JP2018098836A - 電気回路およびその制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】コンバータ装置の信頼性を高める。【解決手段】電気回路であるコンバータ装置１００は、平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８を備える。制御部２１０は、通常動作状態において、電流センサ１０８からの電流検出値ＤＣＳにもとづいて電気回路を制御する。異常判定器２２０は、突入電流防止抵抗１０４を介した平滑コンデンサ１０２の初期充電状態において、電流センサ１０８からの電流検出値ＤＣＳにもとづいて異常判定を行う。【選択図】図２

Description

本発明は、電気回路に関する。

パワーエレクトロニクスの分野において、直流電圧のレベルを変換するＤＣ／ＤＣコンバータ、トランスで絶縁された１次側と２次側の間で電力を授受する双方向コンバータ、直流電力を交流電力に変換するインバータなど、さまざまな電力変換装置が用いられる。

図１は、モータ駆動システム２の回路図である。モータ駆動システム２は、直流電源４、スイッチ６、コンバータ装置１００Ｒ、インバータ装置８、モータ１０を備える。

直流電源４は、電池やキャパシタなどの蓄電手段を含み、直流電圧Ｖ_ＩＮを生成する。あるいは直流電源４は、エンジンにより駆動される発電機と整流器の組み合わせを含んでもよい。直流電圧Ｖ_ＩＮは、スイッチ６を介してコンバータ装置１００Ｒの入力端子Ｐ_１に供給される。

コンバータ装置１００Ｒは、直流の入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し、出力端子Ｐ_２，Ｎ_２に接続されるＤＣリンクバス１２_Ｐ，１２_Ｎの間に、ＤＣリンク電圧（出力電圧）Ｖ_ＤＣを発生する。インバータ装置８は、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣを受け、モータ１０に交流の駆動電圧を供給する。

コンバータ装置１００Ｒは、平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８、放電抵抗１１０、リアクトルＬ_１〜Ｌ_３、スイッチング素子Ｍ_Ｈ１〜Ｍ_Ｈ３，Ｍ_Ｌ１〜Ｍ_Ｌ３を備える。

Ｎ極ラインＬ_Ｎは、Ｎ極側の入力端子Ｎ_１とＮ極側の出力端子Ｎ_２の間を接続する。またＰ極ラインＬ_Ｐは、出力端子Ｐ_２と接続されている。平滑コンデンサ１０２は、Ｐ極ラインＬ_ＰとＮ極ラインＬ_Ｎの間に設けられる。平滑コンデンサ１０２は直列に接続される２個のコンデンサＣ_１１，Ｃ_１２を含む。放電抵抗１１０は、平滑コンデンサ１０２と並列に接続されており、コンバータ装置１００Ｒの停止状態において、平滑コンデンサ１０２の電荷を放電する。放電抵抗１１０はコンデンサＣ_１１，Ｃ_１２それぞれと並列に接続される抵抗Ｒ_１１，Ｒ_１２を含む。ダイオードＤ_１１，Ｄ_１２は回路保護のために設けられる。

リアクトルＬ_１〜Ｌ_３、スイッチング素子Ｍ_Ｈ１〜Ｍ_Ｈ３，Ｍ_Ｌ１〜Ｍ_Ｌ３、平滑コンデンサ１０２は、昇圧コンバータ（Boostコンバータ）であり、入力電圧Ｖ_ＩＮを昇圧し、直流電圧Ｖ_ＤＣを発生する。

電流センサ１０８は、コンバータ装置１００Ｒの動作時において、入力ラインＬ_ＩＮおよびリアクトルＬ_１〜Ｌ_３に流れるリアクトル電流Ｉ_Ｌを検出するために設けられる。制御装置２００Ｒは、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが所定の目標電圧と一致するように、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの検出値およびリアクトル電流Ｉ_Ｌの検出値にもとづいてスイッチングコンバータ１３０をフィードバック制御する。

突入電流防止抵抗１０４および開閉器１０６は、コンバータ装置１００Ｒの起動時の突入電流を抑制するために設けられる。起動直後の初期充電状態において、開閉器１０６がオフされ、突入電流防止抵抗１０４および保護回路であるダイオードＤ_１１，Ｄ_１２を介して、平滑コンデンサ１０２が充電される。これにより突入電流を抑制しつつ、平滑コンデンサ１０２を充電し、入力電圧Ｖ_ＩＮの近傍までＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣを上昇させる。

そしてＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが入力電圧Ｖ_ＩＮ付近まで上昇すると、初期充電状態が終了し、開閉器１０６がオンされ、突入電流防止抵抗１０４がバイパスされる。そしてスイッチングコンバータ１３０の動作が開始し、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣがその目標電圧に安定化される。

特開平６−２３２６４６号公報

本発明者は、図１のコンバータ装置１００Ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

制御装置２００Ｒは、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの検出値（フィードバック値）とその目標値の誤差に応じて、リアクトル電流Ｉ_Ｌの目標値を設定し、リアクトル電流Ｉ_Ｌの検出値が目標値に近づくようにスイッチングコンバータ１３０のデューティ指令値を生成する。

電流センサ１０８のコネクタが抜ける異常が発生する場合がある。このような異常状態では、制御装置２００Ｒにリアクトル電流Ｉ_Ｌの正しい検出値が入力されない。たとえばリアクトル電流Ｉ_Ｌが流れているにもかかわらず、その検出値がゼロを示す場合には、リアクトル電流Ｉ_Ｌがさらに増加する方向にフィードバックがかかり、リアクトル電流Ｉ_Ｌが際限なく上昇していき、やがて過電流となる。

電流センサ１０８のコネクタ外れの対策として、特許文献１には、コネクタ抜けの検出回路が開示されている。しかしながら、このような検出回路は、追加の部品が必要となるためコスト増の要因となる。加えて検出できるのはコネクタ抜けのみであり、電流センサ１０８自体の異常や、電流センサ１０８と制御装置２００Ｒを接続するケーブルの異常は検出できない。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、少ない追加部品で、電流検出系の異常を判定可能な制御装置の提供にある

本発明のある態様は電気回路の制御装置に関する。電気回路は、コンデンサと、コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、充電経路上に設けられた電流センサと、を有する。制御装置は、通常動作状態において、電流センサからの電流検出値にもとづいて電気回路を制御する制御部と、通常動作状態に先立つ突入電流防止抵抗を介したコンデンサの初期充電状態において、電流センサからの電流検出値にもとづいて異常判定を行う異常判定器と、を備える。

電気回路が正常である場合に、初期充電状態において突入電流防止抵抗に流れる充電電流は、その抵抗値および印加される電圧にもとづいて計算することができる。通常動作状態に使用される電流センサを、初期充電状態における充電電流の監視に流用し、電流センサにより測定される充電電流を、その理想波形から導かれる判定基準に照らすことにより、電流検出系の異常を判定できる。この態様は、追加の部品をほとんど、あるいは全く必要としない。

突入電流防止抵抗の抵抗値をＲ、電気回路への入力電圧をＶ_ＩＮ、コンデンサの電圧をＶ_ＤＣとするとき、正常時に期待される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}は式（１）で与えられる。
Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}＝（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＤＣ）／Ｒ …（１）
したがって式（１）で計算される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}にもとづいて判定基準を定めて、電流検出系の異常を判定してもよい。

制御装置は、異常判定器による判定結果を表示する表示部をさらに備えてもよい。これにより、ユーザに電流検出系の異常発生を通知でき、適切な処理を促すことができる。

異常判定器は、電気回路への入力電圧およびコンデンサの電圧の少なくとも一方の測定値にもとづいて、異常判定を行ってもよい。

異常判定器は、初期充電状態において、入力電圧とコンデンサの電圧の差分の測定値が所定値より大きい期間、あるいは入力電圧とコンデンサの電圧の測定値から計算される充電電流が所定値より大きい期間を、異常判定期間としてもよい。

電気回路への入力電圧およびコンデンサの電圧の少なくとも一方の測定値にもとづいて、充電電流の正常範囲が設定されてもよい。これにより電流検出系の異常をさらに正確に判定できる。

本発明の別の態様は、電気回路に関する。電気回路は、コンデンサと、コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、充電経路上に設けられた電流センサと、上述のいずれかの制御装置と、を備えてもよい。

電気回路は、電力変換装置であってもよい。コンデンサは、ＤＣリンクバスに接続される平滑コンデンサであってもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、すべての欠くべからざる特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。

