JP6030468B2

JP6030468B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6030468B2
Application number: JP2013024769A
Authority: JP
Inventors: 統公木村; 公計中村; 裕二林
Original assignee: Denso Corp; Nippon Soken Inc
Current assignee: Denso Corp; Soken Inc
Priority date: 2013-02-12
Filing date: 2013-02-12
Publication date: 2016-11-24
Anticipated expiration: 2033-02-12
Also published as: US20140226368A1; JP2014155384A; US9577535B2

Description

本発明は、スイッチ回路と、フィードバック手段と、信号生成手段とを備える電力変換装置に関する。

従来では、バースト・モード動作を行うとスイッチング周波数によっては可聴周波数の帯域に入るため、可聴雑音を生成する周波数を避けることを目的とする「スイッチング電源における可聴周波数を低減する方法および装置」に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この発明は、スイッチのスイッチング・サイクルのグループの期間と、スイッチのスイッチング・サイクルのグループの間のスイッチングの無い期間とを制御する。

また、軽負荷時から重負荷時まで全域で高効率であり、低コストであることを目的とする「スイッチング電源装置」に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献２を参照）。この発明の制御手段は、第一の電圧検出手段により第一の出力電圧が第一の閾値まで上昇したことを検出したときにスイッチング素子の断続的なオン，オフ動作を停止し、第二の電圧検出手段により第一の出力電圧が第二の閾値まで降下したことを検出したときにスイッチング素子の断続的なオン，オフ動作を開始する。

特許第４７６５０８１号公報特開２００３−３２４９５３号公報

しかし、特許文献１の発明を適用しても、出力コネクタが外れた場合等のような負荷電流の急減少時には、フィードバック制御の応答遅れにより、出力電圧が過大となる場合がある。よって、出力側に高耐圧の部品が必要になるため、必然的にコスト高となる。

また、特許文献２の発明を適用しても、第一の出力電圧と二つ閾値（第一の閾値と第二の閾値）とに基づいてスイッチング素子の動作を制御する。よって、出力される平均出力電圧値が二つの閾値の範囲でばらつき、指令された出力電圧値から外れる領域が発生し、出力電圧を高精度に制御できないという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、コストを低く抑えながらも、従来よりは出力値を高精度に制御することができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた第１の発明は、制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、前記スイッチ回路から出力される出力値（Ｖout，Ｉout）を検出する出力値検出手段（１Ａ）を有し、前記出力値の変化率（Δｄ）と閾値（Δth）との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止するか否かを判定する動作停止判定部（１Ｂｂ）と、前記制御量に基づいて前記スイッチング素子の動作を開始するか否かを判定する動作開始判定部（１Ｂａ）とを備える動作判定手段（１Ｂ）とを有することを特徴とする。

この構成によれば、動作停止判定部は出力値の変化率と閾値との比較結果に基づいてスイッチング素子の動作を停止するか否かを判定する。出力値の変化率を監視しながらスイッチング素子の動作制御を行うので、出力値を高精度に制御することができる。また出力側に高耐圧の部品を必要としないので、コストを低く抑えることができる。

第２の発明は、前記動作停止判定部は、前記出力値の変化率が前記閾値よりも小さければ、前記制御量（Ｉref）に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止するか否かを判定することを特徴とする。

この構成によれば、出力値の変化率が閾値よりも小さければ、フィードバック制御の制御量に基づいて判定する。出力値の変化率が小さい場合にはフィードバック制御の応答遅れも少ないので、出力値をより高精度に制御することができる。

第３の発明は、前記動作停止判定部は、前記出力値の変化率が前記閾値以上であれば、前記出力値（Ｖout，Ｉout）に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止するか否かを判定することを特徴とする。

この構成によれば、出力値の変化率が閾値以上であれば、出力値に基づいて判定する。出力値の変化率が大きい場合にはフィードバック制御の応答遅れが生じるので、出力値自体に基づいて判定することで、出力値をより高精度に制御することができる。

なお、「出力値」は出力の対象となる値であり、電圧値でもよく、電流値でもよく、電力値でもよい。「変化率」は単位時間当たりに変化する変化量を意味する。「閾値」は任意の値を設定してよく、フィードバック制御の応答遅れに応じた値を設定するとよい。

