제1 기준 전압(Vref1)을 사용할 수 있는 경우에는, 도 5에 나타낸 바와 같이, 비교기(13)의 반전 입력단에 제1 기준 전압(Vref1)을 입력하도록 하면 된다. 이와 같이 함으로써, 제2 기준 전압 발생 회로(12)가 불필요하게 되고, 회로 구성을 간단하게 할 수 있어 비용 절감을 도모할 수 있다.
이와 같이, 본 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는 비교기(13)로 인한 지연 시간을 단축시킬 수 있어 역전류 발생 검출에 필요한 시간을 단축시킬 수 있음으로써 역전류 발생시에 보다 빨리 역류 방지 동작을 수행할 수 있는 동시에, 역전류를 미연에 방지함으로써 효율을 저하시키지 않고 비교기(13)의 소비 전류를 대 폭적으로 삭감할 수 있어 한층 더 효율 개선을 도모할 수 있다.
제2 실시예.
상기 제1 실시예에서는 비교기(13)의 반전 입력단에 제2 기준 전압(Vref2)을 입력하도록 하였지만, 비교기(13)의 반전 입력단에 대하여 전압(VLx)에 미리 정해진 전압(V1)을 가산한 참조 전압(Vs2)을 입력하도록 하여도 좋은 바, 이와 같이 한 것을 본 발명의 제2 실시예로 한다.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다. 또한 도 6에서는 도 2와 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에서는 그 설명을 생략하는 동시에 도 2와의 차이점만 설명한다.
도 6과 도 2의 차이점은 도 2의 제2 기준 전압 발생 회로(12)를 삭제하고, 비교기(13)의 반전 입력단과 접속부(Lx)의 사이에 참조 전압 생성 회로(21)를 마련한 것이며, 이에 따라 도 2의 역류 검출 회로(7)를 역류 검출 회로(7a)로 하고, 도 2의 스위칭 레귤레이터(1)를 스위칭 레귤레이터(1a)로 하였다.
도 6에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1a)는 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(10)에 출력하는 강압형 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1a)는 스위칭 트랜지스터(S1)와, 동기 정류용 트랜지스터(S2)와, 제1 기준 전압 발생 회로(2)와, 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 제어 회로(6)와, 역류 검출 회로(7a)를 구비한다. 또한 역류 검출 회로(7a)는 역류 검출 회로부를 이루고, 참조 전압 생성 회로(21)는 제1 기준 전압 발생 회로부를 이루며, 참조 전압(Vs2)은 제1 기준 전압을 이룬다.
또, 스위칭 레귤레이터(1a)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(S1) 및/또는 동기 정류용 트랜지스터(S2), 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
역류 검출 회로(7a)는 출력 단자(OUT)로부터 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 향하여 흐르는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 역전류의 발생 징조를 검출하면 미리 정해진 신호(Vdet)를 제어 회로(6)에 출력하며, 제어 회로(6)는 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 시켜 차단 상태로 하여 역전류의 발생을 방지한다. 비교기(13)에 있어서, 비반전 입력단에는 비례 전압(Vs1)이 입력되고, 반전 입력단에는 참조 전압 생성 회로(21)로부터 전압(VLx)에 미리 정해진 전압(V1)이 가산된 참조 전압(Vs2)이 입력되며, 비교기(13)는 비례 전압(Vs1)과 참조 전압(Vs2)의 전압 비교 결과를 나타내는 신호(Vdet)를 생성하여 제어 회로(6)에 출력한다.
이와 같은 구성에 있어서, 도 7은 전압(VLx), 비례 전압(Vs1) 및 참조 전압(Vs2)의 관계예를 나타낸 도면이다.
비교기(13)의 비반전 입력단에 입력되는 참조 전압(Vs2)(=VLx＋V1)은 기울기가 m1이므로, 비교기(13)의 출력 신호의 신호 레벨이 반전하는데 필요한 입력 오차 전압을 Verr로 하면, 출력 신호 레벨이 반전하기까지의 지연 시간(Tdly3)은 아래의 (10) 식과 같게 된다.
Tdly3=Verr/(｜m2｜＋｜m1｜) (10)
상기 (5) 식 및 (6) 식으로부터,｜m2｜=k×｜m1｜이므로, 상기 (10) 식은 아래의 (11) 식과 같게 된다.
