CN101388605B - 开关稳压器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种开关稳压器，在比例电压生成电路(11)中生成与连接同步整流用晶体管(S2)和电感器(L1)的连接部(Lx)的电压(VLx)成比例的比例电压(Vs1)，比较器(13)对该比例电压(vs1)和所定的第2基准电压(Vref2)进行电压比较，当比例电压(vs1)成为第2基准电压(vref2)以上、检测出发生逆电流的征兆或发生逆电流时输出高电平信号(Vdet)，随之，控制电路(6)与输入的PWM脉冲信号(Spwm)无关地使同步整流用晶体管(S2)截止成为断开状态。采用本发明，可缩短逆电流检测电路的延迟时间，可大幅度减小消耗电流，可改善效率。

Description

开关稳压器
技术领域
本发明涉及将已稳定化的电压供给电子设备的开关稳压器(switchingregulator)，尤其涉及在轻负载时可实现高效率化的同步整流型开关稳压器，以及开关稳压器的逆电流检测及控制方法。
背景技术
图13是表示以往技术的同步整流型开关稳压器的电路例。
图13的开关稳压器100是降压型的同步整流型开关稳压器，在轻负载时，电流从输出端OUT通过同步整流用晶体管S102向接地电压GND逆电流。为防止这种逆电流所产生的效率下降，在图13的开关稳压器100中，用比较器107对开关晶体管S101与同步整流用晶体管S102之间的连接部Lx的电压VLx上升到接地电压GND以上的时间进行检测，使同步整流用晶体管S102断开来防止逆电流的发生。
但是，在图13的开关稳压器100中，从逆电流发生后至使同步整流用晶体管S102断开前，由于在比较器107中发生延迟时间，因此逆电流从输出端OUT通过电感器L101流动，效率下降。
为此，将开关晶体管S101和同步整流用晶体管S102之间的连接部Lx的电压VLx与仅低于接地电压GND一定电压的电压进行比较，在发生逆电流前，检测电路输出检测信号，使同步整流用晶体管S102断开，可防止发生逆电流(例如参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2006—333689号公报
然而，通过将连接部Lx的电压VLx与仅低于接地电压GND一定电压的电压进行比较来检测逆电流，连接部Lx的电压VLx相对于时间的变化的倾斜(倾斜度)非常小。因此，存在以下问题：至为使比较器107的输出信号反向(反转)所需的电压差发生，需花费时间，因此，为对微小的输入电压的电压差进行检测并使输出信号反向，比较器107需较大的消耗电流，因此使轻负载时的效率下降。
发明内容
本发明是为解决上述问题而作的，本发明的目的在于：提供一种同步整流型开关稳压器，可缩短逆电流检测电路的延迟时间，并可大幅度减小消耗电流，改善效率。
为了实现上述目的，本发明提出以下技术方案：
(1)一种开关稳压器，将输入到输入端的输入电压变换为所定的恒定电压，输出到与输出端连接的负载，其特征在于：
所述开关稳压器设有：
第1开关元件，根据所输入的控制信号进行开关；
电感器，通过该第1开关元件的开关，由所述输入电压进行充电；
同步整流用的第2开关元件，根据所输入的控制信号进行开关，进行该电感器放电；
控制电路部，为使从所述输出端输出的输出电压成为上述所定的恒定电压，对所述第1开关元件进行开关控制，同时，对所述第2开关元件使其进行与所述第1开关元件相反的开关动作；以及
逆电流检测电路部，检测从所述输出端向所述第2开关元件的方向流动的逆电流的发生；
所述逆电流检测电路部生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压，从该比例电压检测从所述输出端向第2开关元件的方向流动的逆电流发生，当所述逆电流检测电路部检测出所述逆电流发生时，所述控制电路部强制截止所述第2开关元件，使其处于断开状态。
(2)在上述(1)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述逆电流检测电路部使得连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压为k倍，生成所述比例电压，该k为|k|>1。
(3)在上述(1)或(2)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述逆电流检测电路部比较所述比例电压和所定的第1基准电压，检测所述逆电流的发生。
(4)在上述(1)或(2)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述逆电流检测电路部将所定电压与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压相加，生成第1基准电压，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生。