電力変換装置の第１構成例を示す模式図である。動作停止判定処理の第１手続き例を示すフローチャート図である。動作開始判定処理の手続き例を示すフローチャート図である。変化率が閾値以上となる場合の制御例を示すタイムチャート図である。変化率が閾値未満となる場合の制御例を示すタイムチャート図である。電力変換装置の第２構成例を示す模式図である。電力変換装置の第３構成例を示す模式図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。英数字の連続符号は記号「〜」を用いて略記する。例えば、「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４」を意味する。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は図１〜図５を参照しながら説明する。図１に示す電力変換装置１０は、スイッチング電源装置（ＤＣ／ＤＣコンバータ）の一例である。当該電力変換装置１０は、入力電圧Ｖin（例えば２８８[Ｖ]）を所要の出力電圧Ｖout（例えば１４[Ｖ]）に変換して出力する機能を担う。電力変換装置１０の入力端子ＩＮには電力源Ｅｂが接続され、出力端子ＯＵＴには負荷Ｚが接続される。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（二次電池等）や燃料電池などが該当する。負荷Ｚは、例えば電力源Ｅｂとは電源容量が異なるバッテリ、回転電機（電動発電機、発電機，電動機等）、ヘッドランプなどが該当する。出力電圧Ｖoutは任意の値で設定してよい。電力変換装置１０内に設定してもよく、外部処理装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から受ける信号やデータ等に基づいて設定してもよい。

図示する電力変換装置１０は、コンデンサＣ１０、スイッチ回路１１Ａ、トランスＴｒ、整流平滑回路１２、第１検出部１３ａ、ドライブ回路１４、パルス生成部１５、スロープ電圧生成部１６、信号演算部１７、信号比較部１８、フィードバック手段１９、第２検出部１Ａ、動作判定手段１Ｂなどを有する。以下では、電力変換装置１０の各構成要素について簡単に説明する。なお、電力変換装置１０内では検出電流値Ｉｄや検出電圧値Ｖｄ等のような各種信号は、特に明示しない限り、各構成要素で処理可能な形態（例えば電圧値やデータ等）で取り扱われる。

コンデンサＣ１０は、入力端子ＩＮの両端間に接続され、電力源Ｅｂから入力される入力電圧Ｖinを平滑化する。

スイッチ回路１１Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４、トランスＴｒなどを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、フルブリッジ回路で構成され、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭ（制御信号に相当する）に基づいてオン／オフが駆動される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ２の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の一方側端子に接続される。同様にスイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、トランスＴｒの一次コイルＬ１の他方側端子に接続される。

トランスＴｒは、一次コイルＬ１と、中間タップを備える二次コイルＬ２とを有する。一次コイルＬ１の接続は上述した通りである。二次コイルＬ２の両端は、ダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂおよびコイルＬ１２を介して、出力端子ＯＵＴの一端側（プラス側）に接続される。二次コイルＬ２の中間タップは、出力端子ＯＵＴの他端側（マイナス側）に接続される。

整流平滑回路１２は、全波整流を行う整流部や、出力電圧Ｖoutを平滑化する平滑部などを有する。図１の構成例では、整流部はダイオードＤ１２ａ，Ｄ１２ｂを有し、二次コイルＬ２から出力される交流電圧を直流電圧に整流する。平滑部はコイルＬ１２とコンデンサＣ１２とを備えるＬＣフィルタである。ダイオードＤ１２ａとコイルＬ１２は直列接続され、出力端子ＯＵＴの一端側に接続される。コイルＬ１２にはチョーク電流ＩＬが流れる。チョーク電流ＩＬは、負荷電流Ｉoutと同じ電流値になることもあり、負荷電流Ｉoutと異なる電流値になることもある。コンデンサＣ１２は、出力端子ＯＵＴの両端に接続される。出力端子ＯＵＴの一端側（特にコンデンサＣ１２の一端側）には、後述する第２検出部１Ａが接続される。

第１検出部１３ａは、スイッチ回路１１Ａに入力される検出電流値Ｉｄ（入力値に相当する）を検出する。

第２検出部１Ａは、スイッチ回路１１Ａから出力される出力値を検出し、出力検出値として出力する。本形態では、出力値として出力電圧Ｖoutを適用し、出力検出値として検出電圧値Ｖｄを適用する例を説明する。図示および説明を省略するが、出力電流値および検出電流値を適用してもよく、出力電力値および検出電力値を適用してもよい。負荷Ｚのインピーダンスが分かれば、第２検出部１Ａは出力電圧Ｖout（すなわち検出電圧値Ｖｄ）に基づいて負荷電流Ｉoutを求めて検出電流値として出力してもよい。