Tdly3=Verr/｜m1｜／(k＋1) (11)
상기 (7) 식과 비교하면 지연 시간을 1/(k＋1)로 단축시킬 수 있다.
참조 전압 생성 회로(21)는 도 8에 나타낸 바와 같은 간단한 회로로 구성할 수 있다.
도 8에 있어서, 참조 전압 생성 회로(21)는 미리 정해진 정전류(i3)를 생성하여 출력하는 정전류원(25)과 저항(R5)으로 구성된다. 입력 전압(Vin)과 전압(VLx)의 사이에는 정전류원(25)과 저항(R5)이 직렬로 접속되고, 정전류원(25)과 저항(R5)의 접속부로부터 참조 전압(Vs2)이 출력된다. 저항(R5)에 정전류(i3)가 흐름으로써, 저항(R5)의 저항값을 r5로 하면, 저항(R5)의 양단에는 (i3×r5)의 전압이 발생하고, 참조 전압(Vs2)은 전압(VLx)에 (i3×r5)의 전압을 가산한 전압이 되어 아래의 (12) 식과 같게 된다.
Vs2=VLx＋i3×r5 (12)
전압(i3×r5)을 미리 정해진 값(V1)이라 하면, 상기 (12) 식은 아래의 (13) 식과 같이 된다.
Vs2=VLx＋V1 (13)
이와 같이, 본 제2 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는 비교기(13)의 반전 입력단에 대하여 참조 전압 생성 회로(21)에 의해 전압(VLx)에 미리 정해진 값(V1) 을 가산하여 생성한 참조 전압(Vs2)을 입력하도록 하였기 때문에, 상기 제1 실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있는 동시에, 상기 제1 실시예보다 비교기(13)로 인한 지연 시간을 단축시킬 수 있어 역전류 발생 검출에 필요로 하는 시간을 더욱 단축시킬 수 있음으로써, 역전류 발생 시에 보다 빨리 역류 방지 동작을 수행할 수 있다.
제3 실시예.
상기 제1 실시예에 있어서, 비례 전압 생성 회로(11)가 전압(VLx)을 k배 한 비례 전압(Vs3)을 생성하고, 비교기(13)의 반전 입력단에 부(負)의 기준 전압(-Vref3)이 입력되도록 하여도 좋은 바, 이와 같이 한 것을 본 발명의 제3 실시예로 한다.
도 9는 본 발명의 제3 실시예에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면이다. 또한 도 9에서는 도 2와 동일한 부분은 동일한 부호로 나타내고, 여기에서는 그 설명을 생략하는 동시에 도 2와의 차이점만 설명한다.
도 9와 도 2의 차이점은 도 2의 비례 전압 생성 회로(11)를 전압(VLx)을 k배 한 비례 전압(Vs3)을 생성하여 출력하는 비례 전압 생성 회로(31)로 대체하는 동시에, 도 2의 제2 기준 전압 발생 회로(12)를 미리 정해진 부의 제3 기준 전압(-Vref3)을 생성하여 출력하는 제3 기준 전압 발생 회로(32)로 대체한 것이다. 이에 따라 도 2의 역류 검출 회로(7)를 역류 검출 회로(7b)로 하고, 도 2의 스위칭 레귤레이터(1)를 스위칭 레귤레이터(1b)로 하였다.
도 9에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1b)는 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전 압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(10)에 출력하는 강압형 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1b)는 스위칭 트랜지스터(S1)와, 동기 정류용 트랜지스터(S2)와, 제1 기준 전압 발생 회로(2)와, 저항(R1, R2)과, 인덕터(L1)와, 오차 증폭 회로(3)와, 발진 회로(4)와, PWM 비교기(5)와, 제어 회로(6)와, 역류 검출 회로(7b)를 구비한다. 역류 검출 회로(7b)는 비례 전압 생성 회로(31)와, 제3 기준 전압 발생 회로(32)와, 비교기(13)로 구성된다. 또한 역류 검출 회로(7b)는 역류 검출 회로부를 이루고, 제3 기준 전압 발생 회로(32)는 제1 기준 전압 발생 회로부를 이룬다. 또, 스위칭 레귤레이터(1b)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(S1) 및/또는 동기 정류용 트랜지스터(S2), 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다.