本発明によれば、少ない追加部品で、電流検出系の異常を判定できる。

モータ駆動システムの回路図である。 実施の形態に係るコンバータ装置の回路図である。 初期充電状態における充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}とＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの波形図である。 異常判定処理のフローチャートである。 コンバータ装置の正常時の動作波形図である。 コンバータ装置の異常時の動作波形図である。 変形例に係るスイッチングコンバータの回路図である。 コンバータ装置を備える産業機械のブロック図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

図２は、実施の形態に係るコンバータ装置１００の回路図である。コンバータ装置１００は、平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８、スイッチングコンバータ１３０および制御装置２００を備える。

平滑コンデンサ１０２、突入電流防止抵抗１０４、開閉器１０６、電流センサ１０８、放電抵抗１１０、保護回路１２０、スイッチングコンバータ１３０については、図１を参照して説明した通りである。

電流センサ１０８は、たとえばカレントトランスであり、フィードバック制御において参照されるリアクトル電流Ｉ_Ｌの経路であって、かつ初期充電状態における平滑コンデンサ１０２への充電電流Ｉ_ＣＨＧの経路の上に設けられる。電流センサ１０８は、センス抵抗とセンス抵抗の電圧降下を増幅するアンプを含むセンサであってもよい。電流センサ１０８が生成する電流検出値Ｄ_ＣＳは、スイッチングコンバータ１３０の動作状態において、リアクトル電流Ｉ_Ｌの検出値Ｉ_{Ｌ（ＭＥＡＳ）}を示し、初期充電状態において充電電流Ｉ_ＣＨＧの測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}を示す。

開閉器１０６は、電磁接触器（ＭＣ：Electromagnetic Contactor）や電磁開閉器（ＭＷ：Electromagnetic Switch）、電磁リレーなどの機械的な接点を有するスイッチ素子である。

制御装置２００は、制御部２１０、異常判定器２２０、表示装置２３０、シーケンサ２４０を備える。

制御部２１０は、通常動作状態において、電流センサ１０８が生成する電流検出値Ｄ_ＣＳにもとづいてスイッチングコンバータ１３０を制御する。制御部２１０は、パルス発生器２１２およびドライバ２１４を含む。パルス発生器２１２には、電流検出値Ｄ_ＣＳに加えて、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの検出値Ｄ_ＶＳが入力されている。パルス発生器２１２はたとえばパルス幅変調器あるいはパルス周波数変調器を含む。パルス発生器２１２の構成は特に限定されず、公知技術を用いて構成すればよい。

一例としてパルス発生器２１２は、電圧制御器と、電流制御器と、パルス変調器と、を含んでもよい。電圧制御器は、ＰＩ（比例・積分）コントローラやＰＩＤ（比例・積分・微分）コントローラであり、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの検出値Ｄ_ＶＳと目標値の誤差に応じた電流指令値を生成する。電流制御器は、電流検出値Ｉ_{Ｌ（ＭＥＡＳ）}と電流指令値Ｉ_ＲＥＦの誤差に応じたデューティ指令値を生成する。パルス変調器は、デューティ指令値に応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。

ドライバ２１４は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭに応じて、スイッチングコンバータ１３０のスイッチング素子Ｍ_Ｈ１〜Ｍ_Ｈ３，Ｍ_Ｌ１〜Ｍ_Ｌ３を駆動する。

異常判定器２２０は、突入電流防止抵抗１０４を介した平滑コンデンサ１０２の初期充電状態において、電流センサ１０８が検出した電流検出値Ｄ_ＣＳにもとづいて異常判定を行う。

表示装置２３０は、異常判定器２２０による判定結果を表示する。たとえば表示装置２３０は、異常が検出されると、「電流検出系の異常」などのメッセージを表示してもよいし、異常を示すアイコンや画像を表示してもよい。

シーケンサ２４０は、コンバータ装置１００全体の動作を制御する。シーケンサ２４０は、コンバータ装置１００の起動が指示されると、初期充電状態となり、開閉器１０６をオフする。そして初期充電状態において突入電流防止抵抗１０４および保護回路１２０のダイオードを介して、平滑コンデンサ１０２の充電が完了すると、通常動作状態に遷移し、開閉器１０６をオンする。シーケンサ２４０による処理は、後出の図４のフローチャートに例示的に示される。

