JP2020112073A

JP2020112073A - 触媒温度算出装置

Info

Publication number: JP2020112073A
Application number: JP2019002598A
Authority: JP
Inventors: 慧高千穂; Satoshi Takachiho
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2019-01-10
Filing date: 2019-01-10
Publication date: 2020-07-27

Abstract

【課題】電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能とする。【解決手段】ＥＨＣ２への通電を行う通電部３は、その出力ノード間に接続されたコンデンサ２８を有する。信号生成部８は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与える。電圧検出部９は、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電流検出部１０は、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する。温度推定部１１は、電圧検出信号Ｓｂと電流検出信号Ｓｃとに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。逆流阻止部１２は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する。信号供給部１３は、温度推定部１１がＥＨＣ２の直流抵抗を検出する検出動作に先立って検出信号よりも電圧または電流が大きい充電用信号をＥＨＣ２に与える。【選択図】図１

Description

本発明は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置に関する。

従来、内燃機関の排気を浄化する電気加熱式の触媒が設けられる車両は、その触媒の温度をフィードバック制御するためのシステムであるＥＨＣシステムを備えている。なお、以下では、電気加熱式の触媒のことをＥＨＣとも呼ぶこととする。ＥＨＣシステムには、ＥＨＣの温度を速やかに所望する目標温度まで上昇させる制御を実現するため、例えば特許文献１に開示されるようなＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置が設けられる。

ＥＨＣの温度は、その直流抵抗と相関があることが知られている。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性とも呼ぶこととする。そこで、従来の触媒温度算出装置では、ＥＨＣに対して高電圧が通電される期間にＥＨＣに流れる電流およびＥＨＣに印加される電圧が計測される。そして、従来の触媒温度算出装置では、電流および電圧の計測値からＥＨＣの電気特性が算出され、その電気特性に基づいてＥＨＣの温度が推定される。

特開２０１１−２３１７０９号公報

例えばハイブリッド車などの電動車両は、高電圧バッテリを備えており、その高電圧バッテリによりＥＨＣへの通電が行われる。この場合、高電圧バッテリから電力供給を受けるインバータおよびインバータにより駆動されるモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが高電圧バッテリの出力に重畳する。そのため、このような環境下では、高電圧ノイズの影響により、触媒温度算出装置による電流および電圧の計測誤差が大きくなり、その結果、温度の算出精度が低下するおそれがある。

また、このような通電を行うための通電部としては、回路の簡素化などを目的としてスイッチング電源が用いられることがある。このようなスイッチング電源においては、サージ電圧からの回路保護などの観点から、その出力ノード間にコンデンサなどの容量成分が挿入されることが考えられる。上記構成では、例えば始動時など、高電圧が通電される前には、コンデンサに電荷が蓄えられていない。このようにコンデンサに電荷が蓄えられていないタイミングで電気特性の検出が行われると、コンデンサに対する充電電流が流れるため、ＥＨＣに流れる電流の検出値（計測値）と実際にＥＨＣに流れる電流（実電流）とに乖離が生じてしまい、その結果、ＥＨＣの電気特性の算出精度、ひいてはＥＨＣの温度の推定精度が低下する。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出することができる触媒温度算出装置を提供することにある。

請求項１に記載の触媒温度算出装置は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する。触媒温度算出装置は、信号生成部（８、６２、７２）、触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９）、触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）および温度推定部（１１）を備える。信号生成部は、車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を触媒に与えることができる。温度推定部は、検出用信号が触媒に与えられる検出期間における電圧検出部による電圧の検出値および電流検出部による電流の検出値に基づいて触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を推定する。

上記構成では、触媒への通電を行う通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号が触媒に与えられる検出期間に、触媒に印加される電圧および触媒に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、従来技術において説明した高電圧ノイズが通電部の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、上記構成では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、上記構成によれば、電気加熱式の触媒の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置を用いた触媒の温度を制御するＥＨＣシステムによれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のために触媒の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるＥＨＣシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、比較的高い電圧により触媒への通電を行う通電部は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、上記構成の触媒温度算出装置において、信号生成部は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした電源との間を絶縁する絶縁部を有している。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続される触媒、ひいては通電部と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

上記構成において、触媒に流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードから触媒へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられるのが一般的である。ここで、仮に、信号生成部が絶縁部を備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間に触媒に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗と触媒の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗の抵抗値が高いほど、検出期間における触媒への印加電圧および触媒に流れる電流が小さくなり、電圧検出部による電圧の検出精度および電流検出部による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、上記構成のように信号生成部が絶縁部を備えた構成である場合、検出抵抗の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

また、上記構成では、通電部と、通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する信号生成部との両方が、触媒に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部により触媒への通電が行われている期間、通電部から信号生成部へと電流が流れるおそれがある。そのため、上記構成の触媒温度算出装置は、通電部により触媒への通電が行われている期間において通電部から信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１２、２４）を備えている。このような構成によれば、通電部により触媒への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。

上記構成において、通電部は、出力ノード間に接続された容量成分を有している。このような構成では、例えば車両の始動時などには容量成分に電荷が蓄えられていないことから、従来技術において説明した充電電流に起因した問題が生じる可能性がある。しかし、上記構成の触媒温度算出装置は、温度推定部が触媒の直流抵抗を検出する検出動作を実行するのに先立って、検出用信号よりも電圧または電流が大きい充電用信号を触媒に与える信号供給部（１３、６３）を備えている。

このような構成によれば、検出動作に先立って、触媒に充電用信号が与えられることにより容量成分の充電が行われる。そのため、上記構成によれば、容量成分に電荷が蓄えられていないタイミングで検出動作が実行される場合でも、検出動作が開始されるときには容量成分は充電された状態となっており、容量成分に対する充電電流が流れ難くなる。したがって、上記構成によれば、容量成分に電荷が蓄えられていないタイミングで行われる検出動作においても、精度良く触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて触媒の温度を精度良く推定することができる。