역류 검출 회로(7b)는 출력 단자(OUT)로부터 동기 정류용 트랜지스터(S2)를 향하여 흐르는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 역전류의 발생 징조를 검출하면 미리 정해진 신호(Vdet)를 제어 회로(6)에 출력하며, 제어 회로(6)는 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 시켜 차단 상태로 함으로써 역전류의 발생을 방지한다. 비교기(13)에 있어서, 비반전 입력단에는 비례 전압 생성 회로(31)로부터 비례 전압(Vs3)이 입력되고, 반전 입력단에는 제3 기준 전압 발생 회로(32)로부터 미리 정해진 부의 기준 전압(-Vref3)이 입력되며, 비교기(13)는 비례 전압(Vs3)과 기준 전압(-Vref3)의 전압 비교 결과를 나타내는 신호(Vdet)를 생성하여 제어 회로(6)에 출력한다.
이와 같은 구성에 있어서, 도 10은 전압(VLx), 비례 전압(Vs3) 및 제3 기준 전압(-Vref3)의 관계예를 나타낸 도면이다. 또한 도 10의 경우, 도 4의 설명에서의 -k배를 k배로 대체한다. 즉 k로 나타낸 부분은 －k로 대체하고, －k로 나타낸 부분은 k로 대체하며, 또한 비례 전압(Vs1)을 비례 전압(Vs3)으로 대체하고, 제2 기준 전압(Vref2)을 제3 기준 전압(-Vref3)으로 대체하는 이외는 동일한 양태이므로 그 설명을 생략한다. 상기 제1 실시예에서는 전압(VLx)을 -k배하여 비례 전압(Vs1)을 생성한 것에 반하여, 본 제3 실시예에서는 전압(VLx)을 k배하여 비례 전압(Vs3)을 생성하도록 하였으므로, 비례 전압 생성 회로(31)의 회로를 간략화할 수 있다.
이와 같이, 본 제3 실시예에서는 상기 제1 실시예와 동일한 효과를 얻을 수 있는 동시에, 상기 제1 실시예보다 비례 전압 생성 회로의 회로 구성을 간단하게 할 수 있어 회로 면적의 축소를 도모할 수 있다.
또한, 상기 제1 및 제2 실시예의 비례 전압 생성 회로(11)은 도 3과 같은 회로 구성에 한정되는 것은 아니다.
도 11은 비례 전압 생성 회로(11)의 다른 회로예를 나타낸 도면으로, 도 11에서는 도 3과 동일한 부분은 동일한 부호로 나타낸다.
도 11을 참조하면, 비례 전압 생성 회로(11)는 연산 증폭 회로(17), PMOS 트랜지스터(M2, M3) 및 저항(R3, R4)으로 구성된다. 또한 PMOS 트랜지스터(M2)는 제1 트랜지스터를 이루고, PMOS 트랜지스터(M3)는 제2 트랜지스터를 이룬다.
PMOS 트랜지스터(M2 및 M3)에 있어서, 각 소스는 입력 전압(Vin)에 각각 접 속되고, 각 게이트는 서로 접속되어 연산 증폭 회로(17)의 출력단에 접속된다. PMOS 트랜지스터(M2)의 드레인과 전압(VLx)의 사이에는 저항(R3)이 접속되고, PMOS 트랜지스터(M2)와 저항(R3)의 접속부는 연산 증폭 회로(17)의 비반전 입력단에 접속된다. 연산 증폭 회로(17)의 반전 입력단은 접지 전압(GND)에 접속된다. PMOS 트랜지스터(M3)의 드레인과 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R4)이 접속되고 PMOS 트랜지스터(M3)와 저항(R4)의 접속부로부터 비례 전압(Vs1)이 출력된다. 도 11의 경우의 비례 전압(Vs1)을 나타내는 식은 도 3의 경우와 같다.
도 12는 비례 전압 생성 회로(11)의 또 다른 회로예를 나타낸 도면으로, 도 12에서는 도 3과 동일한 부분은 동일한 부호로 나타낸다.