(5)在上述(1)或(2)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述逆电流检测电路部生成第1基准电压，其相对时间具有所定的倾斜，该倾斜与所述比例电压的倾斜符号相反，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生。
(6)在上述(3)或(4)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述逆电流检测电路部设有：
比例电压生成电路，生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压输出；
第1基准电压发生电路，生成所述第1基准电压输出；以及
逆电流检测电路，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生，将表示该检测结果的信号输出到所述控制电路部；
所述比例电压生成电路生成与连接部的电压和所定的第2基准电压之间的电压差成比例的上述比例电压输出，所述连接部系连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部。
(7)在上述(6)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述比例电压生成电路设有：
第1电阻，一端与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部相连接；
第1晶体管，将与输入控制电极的信号对应的电流输出到该第1电阻的另一端；
运算放大电路，一输入端与所述第1电阻的另一端连接，所述第2基准电压输入另一输入端，输出端与所述第1晶体管的控制电极连接；
电流反射镜电路，输入流向所述第1晶体管的电流，输出与该输入电流成比例的电流；以及
电流—电压变换电路，将该电流反射镜电路的输出电流变换为电压，生成所述比例电压输出。
(8)在上述(6)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述比例电压生成电路设有：
第1电阻，一端与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部相连接；
第1晶体管，使得与输入控制电极的信号对应的电流输出到该第1电阻的另一端；
运算放大电路，一输入端与所述第1电阻的另一端连接，所述第2基准电压输入另一输入端，输出端与所述第1晶体管的控制电极连接；
第2晶体管，该运算放大电路的输出信号输入控制电极，使得与流向所述第1晶体管的电流成比例的电流输出；以及
电流—电压变换电路，将该第2晶体管的输出电流变换为电压，生成所述比例电压输出。
(9)在上述(6)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述比例电压生成电路设有：
第1及第2电阻的串联电路，一端与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部相连接；
第1晶体管，将与输入控制电极的信号对应的电流输出到该串联电路的另一端；以及
运算放大电路，一输入端与所述第1电阻和第2电阻的连接部连接，所述第2基准电压输入另一输入端，输出端与所述第1晶体管的控制电极连接；
从所述第1晶体管和所述串联电路之间的连接部输出所述比例电压。
(10)在上述(5)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述逆电流检测电路部设有：
比例电压生成电路，生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压输出；
第1基准电压发生电路，生成所述第1基准电压输出；以及
逆电流检测电路，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生，将表示该检测结果的信号输出到所述控制电路部；
所述比例电压生成电路生成与连接部的电压和所定的第2基准电压之间的电压差成比例的上述比例电压输出，所述连接部系连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部。
(11)在上述(6)-(10)任一项所述的开关稳压器中，其特征在于:所述第2基准电压是接地电压。
(12)在上述(7)或(8)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述电流—电压变换电路由所述第1电阻和在同一制造工序中形成的第2电阻构成。
(13)在上述(8)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述第1及第2晶体管是同一导电型的晶体管。
(14)在上述(9)所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述第1及第2电阻用同一制造工序形成。