一般的に、入力値の検出電流値Ｉｄは波形信号のように変化し、出力値の検出電圧値Ｖｄは負荷Ｚ等の状態に応じて変化する。検出電圧値Ｖｄの出力は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中に１つでもよく、複数でもよい。検出のタイミングもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中であれば任意である。例えば、オン時の最小値、オン時の平均値、オン時のピーク値（最大値）を含む。フィードバック演算部１９ｂに出力する検出電圧値Ｖｄの時定数τ１を、動作判定手段１Ｂに出力する検出電圧値Ｖｄの時定数τ２以上（τ１≧τ２）となるように設定してもよい。

ドライブ回路１４およびパルス生成部１５は「信号出力手段」に相当する。パルス生成部１５は、後述する信号比較部１８から伝達される差分電流値ΔＩに基づいて、パルス波（本形態ではパルス幅変調信号ＰＷＭ）を生成して出力する。ドライブ回路１４は、対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動するように、パルス生成部１５から伝達されるパルス幅変調信号ＰＷＭを増幅して出力する。

スロープ電圧生成部１６は、対象となる信号（図１の例では検出電流値Ｉｄ）を逓増（または逓減）させるためのスロープ信号値Ｉｓを生成して出力する。スロープ信号値Ｉｓは鋸波のように、時間の経過とともに変化し、所定周期ごとにリセットされる。信号演算部１７は、検出電流値Ｉｄとスロープ信号値Ｉｓとを和算演算し、合成電流値Ｉｃとして出力する。信号比較部１８（コンパレータ）は、信号演算部１７から伝達される合成電流値Ｉｃを基準値とし、後述するフィードバック手段１９（具体的にはＤＡＣ１９ａ）から伝達される指令電流値Ｉdirとの差分値である差分電流値ΔＩを演算して出力する。

一点鎖線で示すフィードバック手段１９は、ＤＡＣ１９ａ（デジタル・アナログ・コンバータ）、フィードバック演算部１９ｂなどを有する。なお、フィードバック手段１９にかかる全部または一部の構成要素は、ハードウェアで構成してもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェアで構成してもよい。

フィードバック演算部１９ｂは、第２検出部１Ａから伝達される検出電圧値Ｖｄに基づいて所要の演算を行い、フィードバック制御量Ｉpiを出力する。本形態では、所要の出力電圧Ｖoutとなるように、比例制御（Ｐ制御）および積分制御（Ｉ制御）の演算を行う。さらに、必要に応じて微分制御（Ｄ制御）の演算を加えて行ってもよい。

ＤＡＣ１９ａは、フィードバック演算部１９ｂから伝達される制御電流値Ｉref（「制御量」に相当するデータ）を、アナログ信号である指令電流値Ｉdirに変換して出力する。

一点鎖線で示す動作判定手段１Ｂは、動作開始判定部１Ｂａや動作停止判定部１Ｂｂなどを有する。なお、動作判定手段１Ｂにかかる全部または一部の構成要素は、ハードウェアで構成してもよく、ＣＰＵがプログラムを実行するソフトウェアで構成してもよい。

動作開始判定部１Ｂａは、制御電流値Ｉrefに基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を開始するか否かを判定し、判定結果を含む動作制御信号Ｃtrlを出力する。

動作開始判定部１Ｂａは、出力値の変化率Δｄに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止するか否かを判定し、判定結果を含む動作制御信号Ｃtrlを出力する。変化率Δｄは、単位時間当たりの変化量である。検出電圧値Ｖｄの場合は、単位時間Δｔ当たりの増加変化量Δｖである（Δｄ＝｜Δｖ｜／Δｔ）。検出電流値の場合は、単位時間Δｔ当たりの減少変化量Δｉである（Δｄ＝｜Δｉ｜／Δｔ）。なお｜Δｖ｜と｜Δｉ｜は絶対値を示すが、正負が明らかである場合には絶対値を求めなくてもよい。