通常動作状態では、開閉器１０６がオンとなり、突入電流防止抵抗１０４がバイパスされる。制御部２１０は通常動作状態においてアクティブとなり、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが目標電圧に安定化されるようにスイッチングコンバータ１３０を制御する。

異常判定器２２０、シーケンサ２４０、パルス発生器２１２は、コンピュータやプロセッサなどのハードウェアとソフトウェアの組み合わせで構成してもよいし、ＦＰＧＡやロジック回路などのハードウェアで構成してもよい。

以上がコンバータ装置１００の構成である。
電気回路が正常である場合に、初期充電状態において突入電流防止抵抗１０４に流れるであろう充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}は、その抵抗値および印加される電圧にもとづいて計算（推定）することができる。通常動作状態に使用される電流センサ１０８を、初期充電状態における充電電流Ｉ_ＣＨＧの監視に流用し、電流センサ１０８により測定される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}を、その理想波形Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}から導かれる判定基準に照らすことにより、電流検出系の異常を判定できる。

図１のコンバータ装置１００Ｒと図２のコンバータ装置１００を対比すると、制御装置２００の構成（機能）のみが異なっており、それ以外の部分については、追加の部品をほとんど、あるいは全く必要としないという利点がある。

また制御装置２００によれば、電流センサ１０８のコネクタ外れのみでなく、電流センサ１０８の故障や異常、ケーブルやハーネスの異常なども検出できる。さらには、突入電流防止抵抗１０４の抵抗値が設計値と異なるような異常も検出対象とすることができる。

本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な制御例や構成例を説明する。

異常判定器２２０による異常判定について詳細に説明する。初期充電状態において、平滑コンデンサ１０２には、突入電流防止抵抗１０４を介して入力電圧Ｖ_ＩＮが印加される。実際には、電流センサ１０８や保護回路１２０において電圧降下が発生するが、それらを無視すると、突入電流防止抵抗１０４の両端間電圧は、Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＤＣとなり、したがって回路が正常である場合に期待される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}（ｔ）は式（１）で表される。
Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}（ｔ）＝（Ｖ_ＩＮ（ｔ）−Ｖ_ＤＣ（ｔ））／Ｒ …（１）

図３は、初期充電状態における充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}とＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの波形図である。時刻ｔ＝０におけるＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣ（０）を０Ｖ、平滑コンデンサ１０２の容量をＣとすると、式（２）を得る。
Ｖ_ＤＣ（ｔ）＝∫Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}（ｔ）ｄｔ／Ｃ …（２）

Ｖ_ＩＮを一定とすると、式（１）および（２）から式（３Ａ），（３Ｂ）を得る。
Ｖ_ＤＣ（ｔ）＝Ｖ_ＩＮ×（１−ｅ^{−ｔ／ＣＲ}） …（３Ａ）
Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}（ｔ）＝Ｖ_ＩＮ×ｅ^{−ｔ／ＣＲ}／Ｒ …（３Ａ）

初期充電状態における充電電流Ｉ_ＣＨＧの測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}の正常範囲は、式（１）あるいは（３Ａ）で表される理想充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}にもとづいて規定される。たとえば正常範囲は、充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}の最大値Ｉ_ＭＡＸにもとづいて決定してもよい。充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}は、充電開始時刻であるｔ＝０において最大となる。ｔ＝０においてＶ_ＤＣ＝０Ｖとすれば、式（４）を得る。Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＭ）}は入力電圧の設計値（公称値）である。
Ｉ_ＭＡＸ＝Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}（０）＝Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＭ）}／Ｒ …（４）
正常範囲は、この充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}の最大値Ｉ_ＭＡＸにもとづいて規定してもよい。一例として正常範囲の下限を式（５）で規定し、Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}＜Ｉ_ＴＨＡとなると異常と判定してもよい。
Ｉ_ＴＨＡ＝α×Ｉ_ＭＡＸ＝α×Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}（０）
＝α×Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＭ）}／Ｒ …（５）
αは定数であり、電流検出や電圧検出の精度、マージン等を考慮して定めればよい。

初期充電状態において、充電が進んでＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが入力電圧Ｖ_ＩＮに近づくと、充電電流Ｉ_ＣＨＧが減少するため、異常判定が難しくなる。そこで充電電流Ｉ_ＣＨＧがある程度大きい期間が異常判定期間Ｔ_ＤＥＴに設定される。そして異常判定期間Ｔ_ＤＥＴにおいて測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}が正常範囲から逸脱したときに異常と判定する。