도 12에 있어서, 비례 전압 생성 회로(11)는 연산 증폭 회로(17), NMOS 트랜지스터(M1) 및 저항(R3, R4)으로 구성된다. NMOS 트랜지스터(M1)의 드레인은 입력 전압(Vin)에 접속되고, NMOS 트랜지스터(M1)의 소스와 전압(VLx)의 사이에는 저항(R4 및 R3)이 직렬로 접속된다. NMOS 트랜지스터(M1)의 게이트는 연산 증폭 회로(17)의 출력단에 접속되고, 저항(R4)과 저항(R3)의 접속부는 연산 증폭 회로(17)의 반전 입력단에 접속된다. 연산 증폭 회로(17)의 비반전 입력단은 접지 전압(GND)에 접속되고, NMOS 트랜지스터(M1)와 저항(R4)의 접속부로부터 비례 전압(Vs1)이 출력된다. 또한 도 12에 있어서, NMOS 트랜지스터(M1) 대신에 PMOS 트랜지스터(M1a)를 사용하여도 좋으며, 이와 같이 한 경우에 도 12는 도 13과 같이 된다.
도 12 및 도 13의 경우, 각각의 비례 전압(Vs1)은 상기 (4) 식과 같게 되 고, k=r4/r3이 된다.
또, 상기 제1 내지 제3의 각 실시예에 있어서, 비례 전압 생성 회로는 제어 회로(6)에서 출력되는 제어 신호에 따라 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 오프 하여 차단 상태에 있는지의 여부를 검출하고, 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 오프 하여 차단 상태에 있을 때는, 동작을 정지하거나 또는 비교기(13)로부터 고레벨의 신호(Vdet)가 출력되는 바와 같은 전압을 생성하여 출력하도록 하여도 좋다.
도 1은 종래의 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 3은 도 2의 비례 전압 생성 회로(11)의 회로예를 나타낸 도면.
도 4는 도 2의 전압(VLx), 비례 전압(Vs1) 및 제2 기준 전압(Vref2)의 관계예를 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 제1 실시예 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 다른 회로예를 나타낸 도면.
도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 7은 도 6의 전압(VLx), 비례 전압(Vs1) 및 참조 전압(Vs2)의 관계예를 나타낸 도면.
도 8은 도 6의 참조 전압 생성 회로(21)의 회로예를 나타낸 도면.
도 9는 본 발명의 제3 실시예에 따른 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 회로예를 나타낸 도면.
도 10은 도 9의 전압(VLx), 비례 전압(Vs3) 및 제3 기준 전압(-Vref3)의 관계예를 나타낸 도면.
도 11은 비례 전압 생성 회로(11)의 다른 회로예를 나타낸 도면.
도 12는 비례 전압 생성 회로(11)의 또 다른 회로예를 나타낸 도면.
도 13은 비례 전압 생성 회로(11)의 또 다른 회로예를 나타낸 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
1, 1a, 1b 스위칭 레귤레이터
2 제1 기준 전압 발생 회로
3 오차 증폭 회로
4 발진 회로
5 PWM 비교기
6 제어 회로
7, 7a, 7b 역류 검출 회로
10 부하
11, 31 비례 전압 생성 회로
12 제2 기준 전압 발생 회로
13 비교기
17 연산 증폭 회로
21 참조 전압 생성 회로
25 정전류원
32 제3 기준 전압 발생 회로
S1 스위칭 트랜지스터
S2 동기 정류용 트랜지스터
L1 인덕터
C1 콘덴서
R1~R5 저항
M1 NMOS 트랜지스터
M1a, M2, M3 PMOS 트랜지스터
Claims (18)
- 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자에 접속된 부하에 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터에 있어서,입력된 제1 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제1 스위치 소자와,상기 제1 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,입력된 제2 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하여 상기 인덕터를 방전시키는 동기 정류용의 제2 스위치 소자와,상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압이 되도록 상기 제1 스위치 소자에 대하여 상기 제1 제어 신호를 출력하여 스위칭 제어를 실행하고, 상기 제2 스위치 소자에 대하여 상기 제2 제어 신호를 출력하여 상기 제1 스위치 소자와 상반되는 스위칭 동작을 실행하게 하는 제어 회로부와,상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 역류 검출 회로부를 구비하고,상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하고, 이 비례 전압으로부터 상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하고,상기 제어 회로부는 상기 역류 검출 회로부가 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하면, 상기 제2 스위치 소자를 강제적으로 오프 시켜 차단 상태로 하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제1항에 있어서,상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압을 k배 하여 상기 비례 전압을 생성하고, 상기 k가 ｜k｜＞1이 되도록 한 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제1항에 있어서,상기 역류 검출 회로부는 상기 비례 전압과 미리 정해진 제1 기준 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제1항에 있어서,상기 역류 검출 회로부는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 미리 정해진 전압을 