本形態では、「閾値」に相当する判定閾値Δthに基づいて、判定対象を異ならせる。具体的には、変化率Δｄが判定閾値Δthよりも小さければ（Δｄ＜Δth）、制御電流値Ｉrefに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止するか否かを判定する。これに対して、変化率Δｄが判定閾値Δth以上であれば（Δｄ≧Δth）、出力値（検出電圧値Ｖｄや検出電流値など）に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止するか否かを判定する。「判定閾値Δth」には任意の所定値を設定してよい。一例として、異常事態に対応する値でもよく、フィードバック演算部１９ｂの演算速度に対応する値でもよく、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデッドタイムに対応する値でもよい。

上述した電力変換装置１０において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作にかかる停止と開始とを行う制御例について、図２〜図５を参照しながら説明する。なお、動作の開始には、動作の再開を含む。

図２に示す動作停止判定処理は、動作停止判定部１Ｂｂに相当し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作中に繰り返し実行される。まず、変化率Δｄが判定閾値Δth以上であるか否かを判別する〔Δｄ≧Δth；ステップＳ１０〕。変化率Δｄが判定閾値Δthを超えるか否かを判別してもよい（Δｄ＞Δth）。

変化率Δｄを判別対象とするのは、異常事態が発生したか否かを明確にするためである。異常事態は、例えばコネクタが外れる、短絡が発生する等のように、負荷Ｚに安定した電力を供給できない事態が該当する。もし変化率Δｄが判定閾値Δth以上であれば（ＹＥＳ）、異常事態が発生したと判別し、ステップＳ１１に分岐する。これに対して、変化率Δｄが判定閾値Δthより小さければ（ＮＯ）、異常事態は発生していないと判別し、ステップＳ１２に分岐する。

ステップＳ１１では、検出電圧値Ｖｄが電圧閾値Ｖthを超える（Ｖｄ＞Ｖth）か否かを判別する。もし検出電圧値Ｖｄが電圧閾値Ｖth以下であれば（ＮＯ）、ステップＳ１２に進む。一方、検出電圧値Ｖｄが電圧閾値Ｖthを超えていれば、動作制御信号Ｃtrlをパルス生成部１５に伝達してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止する〔ステップＳ１３〕。さらに、動作制御信号Ｃtrlをフィードバック演算部１９ｂに伝達して制御電流値Ｉrefを所定量で初期化する〔ステップＳ１４〕。所定量は任意の数量を設定してよく、例えばゼロ等が該当する。なおステップＳ１１は、検出電圧値Ｖｄが電圧閾値Ｖth以上か否かで判別してもよい（Ｖｄ≧Ｖth）。

ステップＳ１２では、フィードバック演算部１９ｂで演算されて伝達される制御電流値Ｉrefが停止電流閾値Ｉth_stpよりも小さい（Ｉref＜Ｉth_stp）か否かを判別する。もし制御電流値Ｉrefが停止電流閾値Ｉth_stpよりも小さければ（ＹＥＳ）、上述したステップＳ１３，Ｓ１４を実行する。一方、制御電流値Ｉrefが停止電流閾値Ｉth_stp以上であれば（ＮＯ）、何もせずに動作停止判定処理をリターン（あるいは終了）する。なおステップＳ１２は、制御電流値Ｉrefが停止電流閾値Ｉth_stp以下であるか否かを判別してもよい（Ｉref≦Ｉth_stp）。

図３に示す動作開始判定処理は、動作開始判定部１Ｂａに相当し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の停止中に繰り返し実行される。なお、本形態の開始電流閾値Ｉth_retと停止電流閾値Ｉth_stpは、ヒステリシス特性を持たせるために異なる値で設定されており、Ｉth_ret＞Ｉth_stpの大小関係である。

まず、フィードバック演算部１９ｂで演算されて伝達される制御電流値Ｉrefが開始電流閾値Ｉth_ret以上であるかを判別する〔ステップＳ２０〕。もし制御電流値Ｉrefが開始電流閾値Ｉth_ret以上であれば（ＹＥＳ）、動作制御信号Ｃtrlをパルス生成部１５に伝達してスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を開始する〔ステップＳ２１〕。一方、制御電流値Ｉrefが開始電流閾値Ｉth_retよりも小さければ（ＮＯ）、何もせずに動作開始判定処理をリターン（あるいは終了）する。