(15)在上述(6)-(14)任一项所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述比例电压生成电路在所述第2开关元件接通成为导通状态时动作，在所述第2开关元件截止成为断开状态时停止动作。
(16)在上述(6)-(14)任一项所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述比例电压生成电路在所述第2开关元件截止成为断开状态时生成比所述第1基准电压大的电压输出。
(17)在上述(1)-(16)任一项所述的开关稳压器中，其特征在于：
所述第1及第2开关元件、控制电路部和逆电流检测电路部集成为一个IC(集成电路)。
(18)一种开关稳压器的逆电流检测及控制方法，所述开关稳压器设有：
第1开关元件，根据第1控制信号进行开关；
电感器，通过该第1开关元件的开关，由输入电压进行充电；
第2开关元件，根据第2控制信号进行开关，进行该电感器放电；
控制电路部，输出第1控制信号及第2控制信号，对所述第1开关元件进行开关控制，同时，对所述第2开关元件使其进行与所述第1开关元件相反的开关动作，以便得到恒定的输出电压；以及
逆电流检测电路部，检测从所述输出端向所述第2开关元件的方向流动的逆电流的发生；
所述逆电流检测及控制方法包括：
使用逆电流检测电路部生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压；
根据该比例电压检测逆电流发生或发生征兆；以及
当所述逆电流检测电路部检测出所述逆电流发生或发生征兆时，使用所述控制电路部强制截止所述第2开关元件，使其处于断开状态。
采用本发明的开关稳压器，为对从输出端向第2开关元件流动的逆电流的发生进行检测，生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压，并从该比例电压对从所述输出端流向第2开关元件的方向的逆电流发生进行检测，当所述逆电流检测电路部检测出发生所述逆电流时，所述控制电路部强制使所述第2开关元件截止使其成为断开状态。这样，由于从与第2开关元件和电感器之间的连接部的电压成比例的比例电压对所述逆电流的发生进行检测，因此可缩短逆电流检测电路部的延迟时间，可大幅度减少消耗电流，可改善效率。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施形态的同步整流型开关稳压器的电路例。
图2是表示图1的比例电压生成电路11的电路例。
图3是表示图1中电压VLx、比例电压Vs1及第2基准电压Vref2的关系例。
图4是表示本发明第1实施形态的同步整流型开关稳压器的另一电路例。
图5是表示本发明第2实施形态的同步整流型开关稳压器的电路例。
图6是表示图5中电压VLx、比例电压Vs1和参照电压Vs2的关系例。
图7是表示图5的参照电压生成电路21的电路例。
图8是表示本发明第3实施形态的同步整流型开关稳压器的电路例。
图9是表示图8中电压VLx、比例电压Vs3和第3基准电压—Vref3关系例。
图10是表示比例电压生成电路11的另一电路例。
图11是表示比例电压生成电路11的另一电路例。
图12是表示比例电压生成电路11的另一电路例。
图13是表示以往技术的同步整流型开关稳压器的电路例。
具体实施方式
下面，参照附图详细说明本发明实施形态，在以下实施形态中，虽然对构成要素，种类，组合，形状，相对配置等作了各种限定，但是，这些仅仅是例举，本发明并不局限于此。
下面，根据附图所示的实施形态详细说明本发明。
第1实施形态
图1是表示本发明第1实施形态的同步整流型开关稳压器的电路例。
在图1中，开关稳压器1是一种将输入于输入端IN的输入电压Vin变换为所定恒定电压、作为输出电压Vout从输出端OUT输出到负载10的降压型开关稳压器。
开关稳压器1具有：开关晶体管S1和由NMOS晶体管构成的同步整流用晶体管S2，开关晶体管S1由进行开关动作以用于对输入电压Vin进行输出控制的PMOS晶体管构成。
此外，开关稳压器1具有：第1基准电压发生电路2；输出电压检测用的电阻R1、R2；电感器L1；误差放大电路3；振荡电路4；PWM比较器5；对开关晶体管S1和同步整流用晶体管S2进行动作控制的控制电路6；以及逆电流检测电路7。逆电流检测电路7由比例电压生成电路11、第2基准电压发生电路12和比较器13构成。
开关晶体管S1构成第1开关元件，同步整流用晶体管S2构成第2开关元件，基准电压发生电路2、电阻R1、R2、误差放大电路3、振荡电路4、PWM比较器5和控制电路6构成控制电路部，逆电流检测电路7构成逆电流检测电路部。又，在开关稳压器1中，也可将除了电感器L1和电容器C1外的各电路集成为一个IC，根据具体场合，也可将除了开关晶体管S1及/或同步整流用晶体管S2、电感器L1及电容器C1外的各电路集成为一个IC。