가산하여 제1 기준 전압을 생성하고, 상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제1항에 있어서,상기 역류 검출 회로부는 시간에 대하여 미리 정해진 기울기를 갖고, 이 기울기가 상기 비례 전압의 기울기와 부호가 반대인 제1 기준 전압을 생성하고, 상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 역류 검출 회로부는,상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하여 출력하는 비례 전압 생성 회로와,상기 제1 기준 전압을 생성하여 출력하는 제1 기준 전압 발생 회로와,상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 검출 결과를 나타내는 신호를 상기 제어 회로부에 출력하는 역전류 검출 회로를 구비하고,상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압과 미리 정해진 제2 기준 전압의 차전압에 비례한 상기 비례 전압을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제6항에 있어서, 상기 비례 전압 생성 회로는,일단이 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부에 접속된 제1 저항과,제어 전극에 입력된 신호에 대응한 전류를 상기 제1 저항의 타단에 출력하는 제1 트랜지스터와,한 쪽 입력단이 상기 제1 저항의 타단에 접속되고, 다른 쪽 입력단에 상기 제2 기준 전압이 입력되며, 출력단이 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 연산 증폭 회로와,상기 제1 트랜지스터를 흐른 전류가 입력되고, 이 입력된 전류에 비례한 전류를 출력하는 전류 미러 회로와,상기 전류 미러 회로의 출력 전류를 전압으로 변환하여 상기 비례 전압을 생성하여 출력하는 전류-전압 변환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제6항에 있어서, 상기 비례 전압 생성 회로는,일단이 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부에 접속된 제1 저항과,제어 전극에 입력된 신호에 따른 전류를 상기 제1 저항의 타단에 출력하는 제1 트랜지스터와,한 쪽 입력단이 상기 제1 저항의 타단에 접속되고, 다른 쪽 입력단에 상기 제2 기준 전압이 입력되며, 출력단이 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 연산 증폭 회로와,제어 전극에 상기 연산 증폭 회로의 출력 신호가 입력되고, 상기 제1 트랜지스터에 흐르는 전류에 비례한 전류를 출력하는 제2 트랜지스터와,상기 제2 트랜지스터의 출력 전류를 전압으로 변환하여 상기 비례 전압을 생성하여 출력하는 전류-전압 변환 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제6항에 있어서, 상기 비례 전압 생성 회로는,일단이 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부에 접속된 제1 및 제2 저항의 직렬 회로와,제어 전극에 입력된 신호에 따른 전류를 상기 직렬 회로의 타단에 출력하는 제1 트랜지스터와,한 쪽 입력단이 상기 제1 저항과 상기 제2 저항의 접속부에 접속되고, 다른 쪽 입력단에 상기 제2 기준 전압이 입력되며, 출력단이 상기 제1 트랜지스터의 제어 전극에 접속된 연산 증폭 회로를 구비하고,상기 제1 트랜지스터와 상기 직렬 회로의 접속부로부터 상기 비례 전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제5항에 있어서, 상기 역류 검출 회로부는,상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하여 출력하는 비례 전압 생성 회로와,상기 제1 기준 전압을 생성하여 출력하는 제1 기준 전압 발생 회로와,상기 비례 전압과 상기 제1 기준 전압의 전압을 비교하여 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하고, 이 검출 결과를 나타내는 신호를 상기 제어 회로부에 출력하는 역전류 검출 회로를 구비하며,상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압과 미리 정해진 제2 기준 전압의 차전압에 비례한 상기 비례 전압을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제6항에 있어서,상기 제2 기준 전압은 접지 전압인 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제7항 또는 제8항에 있어서,상기 전류-전압 변환 회로는 상기 제1 저항과 동일한 제조 공정으로 생성된 제2 저항으로 구성되는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제8항에 있어서,상기 제1 및 제2 트랜지스터는 동일 전도형의 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제9항에 있어서, 상기 제1 및 제2 저항은 동일한 제조 공정으로 형성되는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제6항에 있어서,상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자가 온 하여 도통 상태에 있을 때는 작동하고, 상기 제2 스위치 소자가 오프 하여 차단 상태에 있을 때는 동작을 정지하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제6항에 있어서,상기 비례 전압 생성 회로는 상기 제2 스위치 소자가 오프 하여 차단 상태에 있을 때는 상기 제1 기준 전압보다 큰 전압을 생성하여 출력하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 제1항에 있어서,상기 제1 스위치 소자, 제2 스위치 소자, 제어 회로부 및 역류 검출 회로부는 하나의 IC에 집적되는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터.