上述した動作判定手段１Ｂによる制御例を図４と図５に示す。図４は、変化率Δｄが判定閾値Δth以上になる場合の制御例である。図５は、変化率Δｄが判定閾値Δthよりも小さい場合の制御例である。図４と図５では上から順番に、負荷Ｚを流れる負荷電流Ｉout、出力電圧Ｖout、制御電流値Ｉref、パルス幅変調信号ＰＷＭの生成に対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作の各変化を示す。

図４において、時刻ｔ１１までの負荷電流Ｉoutは、制御電流値Ｉrefで維持されるようにフィードバック制御されているものとする。時刻ｔ１１から負荷電流Ｉoutが急減し始めて、その変化率Δｄが判定閾値Δth以上の場合には、出力電圧Ｖoutも急増する。出力電圧Ｖoutが電圧閾値Ｖthを超える時刻ｔ１２には、動作停止判定部１Ｂｂから動作制御信号Ｃtrlがパルス生成部１５に伝達され、パルス幅変調信号ＰＷＭの生成（出力）を停止する（図２のステップＳ１１，Ｓ１３）。パルス幅変調信号ＰＷＭを受けなくなったスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は動作を停止する。制御電流値Ｉrefが停止電流閾値Ｉth_stpよりも小さくなるときも同様であり、時刻ｔ１２にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は動作を停止する（図２のステップＳ１２，Ｓ１３）。また、動作停止時（すなわち時刻ｔ１２）には、制御電流値Ｉrefがゼロ（所定値）に初期化される（図２のステップＳ１４）。

時刻ｔ１２の後は、コンデンサＣ１２の蓄電と放電に伴って出力電圧Ｖoutが変化する。そして、時刻ｔ１４から負荷電流Ｉoutが上昇し始めると、出力電圧Ｖoutが大きく下降し始める。出力電圧Ｖoutが制御電圧値Ｖrefよりも小さくなる時刻ｔ１５になると（Ｖout＜Ｖref）、今度は制御電流値Ｉrefが上昇し始める。制御電圧値Ｖrefは「指令電圧値（指令値）」や「目標電圧値（目標値）」等に相当し、任意の値を設定してよい。当該設定は、電力変換装置１０内に予め行われるか、外部装置（例えばＥＣＵやコンピュータ等）から伝達される。

制御電流値Ｉrefが開始電流閾値Ｉth_ret以上になる時刻ｔ１６には、動作停止判定部１Ｂｂから動作制御信号Ｃtrlがパルス生成部１５に伝達され、パルス幅変調信号ＰＷＭの生成（出力）を開始する（図３のステップＳ２０，Ｓ２１）。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を開始した後は、フィードバック手段１９によってフィードバック制御される。すなわち、負荷電流Ｉout相当の制御電流値Ｉrefになる時刻ｔ１７まで増加してゆき、時刻ｔ１７以降は制御電流値Ｉrefで維持される。

図５において、時刻ｔ２１までの負荷電流Ｉoutは、制御電流値Ｉrefで維持されるようにフィードバック制御されているものとする。時刻ｔ２１から負荷電流Ｉoutが減少し始めて、その変化率Δｄが判定閾値Δthよりも小さい場合には、出力電圧Ｖoutの増加も緩やかになる。負荷電流Ｉoutの減少は緩やかであるので、出力電圧Ｖoutは制御電圧値Ｖrefで維持されるようにフィードバック制御される。そして、制御電流値Ｉrefが停止電流閾値Ｉth_stpよりも小さくなる時刻ｔ２２には、動作停止判定部１Ｂｂから動作制御信号Ｃtrlがパルス生成部１５に伝達され、パルス幅変調信号ＰＷＭの生成（出力）を停止する（図２のステップＳ１２，Ｓ１３）。パルス幅変調信号ＰＷＭを受けなくなったスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は動作を停止する。

時刻ｔ２２の後も出力電圧Ｖoutは制御電圧値Ｖrefで維持される。時刻ｔ２３から負荷電流Ｉoutが上昇し始めると、出力電圧Ｖoutが一時的に低下する。そして、負荷電流Ｉoutが開始電流閾値Ｉth_ret以上になる時刻ｔ２４には、出力電圧Ｖoutは増加し始めて制御電圧値Ｖrefで維持される。