第1基准电压发生电路2生成并输出所定的第1基准电压Vref1，输出电压检测用的电阻R1、R2将输出电压Vout予以分压并生成、输出分压电压Vfb。又，误差放大电路3将输入后的分压电压Vfb与第1基准电压Vref1之间的电压差予以放大，生成并输出输出信号EAo。振荡电路4生成并输出所定的三角波信号TW，PWM比较器5对误差放大电路3对输出信号EAo与该三角波信号TW进行电压比较，生成并输出进行PWM控制用的PWM脉冲信号Spwm。
控制电路6对开关晶体管S1及同步整流用晶体管S2进行动作控制，以便相应于所输入的PWM脉冲信号Spwm而排他性地使开关晶体管S1和同步整流用晶体管S2中的任一方打开而成为导通状态。逆电流检测电路7对从输出端OUT向同步整流用晶体管S2流动的逆电流的发生征兆进行检测，当检测出该逆电流发生的征兆时，将所定的信号Vdet输出到控制电路6，控制电路6使同步整流用晶体管S2断开而成为断开状态，防止发生逆电流。
在输入端IN与接地电压GND之间，串联连接有开关晶体管S1和同步整流用晶体管S2，开关晶体管S1和同步整流用晶体管S2之间的连接部设为Lx。在连接部Lx与输出端OUT之间连接有电感器L1，在输出端OUT与接地电压GND之间串联连接有电阻R1和R2并连接电容器C1，从电阻R1和R2的连接部输出分压电压Vfb。又，在误差放大电路3中，分压电压Vfb输入于非反向输入端，第1基准电压Vref1输入于反向输入端，输出端与PWM比较器5的非反向输入端连接。
三角波信号TW输入于PWM比较器5的反向输入端，从PWM比较器5输出的PWM脉冲信号Spwm被输入于控制电路6。控制电路6将控制信号分别输出到开关晶体管S1及同步整流用晶体管S2的各个栅极(门)，对开关晶体管S1及同步整流用晶体管S2进行动作控制。比例电压生成电路11输入有连接部Lx的电压VLx，并生成输出与电压VLx成比例的比例电压Vs1。第2基准电压发生电路12生成输出所定的第2基准电压Vref2，在比较器13中，比例电压Vs1输入于非反向输入端，第2基准电压Vref2输入于反向输入端，比较器13生成表示比例电压Vs1与第2基准电压Vref2的电压比较结果的比较信号Vdet，并将该比较信号Vdet输出到控制电路6。
在这种结构中，在比例电压Vs1不到第2基准电压Vref2、没有发生电流从连接部Lx流向接地电压GND的逆电流这一征兆的场合，从比较器13输出低电平的信号Vdet。在这种状态下，若输出电压Vout变大，误差放大电路3的输出信号Eao的电压下降，来自PWM比较器5的PWM脉冲信号Spwm的脉冲宽度产生变化。其结果，开关晶体管S1接通的时间变短，同步整流用晶体管S2接通的时间相应变长，输出电压Vout被控制得较低。
又，若输出电压Vout变小，误差放大电路3的输出信号EAo的电压上升，来自PWM比较器5的PWM脉冲信号Spwm的脉冲宽度产生变化。其结果，开关晶体管S1接通的时间变长，同步整流用晶体管S2接通的时间相应变短，输出电压Vout被控制成升高。开关稳压器1反复这种动作，以所定电压将输出电压Vout控制成一定。
接着，在比例电压Vs1成为第2基准电压Vref2以上、检测出发生逆电流的征兆或发生逆电流的场合，从比较器13输出高电平的信号Vdet，控制电路6与所输入的PWM脉冲信号Spwm无关而使同步整流用晶体管S2断开作成断开状态。
这里，图2是表示图1的比例电压生成电路11的电路例，用图2来稍微详细说明比例电压生成电路11的动作。
在图2中，比例电压生成电路11由运算放大电路17、NMOS晶体管M1、PMOS晶体管M2、M3和电阻R3、R4构成。NMOS晶体管M1构成第1晶体管，电阻R3构成第1电阻，电阻R4构成第2电阻。
PMOS晶体管M2和M3形成电流反射镜电路，在PMOS晶体管M2、M3中，各源极分别与输入电压Vin连接，各栅极被连接并与PMOS晶体管M2的漏极连接。
在PMOS晶体管M2的漏极与电压VLx之间串联连接有NMOS晶体管M1及电阻R3，NMOS晶体管M1与电阻R3的连接部连接在运算放大电路17的反向输入端。运算放大电路17的非反向输入端与接地电压GND连接，运算放大电路17的输出端与NMOS晶体管M1的栅极连接。在POMS晶体管M3的漏极与接地电压GND之间连接有电阻R4，从PMOS晶体管M3与电阻R4的连接部输出比例电压Vs1。
若将NMOS晶体管M1与电阻R3的连接部的电压设为Va，电阻R3的两端电压就成为(Va-VLx)，若将电阻R3的电阻值设为r3，则从PMOS晶体管M2流向NMOS晶体管M1及电阻R3的电流i1就成为下式(1)：
i1＝(Va-VLx)/r3        ……(1)
若将PMOS晶体管M2及M3的互导分别设为gm2及gm3，则从PMOS晶体管M3输出的电流i2就成为下式(2)：
i2＝i1×gm3/gm2＝(gm3/gm2)×(Va-VLx)/r3     ……(2)
若将MOS晶体管的迁移率设为μ、栅极氧化膜容量设为Cox、栅极宽度设为W、栅极长度设为L和阈值电压设为Vth，则互导gm用gm＝μ×Cox×W/Lx(Vgs-Vth)表示。
因此，当将电阻R4的电阻值设为r4时，比例电压Vs1就成为下式(3)：
Vs1＝i2×r4＝(Va-VLx)×(gm3/gm2)×(r4/r3)       ……(3)
利用运算放大电路17，NMOS晶体管M1的动作被控制成电压Va为接地电压GND，因此，Va＝0。
K＝(gm3/gm2)×(r4/r3)时，则可知上述(3)式成为下式(4)，比例电压生成电路11输出将电压VLx作成-k倍的比例电压Vs1。又，|k|>1。
Vs1＝k×(-VLx)＝-k×VLx      ……(4)
图3是表示电压VLx、比例电压Vs1和第2基准电压Vref2关系例。
在图3中，若在时刻t1断开开关晶体管S1并接通同步整流用晶体管S2，则电压VLx小于接地电压GND，电流从接地电压GND流向电压VLx。若接通同步整流晶体管S2且充电到电感器L1的电能放电，则电压VLx上升。如图3所示，来自比例电压生成电路11的比例电压Vs1成为：以接地电压GND为轴，与电压VLx轴对称，为虚线-VLx，该虚线的k倍成为实线。
这里，欲在时刻t2检测逆电流场合，在时刻t2设定第2基准电压Vref2，以使比例电压Vs1与第2基准电压Vref2的大小关系反向。当将同步整流用晶体管S2的接通电阻设为Ron、电感器L1的电感设为L时，电压VLx的倾斜m1一般成为下式(5)：
m1＝Ron×(-Vout/L)        ……(5)
因此，比例电压Vs1的倾斜m2成为将m1作成-k倍的值，故成为下式(6)：
m2＝-k×Ron×(-Vout/L)     ……(6)
例如在图13那样的以往技术，由于电压VLx相对于时间变化的倾斜小，故发生于比较器107的各输入端间的输入误差电压小，至比较器107的输出信号的信号电平产生反向所需的该输入误差电压，需化费时间。例如，当将比较器107的输出信号的信号电平产生反向所需的输入误差电压设为Verr时，至比较器107的输出信号的信号电平产生反向的延迟时间Tdly1成为下式(7)：
Tdly1＝Verr/|m1|         ……(7)
当延迟时间Tdly1变长时，就不能将逆电流防患于未然，效率大幅度下降。因此，必须通过增加比较器107的消耗电流，提高放大率，减小Verr，效率仍下降。
反之，在本第1实施形态的开关稳压器1，若将比较器13的输出信号Vdet的信号电平产生反向所需的输入误差电压设为Verr，则至比较器13的输出信号Vdet的信号电平产生反向的延迟时间tdly2成为下式(8)：
Tdly2＝Verr/|m2|      ……(8)
这里，从上述(5)式及(6)式得到|m2|＝k×|m1|，因此，上述(8)式成为下式(9)：
Tdly2＝Verr/|m1|/k        ……(9)
从上述(9)式可知，延迟时间比以往技术的上述(7)式缩短为1/k倍。
又，在图1中，是以使用了生成第2基准电压Vref2的第2基准电压发生电路12的场合为例，但是在可使用第1基准电压Vref1取代第2基准电压Verf2的场合，如图4所示，则可将第1基准电压Vref1输入于比较器13的反向输入端。如此，不需要第2基准电压发生电路12，可使电路结构简化，降低成本。
如此，本第1实施形态的开关稳压器可缩短比较器13的延迟时间，可缩短检测逆电流发生所需的时间，可在逆电流发生时更早地进行逆电流防止动作，同时将逆电流防患于未然，避免效率下降，可大幅度减少比较器13的消耗电流，可获得效率的进一步改善。
第2实施形态
在上述第1实施形态中，是将第2基准电压Vref2输入于比较器13的反向输入端，但也可将加上所定电压V1后的参照电压Vs2输入于比较器13的反向输入端，这种结构为本发明的第2实施形态。
图5是表示本发明第2实施形态的同步整流型开关稳压器的电路例。在图5中，与图1相同的部件或同样的结构用相同的符号表示，此处省略说明，仅说明与图1的不同点。
图5与图1的不同点是，删除了图1的第2基准电压发生电路12，在比较器13的反向输入端与连接部Lx之间设有参照电压生成电路21，随之将图1的逆电流检测电路7作成逆电流检测电路7a，将图1的开关稳压器1作成开关稳压器1a。
在图5中，开关稳压器1a是一种将输入于输入端IN的输入电压Vin变换为所定的恒定电压、作为输出电压Vout从输出端OUT输出到负载10的降压型开关稳压器。
开关稳压器1a具有：开关晶体管S1；同步整流用晶体管S2；第1基准电压发生电路2；电阻R1、R2；电感器L1；误差放大电路3；振荡电路4；PWM比较器5；控制电路6；以及逆电流检测电路7a。逆电流检测电路7a构成逆电流检测电路部，参照电压生成电路21构成第1基准电压发生电路，参照电压Vs2构成第1基准电压。又，在开关稳压器1a中，也可将除了电感器L1及电热器C1外的各电路集成为一个IC，根据具体场合，也可将除了开关晶体管S1及/或同步整流用晶体管S2、电感器L1和电热器C1外的各电路集成为一个IC。
逆电流检测电路7a对从输出端OUT流向同步整流用晶体管S2的逆电流的征兆进行检测，当检测出发生该逆电流的征兆时，将所定的信号Vdet输出到控制电路6，控制电路6使同步整流用晶体管S2断开而作成断开状态，防止发生逆电流。在比较器13中，比例电压Vs1输入于非反向输入端，从参照电压生成电路21中将所定的电压V1与电压VLx相加后的参照电压Vs2输入于反向输入端，比较器13生成表示比例电压Vs1与参照电压Vs2的电压比较结果的信号Vdet，并将该信号Vdet输出到控制电路6。
在这种结构中，图6是表示电压VLx、比例电压Vs1和参照电压Vs2之间关系例。
由于输入于比较器13的非反向输入端的参照电压Vs2(＝VLx+V1)其倾斜为m1，因此，当将比较器13的输出信号的信号电平产生反向所需的输入误差电压设为Verr时，至输出信号电平产生反向的延迟时间Tdly3就成为下式(10)：
Tdly3＝Verr/(|m2|+|m1|)         ……(10)
由于从上述(5)式及(6)式得到|m2|＝k×|m1|，因此，上述(10)式成为下式(11)：
Tdly3＝Verr/|m1|/(k+1)      ……(11)
与上述(7)式比较，可将延迟时间缩短为1/(k+1)。
参照电压生成电路21可用图7所示那样的简单电路构成。
在图7中，参照电压生成电路21由生成输出所定的恒定电流i3的恒定电流源25和电阻R5构成。输入电压Vin与电压VLx之间串联连接有恒定电流源25和电阻R5，从恒定电流源25与电阻R5的连接部输出参照电压Vs2。通过使恒定电流i3流经电阻R5，使电阻R5的电阻值为r5，则电阻R5两端发生(i3×r5)的电压，参照电压Vs2成为电压VLx与(i3×r5)的电压相加后的电压，为下式(12)：
Vs2＝VLx+i3×r5     ……(12)
若将电压(i3×r5)设为所定值V1，则上述(12)式成为下式(13)：
Vs2＝VLx+V1         ……(13)
如此，本第2实施形态中的开关稳压器，由于使在参照电压生成电路21中将电压VLx与所定值V1相加而生成的参照电压Vs2输入于比较器13的反向输入端，因此，可获得与上述第1实施形态相同的效果。并且，可使比较器13的延迟时间相比于上述第1实施形态更缩短，可进一步缩短检测逆电流发生所需的时间，在逆电流发生时可更早地进行逆电流防止动作。
第3实施形态
在上述第1实施形态中，也可使比例电压生成电路11生成将电压VLx作成k倍的比例电压Vs3，负的基准电压-Vref3输入于比较器13的反向输入端，把这种结构作为本发明的第3实施形态。
图8是表示本发明第3实施形态的同步整流型开关稳压器的电路例。在图8中，与图1相同的部件或同样的结构用相同的符号进行表示，此处省略说明，仅说明与图1的不同点。
图8与图1的不同点是，将图1的比例电压生成电路11置换成生成输出将电压VLx作成k倍的比例电压Vs3的比例电压生成电路31，同时将图1的第2基准电压发生电路12置换成生成输出所定的负的第3基准电压-Vref3的第3基准电压发生电路32。随之，将图1的逆电流检测电路7作成逆电流检测电路7b，将图1的开关稳压器作成开关稳压器1b。
在图8中，开关稳压器1b是一种将输入于输入端IN的输入电压Vin变换为所定的恒定电压、作为输出电压Vout从输出端OUT输出到负载10的降压型开关稳压器。
开关稳压器1b具有开关晶体管S1、同步整流用晶体管S2、第1基准电压发生电路2、电阻R1、R2、电感器L1、误差放大电路3、振荡电路4、PWM比较器5、控制电路6以及逆电流检测电路7b。逆电流检测电路7b包括比例电压生成电路31、第3基准电压发生电路32和比较器13。逆电流检测电路7b构成逆电流检测电路部，第3基准电压发生电路32构成第1基准电压发生电路。又，在开关稳压器1b中，也可将除了电感器L1及电容器C1外的各电路集成为一个IC，根据具体场合，也可将除了开关晶体管S1及/或同步整流用晶体管S2、电感器L1和电容器C1外的各电路集成为一个IC。
逆电流检测电路7b对从输出端OUT流向同步整流用晶体管S2的逆电流的征兆进行检测，当检测出发生该逆电流的征兆时，将所定的信号Vdet输出到控制电路6，控制电路6使同步整流用晶体管S2断开而作成断开状态，防止发生逆电流。在比较器13中，比例电压Vs3从比例电压生成电路31输入于非反向输入端，所定的负的基准电压-Vref3从第3基准电压发生电路32输入于反向输入端，比较器13生成表示比例电压Vs3与基准电压-Vref3的电压比较结果的信号Vdet，并将该信号Vdet输出到控制电路6。
在这种结构中，图9是表示电压VLx、比例电压Vs3和第3基准电压-Vref3之间关系例。图9场合，在图3的说明中，将-k置换成k倍，即，在表示为k的部分置换成-k、在表示为-k的部分置换成k，由于除了将比例电压Vs1置换为比例电压Vs3、将第2基准电压Vref2置换为第3基准电压-Vref3外其它是相同的，故省略说明。在上述第1实施形态中，将电压VLx作成-k倍并生成比例电压Vs1，而在本第3实施形态中，将电压VLx作成k倍并生成比例电压Vs3，因此可将比例电压生成电路31的电路简化。
如此，在本第3实施形态中，可获得与上述第1实施形态相同的效果，并且与上述第1实施形态相比，可将比例电压生成电路的电路结构简化，缩小电路面积。
上述第1及第2实施形态中的比例电压生成电路11并不限定于图2那样的电路结构。
图10是表示比例电压生成电路11的另一电路例，在图10中，与图2相同的部件或同样的结构用相同的符号进行表示。
在图10中，比例电压生成电路11包括运算放大电路17、PMOS晶体管M2、M3和电阻R3、R4。PMOS晶体管M2构成第1晶体管，PMOS晶体管M3构成第2晶体管。
在PMOS晶体管M2、M3中，各源极分别与输入电压Vin连接，各栅极被连接并与运算放大电路17的输出端连接。在PMOS晶体管M2的漏极与电压VLx之间连接有电阻R3，PMOS晶体管M2与电阻R3的连接部与运算放大电路17的非反向输入端连接。运算放大电路17的反向输入端与接地电压GND连接。在PMOS晶体管M2的漏极与接地电压GND之间连接有电阻R4，从PMOS晶体管M3与电阻R4的连接部输出比例电压Vs1。图10场合的表示比例电压Vs1的公式与图2场合相同。
图11是表示比例电压生成电路11的另一电路例，在图11中，与图2相同的部件或同样的结构用相同的符号进行表示。
在图11中，比例电压生成电路11包括运算放大电路17、NMOS晶体管M1和电阻R3、R4。NMOS晶体管M1的漏极与输入电压Vin连接，在NMOS晶体管M1的源极与电压VLx之间串联连接有电阻R4、R3。NMOS晶体管M1的栅极与运算放大电路17的输出端连接，电阻R4与电阻R3的连接部连接在运算放大电路17的反向输入端。运算放大电路17的非反向输入端与接地电压GND连接，从NMOS晶体管M1与电阻R4的连接部输出比例电压Vs1。在图11中，也可使用PMOS晶体管M1a来代替NMOS晶体管M1，这种场合，图11就成为图12。
在图11及图12的场合，各比例电压Vs1与上述(4)式相同，但k＝r4/r3。
在上述第1至第3的各实施形态中，比例电压生成电路也可从由控制电路6输出的控制信号中对同步整流用晶体管S2是否断开而成为断开状态进行检测，当同步整流用晶体管S2断开而成为断开状态时，停止动作或生成可从比较器13输出高电平信号Vdet那样的电压。
上面说明了本发明实施形态，但本发明并不局限于上述实施形态。在本发明技术思想范围内可以作种种变更，它们都属于本发明的保护范围。

Claims (16)

1.一种开关稳压器，将输入到输入端的输入电压变换为所定的恒定电压，输出到与输出端连接的负载，所述开关稳压器设有：
第1开关元件，根据所输入的控制信号进行开关；
电感器，通过该第1开关元件的开关，由所述输入电压进行充电；
同步整流用的第2开关元件，根据所输入的控制信号进行开关，进行该电感器放电；
控制电路部，为使从所述输出端输出的输出电压成为上述所定的恒定电压，对所述第1开关元件进行开关控制，同时，对所述第2开关元件使其进行与所述第1开关元件相反的开关动作；以及
逆电流检测电路部，检测从所述输出端向所述第2开关元件的方向流动的逆电流的发生，
其中，所述逆电流检测电路部生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压，从该比例电压检测从所述输出端向第2开关元件的方向流动的逆电流发生，当所述逆电流检测电路部检测出所述逆电流发生时，所述控制电路部强制截止所述第2开关元件，使其处于断开状态，并且
所述逆电流检测电路部使得连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压为k倍，生成所述比例电压，该k为|k|＞1。
2.如权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于：
所述逆电流检测电路部比较所述比例电压和所定的第1基准电压，检测所述逆电流的发生。
3.如权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于：
所述逆电流检测电路部将一设定电压与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压相加，生成第1基准电压，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生。
4.如权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于：
所述逆电流检测电路部生成第1基准电压，其相对时间具有所定的倾斜，该倾斜与所述比例电压的倾斜符号相反，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生。
5.如权利要求2或3所述的开关稳压器，其特征在于：
所述逆电流检测电路部设有：
比例电压生成电路，生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压输出；
第1基准电压发生电路，生成所述第1基准电压输出；以及
逆电流检测电路，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生，将表示该检测结果的信号输出到所述控制电路部；
所述比例电压生成电路生成与连接部的电压和所定的第2基准电压之间的电压差成比例的上述比例电压输出，所述连接部系连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部。
6.如权利要求5所述的开关稳压器，其特征在于：
所述比例电压生成电路设有：
第1电阻，一端与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部相连接；
第1晶体管，将与其输入控制电极的信号对应的电流输出到该第1电阻的另一端；
运算放大电路，一输入端与所述第1电阻的另一端连接，所述第2基准电压输入另一输入端，输出端与所述第1晶体管的控制电极连接；
电流反射镜电路，输入流向所述第1晶体管的电流，输出与该输入电流成比例的电流；以及
电流-电压变换电路，将该电流反射镜电路的输出电流变换为电压，生成所述比例电压输出。
7.如权利要求5所述的开关稳压器，其特征在于：
所述比例电压生成电路设有：
第1电阻，一端与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部相连接；
第1晶体管，使得与输入控制电极的信号对应的电流输出到该第1电阻的另一端；
运算放大电路，一输入端与所述第1电阻的另一端连接，所述第2基准电压输入另一输入端，输出端与所述第1晶体管的控制电极连接；
第2晶体管，该运算放大电路的输出信号输入控制电极，使得与流向所述第1晶体管的电流成比例的电流输出；以及
电流-电压变换电路，将该第2晶体管的输出电流变换为电压，生成所述比例电压输出。
8.如权利要求5所述的开关稳压器，其特征在于：
所述比例电压生成电路设有：
第1及第2电阻的串联电路，一端与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部相连接；
第1晶体管，将与输入控制电极的信号对应的电流输出到该串联电路的另一端；以及
运算放大电路，一输入端与所述第1电阻和第2电阻的连接部连接，所述第2基准电压输入另一输入端，输出端与所述第1晶体管的控制电极连接；
从所述第1晶体管和所述串联电路之间的连接部输出所述比例电压。
9.如权利要求4所述的开关稳压器，其特征在于：
所述逆电流检测电路部设有：
比例电压生成电路，生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压输出；
第1基准电压发生电路，生成所述第1基准电压输出；以及
逆电流检测电路，比较所述比例电压和该第1基准电压，检测所述逆电流的发生，将表示该检测结果的信号输出到所述控制电路部；
所述比例电压生成电路生成与连接部的电压和所定的第2基准电压之间的电压差成比例的上述比例电压输出，所述连接部系连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部。
10.如权利要求5所述的开关稳压器，其特征在于：所述第2基准电压是接地电压。
11.如权利要求7所述的开关稳压器，其特征在于：
所述第1及第2晶体管是同一导电型的晶体管。
12.如权利要求8所述的开关稳压器，其特征在于：
所述第1及第2电阻用同一制造工序形成。
13.如权利要求5所述的开关稳压器，其特征在于：
所述比例电压生成电路在所述第2开关元件接通成为导通状态时动作，在所述第2开关元件截止成为断开状态时停止动作。
14.如权利要求5所述的开关稳压器，其特征在于：
所述比例电压生成电路在所述第2开关元件截止成为断开状态时生成比所述第1基准电压大的电压输出。
15.如权利要求1所述的开关稳压器，其特征在于：
所述第1及第2开关元件、控制电路部和逆电流检测电路部集成为一个IC。
16.一种开关稳压器的逆电流检测及控制方法，所述开关稳压器设有：
第1开关元件，根据第1控制信号进行开关；
电感器，通过该第1开关元件的开关，由输入电压进行充电；
第2开关元件，根据第2控制信号进行开关，进行该电感器放电；
控制电路部，输出第1控制信号及第2控制信号，对所述第1开关元件进行开关控制，同时，对所述第2开关元件使其进行与所述第1开关元件相反的开关动作，以便得到恒定的输出电压；以及
逆电流检测电路部，检测从开关稳压器输出端向所述第2开关元件的方向流动的逆电流的发生；
所述逆电流检测及控制方法包括：
使用逆电流检测电路部使得连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压为k倍，来生成与连接所述第2开关元件和所述电感器的连接部的电压成比例的比例电压，该k为|k|＞1；根据该比例电压检测逆电流发生或发生征兆；以及
当所述逆电流检测电路部检测出所述逆电流发生或发生征兆时，使用所述控制电路部强制截止所述第2开关元件，使其处于断开状态。
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