- 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단 자에 접속된 부하에 출력하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 역전류 검출 제어 방법에 있어서,상기 동기 정류형 스위칭 레귤레이터는,입력된 제1 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 제1 스위치 소자와,상기 제1 스위치 소자의 스위칭에 따라 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,입력된 제2 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하여 상기 인덕터를 방전시키는 동기 정류용의 제2 스위치 소자와,상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압이 되도록 상기 제1 스위치 소자에 대하여 상기 제1 제어 신호를 출력하여 스위칭 제어를 실행하고, 상기 제2 스위치 소자에 대하여 상기 제2 제어 신호를 출력하여 상기 제1 스위치 소자와 상반되는 스위칭 동작을 실행하게 하는 제어 회로부와,상기 출력 단자로부터 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 역전류 검출 회로부를 구비하고,상기 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 역전류 검출 제어 방법은,상기 역전류 검출 회로부에서 상기 제2 스위치 소자와 상기 인덕터가 접속되는 접속부의 전압에 비례하는 비례 전압을 생성하고, 상기 비례 전압으로부터 상기 출력 단자에서 상기 제2 스위치 소자의 방향으로 흐르는 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하는 단계와,상기 역류 검출 회로부가 상기 역전류의 발생 또는 역전류의 발생 징조를 검출하면, 상기 제어 회로부에서 상기 제2 스위치 소자를 강제적으로 오프 시켜 차단 상태로 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 동기 정류형 스위칭 레귤레이터의 역전류 검출 제어 방법.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2007235065A JP5151332B2 (ja) | 2007-09-11 | 2007-09-11 | 同期整流型スイッチングレギュレータ |
| JPJP-P-2007-00235065 | 2007-09-11 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20090027149A true KR20090027149A (ko) | 2009-03-16 |
| KR101017656B1 KR101017656B1 (ko) | 2011-02-28 |
Family
ID=40431163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020080087165A KR101017656B1 (ko) | 2007-09-11 | 2008-09-04 | 동기 정류형 스위칭 레귤레이터 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7936158B2 (ko) |
| JP (1) | JP5151332B2 (ko) |
| KR (1) | KR101017656B1 (ko) |
| CN (1) | CN101388605B (ko) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5068522B2 (ja) * | 2006-12-08 | 2012-11-07 | 株式会社リコー | 基準電圧発生回路 |
| JP5169415B2 (ja) * | 2008-04-11 | 2013-03-27 | 株式会社リコー | 電源装置および電源装置の出力電圧変更方法 |
| JP5262260B2 (ja) | 2008-04-11 | 2013-08-14 | 株式会社リコー | 電圧可変ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP5287030B2 (ja) * | 2008-08-20 | 2013-09-11 | 株式会社リコー | Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび制御方法 |
| JP5151830B2 (ja) | 2008-09-08 | 2013-02-27 | 株式会社リコー | 電流モード制御型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US8253403B2 (en) * | 2008-12-16 | 2012-08-28 | Green Solution Technology Co., Ltd. | Converting circuit and controller for controlling the same |
| JP5315988B2 (ja) | 2008-12-26 | 2013-10-16 | 株式会社リコー | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びそのｄｃ−ｄｃコンバータを備えた電源回路 |
| JP5376512B2 (ja) * | 2009-05-21 | 2013-12-25 | スパンション エルエルシー | 電源装置 |
| CN101997437B (zh) * | 2009-08-13 | 2014-02-19 | 通嘉科技股份有限公司 | 集成电路以及交换式电源供应器的控制方法 |
| JP5458739B2 (ja) * | 2009-08-19 | 2014-04-02 | 株式会社リコー | 静電保護回路、静電保護回路の動作制御方法、静電保護回路を使用したスイッチングレギュレータ及びスイッチングレギュレータの静電保護方法 |
| JP2011103744A (ja) | 2009-11-11 | 2011-05-26 | Ricoh Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| JP5507216B2 (ja) * | 2009-11-20 | 2014-05-28 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置および電源装置 |
| JP5651234B2 (ja) * | 2011-04-20 | 2015-01-07 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Ｄｃｄｃコンバータ及びその制御方法 |