また時刻ｔ２４には、動作停止判定部１Ｂｂから動作制御信号Ｃtrlがパルス生成部１５に伝達され、パルス幅変調信号ＰＷＭの生成（出力）を開始する（図３のステップＳ２０，Ｓ２１）。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を開始した後は、フィードバック手段１９によってフィードバック制御される。すなわち、時刻ｔ２５まで制御電流値Ｉrefが増加してゆき、時刻ｔ２５以降は維持される。

上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。

（１）電力変換装置１０において、スイッチ回路１１Ａから出力される出力電圧Ｖout（出力値）を検出電圧値Ｖｄとして検出する第２検出部１Ａ（出力値検出手段）を有し、出力値（検出電圧値Ｖｄや検出電流値など）の変化率Δｄに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止するか否かを判定する動作停止判定部１Ｂｂと、制御電流値Ｉref（制御量）に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を開始するか否かを判定する動作開始判定部１Ｂａとを備える動作判定手段１Ｂとを有する構成とした（図１〜図５を参照）。この構成によれば、出力値の変化率Δｄを監視しながらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作制御を行うので、出力電圧Ｖoutを高精度に制御することができる。また出力側に高耐圧の部品を必要としないので、コストを低く抑えることができる。

（２）動作停止判定部１Ｂｂは、出力値の変化率Δｄが判定閾値Δth（閾値）よりも小さければ、制御電流値Ｉref（制御量）に基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止するか否かを判定する構成とした（図１，図２，図５を参照）。この構成によれば、制御電流値Ｉrefに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を制御する。フィードバック制御が継続されるので、出力電圧Ｖoutをより高精度に制御することができる。言い換えれば、出力電圧Ｖoutの平均値は制御電圧値Ｖref（指令電圧値や目標電圧値等）から外れることはない。したがって、高効率で安定して低負荷動作を実現することができる。

（３）動作停止判定部１Ｂｂは、出力値の変化率Δｄが判定閾値Δth（閾値）以上であれば、検出電圧値Ｖｄに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止するか否かを判定する構成とした（図１，図２，図４を参照）。この構成によれば、検出電圧値Ｖｄに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を制御するので、フィードバック制御に伴う応答遅れが無い。異常事態発生時において出力電圧Ｖoutの急激な上昇を抑制することができるので、整流平滑回路１２の耐圧を低減でき、出力を内部制御電圧源として使用する際の部品耐圧を低減できる。よって、電力変換装置１０の低コスト化を実現することができる。

（４）フィードバック手段１９は、フィードバック演算中に、制御電流値Ｉref（制御量）をゼロ（所定値）に初期化する構成とした（図２のステップＳ１３，Ｓ１４を参照）。この構成によれば、フィードバック演算中でも制御電流値Ｉrefを強制的に初期化することにより、パルス幅変調信号ＰＷＭ（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作）の停止と開始とを頻繁に繰り返すハンチング現象を抑制することができる。

（５）フィードバック手段１９は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止する際、制御電流値Ｉref（制御量）をゼロ（所定量）で初期化する構成とした（図２のステップＳ１３，Ｓ１４を参照）。この構成によれば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作を停止する際に制御電流値Ｉrefをゼロで初期化することで、パルス幅変調信号ＰＷＭ（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作）の停止と開始とを頻繁に繰り返すハンチング現象をより確実に抑制できる。なお所定量は、ゼロ以外の数量を適用しても同様の作用効果が得られる。

（６）第２検出部１Ａは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中に複数の検出電圧値Ｖｄを出力する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン中に出力電圧Ｖoutを検出すればよいので、第２検出部１Ａの構成を簡易化（ひいては低コスト化）することができる。

（７）第２検出部１Ａは、制御電流値Ｉrefを演算するフィードバック演算部１９ｂに出力する検出電圧値Ｖｄの時定数τ１を、動作判定手段１Ｂに出力する検出電圧値Ｖｄの時定数τ２以上に設定する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、フィードバック演算部１９ｂに出力される検出電圧値Ｖｄは、動作判定手段１Ｂに出力される検出電圧値Ｖｄと同等か遅く伝達される。このように時定数を設定することにより、フィードバック手段１９による安定したフィードバック制御を実現しながらも、異常事態発生時における出力電圧Ｖoutの上昇を抑制することができる。したがって、更なる部品の耐圧を低減することができ、電力変換装置１０のコストをさらに低く抑えることができる。

（８）スイッチ回路１１Ａは、一次コイルＬ１と二次コイルＬ２とを有するトランスＴｒを含み、フィードバック手段１９は、二次コイルＬ２側の検出値（検出電圧値Ｖｄや検出電流値など）を出力値とする構成とした（図１，図２を参照）。この構成によれば、二次コイルＬ２側の検出値である出力値（具体的には出力値の変化率Δｄ）を監視しながらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の動作制御を行うので、検出電圧値Ｖｄを高精度に制御することができる。また出力側に高耐圧の部品を必要としないので、コストを低く抑えることができる。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は図６を参照しながら説明する。なお、電力変換装置１０の構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

実施の形態２が実施の形態１と異なるのは、スイッチ回路１１と負荷Ｚである。スイッチ回路１１は、定電圧を出力する実施の形態１とは異なり、出力電圧Ｖoutにかかる電圧値や周波数を経時的に変化させる。負荷Ｚには、誘導性要素の回転電機２０（「ＭＧ」と図示する）を適用する。よって実施の形態２に示す電力変換装置１０は、インバータの一例である。

図６に示すスイッチ回路１１Ｂは、図１に示すスイッチ回路１１Ａに代えて構成される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ドライブ回路１４から入力端子（例えばゲート端子等）に入力されるパルス幅変調信号ＰＷＭに基づいてオン／オフが駆動される。当該スイッチ回路１１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３を上アームとし、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６を下アームとするハーフブリッジ回路で構成される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の入力端子（例えばドレイン端子等）と出力端子（例えばソース端子等）との間に並列接続される。これらのダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

スイッチング素子Ｑ１の出力端子とスイッチング素子Ｑ４の入力端子との接続点は、第１相（例えばＵ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ２の出力端子とスイッチング素子Ｑ５の入力端子との接続点は、第２相（例えばＶ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。スイッチング素子Ｑ３の出力端子とスイッチング素子Ｑ６の入力端子との接続点は、第３相（例えばＷ相）の出力端子ＯＵＴに接続される。

出力電圧Ｖoutは三相交流であるので、第２検出部１Ａは交流電圧の電圧値（例えば瞬間値，絶対値，ピーク値，実効値等）を検出電圧値Ｖｄとして検出する。電力変換装置１０における他の要素については、実施の形態１と同様に機能する。そのため、実施の形態１における図２〜図５に示す制御例をそれぞれ実現できる。よって、出力値の変化率Δｄを監視しながらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の動作制御を行うので、出力電圧Ｖoutを高精度に制御することができる。また出力側に高耐圧の部品を必要としないので、コストを低く抑えることができる。

上述した実施の形態２によれば、スイッチ回路１１Ｂおよび負荷Ｚを除いて実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果を得ることができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１，２に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態１，２では、第１検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）に入力される電流の検出電流値Ｉｄ（電流値）を適用する構成とした（図１，図６を参照）。この形態に代えて、図７に示すように、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流（すなわちチョーク電流ＩＬであり、以下同様である。）の検出電流値Ｉｄを適用する構成としてもよい。実施の形態１，２で用いる第１検出部１３ａの代わりに、第１検出部１３ｂを用いるとよい。この場合における信号演算部１７は、チョーク電流ＩＬを検出した検出電流値Ｉｄとスロープ信号値Ｉｓとを和算演算し、合成電流値Ｉｃとして出力する。ピーク検出部１９ｆは、チョーク電流ＩＬのピーク値を検出して信号演算部１９ｄに伝達する。図示しないが、第１検出部１３ａ，１３ｂの双方を用いてもよい。この場合には、第１検出部１３ａ，１３ｂでそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄについて選択または演算する。選択は、大きな検出値または小さな検出値のいずれか一方を選択したり、スイッチング素子のオン時において最大値となるピーク値（すなわちピーク電流値）を選択したりする。その他、図６に示すようにスイッチング素子のオン時おける電流値を選択してもよい。演算は、第１検出部１３ａ，１３ｂでそれぞれ検出される検出電流値Ｉｄを用いて平均値（単純平均値や加重平均値等を含む）を演算したり、大きな値または小さな値を求めたり等を行う。入力値をスイッチ回路１１の入力側とするか出力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、第２検出値として、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される出力電圧Ｖout（出力値）の検出電圧値Ｖｄを適用する構成とした（図１，図６を参照）。この形態に代えて、スイッチ回路１１（１１Ａ，１１Ｂ）から出力される電流値を出力値として適用する構成としてもよい。この構成では、第２検出部１Ａに代えて、図７に示す第１検出部１３ｂを「第２検出部」として備えればよい。出力値をスイッチ回路１１の出力側とするか入力側とするかの相違に過ぎないので、実施の形態１，２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１，２では、電力変換装置１０はＤＣ／ＤＣコンバータ（実施の形態１）と、インバータ（実施の形態２）とに適用する構成とした（図１，図６を参照）。この形態に代えて、複数のスイッチング素子を備え、かつ、トランスＴｒや回転電機２０等のような誘導性要素を備える他の電力変換装置を適用してもよい。他の電力変換装置でも、出力値の変化率Δｄを監視しながらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（Ｑ１〜Ｑ６）の動作にかかる停止と開始を制御するので、出力電圧Ｖoutを高精度に制御することができる。また出力側に高耐圧の部品を必要としないので、コストを低く抑えることができる。

誘導性要素として、実施の形態１ではトランスＴｒを適用する構成とし（図１を参照）、実施の形態２では回転電機２０を適用する構成とした（図６を参照）。この形態に代えて、コイルを適用する構成としてもよい。また、中間タップを有するトランスＴｒに代えて、中間タップを有しないトランスを適用する構成としてもよい。いずれの構成にせよ、出力値の変化率Δｄを監視しながらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（Ｑ１〜Ｑ６）の動作にかかる停止と開始を制御するので、出力電圧Ｖoutを高精度に制御することができる。また出力側に高耐圧の部品を必要としないので、コストを低く抑えることができる。

１０電力変換装置
１１（１１Ａ，１１Ｂ）スイッチ回路
１９フィードバック手段
１Ａ第２検出部（出力値検出手段）
１Ｂ動作判定手段
１Ｂａ動作開始判定部
１Ｂｂ動作停止判定部
Ｉref 制御電流値（制御量）
ＰＷＭパルス幅変調信号（制御信号）
Ｑ１〜Ｑ４（Ｑ１〜Ｑ６）スイッチング素子
Ｖｄ検出電圧値

Claims

制御信号に基づいてスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）を駆動するスイッチ回路（１１，１１Ａ，１１Ｂ）と、フィードバック制御を行うフィードバック手段（１９）と、前記フィードバック制御の制御量（Ｉref）に基づいて前記制御信号を出力する信号出力手段（１４，１５）とを備える電力変換装置（１０）において、
前記スイッチ回路から出力される出力値（Ｖout，Ｉout）を検出する出力値検出手段（１Ａ）を有し、
前記出力値の変化率（Δｄ）と閾値（Δth）との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止するか否かを判定する動作停止判定部（１Ｂｂ）と、前記制御量に基づいて前記スイッチング素子の動作を開始するか否かを判定する動作開始判定部（１Ｂａ）とを備える動作判定手段（１Ｂ）と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
前記動作停止判定部は、前記出力値の変化率が前記閾値よりも小さければ、前記制御量（Ｉref）に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止するか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記動作停止判定部は、前記出力値の変化率が前記閾値以上であれば、前記出力値（Ｖout，Ｉout）に基づいて前記スイッチング素子の動作を停止するか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記フィードバック手段は、フィードバック演算中に、前記制御量を所定量に初期化することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記フィードバック手段は、前記スイッチング素子の動作を停止する際、前記制御量を前記所定量で初期化することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
前記出力値検出手段は、前記スイッチング素子がオン中に複数の前記出力値を出力することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記出力値検出手段は、前記制御量を演算するフィードバック演算部（１９ｂ）に出力する前記出力値の時定数（τ１）を、前記動作判定手段に出力する前記出力値の時定数（τ２）以上に設定することを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
前記スイッチ回路は、一次コイル（Ｌ１）と二次コイル（Ｌ２）とを有するトランス（Ｔｒ）を含み、
前記フィードバック手段は、前記二次コイル側の検出値を前記出力値とすることを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。