第１実施形態に係るＥＨＣシステムの構成を模式的に示す図第１実施形態に係る触媒温度算出装置および通電部の具体的な構成例を示す図第１実施形態に係る電圧検出部および電流検出部の具体的な構成例を示す図第１実施形態に係る充電期間および検出期間における各部の電圧および各部の電流を模式的に示すタイミングチャート絶縁電源の変形例を示す図その１絶縁電源の変形例を示す図その２第２実施形態に係る触媒温度算出装置および通電部の具体的な構成例を示す図第２実施形態に係る充電期間および検出期間における各部の電圧および各部の電流を模式的に示すタイミングチャート第３実施形態に係る触媒温度算出装置および通電部の具体的な構成例を示す図第３実施形態に係る充電期間および検出期間における各部の電圧および各部の電流を模式的に示すタイミングチャート第４実施形態に係る充電期間および検出期間における各部の電圧および各部の電流を模式的に示すタイミングチャート第５実施形態に係る触媒温度算出装置および通電部の具体的な構成例を示す図

以下、本発明の複数の実施形態について図面を参照して説明する。なお、各実施形態において実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１〜図６を参照して説明する。

＜ＥＨＣシステムの構成＞
図１に示すＥＨＣシステム１は、例えばハイブリッド車などの車両に設けられるものであり、ＥＨＣ２を加熱するとともにＥＨＣ２の温度が所望する目標温度となるように温度フィードバック制御を行う。ＥＨＣ２は、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒である。ＥＨＣシステム１は、通電部３、通電制御部４、ＥＣＵ５、触媒温度算出装置６などを備えている。通電部３は、高圧電源７から電力供給を受け、高圧電源７の電圧に応じた電圧を出力し、その出力電圧をＥＨＣ２に印加することができる。

高圧電源７は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的高い電圧（例えば数百Ｖ）を出力する高電圧バッテリである。なお、以下では、ＥＨＣ２に対して通電部３が印加する電圧のことを高電圧とも呼ぶこととする。通電部３は、高電圧の給電経路に直列に介在する例えばＩＧＢＴなどのスイッチング素子、その出力ノード間に接続された容量成分などを備えた電源回路、つまりスイッチング電源として構成されている。このような構成により、通電部３は、ＥＨＣ２に対する高電圧の印加、つまりＥＨＣ２への通電を実行および停止することができる。

通電部３の動作、具体的には通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行および停止は、通電制御部４により制御される。通電制御部４には、触媒温度算出装置６から出力されるＥＨＣ２の温度推定値を表す温度検出信号Ｓａが与えられている。また、通電制御部４には、ＥＣＵ５からＥＨＣ２への通電の実行および停止のタイミングなどを指令する指令信号が与えられている。

通電制御部４は、温度検出信号Ｓａが表すＥＨＣ２の温度推定値およびＥＣＵ５から与えられる指令信号に基づいて通電部３の動作を制御する。また、通電制御部４は、ＥＨＣ２の温度推定値などをＥＣＵ５へと送信する。ＥＣＵ５は、電池ＥＣＵおよびエンジンＥＣＵである。電池ＥＣＵは、高圧電源７を監視する機能などを有する電子制御装置である。エンジンＥＣＵは、車両の様々な運転状態における各種センサ信号に基づいて各種アクチュエータを統合的に制御し、最適なエンジン状態での動作を実現する電子制御装置である。

触媒温度算出装置６は、ＥＨＣ２の温度を算出するものであり、信号生成部８、電圧検出部９、電流検出部１０、温度推定部１１、逆流阻止部１２、信号供給部１３などを備えている。信号生成部８は、低圧電源１４から電力供給を受け、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる。信号生成部８の動作、具体的には検出用信号をＥＨＣ２に与えるか否かは、通電制御部４により制御される。

信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと低圧電源１４との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。低圧電源１４は、車両に搭載されるバッテリのうち、比較的低い電圧（例えば１２Ｖ、２４Ｖなど）を出力する低電圧バッテリである。このような低電圧バッテリである低圧電源１４は、車両のボディアースを基準とした電源となっている。

電圧検出部９は、ＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電圧検出部９から出力される電圧の検出値を表す電圧検出信号Ｓｂは、温度推定部１１に与えられる。電流検出部１０は、ＥＨＣ２に流れる電流を検出する。電流検出部１０から出力される電流の検出値を表す電流検出信号Ｓｃは、温度推定部１１に与えられる。温度推定部１１は、電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

具体的には、温度推定部１１は、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間における電圧検出信号Ｓｂが表す電圧の検出値および電流検出信号Ｓｃが表す電流の検出値に基づいて、ＥＨＣ２の直流抵抗を算出する。なお、以下では、直流抵抗のことを電気特性と呼ぶことがある。本実施形態では、温度推定部１１は、通電制御部４とともに１つの演算・制御部として構成されている。このような演算・制御部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭなどを含むマイクロコンピュータなどから構成される。温度推定部１１および通電制御部４は、演算・制御部のＣＰＵがＲＯＭなどに記憶されたプログラムを実行することにより実現されている、つまりソフトウェアにより実現されている。

ＥＨＣ２の温度は、ＥＨＣ２の仕様などに依存するが、その電気特性と相関がある。温度推定部１１には、使用されるＥＨＣ２の温度と電気特性との相関を表すテーブルが記憶されている。温度推定部１１は、上述したようにして算出した電気特性および上記テーブルに基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。温度推定部１１から出力される温度の推定値を表す温度検出信号Ｓａは、前述したように通電制御部４に与えられる。

上記構成では、高圧電源７から電力供給を受ける通電部３と、低圧電源１４から電力供給を受ける信号生成部８との両方が、ＥＨＣ２に対して電圧を印加することができるようになっている。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間、通電部３から信号生成部８へと電流が流れるおそれがある。逆流阻止部１２は、このような電流である逆流を阻止するために設けられている。信号供給部１３は、温度推定部１１がＥＨＣ２の電気特性を検出する検出動作を実行するのに先立って、上述した検出用信号よりも電圧または電流が大きい充電用信号をＥＨＣ２に与えることができる構成となっている。

＜触媒温度算出装置の具体構成＞
上記したような機能を有する触媒温度算出装置６の具体的な構成としては、例えば図２に示すような構成を採用することができる。図２に示す構成において、信号生成部８は、検出用信号として直流電圧を生成し、その直流電圧をＥＨＣ２に印加することができる構成となっている。

信号生成部８は、絶縁電源１５、抵抗１６、１７およびＯＰアンプ１８を備えている。絶縁電源１５は、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧電源１４から電源線Ｌ１、Ｌ２を介して供給される直流電圧ＶＢを任意の電圧値を有する直流電圧Ｖｄに変換し、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して出力する。なお、電源線Ｌ２は、車両のボディアースに接続されている。また、電源線Ｌ４の電位は、触媒温度算出装置６を含むＥＨＣシステム１の基準電位となる。絶縁電源１５は、トランス１９、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子２０、ダイオード２１およびコンデンサ２２を備えている。

トランス１９は、前述した絶縁部８ａとして機能するもので、一次巻線１９ａおよび二次巻線１９ｂを備えている。一次巻線１９ａの一方の端子は電源線Ｌ１に接続され、その他方の端子はスイッチング素子２０のドレインに接続されている。スイッチング素子２０のソースは、電源線Ｌ２に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子２０のゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子２０は、そのゲート駆動信号に応じて、所定の周波数でオンオフされる、つまりスイッチング動作される。

二次巻線１９ｂの一方の端子はダイオード２１を順方向に介して電源線Ｌ３に接続され、その他方の端子は電源線Ｌ４に接続されている。コンデンサ２２は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に接続されている。上記構成の絶縁電源１５では、スイッチング素子２０のスイッチング動作により、直流電圧Ｖｄが生成される。

抵抗１６、１７は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に直列接続されており、絶縁電源１５から出力される直流電圧Ｖｄを、それらの抵抗比に応じた分圧比で分圧する。ＯＰアンプ１８は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ１８は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ１８の非反転入力端子には、抵抗１６、１７の相互接続ノードであるノードＮ１の電圧、つまり直流電圧Ｖｄが分圧された分圧電圧が与えられている。

ＯＰアンプ１８の出力端子は、信号生成部８における検出用信号の出力ノードとなるノードＮ２に接続されている。したがって、上記構成の信号生成部８では、ＯＰアンプ１８から出力される直流電圧が検出用信号に相当する。この場合、検出用信号となる直流電圧の電圧値は、抵抗１６、１７の抵抗比により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。上記構成の信号生成部８は、絶縁部８ａとして機能するトランス１９により、車両のボディアースを基準とした低圧電源１４との絶縁が確保されている。

図２に示す構成では、ＥＨＣ２に流れる電流を検出するため、信号生成部８のノードＮ２からＥＨＣ２へと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗２３が設けられている。具体的には、検出抵抗２３の一方の端子はノードＮ２に接続され、その他方の端子はノードＮ３に接続されている。ノードＮ３には、前述した逆流阻止部１２として機能するダイオード２４のアノードが接続されている。ダイオード２４のカソードは、ノードＮ４に接続されている。つまり、ダイオード２４は、通電部３と信号生成部８との間に、信号生成部８側をアノードとして接続されている。ノードＮ４と、電源線Ｌ４に接続されるノードＮ５との間には、ＥＨＣ２が接続されている。

電圧検出部９には、信号生成部８とダイオード２４との相互接続ノードに相当するノードＮ３の電圧が与えられている。電圧検出部９は、ノードＮ３の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。より詳細には、電圧検出部９は、電源線Ｌ４の電位を基準としたノードＮ３の電圧、つまりノードＮ３およびノードＮ５間の電圧に基づいてＥＨＣ２に印加される電圧を検出する。電流検出部１０には、検出抵抗２３の各端子電圧が与えられている。電流検出部１０は、検出抵抗２３の各端子電圧の差に基づいてＥＨＣ２に流れる電流を検出する。

上記構成において、通電部３は、例えばＩＧＢＴであるスイッチング素子２５、２６、インダクタ２７、コンデンサ２８などを備えたスイッチング電源となっている。この場合、サージ電圧からの回路保護などの観点から、スイッチング素子２５、２６には、還流ダイオードが逆並列接続されている。スイッチング素子２５のコレクタは、高圧電源７の高電位側端子に接続され、そのエミッタは、インダクタ２７を介してノードＮ４に接続されている。スイッチング素子２６のエミッタは、高圧電源７の低電位側端子に接続され、そのコレクタはノードＮ５に接続されている。

コンデンサ２８は、前述した容量成分に相当するものであり、サージ電圧からの回路保護などの観点から設けられている。コンデンサ２８は、ノードＮ４とスイッチング素子２６のエミッタとの間に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子２５、２６の各ゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子２５、２６は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。このような構成により、通電部３によるＥＨＣ２への通電の実行および停止が、通電制御部４により制御されるようになっている。

この場合、通電制御部４は、ＥＨＣ２への通電を実行する際にはスイッチング素子２５、２６をオン制御するとともに、ＥＨＣ２への通電を停止する際にはスイッチング素子２５、２６をオフ制御する。通電制御部４は、このようなＥＣＨ２への通電の状況、つまり通電を実行中であるか否かなどに基づいて、絶縁電源１５のスイッチング素子２０の動作を制御する。具体的には、通電制御部４は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間にＯＰアンプ１８の出力電圧がＥＨＣ２に印加されるように、絶縁電源１５のスイッチング素子２０の動作を制御する。したがって、本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間は、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されている期間となる。

このような検出期間においてＥＨＣ２に印加される電圧、つまりノードＮ４およびノードＮ５間の電圧は、ＯＰアンプ１８の出力電圧に応じた一定の直流電圧となる。なお、この電圧の値は、前述したように、抵抗１６、１７による分圧比に応じて所望する値に設定することができる。また、このような検出期間にＥＨＣ２に流れる電流は、ＥＨＣ２に一定の電圧が印加されていることから、その一定の電圧に応じた一定の電流となる。なお、この場合、ＥＨＣ２としては、その直流抵抗と温度とに相関があるものが用いられる。温度推定部１１は、ＥＨＣ２に一定の直流電圧が印加されるとともに一定の電流が流れる検出期間における電圧検出信号Ｓｂおよび電流検出信号Ｓｃに基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を推定する。

この場合、信号供給部１３は、通電制御部４を介して通電部３の動作を制御することにより、ＥＨＣ２に高電圧を与えることができる。通電部３による高電圧は、検出用信号よりも電圧が大きい（高い）ものであり、充電用信号に相当する。信号供給部１３は、温度推定部１１がＥＨＣ２の直流抵抗を検出する検出動作を実行するのに先立って、言い換えると検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間よりも前の期間に、充電用信号に相当する高電圧をＥＨＣ２に与えるようになっている。なお、この場合、信号供給部１３は、車両の始動時、または、通電部３によるＥＨＣ２への通電が所定期間以上停止された後、上述したような期間に充電用信号をＥＨＣ２に与えるようになっている。

＜電圧検出部および電流検出部の具体構成＞
電圧検出部９および電流検出部１０の具体的な構成としては、例えば図３に示すような構成を採用することができる。図３に示すように、電圧検出部９は、増幅回路２９、低域通過フィルタ３０およびＡ／Ｄ変換器３１を備えている。なお、以下では、低域通過フィルタのことをＬＰＦと省略するとともに、Ａ／Ｄ変換器のことをＡＤＣと省略することとする。

増幅回路２９は、ＯＰアンプ３２および抵抗３３により構成されている。ＯＰアンプ３２は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ３２は、その反転入力端子と出力端子が接続されており、ボルテージフォロアとして機能する。ＯＰアンプ３２の非反転入力端子には、抵抗３３を介して検出対象の電圧であるダイオード２４のカソードの電圧が与えられる。このような構成により、増幅回路２９は、ＯＰアンプ３２の出力端子から、検出対象の電圧に応じた電圧を出力する。

ＬＰＦ３０は、抵抗３４およびコンデンサ３５からなるＲＣフィルタである。抵抗３４は、ＯＰアンプ３２の出力端子およびコンデンサ３５の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ３５の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗３４およびコンデンサ３５の相互接続ノードであるノードＮ６は、ＡＤＣ３１の入力端子に接続されている。ＡＤＣ３１は、ノードＮ６の電圧、つまりＬＰＦ３０の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ３１から出力されるデジタル信号は、電圧検出信号Ｓｂとして温度推定部１１に与えられる。

また、図３に示すように、電流検出部１０は、増幅回路３６、ＬＰＦ３７およびＡＤＣ３８を備えている。増幅回路３６は、ＯＰアンプ３９および抵抗４０〜４３により構成されている。ＯＰアンプ３９は、電源線Ｌ３、Ｌ４を介して直流電圧Ｖｄの供給を受けて動作する。ＯＰアンプ３９の非反転入力端子および反転入力端子には、それぞれ抵抗４０および抵抗４１を介して検出抵抗２３の各端子電圧が与えられる。

ＯＰアンプ３９の非反転入力端子は、抵抗４２を介して電源線Ｌ４に接続されている。ＯＰアンプ３９の反転入力端子は、抵抗４３を介して、その出力端子に接続されている。このような構成により、増幅回路３６は、ＯＰアンプ３９の出力端子から、検出抵抗２３の各端子電圧の差電圧を増幅した電圧を出力する。

ＬＰＦ３７は、抵抗４４およびコンデンサ４５からなるＲＣフィルタである。抵抗４４は、ＯＰアンプ３９の出力端子およびコンデンサ４５の一方の端子の間に接続されている。コンデンサ４５の他方の端子は、電源線Ｌ４に接続されている。抵抗４４およびコンデンサ４５の相互接続ノードであるノードＮ７は、ＡＤＣ３８の入力端子に接続されている。ＡＤＣ３８は、ノードＮ７の電圧、つまりＬＰＦ３７の出力電圧をデジタル信号に変換して出力する。ＡＤＣ３８から出力されるデジタル信号は、電流検出信号Ｓｃとして温度推定部１１に与えられる。

車両に搭載される高電圧バッテリである高圧電源７の出力には、高圧電源７から電力供給を受ける図示しないインバータおよびインバータにより駆動される図示しないモータの動作に伴って生じる高電圧ノイズが重畳する。電圧検出部９および電流検出部１０は、このような高電圧ノイズが重畳した電圧に基づいて、電圧および電流を検出する構成となっている。そこで、電圧検出部９および電流検出部１０には、このような高電圧ノイズの影響を除去するためのＬＰＦ３０および３７が設けられている。

次に、上記構成の作用について説明する。
車両の始動時、通電部３によるＥＨＣ２への通電が所定期間以上停止されたときなどには、通電部３のコンデンサ２８に電荷が蓄えられていない可能性がある。コンデンサ２８に電荷が蓄えられていないタイミングで検出動作が行われると、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れるため、信号生成部８の出力電流Ｉ_ＯＵＴと、実際にＥＨＣ２に流れる電流Ｉ_ＥＨＣとが一致しない（Ｉ_ＯＵＴ≠Ｉ_ＥＨＣ）。つまり、この場合、ＥＨＣ２への通電電流と電流検出部１０による検出電流とが異なることになり、その結果、ＥＨＣ２の電気特性の算出精度、ひいてはＥＨＣ２の温度の推定精度が低下するおそれがある。

そこで、本実施形態では、前述したように、信号供給部１３は、車両の始動時、または、通電部３によるＥＨＣ２への通電が所定期間以上停止された後、検出動作が実行される前の期間に充電用信号をＥＨＣ２に与えるようになっている。具体的には、図４に示すように、信号供給部１３は、時刻ｔ１において、通電部３のスイッチング素子２５をオン制御することにより充電用信号である通電部３による高電圧の供給を開始する。

充電用信号の供給が開始されると、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れ、それによりコンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧが上昇する。なお、この場合、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、通電部３による高電圧と同程度まで上昇することになる。信号供給部１３は、時刻ｔ２において、通電部３のスイッチング素子２５をオフ制御することにより充電用信号の供給を停止する。これにより、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れなくなる（Ｉ_ＣＨＧ＝０）。このとき、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、通電部３による高電圧と同程度まで上昇した状態が維持されている。

時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間Ｔａは、充電用信号が供給される期間であり、以下、期間Ｔａのことを充電期間Ｔａとも呼ぶこととする。充電期間Ｔａでは、通電部３のスイッチング素子２６がオフ制御されており、また信号生成部８からＥＨＣ２に対して検出用信号が与えられていないため、ＥＨＣ２に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣおよびＥＨＣ２に流れる電流Ｉ_ＥＨＣはゼロとなっている（Ｖ_ＥＨＣ＝０、Ｉ_ＥＨＣ＝０）。

時刻ｔ２において、信号生成部８は、ＥＣＨ２に対する検出用信号の供給を開始する。これにより、電圧Ｖ_ＥＨＣが前述した一定の電圧まで上昇するとともに、電流Ｉ_ＥＨＣが前述した一定の電流まで上昇する。時刻ｔ２以降の期間Ｔｂは、ＥＨＣ２に検出用信号が与えられる期間、つまりＥＨＣ２の電気特性が検出される検出動作が実行される期間であり、以下、期間Ｔｂのことを検出期間Ｔｂとも呼ぶこととする。検出期間Ｔｂでは、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、通電部３による高電圧と同程度まで上昇した状態が維持されており、検出用信号の電圧、つまり電圧Ｖ_ＥＨＣよりも十分に高い電圧となっている。そのため、検出期間Ｔｂでは、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧは流れない（Ｉ_ＣＨＧ＝０）。

以上説明したように、本実施形態の触媒温度算出装置６は、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号をＥＨＣ２に与えることができる信号生成部８を備えている。そして、この場合、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間に、ＥＨＣ２に印加される電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が検出される。そのため、上記構成によれば、高圧電源７で発生する高電圧ノイズが通電部３の出力電圧に重畳するような場合でも、その影響により、電圧および電流の検出誤差が大きくなることがない。そのため、本実施形態の触媒温度算出装置６では、数秒程度の平均化処理などを実施することなく、温度の推定精度を良好に維持することができる。

したがって、本実施形態の触媒温度算出装置６によれば、ＥＨＣ２の温度を高精度で算出可能としつつ、その応答性を高めることができるという優れた効果が得られる。そして、このような効果を奏する触媒温度算出装置６を用いたＥＨＣシステム１によれば、運転条件または始動条件に関わらず温度のフィードバック制御が成立することになり、車両の排気エミッションの改善に寄与することができる。特に、ゼロエミッション達成のためにＥＨＣ２の温度を短時間で目標温度まで昇温する必要があるシステムほど、高応答の温度フィードバック制御が必要となることから、上記構成の触媒温度算出装置６を用いるメリットが大きくなる。

車両絶縁の法規対応の観点から、例えば数百Ｖといった比較的高い電圧によりＥＨＣ２への通電を行う通電部３は、車両のボディアースとの間で絶縁されている必要がある。そこで、本実施形態の信号生成部８は、検出用信号の出力ノードと車両のボディアースを基準とした低圧電源１４との間を絶縁する絶縁部８ａを備えている。このような構成によれば、検出用信号の出力ノードに接続されるＥＨＣ２、ひいては通電部３と、車両のボディアースとの間の絶縁を確保することができる。

一般に、ＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置において、ＥＨＣに流れる電流を検出するためには、検出用信号の出力ノードからＥＨＣへと至る信号ラインに直列に介在する検出抵抗が設けられる。ここで、仮に、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていない構成であるとすると、上記検出抵抗として、絶縁法規を満足できる程度に高い抵抗値のものを用いる必要が生じる。比較的高い抵抗値の検出抵抗を用いると、次のような問題が生じる。

すなわち、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧は、検出用信号の電圧を、検出抵抗２３とＥＨＣ２の直流抵抗とにより分圧した電圧となる。そのため、検出抵抗２３の抵抗値が高いほど、検出期間におけるＥＨＣ２への印加電圧およびＥＨＣ２に流れる電流が小さくなり、電圧検出部９による電圧の検出精度および電流検出部１０による電流の検出精度が低下するおそれがある。これに対し、本実施形態の構成のように信号生成部８が絶縁部８ａを備えた構成である場合、検出抵抗２３の抵抗値を低く抑えることができるため、電圧および電流の検出精度を高めることができる。

また、本実施形態では、通電部３と、通電部３の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成する信号生成部８との両方が、ＥＨＣ２に対して電圧を印加することができる構成となっている。そのため、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間、通電部３から信号生成部８へと電流、つまり逆流が生じる可能性があり、このような逆流が流れると信号生成部８が故障するおそれがある。そのため、触媒温度算出装置６は、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間において通電部３から信号生成部８へと流れる電流を阻止する逆流阻止部１２を備えている。このような構成によれば、通電部３によりＥＨＣ２への通電が行われている期間における逆流の発生を確実に防止することができる。

上記構成において、通電部３は、その出力ノード間に接続された容量成分であるコンデンサ２８を有している。このような構成では、例えば車両の始動時などにはコンデンサ２８に電荷が蓄えられていないことから、従来技術において説明した充電電流Ｉ_ＣＨＧに起因した問題が生じる可能性がある。しかし、本実施形態の触媒温度算出装置６は、温度推定部１１がＥＨＣ２の電気特性を検出する検出動作を実行するのに先立って、検出用信号よりも電圧または電流が大きい充電用信号をＥＨＣ２に与える信号供給部１３を備えている。

このような構成によれば、検出動作に先立って、ＥＨＣ２に充電用信号が与えられることによりコンデンサ２８の充電が行われる。そのため、上記構成によれば、コンデンサ２８に電荷が蓄えられていないタイミングで検出動作が実行される場合でも、検出動作が開始されるときにはコンデンサ２８は充電された状態となっており、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れ難くなる。したがって、本実施形態によれば、コンデンサ２８に電荷が蓄えられていないタイミングで行われる検出動作においても、精度良くＥＨＣ２の電気特性を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を精度良く推定することができる。

信号供給部１３は、通電制御部４を介して通電部３の動作を制御することにより充電用信号をＥＨＣ２に与えるようになっている。つまり、信号供給部１３は、ＥＨＣシステム１において元々設けられる構成を利用して充電用信号の供給を行うようになっている。このようにすれば、充電用信号を生成するとともに供給するための専用の回路などを別途設ける必要がなくなるため、その分だけ、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。

信号供給部１３は、検出動作が実行される度に、その検出動作に先立って充電用信号の供給を実行することも可能であるが、このようにすると、コンデンサ２８に電荷が蓄えられているときにも充電用信号の供給が行われる可能性があり、信号供給部１３による動作に無駄が生じるおそれがある。そこで、本実施形態では、車両の始動時、または、通電部３によるＥＨＣ２への通電が所定期間以上停止された後、充電用信号をＥＨＣ２に与えるようになっている。このようにすれば、コンデンサ２８に電荷が蓄えられていない可能性が十分に高いときにだけ充電用信号の供給が行われることになり、信号供給部１３による動作の効率化を図ることができる。

ＥＨＣ２は、その直流抵抗が低いほど、その温度を速やかに上昇させることができる。ただし、ＥＨＣ２の直流抵抗が低くなると、検出抵抗２３の抵抗値によっては、電圧および電流の検出精度が低下するおそれがある。これは、前述したように、検出期間にＥＨＣ２に印加される電圧が、検出用信号の電圧を検出抵抗２３とＥＨＣ２の直流抵抗とにより分圧した電圧となることに起因している。

しかし、本実施形態では、信号生成部８が絶縁部８ａを備えていることから、検出抵抗２３の抵抗値を低く抑えることができるため、ＥＨＣ２として、直流抵抗の低いものを採用することができる。本実施形態では、ＥＨＣ２として、例えば、通電部３と車両のボディアースとの間の絶縁抵抗より小さい直流抵抗を有するものを採用することができる。そして、上記構成の触媒温度算出装置６と、直流抵抗の低いＥＨＣ２とを採用したＥＨＣシステム１によれば、ＥＨＣ２の温度を素早く上昇させることが可能となり、排気エミッションを一層改善することができる。

本実施形態では、検出用信号がＥＨＣ２に与えられる検出期間には、通電部３によるＥＨＣ２への通電が停止されるようになっている。このような構成によれば、高圧電源７において発生する高電圧ノイズが電圧検出部９および電流検出部１０の検出動作に与える影響を一層低減することができ、その結果、電圧および電流の検出誤差を一層小さく抑えることができる。

＜絶縁電源の変形例＞
本実施形態のように、検出用信号を生成する信号生成部に絶縁電源が含まれるような構成とする場合、その絶縁電源としては、種々の構成を採用することができる。例えば、信号生成部に用いられる絶縁電源として、図５および図６に示すような構成を採用することができる。

図５に示す絶縁電源１５Ａは、一般的なフライバック方式の絶縁電源１５に対し、ダイオード４６が追加された構成となっている。ダイオード４６は、電源線Ｌ３、Ｌ４間に、電源線Ｌ４側をアノードとして接続されている。また、図６に示す絶縁電源１５Ｂは、絶縁電源１５Ａに対し、インダクタ４７が追加されている。インダクタ４７は、ダイオード２１、４６の共通のカソードと、電源線Ｌ３との間に接続されている。つまり、絶縁電源１５Ｂは、一般的なフォワード方式の絶縁電源の構成となっている。これらの構成によっても、絶縁電源１５と同様、トランス１９を絶縁部８ａとして機能させることができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態に対し通電部の具体的な構成が変更された第２実施形態について図７および図８を参照して説明する。
図７に示すように、本実施形態の通電部５１は、図２に示した第１実施形態の通電部３に対し、コンデンサ２８の接続位置が異なっている。この場合、コンデンサ２８は、ノードＮ４とノードＮ５との間に接続されている。

次に、上記構成の作用について説明する。
図８に示すように、信号供給部１３は、時刻ｔ１において、通電部３のスイッチング素子２５、２６をオン制御することにより充電用信号である通電部３による高電圧の供給を開始する。充電用信号の供給が開始されると、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れ、それによりコンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧが上昇する。なお、この場合、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、通電部３による高電圧と同程度まで上昇することになる。

信号供給部１３は、時刻ｔ２において、通電部３のスイッチング素子２５、２６をオフ制御することにより充電用信号の供給を停止する。これにより、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れなくなる（Ｉ_ＣＨＧ＝０）。このとき、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、通電部３による高電圧と同程度まで上昇した状態が維持されている。この場合、充電期間Ｔａでは、通電部３のスイッチング素子２５、２６がオン制御されていることからＥＨＣ２に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣおよびＥＨＣ２に流れる電流Ｉ_ＥＨＣは、ゼロではなく、前述した一定の電圧および一定の電流よりも高い値となっている。

時刻ｔ２において、信号生成部８は、ＥＣＨ２に対する検出用信号の供給を開始する。これにより、電圧Ｖ_ＥＨＣが前述した一定の電圧まで低下するとともに、電流Ｉ_ＥＨＣが前述した一定の電流まで低下する。この場合も、検出期間Ｔｂでは、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、通電部３による高電圧と同程度まで上昇した状態が維持されており、検出用信号の電圧、つまり電圧Ｖ_ＥＨＣよりも十分に高い電圧となっている。そのため、検出期間Ｔｂでは、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧは流れない（Ｉ_ＣＨＧ＝０）。

以上説明したように、本実施形態の構成によっても、第１実施形態の構成と同様、検出動作に先立ってＥＨＣ２に充電用信号が与えられることにより、検出期間にコンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れないようになっている。そのため、本実施形態によっても第１実施形態と同様の効果、つまりコンデンサ２８に電荷が蓄えられていないタイミングで行われる検出動作においても、精度良くＥＨＣ２の電気特性を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を精度良く推定することができるという効果が得られる。

（第３実施形態）
以下、第１実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第３実施形態について図９および図１０を参照して説明する。
図９に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置６１は、図２に示した第１実施形態の触媒温度算出装置６に対し、信号生成部８に代えて信号生成部６２を備えている点、信号供給部１３に代えて信号供給部６３を備えている点などが異なる。信号生成部６２は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成となっている。本実施形態では、信号生成部６２は、検出用信号の電圧を、第１設定値および第２設定値の２段階に切り替え可能な構成となっている。なお、以下では、第１設定値の電圧のことを第１電圧とも呼び、第２設定値の電圧のことを第２電圧とも呼ぶ。この場合、第１電圧および第２電圧の関係は、「第１電圧＜第２電圧」となっている。

信号生成部６２における検出用信号の電圧の切り替えなどの動作は、通電制御部４により制御される。信号生成部６２は、信号生成部８に対し、抵抗６４および例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子６５が追加されている。スイッチング素子６５のドレインは、抵抗６４を介してノードＮ１に接続され、そのソースは、電源線Ｌ４に接続されている。図示は省略しているが、スイッチング素子６５のゲートには、通電制御部４により生成されるゲート駆動信号が与えられている。スイッチング素子６５は、そのゲート駆動信号に応じてオンオフされる。

上記構成では、スイッチング素子６５がオンのとき、ノードＮ１の電圧、ひいてはＯＰアンプ１８から出力される直流電圧は、直流電圧Ｖｄを、抵抗１６の抵抗値と、抵抗１７および抵抗６４の並列合成抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。また、上記構成では、スイッチング素子６５がオフのとき、ノードＮ１の電圧、ひいてはＯＰアンプ１８から出力される直流電圧は、直流電圧Ｖｄを、抵抗１６の抵抗値と、抵抗１７の抵抗値と、により定まる分圧比で分圧した電圧となる。

この場合、スイッチング素子６５がオンのときのノードＮ１の電圧が前述した第１電圧に相当するとともに、スイッチング素子６５がオフのときのノードＮ１の電圧が前述した第２電圧に相当する。このように、上記構成では、検出用信号となる直流電圧は、第１電圧と、その第１電圧より高い第２電圧と、の２段階に切り替えられる。第１電圧の値および第２電圧の値は、抵抗１６、１７および６４の各抵抗値により定まる分圧比に応じて、所望する値に設定されている。

本実施形態では、通電制御部４は、温度推定部１１による検出動作が実行される際、信号生成部６２から出力される検出用信号の電圧が第１電圧となるように切り替えを行う。また、信号供給部６３は、通電制御部４を介して信号生成部６２の動作を制御することにより、ＥＨＣ２に第２電圧の検出用信号を与えることができる。第２電圧の検出用信号は、検出動作が実行される際にＥＨＣ２に与えられる第１電圧の検出用信号よりも電圧が大きい（高い）ものであり、充電用信号に相当する。このように、本実施形態では、信号生成部６３は、検出用信号の電圧が第２電圧となるように、信号生成部６２の動作を制御することにより、充電用信号をＥＨＣ２に与えるようになっている。

次に、上記構成の作用について説明する。
図１０に示すように、信号供給部６３は、時刻ｔ１において、信号生成部６２のスイッチング素子６５をオフ制御することにより、充電用信号である第２電圧の検出用信号の供給を開始する。充電用信号の供給が開始されると、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れ、それによりコンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧが上昇する。なお、この場合、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、第２電圧と同程度まで上昇することになる。

信号供給部６３は、時刻ｔ２において、信号生成部６２のスイッチング素子６５をオン制御することにより、検出用信号の電圧を第２電圧から第１電圧へと変更する、つまり充電用信号の供給を停止する。これにより、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れなくなる（Ｉ_ＣＨＧ＝０）。このとき、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、第２電圧まで上昇した状態が維持されている。この場合、充電期間Ｔａでは、信号生成部６２からＥＨＣ２に対して検出用信号が与えられていることからＥＨＣ２に印加される電圧Ｖ_ＥＨＣおよびＥＨＣ２に流れる電流Ｉ_ＥＨＣは、ゼロではなく、第２電圧および第２電圧に対応した一定の電流である第２電流となっている。

時刻ｔ２において、信号生成部６２は、ＥＨＣ２に対して第１電圧の検出用信号の供給を開始する。これにより、電圧Ｖ_ＥＨＣが第１電圧まで低下するとともに、電流Ｉ_ＥＨＣが前述した第１電圧に対応した一定の電流である第１電流まで低下する。この場合、検出期間Ｔｂでは、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、第２電圧と同程度まで上昇した状態が維持されており、検出用信号の電圧、つまり第１電圧よりも高い電圧となっている。そのため、検出期間Ｔｂでは、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧは流れない（Ｉ_ＣＨＧ＝０）。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について図１１を参照して説明する。
第４実施形態では、温度推定部１１による検出動作の内容が上記各実施形態と異なっている。なお、構成については第３実施形態と共通するので、図９なども参照しながら説明する。この場合、信号生成部６２は、温度推定部１１による検出動作が実行される際、検出用信号の電圧が第１電圧となるように切り替えるとともに、その後、または、その前に、検出用信号の電圧が第２電圧となるように切り替えるようになっている。

本実施形態では、次のようにしてＥＨＣ２の直流抵抗が検出されるようになっている。すなわち、信号生成部６２は、検出用信号の電圧を２段階に切り替え可能な構成となっている。つまり、この場合、ＥＨＣ２に与えられる検出用信号の電圧を変化させることができる構成となっている。検出期間において、検出用信号の電圧を変化させれば、電圧検出部９による電圧の検出値および電流検出部１０による電流の検出値も、その変化と同様に変化する。温度推定部１１は、検出用信号の電圧が第１電圧から第２電圧へと切り替えられた際における電圧検出部９による電圧の検出値の差分および電流検出部１０による電流の検出値の差分に基づいてＥＨＣ２の直流抵抗を検出する。

図１１に示すように、本実施形態では、充電期間Ｔａにおける動作は、図１０に示した第３実施形態と同様である。ただし、本実施形態では、検出期間における動作が、第３実施形態とは異なっている。すなわち、時刻ｔ２において、信号生成部６２は、ＥＨＣ２に対して第１電圧の検出用信号の供給を開始する。これにより、電圧Ｖ_ＥＨＣが第１電圧と同程度まで低下するとともに、電流Ｉ_ＥＨＣが第１電流と同程度まで低下する。その後、時刻ｔ３において、信号生成部６２は、検出用信号の電圧を第１電圧から第２電圧へと変更する。これにより、電流Ｉ_ＥＨＣは第２電流と同程度まで上昇する。また、この後、時刻ｔ４において、信号生成部６２は、検出用信号の電圧を第２電圧から第１電圧へと変更する。これにより、電流Ｉ_ＥＨＣは第１電流と同程度まで低下する。

この場合、時刻ｔ２から時刻ｔ３の期間Ｔｂ１、時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間Ｔｂ２および時刻ｔ４以降の期間Ｔｂ３は、いずれもＥＨＣ２の電気特性が検出される検出動作が実行される検出期間に相当する。このような検出期間Ｔｂ１、Ｔｂ２、Ｔｂ３では、コンデンサ２８の端子電圧Ｖ_ＣＨＧは、第２電圧と同程度まで上昇した状態が維持されており、検出用信号の電圧（第１電圧）よりも高い電圧または検出用信号の電圧（第２電圧）と同程度の電圧となっている。そのため、検出期間Ｔｂ１、Ｔｂ２、Ｔｂ３では、コンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧはほとんど流れない（Ｉ_ＣＨＧ≒０）。

以上説明したように、本実施形態の構成によっても、上記各実施形態と同様、検出動作に先立ってＥＨＣ２に充電用信号が与えられることにより、検出期間にコンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れないようになっている。そのため、本実施形態によっても第１実施形態と同様の効果、つまりコンデンサ２８に電荷が蓄えられていないタイミングで行われる検出動作においても、精度良くＥＨＣ２の電気特性を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を精度良く推定することができるという効果が得られる。

（第５実施形態）
以下、第３実施形態に対し触媒温度算出装置の具体的な構成が変更された第５実施形態について図１２を参照して説明する。
図１２に示すように、本実施形態の触媒温度算出装置７１は、図９に示した第３実施形態の触媒温度算出装置６１に対し、信号生成部６２に代えて信号生成部７２を備えている点などが異なる。

信号生成部７２は、信号生成部６２に対し、トランジスタ７３および抵抗７４が追加されている点などが異なる。トランジスタ７３は、ＰＮＰ形バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは抵抗７４を介して電源線Ｌ３に接続されている。この場合、ＯＰアンプ１８の反転入力端子は、トランジスタ７３のエミッタに接続され、その出力端子はトランジスタ７３のベースに接続されている。

上記構成によれば、ＯＰアンプ１８の作用により、トランジスタ７３のコレクタ電流が一定の電流となるように、トランジスタ７３の導通状態が制御される。具体的には、スイッチング素子６５がオンのときには、トランジスタ７３のコレクタ電流が第１電圧に応じた一定の第１電流となるように、トランジスタ７３の導通状態が制御される。また、スイッチング素子６５がオフのときには、トランジスタ７３のコレクタ電流が第２電圧に応じた一定の第２電流となるように、トランジスタ７３の導通状態が制御される。

上記構成の信号生成部７２では、トランジスタ７３のコレクタ電流、つまりトランジスタ７３のコレクタから検出抵抗２３側へと流れる直流電流が検出用信号に相当する。つまり、信号生成部７２は、検出用信号の電流を２段階に切り替え可能な構成となっている。この場合、検出用信号となる直流電流の電流値、つまり第１電流の値および第２電流の値は、抵抗１６、１７、６４の各抵抗値により定まる分圧比および抵抗７４の抵抗値に応じて、所望する値に設定されている。

以上説明した本実施形態の構成によっても、上記各実施形態と同様、検出動作に先立ってＥＨＣ２に充電用信号が与えることが可能であり、これにより、検出期間にコンデンサ２８に対する充電電流Ｉ_ＣＨＧが流れないようにすることができる。そのため、本実施形態によっても第１実施形態と同様の効果、つまりコンデンサ２８に電荷が蓄えられていないタイミングで行われる検出動作においても、精度良くＥＨＣ２の電気特性を検出し、その検出結果に基づいてＥＨＣ２の温度を精度良く推定することができるという効果が得られる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で任意に変形、組み合わせ、あるいは拡張することができる。
上記各実施形態で示した数値などは例示であり、それに限定されるものではない。
本発明は、ＥＨＣシステム１に設けられる触媒温度算出装置に限らず、車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するＥＨＣの温度を算出する触媒温度算出装置全般に適用することができる。

電圧検出部の具体的な構成としては、図３などに示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに印加される電圧を検出することができる構成であればよい。また、電流検出部の具体的な構成としては、図３などに示した構成に限らずともよく、ＥＨＣに流れる電流を検出することができる構成であればよい。

絶縁部は、絶縁電源１５などのトランス１９を用いた構成に限らずともよく、検出用信号の出力ノードと低圧電源１４との間を絶縁する構成であればよい。例えば、低圧電源１４から信号生成部８などへの電力供給ラインをフォトカプラなどにより接続することで、上記絶縁を実現する構成でもよい。

図９に示した信号生成部６２は、検出用信号の電圧を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電圧を３段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。また、図１２に示した信号生成部７２は、検出用信号の電流を複数段階に切り替え可能な構成であればよく、例えば検出用信号の電流を３段階以上に切り替え可能な構成であってもよい。

本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

２…ＥＨＣ、３、５１…通電部、６、６１、７１…触媒温度算出装置、７…高圧電源、８、６２、７２…信号生成部、８ａ…絶縁部、９…電圧検出部、１０…電流検出部、１１…温度推定部、１２…逆流阻止部、１３、６３…信号供給部、１４…低圧電源、１９…トランス、２３…検出抵抗、２４…ダイオード、２８…コンデンサ。

Claims

車両に設けられる内燃機関の排気を浄化するものであり且つ通電されて発熱する電気加熱式の触媒の温度を算出する触媒温度算出装置であって、
前記車両のボディアースを基準とした電源から電力供給を受け、前記触媒への通電を行うものであり且つ出力ノード間に接続された容量成分を有する通電部の出力電圧より低い電圧を有する検出用信号を生成し、その検出用信号を前記触媒に与えることができるものであり、前記検出用信号の出力ノードと前記電源との間を絶縁する絶縁部を有する信号生成部（８、６２、７２）と、
前記通電部により前記触媒への通電が行われている期間において前記通電部から前記信号生成部へと流れる電流を阻止する逆流阻止部（１２、２４）と、
前記触媒に印加される電圧を検出する電圧検出部（９）と、
前記触媒に流れる電流を検出する電流検出部（１０）と、
前記検出用信号が前記触媒に与えられる検出期間における前記電圧検出部による電圧の検出値および前記電流検出部による電流の検出値に基づいて前記触媒の直流抵抗を検出し、その検出結果に基づいて前記触媒の温度を推定する温度推定部（１１）と、
前記温度推定部が前記触媒の直流抵抗を検出する検出動作を実行するのに先立って、前記検出用信号よりも電圧または電流が大きい充電用信号を前記触媒に与える信号供給部（１３、６３）と、
を備える触媒温度算出装置。
前記信号供給部（１３）は、前記通電部の動作を制御することにより前記充電用信号を前記触媒に与えるようになっている請求項１に記載の触媒温度算出装置。
前記信号生成部（６２、７２）は、前記検出用信号の電圧または電流を複数段階に切り替え可能な構成であり、前記温度推定部による前記検出動作が実行される際、前記検出用信号の電圧または電流が第１設定値となるように切り替えが行われるようになっており、
前記信号供給部（６３）は、前記検出用信号の電圧または電流が前記第１設定値より大きい第２設定値となるように前記信号生成部の動作を制御することにより前記充電用信号を前記触媒に与えるようになっている請求項１に記載の触媒温度算出装置。
前記信号生成部は、前記温度推定部による前記検出動作が実行される際、前記検出用信号の電圧または電流が前記第１設定値となるように切り替えるとともに、その後、または、その前に、前記検出用信号の電圧または電流が前記第２設定値となるように切り替える請求項３に記載の触媒温度算出装置。
前記信号供給部は、前記車両の始動時、または、前記通電部による前記触媒への通電が所定期間以上停止された後、前記充電用信号を前記触媒に与えるようになっている請求項１から４のいずれか一項に記載の触媒温度算出装置。