具体的には異常判定器２２０は、各時刻において式（６）にもとづいて充電電流Ｉ_ＣＨＧの計算値Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}を逐次計算する。そして計算値Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}が、所定のしきい値Ｉ_ＴＨＢより大きい状態を異常判定期間Ｔ_ＤＥＴとする。
Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}（ｔ）＝（Ｖ_{ＩＮ（ＭＥＡＳ）}（ｔ）−Ｖ_{ＤＣ（ＭＥＡＳ）}（ｔ））／Ｒ …（６）

たとえば、しきい値Ｉ_ＴＨＢは、充電電流Ｉ_ＣＨＧの最大値Ｉ_ＭＡＸにもとづいて式（７）で規定してもよい。
Ｉ_ＴＨＢ＝β×Ｉ_ＭＡＸ＝β×Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＭ）}／Ｒ …（７）
ただし、βは、α＜β＜１を満たす定数である。

たとえば、Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＭ）}＝６００Ｖ、Ｒ＝１０Ω、Ｉ_ＭＡＸ＝６０Ａであるとき、Ｉ_ＴＨＡ＝１０Ａ、Ｉ_ＴＨＢ＝２０Ａとしてもよい。

以上が異常判定処理の詳細である。図４は、異常判定処理のフローチャートである。開閉器１０６がオフされ（Ｓ１００）、突入電流防止抵抗１０４を介した初期充電が開始する（Ｓ１０２）。異常判定器２２０は、入力電圧Ｖ_ＩＮ、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣを測定し（Ｓ１０４）、それらの測定値Ｖ_{ＩＮ（ＭＥＡＳ）}、Ｖ_{ＤＣ（ＭＥＡＳ）}にもとづいて、充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}を計算する（Ｓ１０６）。そして、Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}＞Ｉ_ＴＨＢであれば、異常判定期間と判定される（Ｓ１０８のＹ）。

異常判定期間において、電流センサ１０８からの電流検出値Ｄ_ＣＳが示す充電電流Ｉ_ＣＨＧの測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}が、正常範囲に含まれるか否かが判定される（Ｓ１１０）。そして測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}が正常範囲に含まれる場合（Ｓ１１０のＹ）、正常と判定され、Ｓ１０４に戻る。処理Ｓ１０８においては、より詳しくは、測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}が正常範囲の下限しきい値Ｉ_ＴＨＡと比較される。そしてＩ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}＞Ｉ_ＴＨＡであるとき、正常と判定される。

正常な状態が持続すると、平滑コンデンサ１０２の充電が進み、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが上昇し、それにともない処理Ｓ１０６で計算される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}が減少していく。処理Ｓ１０８において、Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}＜Ｉ_ＴＨＢと判定されると（Ｓ１０８のＮ）、異常判定期間が終了する（Ｓ１１２）。続いて初期充電状態が完了するまで充電が継続する（Ｓ１１４のＮ）。やがてＶ_ＩＮとＶ_ＤＣの電位差が、突入電流の発生のおそれが無い程度まで小さくなると、初期充電の完了と判定される（Ｓ１１４のＹ）。そして開閉器１０６がオンされ（Ｓ１１６）、スイッチングコンバータ１３０が始動する（Ｓ１１８）。

異常判定期間中の処理Ｓ１１０において、測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}が正常範囲から逸脱すると（Ｓ１１０のＮ）、異常判定がなされる（Ｓ１２０）。そして必要なエラーを表示し（Ｓ１２２）、起動が停止する（Ｓ１２４）。

図５は、コンバータ装置１００の正常時の動作波形図である。回路が正常であるとき、充電電流Ｉ_ＣＨＧの測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}は、実際の充電電流Ｉ_ＣＨＧを表しており、理想波形Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}と一致する。

入力電圧Ｖ_ＩＮおよびＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの測定値から計算される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}の波形もまた理想波形と一致する。Ｉ_ＣＡＬＣ＞Ｉ_ＴＨＢが成り立つ期間ｔ_０〜ｔ_１が、異常判定期間Ｔ_ＤＥＴとなる。異常判定期間Ｔ_ＤＥＴにおいて、Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}＞Ｉ_ＴＨＡが成り立つため、正常と判定され、判定信号はローレベルとなる。

時刻ｔ_２にＶ_ＩＮとＶ_ＤＣの電位差が所定値より小さくなると、言い換えれば、充電電流Ｉ_ＣＨＧの計算値Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}が所定値Ｉ_ＴＨＣより小さくなると、初期充電が完了し、開閉器１０６がオンする。

続いて、異常状態における動作を説明する。
図６は、コンバータ装置１００の異常時の動作波形図である。ここでは、電流センサ１０８のコネクタ外れや、電流センサ１０８の故障が生じているものとする。このとき電流センサ１０８からの電流検出値Ｄ_ＣＳが表す測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}と実際の充電電流Ｉ_ＣＨＧとの間には相関がなく、測定値Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}はゼロ付近の一定値をとる。

Ｉ_ＣＡＬＣ＞Ｉ_ＴＨＢが成り立つ期間ｔ_０〜ｔ_１が異常判定期間Ｔ_ＤＥＴとなる。Ｉ_{ＣＨＧ（ＭＥＡＳ）}＜Ｉ_ＴＨＡであるから、直ちに異常と判定される。

以上、本発明を実施例にもとづいて説明した。本発明は上記実施形態に限定されず、種々の設計変更が可能であり、様々な変形例が可能であること、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは、当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。

（第１変形例）
正常範囲に関して、実施の形態では下限のみを設定する場合を説明したがその限りではなく、上限と下限を設定してもよい。

（第２変形例）
また、正常範囲を規定する際に、入力電圧Ｖ_ＩＮの公称値Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＲＭ）}を用いることとしたがその限りではなく、コンバータ装置１００の起動毎に、入力電圧Ｖ_ＩＮを測定し、測定値Ｖ_{ＩＮ（ＭＥＡＳ）}にもとづいて、正常範囲（しきい値Ｉ_ＴＨＡ）を計算してもよい。

（第３変形例）
また正常範囲を固定したが、その限りではなく、理想充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＩＤＥＡＬ）}の波形にしたがって、正常範囲を時間と共に変化させてもよい。

（第４変形例）
異常判定期間の終了判定に関して、実施の形態では、入力電圧Ｖ_ＩＮとＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの測定値から計算される充電電流Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}を用いたがその限りではない。入力電圧Ｖ_ＩＮの変動やばらつきが小さい場合、入力電圧Ｖ_ＩＮに関しては公称値Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＲＭ）}を用いてもよい。
Ｉ_{ＣＨＧ（ＣＡＬＣ）}（ｔ）＝（Ｖ_{ＩＮ（ＮＯＲＭ）}−Ｖ_{ＤＣ（ＭＥＡＳ）}（ｔ））／Ｒ

（第５変形例）
異常判定期間の終了を、充電開始からの経過時間にもとづいて判定してもよい。具体的にはタイマー回路を設け、充電開始からの経過時間が所定のしきい値に達すると、異常判定期間を終了してもよい。

（第６変形例）
スイッチングコンバータ１３０の構成は、図２のそれに限定されない。図７は、変形例に係るスイッチングコンバータ１３０Ａの回路図である。スイッチングコンバータ１３０Ａは、１個のリアクトルＬ_１と、１組のハイサイドトランジスタＭ_Ｈ１，ローサイドトランジスタＭ_Ｌ１、平滑コンデンサ１０２を備える。

スイッチングコンバータ１３０や１３０Ａにおいて、ハイサイドトランジスタＭ_ＨおよびローサイドトランジスタＭ_Ｌは、バイポーラトランジスタに限定されず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴを用いることができる。

（第７変形例）
実施の形態では、電気回路の例としてスイッチングコンバータを備えるコンバータ装置について説明したが、その限りではなく、その他の形式の電源回路やインバータなどに広く適用することができる。

（用途）
続いて、コンバータ装置１００の用途を説明する。図８は、コンバータ装置１００を備える産業機械のブロック図である。産業機械は、作業機械、工作機械、作業車両、建設機械であり、クレーンやショベル、二次電池の充放電検査装置などが例示される。

産業機械３００は、バッテリと油圧のハイブリッド型であり、エンジン発電機３０２、スイッチ３０４、整流器３０６、エンジンコンバータ３０８、蓄電手段３１２、スイッチ３１４、バッテリコンバータ３１６、インバータ３１８、モータ３２０を備える。

エンジン発電機３０２はエンジンによって駆動される発電機であり、三相交流電力を発生する。整流器３０６は、スイッチ３０４を介して三相交流電力を受け、直流電圧Ｖ_ＩＮ１に変換する。エンジンコンバータ３０８は直流電圧Ｖ_ＩＮ１を受け、それを昇圧した電圧Ｖ_ＤＣをＤＣリンクバス３１０に発生させ、その電圧レベルを安定化する。

蓄電手段３１２は、バッテリあるいはキャパシタであり、直流電圧Ｖ_ＩＮ２を生成する。バッテリコンバータ３１６の出力は、エンジンコンバータ３０８の出力と共通のＤＣリンクバス３１０と接続される。バッテリコンバータ３１６は、スイッチ３１４を介して直流電圧Ｖ_ＩＮ２を受け、それを昇圧して、ＤＣリンクバス３１０の直流電圧Ｖ_ＤＣを安定化する。インバータ３１８は、ＤＣリンクバス３１０のＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣを受け、交流電力に変換し、モータ３２０を駆動する。

モータ３２０が回生動作する際には、モータ３２０からの回生電流が、インバータ３１８を介してＤＣリンクバス３１０に流れ込む。バッテリコンバータ３１６は、モータ３２０の回生動作時には充電モードとなり、ＤＣリンクバス３１０側を入力、蓄電手段３１２側を出力とする降圧コンバータとして動作する。これにより余った電力を、蓄電手段３１２に回収することができる。

エンジンコンバータ３０８およびバッテリコンバータ３１６はそれぞれ、上述のコンバータ装置１００と同様の構成を有する。これにより、エンジンコンバータ３０８、バッテリコンバータ３１６それぞれにおける電流検出系の異常を判定できる。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

２…モータ駆動システム、４…直流電源、６…スイッチ、８…インバータ装置、１０…モータ、１２…ＤＣリンクバス、１００…コンバータ装置、１０２…平滑コンデンサ、１０４…突入電流防止抵抗、１０６…開閉器、１０８…電流センサ、１１０…放電抵抗、１２０…保護回路、１３０…スイッチングコンバータ、２００…制御装置、２１０…制御部、２１２…パルス発生器、２１４…ドライバ、２２０…異常判定器、２３０…表示装置、２４０…シーケンサ、Ｐ_１…入力端子、Ｐ_２…出力端子、Ｃ_１１，Ｃ_１２…コンデンサ、Ｒ_１１，Ｒ_１２…抵抗、３００…産業機械、３０２…エンジン発電機、３０４…スイッチ、３０６…整流器、３０８…エンジンコンバータ、３１０…ＤＣリンクバス、３１２…蓄電手段、３１４…スイッチ、３１６…バッテリコンバータ、３１８…インバータ、３２０…モータ。

Claims (6)

1. コンデンサと、前記コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、前記突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、前記充電経路上に設けられた電流センサと、を有する電気回路の制御装置であって、
   通常動作状態において、前記電流センサからの電流検出値にもとづいて前記電気回路を制御する制御部と、
   通常動作状態に先立つ前記突入電流防止抵抗を介した前記コンデンサの初期充電状態において、前記電流センサからの電流検出値にもとづいて異常判定を行う異常判定器と、
   を備えることを特徴とする制御装置。
2. 前記異常判定器による判定結果を表示する表示部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記異常判定器は、前記電気回路への入力電圧および前記コンデンサの電圧の少なくとも一方の測定値にもとづいて、前記異常判定を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の制御装置。
4. 前記異常判定器は、前記初期充電状態において、前記入力電圧と前記コンデンサの電圧の差分の測定値が所定値より大きい期間、あるいは前記入力電圧と前記コンデンサの電圧の測定値から計算される充電電流が所定値より大きい期間を、異常判定期間とすることを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
5. コンデンサと、
   前記コンデンサへの充電経路上に設けられた突入電流防止抵抗と、
   前記突入電流防止抵抗と並列に設けられた開閉器と、
   前記充電経路上に設けられた電流センサと、
   請求項１から４のいずれかに記載の制御装置と、
   を備えることを特徴とする電気回路。
6. 電力変換装置であることを特徴とする請求項５に記載の電気回路。

Images