| JP6013846B2 (ja) | 2011-10-06 | 2016-10-25 | リコー電子デバイス株式会社 | スイッチングレギュレータ及び電子機器 |
| CN103259404B (zh) * | 2012-02-16 | 2015-07-29 | 炬芯（珠海）科技有限公司 | 一种同步直流转换器的控制电路 |
| TWI482404B (zh) * | 2012-10-05 | 2015-04-21 | Anpec Electronics Corp | 限電流系統及方法 |
| KR101404567B1 (ko) | 2012-10-30 | 2014-06-11 | 주식회사 에이디텍 | 펄스폭 변조 제어 장치 |
| CN103166464B (zh) * | 2013-03-29 | 2016-09-07 | 株式会社村田制作所 | 功率转换器及功率转换方法 |
| CN103675426B (zh) * | 2013-12-24 | 2017-04-26 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 电感电流过零检测方法及电路以及带该电路的开关电源 |
| US9559583B2 (en) * | 2014-01-13 | 2017-01-31 | Mediatek Inc. | Power converter with a wave generator that filters a wave signal to generate an output voltage |
| JP6403973B2 (ja) * | 2014-04-01 | 2018-10-10 | ローム株式会社 | スイッチングレギュレータ |
| CN105337493A (zh) * | 2014-06-13 | 2016-02-17 | 株式会社村田制作所 | 功率转换系统及功率转换方法 |
| CN104079169A (zh) * | 2014-06-24 | 2014-10-01 | 华为技术有限公司 | 一种开关电感电源的电路 |
| CN104348225B (zh) * | 2014-08-12 | 2017-07-11 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | 一种单开关的电池充放电电路及电池充放电的控制方法 |
| US10116211B2 (en) * | 2015-02-11 | 2018-10-30 | Mediatek Inc. | Power converter with adaptive zero-crossing current detection |
| CN105680708A (zh) * | 2015-11-20 | 2016-06-15 | 芜湖锐芯电子科技有限公司 | 一种电流模式同步整流pwm控制电路 |
| JP2017143703A (ja) * | 2016-02-12 | 2017-08-17 | エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP6688648B2 (ja) * | 2016-03-25 | 2020-04-28 | エイブリック株式会社 | 電流検出回路 |
| TWI654823B (zh) * | 2018-04-03 | 2019-03-21 | 杰力科技股份有限公司 | 電壓轉換裝置 |
| FR3101492A1 (fr) * | 2019-10-01 | 2021-04-02 | Schneider Electric Industries Sas | circuit de régulation en tension et module d’alimentation régulée |
Family Cites Families (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3077071B2 (ja) * | 1992-06-05 | 2000-08-14 | 小倉クラッチ株式会社 | 電磁クラッチ |
| US5481178A (en) * | 1993-03-23 | 1996-01-02 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit |
| DE19841341A1 (de) * | 1998-09-10 | 2000-03-16 | Bosch Gmbh Robert | Abwärts-Drosselwandler |
| JP3389524B2 (ja) * | 1999-02-23 | 2003-03-24 | 松下電器産業株式会社 | スイッチングレギュレータ、ｄｃ／ｄｃ変換器、およびスイッチングレギュレータを備えたｌｓｉシステム |
| JP2001197728A (ja) * | 1999-10-25 | 2001-07-19 | Seiko Instruments Inc | スイッチング・レギュレータ回路 |
| US6437549B1 (en) * | 2000-08-31 | 2002-08-20 | Monolithic Power Systems, Inc. | Battery charger |
| JP2002281743A (ja) | 2001-03-19 | 2002-09-27 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路および携帯用電子機器 |
| US20020196006A1 (en) * | 2001-06-21 | 2002-12-26 | Champion Microelectronic Corp. | Volt-second balanced PFCPWM power converter |
| US6965219B2 (en) * | 2002-06-28 | 2005-11-15 | Microsemi Corporation | Method and apparatus for auto-interleaving synchronization in a multiphase switching power converter |
| DE10243885A1 (de) * | 2002-09-21 | 2004-04-01 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Konverterschaltung und Ansteuerverfahren hierfür |
| JP4070654B2 (ja) * | 2003-04-04 | 2008-04-02 | ローム株式会社 | 半導体集積回路装置 |
| US6989997B2 (en) * | 2003-06-25 | 2006-01-24 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Quasi-resonant DC-DC converters with reduced body diode loss |
| JP2005253253A (ja) | 2004-03-08 | 2005-09-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｄｃｄｃコンバータの動作切替システム |
| JP4628056B2 (ja) | 2004-09-30 | 2011-02-09 | 富士通セミコンダクター株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、およびその制御方法 |
| JP4671275B2 (ja) * | 2005-01-26 | 2011-04-13 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 電源制御装置、電源用電子部品及び電源装置 |
| JP4784155B2 (ja) * | 2005-05-30 | 2011-10-05 | 富士電機株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4621636B2 (ja) * | 2005-07-14 | 2011-01-26 | 株式会社東芝 | 電源装置及びその制御方法 |
| CN1972097B (zh) * | 2005-11-21 | 2011-07-06 | 凌骥电子(上海)有限公司 | 软过渡控制器、控制软过渡的方法和使用其的同步转换器 |
| JP4031507B2 (ja) | 2005-11-25 | 2008-01-09 | 株式会社リコー | 同期整流型スイッチングレギュレータ、同期整流型スイッチングレギュレータの制御回路及び同期整流型スイッチングレギュレータの動作制御方法 |
| US20080068868A1 (en) * | 2005-11-29 | 2008-03-20 | Advanced Analogic Technologies, Inc. | Power MESFET Rectifier |
-
2007
- 2007-09-11 JP JP2007235065A patent/JP5151332B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2008
- 2008-09-04 KR KR1020080087165A patent/KR101017656B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2008-09-04 US US12/204,202 patent/US7936158B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2008-09-09 CN CN2008102150722A patent/CN101388605B/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR101017656B1 (ko) | 2011-02-28 |
| JP2009071920A (ja) | 2009-04-02 |
| CN101388605B (zh) | 2011-12-14 |
| JP5151332B2 (ja) | 2013-02-27 |
| CN101388605A (zh) | 2009-03-18 |
| US20090066305A1 (en) | 2009-03-12 |
| US7936158B2 (en) | 2011-05-03 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR101017656B1 (ko) | 동기 정류형 스위칭 레귤레이터 | |
| KR101037306B1 (ko) | 스위칭 레귤레이터 및 그 펄스폭 조정 방법 | |
| US7990121B2 (en) | Synchronous rectification switching regulator, control circuit thereof, and method of controlling the operation thereof | |
| JP4902390B2 (ja) | カレント検出回路及び電流モード型スイッチングレギュレータ | |
| US7915871B2 (en) | Systems and methods for DC to DC conversion with current mode control | |
| KR20070094486A (ko) | 비절연 강압형 ｄｃ-ｄｃ 컨버터 | |
| US20080116872A1 (en) | DC-DC converter | |
| JP5222267B2 (ja) | 電流感知を伴う燃料計電力スイッチ | |
| KR20080023132A (ko) | 동기 정류형 스위칭 레귤레이터 | |
| JP2005333691A (ja) | 過電流検出回路及びこれを有する電源装置 | |
| JP5304356B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP5880202B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ用制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 | |
| JP2012191821A (ja) | 電流方向検出回路及びｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2012147552A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2015065801A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4855197B2 (ja) | シリーズレギュレータ回路 | |
| US7859242B2 (en) | DC-DC Converter | |
| JP2007078427A (ja) | 過電流検出回路及びそれを用いた電源装置 | |
| JP5312781B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| KR101774601B1 (ko) | 스위칭 레귤레이터 제어 회로 및 스위칭 레귤레이터 | |
| JP2017131033A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2005261102A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP6912300B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JP5332590B2 (ja) | 電流検出回路および該電流検出回路を用いたスイッチング電源ならびに電子機器 | |
| US10177644B1 (en) | Input current extraction from inductor current in a voltage converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20140206 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |