JP2003061347A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
のに適したスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 直流である入力電圧を交流電圧に変換す
るスイッチング回路及び交流電圧を整流して直流である
出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部5と、主
回路部5の動作を制御する制御回路6とを備え、制御回
路6は、主回路部5より供給される負荷電流が急変した
ことに応答して、主回路部5の出力回路を強制的に同期
整流状態または同期整流動作の停止状態とする。これに
より、出力電流をより急速に減少または増加させること
ができるので、過渡応答性を大幅に改善することが可能
となる。
Description
装置に関し、特に、負荷電流が急激に変動しうる負荷を
駆動するのに適したスイッチング電源装置に関する。
て、いわゆるDC/DCコンバータが知られている。代
表的なDC/DCコンバータは、スイッチング回路を用
いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用い
てこれを変圧(昇圧または降圧)し、さらに、出力回路
を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによっ
て入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ること
ができる。
は、制御回路によって出力電圧が検出され、これに基づ
いてスイッチング回路によるスイッチング動作が制御さ
れる。これにより、スイッチング電源装置が駆動すべき
負荷には安定した動作電圧が供給される。
流(スイッチング電源装置から見れば出力電流)が急激
に変動する負荷を駆動する場合、従来のスイッチング電
源装置においては、出力電圧を安定的に保持することは
困難であった。
グ・ユニット)やDSP(デジタル・シグナル・プロセ
ッサ)は、動作電圧が低く、且つ、活性状態においては
大電流を必要とし、非活性状態においては僅かな電流し
か必要としないことから、従来のスイッチング電源装置
においては、出力電流の急激な変動によって出力電圧が
大きく変動してしまうおそれがあった。しかも、CPU
やDSPは非常に高速な動作を行うデバイスであること
から、出力電圧が変動した場合に、速やかにこれを安定
させなければ、CPUやDSPの誤動作を招くおそれが
ある。
急激に変動しうる負荷を駆動するのに適したスイッチン
グ電源装置を提供することである。
激な変動に起因する出力電圧の変動が低減されたスイッ
チング電源装置を提供することである。
流の急激な変動に起因する出力電圧の変動を速やかに回
復させることができる制御回路を備えたスイッチング電
源装置を提供することである。
直流である入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング
回路及び前記交流電圧を整流して直流である出力電圧を
生成する出力回路を有する主回路部と、前記主回路部の
動作を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前
記主回路部より供給される負荷電流が急変したことに応
答して、前記主回路部の前記出力回路を強制的に同期整
流状態または同期整流動作の停止状態とすることを特徴
とするスイッチング電源装置によって達成される。
合、前記出力回路が強制的に同期整流状態または同期整
流動作の停止状態となることから、出力電流をより急速
に減少または増加させることができ、これにより、過渡
応答性を大幅に改善することが可能となる。
記制御回路は、前記主回路部より供給される負荷電流が
急激に減少したことに応答して、前記主回路部の前記出
力回路を強制的に同期整流動作の停止状態とする。
は、前記制御回路は、前記主回路部より供給される負荷
電流が所定値未満であることに応答して、前記主回路部
の前記出力回路を同期整流動作の停止状態とする。
は、前記制御回路は、前記主回路部より供給される負荷
電流が急激に増加したことに応答して、前記負荷電流が
前記所定値未満であるか否かに関わらず、前記主回路部
の前記出力回路を強制的に同期整流状態とする。
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
るスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、一対の入力端子1及び2に
供給される直流入力電圧Vinを変圧し、所定の電圧を
有する出力電圧Voを一対の出力端子3及び4に供給す
る装置であり、主回路部5と、制御回路6と、負荷急変
検出回路7とを備えている。特に限定されるものではな
いが、一対の出力端子3及び4には、CPUやDSPの
ように低電圧(例えば1V)で動作する一方、大電流
(例えば、100A)を必要とする機器の電源端子が接
続される。CPUやDSPは、活性状態においては大電
流を必要とするものの、非活性状態においては僅かな電
流しか必要とせず、しかも、活性状態と非活性状態の切
り替わりが極めて高速であるという特質を有しており、
本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、このよう
な特質を有する機器(負荷)を駆動するための電源とし
て好適に用いることができる。
10の1次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路と、トランス10の2次側に設けられたカレン
トダブラー型(倍電流型)の出力回路とを備える。
は、一対の入力端子1及び2間に直列に接続された第1
の入力コンデンサ11及び第2の入力コンデンサ12
と、一対の入力端子1及び2間に直列に接続された第1
のメインスイッチ13及び第2のメインスイッチ14
と、第1のメインスイッチ13を駆動するドライバ15
と、第2のメインスイッチ14を駆動するドライバ16
とを備えている。図1に示されるように、第1及び第2
の入力コンデンサ11、12の接続点と、第1及び第2
のメインスイッチ13、14の接続点との間には、トラ
ンス10の1次巻線が接続されている。また、第1及び
第2のメインスイッチ13、14としては、公知である
各種の素子若しくは回路を用いることができる。
出力端子3及び4間に直列に接続された第1のリアクト
ル17及び第1の整流スイッチ19と、一対の出力端子
3及び4間に直列に接続された第2のリアクトル18及
び第2の整流スイッチ20と、一対の出力端子3及び4
間に接続された出力コンデンサ21と、第1の整流スイ
ッチ19を駆動するドライバ22と、第2の整流スイッ
チ20を駆動するドライバ23とを備えている。図1に
示されるように、第1のリアクトル17及び第1の整流
スイッチ19の接続点と、第2のリアクトル18及び第
2の整流スイッチ20の接続点との間には、トランス1
0の2次巻線が接続されている。また、第1及び第2の
整流スイッチ19、20としては、公知である各種の素
子若しくは回路を用いることができる。尚、図1に示さ
れていないが、第1及び第2の整流スイッチ19、20
は、それぞれ並列接続されたボディダイオードを備えて
いる。
回路31と、絶縁回路32と、抵抗33及び34とを備
えている。
入力端(+)及び出力端を備えており、反転入力端
(−)とスイッチング電源装置の一方の出力端子3との
間には抵抗33が挿入されており、反転入力端(−)と
出力端との間には抵抗34が挿入されている。また、非
反転入力端(+)には、基準電圧Vrefが供給されて
いる。これにより、増幅器30の出力端に現れる制御信
号S1は、一方の出力端子3に現れる出力電圧Voに応
じて変化する。より具体的には、出力電圧Voが高けれ
ば高いほど増幅器30の出力端に現れる制御信号S1の
レベルは低下し、逆に、出力電圧Voが低ければ低いほ
ど増幅器30の出力端に現れる制御信号S1のレベルは
上昇する。
給される制御信号S1を受け、これに基づいて制御信号
a,bのパルス幅を制御する。より具体的には、PWM
制御回路31は、制御信号S1のレベルが高ければ高い
ほどこれら制御信号a,bのパルス幅を広げ(デューテ
ィを高くし)、逆に、制御信号S1のレベルが低ければ
低いほどこれら制御信号a,bのパルス幅を狭くする
(デューティを低くする)。ここで、制御信号a,b
は、それぞれ、第1のメインスイッチ13及び第2のメ
インスイッチ14のオン/オフを制御するために用いら
れる信号である。また、PWM制御回路31は、制御信
号a,bのパルス幅に応じて制御信号c,dを適切なパ
ルス幅に制御する。ここで、制御信号c,dは、それぞ
れ、第1の整流スイッチ19及び第2の整流スイッチ2
0のオン/オフを制御するために用いられる信号であ
る。
ODE1)を備えており、かかる制御端(MODE1)
に与えられる制御信号S4が活性化すると、増幅器30
より供給される制御信号S1のレベルに関わらず、制御
信号c,dを非活性状態とし、これにより、主回路部5
に含まれる整流回路の同期整流動作を停止させる。
属する制御信号a,bを受け、これらをトランス10の
1次側に属する制御信号A,Bにそれぞれ変換する回路
である。特に限定されるものではないが、絶縁回路32
としては、トランスやフォトカプラ等を用いることがで
きる。
イバ15に供給され、制御信号Bはドライバ16に供給
され、制御信号cはドライバ22に供給され、制御信号
dはドライバ23に供給される。これらドライバは、対
応する制御信号が活性状態(例えばハイレベル)になる
と対応するスイッチを導通状態とし、逆に、対応する制
御信号が非活性状態(例えばローレベル)になると対応
するスイッチを非導通状態とする。
フィルタ41と、コンパレータ42とを備えている。
間に直列に接続された抵抗44及び45と、抵抗45に
対して並列に接続されたコンデンサ46とを備えてお
り、抵抗44と抵抗45の接続点の電位は制御信号S2
として用いられる。同様に、フィルタ41は、一対の出
力端子3及び4間に直列に接続された抵抗47及び48
と、抵抗48に対して並列に接続されたコンデンサ49
とを備えており、抵抗47と抵抗48の接続点の電位は
制御信号S3として用いられる。かかる構成により、フ
ィルタ40は、出力電圧Voを入力とし制御信号S2を
出力とするローパスフィルタ回路として機能し、フィル
タ41は、出力電圧Voを入力とし制御信号S3を出力
とするローパスフィルタ回路として機能する。
1のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的に
は、フィルタ41の方がフィルタ40よりも時定数が大
きくなるように設定されている。したがって、出力電圧
Voが変動した場合、フィルタ40の方がフィルタ41
よりも大きく変動する。さらに、出力電圧Voが安定し
ている場合、並びに、出力電圧Voが変動しているもの
のその変動の度合いが小さい場合には、フィルタ40の
出力である制御信号S2の方が、フィルタ41の出力で
ある制御信号S3よりも低レベルとなるように設定され
ている。このような特性の設定は、フィルタ40及び4
1を構成する抵抗44、45、47及び48、並びに、
コンデンサ46及び49の定数を適切に選択することに
よって行うことができる。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、非反転入
力端(+)には制御信号S2が供給され、反転入力端
(−)には制御信号S3が供給されている。これによ
り、制御信号S2のレベルが制御信号S3のレベルより
も低い場合には、コンパレータ42の出力である制御信
号S4はローレベルとなり、逆に、制御信号S2のレベ
ルが制御信号S3のレベルよりも高い場合には、コンパ
レータ42の出力である制御信号S4はハイレベルとな
る。ここで、制御信号S4は、負荷急変検出信号として
用いられ、上述の通り、PWM制御回路31の制御端
(MODE1)に供給される。
源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
尚、本明細書において「負荷急変状態」とは、出力電流
Ioが急激に変動している状態をいう。
電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング
図である。
力電流Ioの量が急激に減少した場合における負荷急変
検出回路7の動作が示されており、これは、例えば一対
の出力端子3及び4に接続されている負荷がCPUやD
SPである場合に、かかるCPUやDSPが活性状態か
ら非活性状態に切り替わった場合にこのような現象が発
生する。
Ioの量は比較的大きく、且つ、その変動がほとんどな
いことから、出力電圧Voは目標電圧を維持している。
この場合、フィルタ40の出力である制御信号S2の方
が、フィルタ41の出力である制御信号S3よりも低レ
ベルとなることから、コンパレータ42の出力である制
御信号S4はローレベル(非活性状態)を維持する。こ
れにより、PWM制御回路31は通常の動作を行う。し
たがって、時刻t0以前においては、負荷急変検出回路
7は、制御回路6の動作に実質的に何らの影響も及ぼさ
ない。
激な減少が始まると、これに伴って、出力電圧Voが急
激に上昇し始める。出力電圧Voが急激に上昇すると、
これを受けるフィルタ40は、その出力である制御信号
S2のレベルを上昇させ、フィルタ41は、その出力で
ある制御信号S3のレベルを上昇させる。この場合、出
力電圧Voの変動に対しては、フィルタ40の出力であ
る制御信号S2の方が、フィルタ41の出力である制御
信号S3よりも大きく変動するように設定されているこ
とから、時刻t1において、制御信号S2及び制御信号
S3のレベルの大小関係が逆転する。すなわち、制御信
号S2の方が制御信号S3よりも高レベルとなる。
る制御信号S4はハイレベル、すなわち、活性状態とな
る。制御信号S4が活性化すると、これを制御端(MO
DE1)に受けるPWM制御回路31は、増幅器30よ
り供給される制御信号S1のレベルに関わらず、制御信
号c,dを非活性状態とし、これにより、主回路部5に
含まれる整流回路の同期整流動作を停止させる。すなわ
ち、第1及び第2の整流スイッチ19、20をいずれも
オフ状態とする。このような状態は、制御信号S2及び
制御信号S3のレベルの大小関係が再び逆転するまで、
すなわち、制御信号S2の方が制御信号S3よりも低レ
ベルとなるまで維持される。
方が制御信号S3よりも再び低レベルとなると、コンパ
レータ42の出力である制御信号S4はローレベルに戻
り、PWM制御回路31は通常の動作モードに戻る。こ
れにより、負荷急変検出回路7は、制御回路6の動作に
実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。その後、時刻t
4において出力電圧Voのレベルが目標電圧に復帰し、
これにより制御信号S1のレベルも安定状態となる。
る場合における主回路部5の動作について説明する。
端(MODE1)に受けるPWM制御回路31は、増幅
器30より供給される制御信号S1のレベルに関わら
ず、制御信号c,dを非活性状態とし、これにより、主
回路部5に含まれる整流回路の同期整流動作を停止させ
る。すなわち、第1及び第2の整流スイッチ19、20
をいずれもオフ状態とする。したがって、制御信号S4
が活性状態となっている期間においては、第1及び第2
の整流スイッチ19、20がそれぞれ備えるボディダイ
オードを介した整流動作が行われることになる。
/dt)は、
17のインダクタンス、L2:第2のリアクトル18の
インダクタンス)で表すことができる。上記(1)式か
ら明らかなように、出力電流Ioの減少速度(dIo/
dt)は、出力電圧Vo及び第1及び第2のリアクトル
17,18のインダクタンスL1、L2が一定であれ
ば、整流素子の降下電圧Vfによって決まる。本実施態
様においては、制御信号S4が活性化している場合、整
流回路の整流動作は第1及び第2の整流スイッチ19、
20がそれぞれ備えるボディダイオードを介して行われ
ることから、整流素子の降下電圧Vfの値は、ボディダ
イオードの順方向降下電圧(約0.7V)となり、同期
整流動作を行っている場合の降下電圧(Vf=約0V)
よりも高くなる。
作を行っている場合よりも速い速度で減少する。
ング電源装置においては、負荷状態の急変した場合にお
いて、出力電流Ioを速やかに減少させることができる
ので、過渡応答性が大幅に向上する。
チング電源装置から負荷急変検出回路7を削除した場合
の出力電流Ioの波形、出力電圧Voの波形及び制御信
号S1の波形が、それぞれIo’、Vo’及びS1’と
して示されている。図2から明らかなように、本実施態
様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変検出回路
7を削除すると、負荷状態が急変しても出力電流Ioを
速やかに減少させられないので、出力電圧Voの上昇が
大きく、このため、出力電圧Voのレベルが目標電圧に
復帰するまでに長い時間を必要としている。本例におい
ては、時刻t5において出力電圧Voのレベルが目標電
圧に復帰し、これにより制御信号S1のレベルも安定状
態となっている。
ング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電
圧Voが急速に上昇した場合、負荷急変検出回路7がな
い場合に比べて、時刻t5−時刻t4にて与えられる時
間だけ早く出力電圧Voのレベルを目標電圧に復帰させ
ることが可能となる。
源装置の通常状態における動作について説明する。尚、
本明細書において「通常状態」とは、出力電流Ioが安
定しているか、変動している場合であってもその変動の
度合いが小さい状態、すなわち、負荷急変状態以外の状
態をいう。
電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図で
ある。図3には、時刻t6から時刻t7(時刻t7−時
刻t6>時刻t2−時刻t0)の間に出力電流Ioの量
が比較的緩やかに減少した場合におけるスイッチング電
源装置の動作が示されている。
かに減少する場合においては、これに伴なう出力電圧V
oの上昇も緩やかであり、制御信号S2及び制御信号S
3のレベルの大小関係が逆転することはない。このた
め、コンパレータ42の出力である制御信号S4はロー
レベル(非活性状態)を維持する。上述の通り、制御信
号S4はローレベル(非活性状態)である場合には、負
荷急変検出回路7は、制御回路6の動作に実質的に何ら
の影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかる
スイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行
うことができる。
スイッチング電源装置においては、負荷状態の急変によ
る出力電圧Voの急速な上昇を速やかに回復させること
ができることから、例えば、負荷としてCPUやDSP
を駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこ
れらの誤動作を効果的に防止することができる。
源装置においては、負荷急変状態を検出するためにロー
パスフィルタとしての機能を有するフィルタ40及び4
1を用いていることから、主回路部5のスイッチング動
作に伴って発生するリップル電圧変動を誤って負荷急変
状態と認識することによる誤動作を防止することができ
る。
電源装置においては、出力電圧Voを監視することによ
って負荷急変状態を間接的に検出していることから、抵
抗やカレントトランス等を用いて出力電流Ioを直接検
出する場合に生じる電力損失や動作遅延が発生すること
がない。このため、スイッチング電源装置の出力コンデ
ンサ21をスイッチング電源装置の本体から比較的離れ
て配置された負荷の近傍に配置し、出力電圧Voの検出
点を負荷の近傍とするいわゆるリモートセンシング方式
による電圧検出を行う場合に適したスイッチング電源装
置を提供することができる。
急速な上昇を速やかに回復させる方法としては、出力コ
ンデンサ21としてより大容量のコンデンサを用いる方
法も考えられるが、この場合、スイッチング電源装置全
体の大型化を招くとともに、コストを増大させてしま
う。これに対し、本実施態様にかかるスイッチング電源
装置においては、このような装置全体の大型化や、コス
トの増大を効果的に抑制しつつ、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な上昇を速やかに回復させることが
できる。
かるスイッチング電源装置について説明する。
かかるスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング
電源装置と比べ、主回路部5が主回路部24に置き換え
られ、さらに、制御回路6が制御回路61に置き換えら
れている点において異なる。その他の構成については、
図1に示したスイッチング電源装置と同様であるので、
重複する説明は省略する。
し、トランス10の1次側電流Iinを検出するための
カレントトランス25が付加されている点において異な
る。カレントトランス25により検出された1次側電流
Iinは、図4に示されるように、制御回路61に供給
される。
えられているPWM制御回路31がPWM制御回路36
に置き換えられている点において異なる。PWM制御回
路36は、PWM制御回路31が有する制御端(MOD
E1)に加え、制御端(MODE0)を備えている。か
かる制御端(MODE0)には、カレントトランス25
により検出された1次側電流Iinの量を示す制御信号
S5が供給される。
0)に供給された制御信号S5が、1次側電流Iinが
所定値(Iin1)以上であることを示している場合に
は、制御端(MODE1)に供給された制御信号S4が
活性化している場合を除いて、通常の動作を行う。すな
わち、制御信号a,bに同期してパルス状の制御信号
c,dを生成し、これにより主回路部24に含まれる整
流回路は同期整流動作を行う。一方、PWM制御回路3
6は、制御端(MODE0)に供給された制御信号S5
が、1次側電流Iinが上記所定値未満であることを示
している場合には、制御端(MODE1)に供給された
制御信号S4のレベルに関わらず、制御信号c,dを非
活性状態とし、これにより、主回路部24に含まれる整
流回路の同期整流動作を停止させる。制御端(MODE
1)に供給された制御信号S4が活性化している場合の
動作については、上述したPWM制御回路31と同様で
ある。
時においては出力電流Ioと比例関係にあるため、これ
を検出することにより、定常時においては出力電流Io
の値を知ることが可能となる。したがって、定常状態に
おいて、1次側電流Iinが所定値(Iin1)以上で
あることを制御信号S5が示している場合には、出力電
流Ioが所定値(Io1)以上であることを意味する。
逆に、定常状態において、1次側電流Iinが所定値
(Iin1)未満であることを制御信号S5が示してい
る場合には、出力電流Ioが所定値(Io1)未満であ
ることを意味する。但し、負荷急変状態においては、ト
ランス10の1次側電流Iinと出力電流Ioとの比例
関係が崩れるため、トランス10の1次側電流Iinに
基づいて負荷急変状態を検出することは困難である。
源装置の動作について説明する。
電源装置において、出力電流Ioが比較的緩やかに減少
した場合の動作を示すタイミング図である。
較的緩やかに減少する場合においては、制御信号S2と
S3の大小関係は逆転しないため、制御信号S4はロー
レベル(非活性状態)を保持する。この間、PWM制御
回路36は制御信号S5を監視し、出力電流Ioの値が
所定値Io1を下回ったことを制御信号S5が示すと、
制御信号c,dを非活性状態とし、これにより、主回路
部24に含まれる整流回路の同期整流動作を停止させる
(同期整流OFF)。
2の整流スイッチ19、20がそれぞれ備えるボディダ
イオードを介した整流動作が行われるので、これによる
損失が増大するが、第1及び第2の整流スイッチ19、
20を駆動するための電力が実質的にゼロとなるので、
所定値Io1を適切に設定することによって、全体的な
損失を減少させることができる。
電源装置において、出力電流Ioが急激に減少した場合
の第1の動作を示すタイミング図である。
ると、制御信号S2とS3の大小関係が一時的に逆転す
るため、制御信号S4は所定の期間においてハイレベル
(活性状態)となる。これに応答して、PWM制御回路
36は、制御信号c,dを非活性状態とし、これによ
り、主回路部24に含まれる整流回路の同期整流動作を
停止させる(同期整流OFF)。
性状態)に復帰すると、PWM制御回路36の動作状態
は、制御信号S5に基づいて定められる。図6に示した
例では、制御信号S4がローレベル(非活性状態)に復
帰した時点で、出力電流Ioが所定値Io1を下回って
いることから、PWM制御回路36は引き続き制御信号
c,dを非活性状態とし、これにより、主回路部24に
含まれる整流回路の同期整流動作の停止を継続させる。
電源装置において、出力電流Ioが急激に減少した場合
の第2の動作を示すタイミング図である。
レベル(非活性状態)に復帰した時点で、出力電流Io
が所定値Io1を上回っていることから、この時点から
PWM制御回路36は制御信号a,bに同期してパルス
状の制御信号c,dを生成し、これにより主回路部24
に含まれる整流回路に同期整流動作を行わせる(同期整
流ON)。
電源装置において、出力電流Ioが急激に減少した場合
の第3の動作を示すタイミング図である。
に減少する前から急激に減少した後に亘って、出力電流
Ioが常に所定値Io1を下回っているため、PWM制
御回路36は、出力電流Ioが急激に減少する前から急
激に減少した後に亘って、制御信号c,dを非活性状態
とし、これにより、主回路部24に含まれる整流回路の
同期整流動作を停止させる(同期整流OFF)。
スイッチング電源装置においては、上記実施態様にかか
るスイッチング電源装置による効果に加え、出力電流I
oが所定位置Io1を下回った場合には整流回路の同期
整流動作を停止させていることから、出力電流Ioが少
ない状態における損失をより低減させることができる。
しかも、本実施態様においては、トランス10の1次側
電流Iinを検出することによって出力電流Ioを間接
的に検出していることから、上述したリモートセンシン
グ方式の採用を妨げることがない。
様にかかるスイッチング電源装置について説明する。
態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、図4に示したスイッチング
電源装置と比べ、制御回路6が制御回路62に置き換え
られ、さらに負荷急変検出回路7が負荷急変検出回路5
0に置き換えられている点において異なる。その他の構
成については、図4に示したスイッチング電源装置と同
様であるので、重複する説明は省略する。
備えられているPWM制御回路36がPWM制御回路3
7に置き換えられている点において異なる。PWM制御
回路37は、PWM制御回路36が有する制御端(MO
DE1)の代わりに、制御端(MODE2)を備えてい
る。かかる制御端(MODE2)には、以下に詳述する
制御信号S7が供給される。かかる制御端(MODE
2)に与えられる制御信号S7が活性化すると、増幅器
30より供給される制御信号S1のレベルに関わらず、
制御信号a,bに同期して制御信号c,dを活性状態と
し、これにより、主回路部5に含まれる整流回路を同期
整流させる。
と、フィルタ51と、コンパレータ52とを備えてい
る。
間に直列に接続された抵抗55及び56と、抵抗56に
対して並列に接続されたコンデンサ57とを備えてお
り、抵抗55と抵抗56の接続点の電位は制御信号S6
として用いられる。かかる構成により、フィルタ51
は、出力電圧Voを入力とし制御信号S6を出力とする
ローパスフィルタ回路として機能する。フィルタ41の
回路構成及びその機能は上述の通りである。
1のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的に
は、フィルタ51の方がフィルタ41よりも時定数が大
きくなるように設定されている。したがって、出力電圧
Voが変動した場合、フィルタ41の方がフィルタ51
よりも大きく変動する。さらに、出力電圧Voが安定し
ている場合、並びに、出力電圧Voが変動しているもの
のその変動の度合いが小さい場合には、フィルタ51の
出力である制御信号S6の方が、フィルタ41の出力で
ある制御信号S3よりも低レベルとなるように設定され
ている。このような特性の設定は、フィルタ41及び5
1を構成する抵抗47、48、55及び56並びに、コ
ンデンサ49及び57の定数を適切に選択することによ
って行うことができる。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、反転入力
端(−)には制御信号S3が供給され、非反転入力端
(+)には制御信号S6が供給されている。これによ
り、制御信号S6のレベルが制御信号S3のレベルより
も低い場合には、コンパレータ52の出力である制御信
号S7はローレベルとなり、逆に、制御信号S6のレベ
ルが制御信号S3のレベルよりも高い場合には、コンパ
レータ52の出力である制御信号S7はハイレベルとな
る。ここで、制御信号S7は、負荷急変検出信号として
用いられる。
源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
検出回路50の動作を示すタイミング図である。
間に出力電流Ioの量が急激に増加した場合における負
荷急変検出回路50の動作が示されており、これは、例
えば一対の出力端子3及び4に接続されている負荷がC
PUやDSPである場合に、かかるCPUやDSPが非
活性状態から活性状態に切り替わった場合にこのような
現象が発生する。
流Ioの量は比較的小さく、且つ、その変動がほとんど
ないことから、出力電圧Voは目標電圧を維持してい
る。この場合、フィルタ51の出力である制御信号S6
の方が、フィルタ41の出力である制御信号S3よりも
低レベルとなることから、コンパレータ52の出力であ
る制御信号S7はローレベル(非活性状態)を維持す
る。これにより、PWM制御回路37は通常の動作を行
う。したがって、時刻t10以前においては、負荷急変
検出回路50は、制御回路62の動作に実質的に何らの
影響も及ぼさない。
急激な増加が始まると、これに伴って、出力電圧Voが
急激に低下し始める。出力電圧Voが急激に低下する
と、これを受けるフィルタ41は、その出力である制御
信号S3のレベルを低下させ、フィルタ51は、その出
力である制御信号S6のレベルを低下させる。この場
合、出力電圧Voの変動に対しては、フィルタ41の出
力である制御信号S3の方が、フィルタ51の出力であ
る制御信号S6よりも大きく変動するように設定されて
いることから、時刻t11において、制御信号S3及び
制御信号S6のレベルの大小関係が逆転する。すなわ
ち、制御信号S6の方が制御信号S3よりも高レベルと
なる。
る制御信号S7はハイレベル、すなわち、活性状態とな
る。制御信号S7が活性化すると、これを制御端(MO
DE2)に受けるPWM制御回路37は、増幅器30よ
り供給される制御信号S1のレベルに関わらず、制御信
号a,bに同期して制御信号c,dを活性状態とし、こ
れにより、主回路部24に含まれる整流回路を同期整流
させる。このような状態は、制御信号S3及び制御信号
S6のレベルの大小関係が再び逆転するまで、すなわ
ち、制御信号S6の方が制御信号S3よりも低レベルと
なるまで維持される。
の方が制御信号S3よりも再び低レベルとなると、コン
パレータ52の出力である制御信号S7はローレベルに
戻り、PWM制御回路37は通常の動作モードに戻る。
これにより、負荷急変検出回路50は、制御回路62の
動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。その後、
時刻t14において出力電圧Voのレベルが目標電圧に
復帰し、これにより制御信号S1のレベルも安定状態と
なる。
る場合における主回路部24の動作について説明する。
端(MODE2)に受けるPWM制御回路37は、増幅
器30より供給される制御信号S1のレベルに関わら
ず、制御信号a,bに同期して制御信号c,dを活性状
態とし、これにより、主回路部24に含まれる整流回路
を同期整流させる。
/dt)は、第1のメインスイッチ13がオンしている
期間においては第1の整流スイッチ19は導通状態にあ
り、
降下電圧、L1:第1のリアクトル17のインダクタン
ス、L2:第2のリアクトル18のインダクタンス)で
表すことができ、第2のメインスイッチ14がオンして
いる期間においては第2の整流スイッチ20は導通状態
にあり、
が導通状態にあるとは、第1の整流スイッチ19自体が
オンしている状態及び第1の整流スイッチ19が有する
ボディダイオードに電流が流れている状態の両方を指
し、同様に、第2の整流スイッチ20が導通状態にある
とは、第2の整流スイッチ20自体がオンしている状態
及び第2の整流スイッチ20が有するボディダイオード
に電流が流れている状態の両方を指す。上記(2)・
(3)式から明らかなように、出力電流Ioの増加速度
(dIo/dt)は、トランス10の2次側電圧Vs、
出力電圧Vo、第1及び第2のリアクトル17,18の
インダクタンスL1、L2が一定であれば、整流素子の
降下電圧Vfによって決まる。本実施態様においては、
制御信号S7が活性化している場合、整流回路の整流動
作は第1及び第2の整流スイッチ19、20を介した同
期整流動作となることから、整流素子の降下電圧Vfの
値は、第1及び第2の整流スイッチ19、20の順方向
降下電圧(約0V)となり、ボディダイオードを介して
整流動作を行っている場合の降下電圧(Vf=約0.7
V)よりも低くなる。
オードを介して整流動作を行っている場合よりも速い速
度で増加する。したがって、出力電流Ioの急激な増大
に伴う出力電圧Voの低下をより速やかに回復させるこ
とができる。
ング電源装置においては、負荷状態の急変した場合にお
いて、出力電流Ioを速やかに増大させることができる
ので、過渡応答性が大幅に向上する。
ッチング電源装置から負荷急変検出回路50を削除した
場合の出力電流Ioの波形、出力電圧Voの波形及び制
御信号S1の波形が、それぞれIo’、Vo’及びS
1’として示されている。図10から明らかなように、
本実施態様にかかるスイッチング電源装置から負荷急変
検出回路50を削除すると、負荷状態が急変しても出力
電流Ioを速やかに増加させられないので、出力電圧V
oの低下が大きく、このため、出力電圧Voのレベルが
目標電圧に復帰するまでに長い時間を必要としている。
本例においては、時刻t15において出力電圧Voのレ
ベルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号S1のレ
ベルも安定状態となっている。
ング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電
圧Voが急速に低下した場合、負荷急変検出回路50が
ない場合に比べて、時刻t15−時刻t14にて与えら
れる時間だけ早く出力電圧Voのレベルを目標電圧に復
帰させることが可能となる。
源装置の通常状態における動作について説明する。尚、
本明細書において「通常状態」とは、出力電流Ioが安
定しているか、変動している場合であってもその変動の
度合いが小さい状態、すなわち、負荷急変状態以外の状
態をいう。
回路50の動作を示すタイミング図である。図11に
は、時刻t16から時刻t17(時刻t17−時刻t1
6>時刻t12−時刻t10)の間に出力電流Ioの量
が比較的緩やかに増加した場合におけるスイッチング電
源装置の動作が示されている。
かに増加する場合においては、これに伴なう出力電圧V
oの低下も緩やかであり、制御信号S3及び制御信号S
6のレベルの大小関係が逆転することはない。このた
め、コンパレータ52の出力である制御信号S7はロー
レベル(非活性状態)を維持する。上述の通り、制御信
号S7はローレベル(非活性状態)である場合には、負
荷急変検出回路50は、制御回路62の動作に実質的に
何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にか
かるスイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作
を行うことができる。
源装置の動作についてより詳細に説明する。
グ電源装置において、出力電流Ioが比較的緩やかに増
加した場合の動作を示すタイミング図である。
比較的緩やかに増加する場合においては、制御信号S3
とS6の大小関係は逆転しないため、制御信号S7はロ
ーレベル(非活性状態)を保持する。この場合、増加前
における出力電流Ioの値が所定値Io1を下回ってい
れば、制御信号c,dを非活性状態とし、これにより、
主回路部24に含まれる整流回路の同期整流動作を停止
させる(同期整流OFF)。
2の整流スイッチ19、20がそれぞれ備えるボディダ
イオードを介した整流動作が行われるので、これによる
損失が増大するが、第1及び第2の整流スイッチ19、
20を駆動するための電力が実質的にゼロとなるので、
所定値Io1を適切に設定することによって、全体的な
損失を減少させることができる。
電流Ioの値が所定値Io1を上回ったことを制御信号
S5が示すと、制御信号a,bに同期して制御信号c,
dを活性状態とし、これにより、主回路部24に含まれ
る整流回路を同期整流させる(同期整流ON)。
グ電源装置において、出力電流Ioが急激に増加した場
合の第1の動作を示すタイミング図である。
ると、制御信号S3とS6の大小関係が一時的に逆転す
るため、制御信号S7は所定の期間においてハイレベル
(活性状態)となる。これに応答して、PWM制御回路
37は、制御信号a,bに同期して制御信号c,dを活
性状態とし、これにより、主回路部24に含まれる整流
回路を同期整流させる(同期整流ON)。
性状態)に復帰すると、PWM制御回路37の動作状態
は、制御信号S5に基づいて定められる。図13に示し
た例では、制御信号S7がローレベル(非活性状態)に
復帰した時点で、出力電流Ioが所定値Io1を上回っ
ていることから、PWM制御回路37は引き続き制御信
号a,bに同期して制御信号c,dを活性状態とし、こ
れにより、主回路部24に含まれる整流回路を同期整流
させる(同期整流ON)。
グ電源装置において、出力電流Ioが急激に増加した場
合の第2の動作を示すタイミング図である。
ーレベル(非活性状態)に復帰した時点で、出力電流I
oが所定値Io1を下回っていることから、この時点か
らPWM制御回路37は制御信号c,dを非活性状態と
し、これにより、主回路部24に含まれる整流回路の同
期整流動作を停止させる(同期整流OFF)。
グ電源装置において、出力電流Ioが急激に増加した場
合の第3の動作を示すタイミング図である。
激に増加する前から急激に増加した後に亘って、出力電
流Ioが常に所定値Io1を上回っているため、PWM
制御回路37は、出力電流Ioが急激に増加する前から
急激に増加した後に亘って、制御信号a,bに同期して
制御信号c,dを活性状態とし、これにより、主回路部
24に含まれる整流回路を同期整流させる(同期整流O
N)。
スイッチング電源装置においては、負荷状態の急変によ
る出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させること
ができることから、例えば、負荷としてCPUやDSP
を駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこ
れらの誤動作を効果的に防止することができる。
様について説明する。
施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
かるスイッチング電源装置は、図4に示したスイッチン
グ電源装置と比べ、制御回路6が制御回路63に置き換
えられ、さらに負荷急変検出回路7が負荷急変検出回路
60に置き換えられている点において異なる。その他の
構成については、図4に示したスイッチング電源装置と
同様であるので、重複する説明は省略する。
備えられているPWM制御回路36がPWM制御回路3
8に置き換えられている点において異なる。PWM制御
回路38は、PWM制御回路36が有する制御端(MO
DE0)及び制御端(MODE1)に加えて、制御端
(MODE2)を備えている。制御端(MODE1)及
び制御端(MODE2)には制御信号S4及びS7がそ
れぞれ供給され、制御端(MODE1)に与えられる制
御信号S4が活性化すると、PWM制御回路38は、増
幅器30より供給される制御信号S1のレベルに関わら
ず、制御信号c,dを非活性状態とし、これにより、主
回路部5に含まれる整流回路の同期整流動作を停止させ
る。一方、制御端(MODE2)に与えられる制御信号
S7が活性化すると、PWM制御回路38、増幅器30
より供給される制御信号S1のレベルに関わらず、制御
信号a,bに同期して制御信号c,dを活性状態とし、
これにより、主回路部5に含まれる整流回路を同期整流
させる。
と、フィルタ41と、フィルタ51と、コンパレータ4
2と、コンパレータ52を備えている。
上述の通りであり、それぞれ制御信号S3、S2及びS
6を生成する。また、コンパレータ42及び51も、上
述の通り、対応する制御信号をそれぞれ受け、これに基
づいて制御信号S4及びS7をそれぞれ生成する。
フィルタ40よりも時定数が大きくなるように設定され
ており、且つ、フィルタ51の方がフィルタ41よりも
時定数が大きくなるように設定されている。したがっ
て、出力電圧Voが変動した場合、フィルタ40の方が
フィルタ41よりも大きく変動し、且つ、フィルタ41
の方がフィルタ40よりも大きく変動する。さらに、出
力電圧Voが安定している場合、並びに、出力電圧Vo
が変動しているもののその変動の度合いが小さい場合に
は、フィルタ40の出力である制御信号S2の方が、フ
ィルタ41の出力である制御信号S3よりも低レベルと
なるように設定されており、且つ、フィルタ51の出力
である制御信号S6の方が、フィルタ41の出力である
制御信号S3よりも低レベルとなるように設定されてい
る。
回路60を備えるスイッチング電源装置においては、図
4に示したスイッチング電源装置の作用と、図9に示し
たスイッチング電源装置の作用の両方を得ることができ
る。つまり、負荷状態の急変により出力電圧Voが急激
に上昇した場合にあっては、コンパレータ42の出力で
ある制御信号S4が活性化する(ハイレベルとなる)た
め、制御信号S1のレベルを急速に低下させることがで
き、一方、負荷状態の急変により出力電圧Voが急激に
低下した場合にあっては、コンパレータ52の出力であ
る制御信号S7が活性化する(ハイレベルとなる)た
め、制御信号S1のレベルを急速に上昇させることがで
きる。さらに、通常状態においては、負荷急変検出回路
60は、制御回路63の動作に実質的に何らの影響も及
ぼさない。
グ電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧
Voの急速な低下及び上昇を速やかに回復させることが
できる。したがって、例えば、負荷としてCPUやDS
Pを駆動する場合に、かかるCPUやDSPが活性状態
から非活性状態に切り替わった場合や、非活性状態から
活性状態に切り替わった際に生じる電源電圧の変動に基
づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
イッチング電源装置の変形例について説明する。
ング電源装置の変形例について説明する。
ッチング電源装置の負荷急変検出回路7の代わりに適用
可能な負荷急変検出回路70の回路図である。
路70は、フィルタ71と、フィルタ72と、演算増幅
器73と、コンパレータ74と、抵抗76〜79とを備
えている。
間に直列に接続された抵抗81及び82と、抵抗82に
対して並列に接続されたコンデンサ83とを備えてお
り、抵抗81と抵抗82の接続点の電位は制御信号S9
として用いられる。フィルタ72は、一対の出力端子3
及び4間に直列に接続された抵抗84及び85と、抵抗
85に対して並列に接続されたコンデンサ86とを備え
ており、抵抗84と抵抗85の接続点の電位は制御信号
S10として用いられる。かかる構成により、フィルタ
71は、出力電圧Voを入力とし制御信号S9を出力と
するローパスフィルタ回路として機能し、フィルタ72
は、出力電圧Voを入力とし制御信号S10を出力とす
るローパスフィルタ回路として機能する。
2のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的に
は、フィルタ71の方がフィルタ72よりも時定数が大
きくなるように設定されている。したがって、出力電圧
Voが変動した場合、フィルタ72の方がフィルタ71
よりも大きく変動する。また、出力電圧Voが安定して
いる場合には、フィルタ71の出力である制御信号S9
とフィルタ72の出力である制御信号S10とは、実質
的に同じレベルとなるように設定されている。このよう
な特性の設定は、フィルタ71及び72を構成する抵抗
81、82、84及び85、並びに、コンデンサ83及
び86の定数を適切に選択することによって行うことが
できる。
反転入力端(+)及び出力端を備えており、反転入力端
(−)とフィルタ72との間には抵抗76が接続され、
反転入力端(−)と出力端との間には抵抗77が接続さ
れている。これにより、演算増幅器73は、抵抗76の
抵抗値と抵抗77の抵抗値との比によって増幅率が定め
られる反転増幅器として機能する。ここで、演算増幅器
73の非反転入力端(+)には制御信号S9が供給さ
れ、反転入力端(−)には制御信号S10が供給されて
いる。これにより、制御信号S10のレベルが、制御信
号S9のレベルに比べて高くなれば高くなるほど、演算
増幅器73の出力である制御信号S11のレベルは低く
なる。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、反転入力
端(−)には制御信号S11が供給され、非反転入力端
(+)には抵抗78及び79によって出力電圧Voが分
圧された電圧Vo1が供給されている。これにより、制
御信号S11のレベルが電圧Vo1のレベルよりも高い
場合には、コンパレータ74の出力である制御信号S4
はローレベルとなり、逆に、制御信号S11のレベルが
電圧Vo1のレベルよりも低い場合には、コンパレータ
74の出力である制御信号S4はハイレベルとなる。
尚、図17には示されていないが、電圧Vo1をより安
定させるためには、抵抗79に対して並列なコンデンサ
を付加することが好ましい。電圧Vo1は、定常状態に
おける制御信号S11のレベルよりも低くなるように設
定されている。
て説明する。
示すタイミング図である。図18には、時刻t20から
時刻t22の間に出力電流Ioの量が急激に減少した場
合におけるスイッチング電源装置の動作が示されてい
る。
流Ioの量は大きく、且つ、その変動がほとんどないこ
とから、出力電圧Voは目標電圧を維持している。この
場合、フィルタ71の出力である制御信号S9と、フィ
ルタ72の出力である制御信号S10のレベルは実質的
に等しく、演算増幅器73の出力である制御信号S11
は所定のレベルで安定している。ここで、前記所定のレ
ベルとは、図18に示されるように、抵抗78及び79
によって出力電圧Voが分圧された電圧Vo1よりも高
く、このため、コンパレータ74の出力である制御信号
S4はローレベル(非活性状態)を維持する。
急激な減少が始まると、これに伴って、出力電圧Voが
急激に上昇し始める。出力電圧Voが急激に上昇する
と、これを受けるフィルタ71は、その出力である制御
信号S9のレベルを上昇させ、フィルタ72は、その出
力である制御信号S10のレベルを上昇させる。この場
合、出力電圧Voの変動に対しては、フィルタ72の出
力である制御信号S10の方が、フィルタ71の出力で
ある制御信号S9よりも大きく変動するように設定され
ているため、演算増幅器73の出力である制御信号S1
1のレベルはこれらの差に応じて低下し、時刻t21に
おいて電圧Vo1を超えて下回る。
る制御信号S4はハイレベル(活性状態)となる。制御
信号S4が活性化した場合の制御回路6の動作について
は上述の通りである。
oに連動して変化するが、図18において出力電圧Vo
の変動の様子は拡大して示されており、このため、図1
8においては、出力電圧Voの変動に伴う電圧Vo1の
変動の様子は省略されている。
1のレベルが電圧Vo1を再び上回ると、コンパレータ
74の出力である制御信号S4はローレベル(非活性状
態)に戻り、これにより、負荷急変検出回路70は、制
御回路6の動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくな
る。
を用いた場合においても、負荷状態の急変による出力電
圧Voの急速な上昇を速やかに回復させることができる
ので、過渡応答性が大幅に向上する。
ッチング電源装置から負荷急変検出回路70を削除した
場合の各種波形は示されていないが、上述した各実施態
様にかかるスイッチング電源装置と同様、負荷急変検出
回路70を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧
Voが急速に上昇しても、出力電圧Voのレベルが目標
電圧に復帰するまでに長い時間が必要となる。
の変化が僅かであるため、演算増幅器73の出力である
制御信号S11のレベルが電圧Vo1を超えて下回るこ
とはない。このため、通常状態においては、コンパレー
タ74の出力である制御信号S4はローレベルを維持
し、負荷急変検出回路70は、制御回路6の動作に実質
的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態様
にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常の
動作を行うことができる。
た場合、フィルタ71の出力である制御信号S9のレベ
ルとフィルタ72の出力である制御信号S10のレベル
との差を、演算増幅器73によって増幅して制御信号S
11を生成し、これをしきい値となる電圧Vo1と比較
していることから、図1に示したスイッチング電源装置
よりも、高精度且つ安定的に、負荷急変状態を検出する
ことができる。
合、しきい値となる電圧Vo1を、出力電圧Voに基づ
いて生成していることから、出力電圧設定用VID(V
oltage Identification)コード
やドループ制御によって出力電圧Voの目標電圧が変更
された場合であっても、これに伴う制御信号S11のレ
ベルの変化に電圧Vo1を自動追従させることができ
る。このため、出力電圧Voの目標電圧が変更された場
合であっても、負荷急変検出回路70内の制御を変更す
る必要がない。
の変形例について説明する。
装置の負荷急変検出回路50の代わりに適用可能な負荷
急変検出回路90の回路図である。
路90は、図17に示した負荷急変検出回路70と類似
の構成を有しており、負荷急変検出回路70と比べて、
コンパレータ74がコンパレータ91に置き換えられ、
抵抗78、79が抵抗93、94に置き換えられている
点において異なる。その他の構成については、図17に
示し負荷急変検出回路70と同様であるので、重複する
説明は省略する。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、非反転入
力端(+)には制御信号S11が供給され、反転入力端
(−)には抵抗93及び94によって出力電圧Voが分
圧された電圧Vo2が供給されている。これにより、制
御信号S11のレベルが電圧Vo2のレベルよりも高い
場合には、コンパレータ91の出力である制御信号S7
はハイレベルとなり、逆に、制御信号S11のレベルが
電圧Vo2のレベルよりも低い場合には、コンパレータ
91の出力である制御信号S14はローレベルとなる。
尚、図19には示されていないが、電圧Vo2をより安
定させるためには、抵抗94に対して並列なコンデンサ
を付加することが好ましい。電圧Vo2は、定常状態に
おける制御信号S11のレベルよりも高くなるように設
定されている。
て説明する。
検出回路90の動作を示すタイミング図である。図20
には、時刻t30から時刻t32の間に出力電流Ioの
量が急激に増大した場合におけるスイッチング電源装置
の動作が示されている。
流Ioの量は小さく、且つ、その変動がほとんどないこ
とから、出力電圧Voは目標電圧を維持している。この
場合、フィルタ71の出力である制御信号S9と、フィ
ルタ72の出力である制御信号S10のレベルは実質的
に等しく、演算増幅器73の出力である制御信号S11
は所定のレベルで安定している。ここで、前記所定のレ
ベルとは、図20に示されるように、抵抗93及び94
によって出力電圧Voが分圧された電圧Vo2よりも低
く、このため、コンパレータ91の出力である制御信号
S7はローレベル(非活性状態)を維持する。したがっ
て、時刻t30以前においては、負荷急変検出回路90
は、制御回路62の動作に実質的に何らの影響も及ぼさ
ない。
急激な増加が始まると、これに伴って、出力電圧Voが
急激に低下し始める。出力電圧Voが急激に低下する
と、これを受けるフィルタ71は、その出力である制御
信号S9のレベルを低下させ、フィルタ72は、その出
力である制御信号S10のレベルを低下させる。この場
合、出力電圧Voの変動に対しては、フィルタ72の出
力である制御信号S10の方が、フィルタ71の出力で
ある制御信号S9よりも大きく変動するように設定され
ているため、演算増幅器73の出力である制御信号S1
1のレベルはこれらの差に応じて上昇し、時刻t31に
おいて電圧Vo2を超えて上回る。
る制御信号S7はハイレベル(活性状態)となる。制御
信号S7が活性化した場合の制御回路62の動作につい
ては上述の通りである。
1のレベルが電圧Vo2を再び超えて下回ると、コンパ
レータ91の出力である制御信号S7はローレベル(非
活性状態)に戻り、負荷急変検出回路100は、制御回
路6の動作に実質的に何らの影響も及ぼさなくなる。
を用いた場合においても、負荷状態の急変による出力電
圧Voの急速な低下を速やかに回復させることができる
ので、過渡応答性が大幅に向上する。
ッチング電源装置から負荷急変検出回路90を削除した
場合の各種波形は示されていないが、上述した各実施態
様にかかるスイッチング電源装置と同様、負荷急変検出
回路90を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧
Voが急速に低下しても出力電圧Voのレベルが目標電
圧に復帰するまでに長い時間が必要となる。
の変化が僅かであるため、演算増幅器73の出力である
制御信号S11のレベルが電圧Vo2を超えて上回るこ
とはない。このため、通常状態においては、コンパレー
タ91の出力である制御信号S7はローレベルを維持
し、負荷急変検出回路90は、制御回路62の動作に実
質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態
様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常
の動作を行うことができる。
0を用いた場合においても、負荷状態の急変による出力
電圧Voの急速な低下を速やかに回復させることができ
ることから、例えば、負荷としてCPUやDSPを駆動
する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこれらの
誤動作を効果的に防止することができる。
合においても、図17に示した負荷急変検出回路70を
用いた場合と同様、フィルタ71の出力である制御信号
S9のレベルとフィルタ72の出力である制御信号S1
0のレベルとの差を、演算増幅器73によって増幅して
制御信号S11を生成し、これをしきい値となる電圧V
o2と比較していることから、図9に示したスイッチン
グ電源装置よりも、高精度且つ安定的に、負荷急変状態
を検出することができる。
合においても、図17に示した負荷急変検出回路70を
用いた場合と同様、しきい値となる電圧Vo2を、出力
電圧Voに基づいて生成していることから、出力電圧設
定用VIDコードやドループ制御によって出力電圧Vo
の目標電圧が変更された場合であっても、これに伴う制
御信号S11のレベルの変化に電圧Vo2を自動追従さ
せることができる。このため、出力電圧Voの目標電圧
が変更された場合であっても、負荷急変検出回路90内
の制御を変更する必要がない。
置の変形例について説明する。
源装置の負荷急変検出回路60の代わりに適用可能な負
荷急変検出回路100の回路図である。
と、フィルタ72と、演算増幅器73と、コンパレータ
74と、コンパレータ91と、抵抗76〜89、93、
94とを備えている。
通りであり、それぞれ制御信号S9及びS10を生成す
る。また、演算増幅器73も、上述の通り、制御信号S
9及びS10を受け、これらのレベルの差を増幅した信
号である制御信号S11を生成する。さらに、コンパレ
ータ74及び91も、上述の通り、制御信号S11及び
対応する電圧Vo1またはVo2に基づいて制御信号S
4及びS7をそれぞれ生成する。
態における制御信号S11のレベルよりも低く、且つ、
電圧Vo2は定常状態における制御信号S11のレベル
よりも高くなるように設定されている。
れば、図17に示す負荷急変検出回路70を用いた場合
の効果と、図19に示す負荷急変検出回路90を用いた
場合の効果の両方を得ることができる。つまり、負荷状
態の急変によって出力電圧Voが急激に上昇した場合に
あっては、コンパレータ74の出力である制御信号S4
が活性化する(ハイレベルとなる)ため、同期整流動作
を停止させることができ、一方、負荷状態の急変により
出力電圧Voが急激に低下した場合にあっては、コンパ
レータ91の出力である制御信号S7が活性化する(ハ
イレベルとなる)ため、同期整流動作を行うことができ
る。さらに、通常状態においては、負荷急変検出回路1
00は、制御回路63の動作に実質的に何らの影響も及
ぼさない。
0を用いた場合においても、負荷状態の急変による出力
電圧Voの急速な低下及び上昇を速やかに回復させるこ
とができるので、過渡応答性が大幅に向上する。
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。
ング電源装置においては、負荷急変検出回路に含まれる
フィルタとして、ローパスフィルタ回路を用いている
が、本発明において、負荷急変検出回路に含まれるフィ
ルタがローパスフィルタであることは必須でなく、時定
数が適切に設定されている限り、これらが図22に示さ
れるようなハイパスフィルタであっても構わない。
ング電源装置においては、主回路部5、24の1次側回
路としてハーフブリッジ型のスイッチング回路を用い、
主回路部5、24の2次側回路としてカレントダブラー
型(倍電流型)の出力回路を用いているが、本発明にお
いて、主回路部5、24の1次側回路及び2次側回路は
これらに限定されず、他の回路を用いても構わない。
装置に適用可能な他の1次側回路としては、フルブリッ
ジ型回路やプッシュプル型回路を用いることができる。
また、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能
な他の2次側回路としては、フォワード型回路やセンタ
ータップ型回路、ブリッジ型回路を用いることができ
る。
スイッチング電源装置においては、主回路部5、24と
して、1つのトランス10と、1つの1次側回路と、1
つの2次側回路とを備える回路を用いているが、本発明
においては、トランス、1次側回路及び2次側回路から
なる組を複数組を用い、これらの位相を互いにずらして
駆動しても構わない。
負荷急変検出回路70、90及び100においては、演
算増幅器73の出力である制御信号S11のレベルとの
比較に、出力電圧Voを分圧して生成した電圧Vo1及
び/または電圧Vo2を用いているが、これら電圧Vo
1及び/または電圧Vo2の代わりに、所定の基準電圧
を用いても構わない。但し、電圧Vo1及び/または電
圧Vo2の代わりに所定の基準電圧を用いた場合、制御
回路6、61、62、63によって出力電圧Voの目標
電圧が変更された場合には、これに応じて基準電圧のレ
ベルを変更する必要がある。
源装置においては、制御回路6、61、62、63に含
まれる増幅器30の入力端に出力電圧Voが直接供給さ
れているが、これら入力端には、出力電圧Voに連動す
る電圧、例えば、複数の抵抗の直列体を用いて出力電圧
Voを分圧した電圧を供給しても構わない。
電源装置においては、制御回路6、61、62、63は
いずれも電圧モード制御を行っているが、電流モード制
御を行う制御回路を用いても構わない。
源装置における制御回路6、61、62、63は、いず
れも増幅器30を用いることによって、アナログ信号で
ある制御信号S1を生成しているが、これら動作をデジ
タル信号処理によって行っても構わない。
電源装置において用いた負荷急変検出回路は、負荷の急
変を検出する回路の一例であり、これ以外の回路を用い
て負荷の急変を検出しても構わない。
源装置においては、トランス10の1次側にカレントト
ランス25を設けることによって、定常状態における出
力電流Ioを間接的に検出しているが、定常状態におけ
る出力電流Ioを検出する方法としてはこれに限定され
ず、他の方法によりこれを検出しても構わない。
負荷状態の急変による出力電圧Voの急速な低下及び/
または上昇を速やかに回復させることができることか
ら、過渡応答性が大幅に改善されたスイッチング電源装
置を提供することができる。これにより、本発明による
スイッチング電源装置によれば、CPUやDSPのよう
に負荷電流の変化が急激である負荷を駆動する場合であ
っても、これらの誤動作を効果的に防止することができ
る。
装置によれば、出力電圧Voを監視することによって負
荷急変状態を間接的に検出していることから、抵抗やカ
レントトランス等を用いて出力電流Ioを直接検出する
場合に生じる電力損失や動作遅延が発生することがな
い。このため、スイッチング電源装置の出力コンデンサ
21をスイッチング電源装置の本体から比較的離れて配
置された負荷の近傍に配置し、出力電圧Voの検出点を
負荷の近傍とするいわゆるリモートセンシング方式によ
る電圧検出を行う場合に適したスイッチング電源装置を
提供することができる。
グ電源装置の回路図である。
態における動作を示すタイミング図である。
おける動作を示すタイミング図である。
チング電源装置の回路図である。
力電流Ioが比較的緩やかに減少した場合の動作を示す
タイミング図である。
力電流Ioが急激に減少した場合の第1の動作を示すタ
イミング図である。
力電流Ioが急激に減少した場合の第2の動作を示すタ
イミング図である。
力電流Ioが急激に減少した場合の第3の動作を示すタ
イミング図である。
スイッチング電源装置の回路図である。
の動作を示すタイミング図である。
作を示すタイミング図である。
出力電流Ioが比較的緩やかに増加した場合の動作を示
すタイミング図である。
出力電流Ioが急激に増加した場合の第1の動作を示す
タイミング図である。
出力電流Ioが急激に増加した場合の第2の動作を示す
タイミング図である。
出力電流Ioが急激に増加した場合の第3の動作を示す
タイミング図である。
るスイッチング電源装置の回路図である。
装置の負荷急変検出回路7の代わりに適用可能な負荷急
変検出回路70の回路図である。
グ図である。
変検出回路50の代わりに適用可能な負荷急変検出回路
90の回路図である。
グ図である。
急変検出回路60の代わりに適用可能な負荷急変検出回
路100の回路図である。
Claims (4)
- 【請求項1】 直流である入力電圧を交流電圧に変換す
るスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流で
ある出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部と、
前記主回路部の動作を制御する制御回路とを備え、前記
制御回路は、前記主回路部より供給される負荷電流が急
変したことに応答して、前記主回路部の前記出力回路を
強制的に同期整流状態または同期整流動作の停止状態と
することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項2】 前記制御回路は、前記主回路部より供給
される負荷電流が急激に減少したことに応答して、前記
主回路部の前記出力回路を強制的に同期整流動作の停止
状態とすることを特徴とする請求項1に記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項3】 前記制御回路は、前記主回路部より供給
される負荷電流が所定値未満であることに応答して、前
記主回路部の前記出力回路を同期整流動作の停止状態と
することを特徴とする請求項1または2に記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項4】 前記制御回路は、前記主回路部より供給
される負荷電流が急激に増加したことに応答して、前記
負荷電流が前記所定値未満であるか否かに関わらず、前
記主回路部の前記出力回路を強制的に同期整流状態とす
ることを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001248258A JP2003061347A (ja) | 2001-08-17 | 2001-08-17 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005051994A (ja) * | 2003-07-16 | 2005-02-24 | Nippon Soken Inc | 2トランス型dc−dcコンバータ及びdc−dcコンバータ |
JP2010226839A (ja) * | 2009-03-23 | 2010-10-07 | Denso Corp | リモートセンシング電位検出型車両用電源装置 |
US7825765B2 (en) | 2003-07-16 | 2010-11-02 | Denso Corporation | DC-DC converter |
JP2014155384A (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-25 | Denso Corp | 電力変換装置 |
WO2020012814A1 (ja) * | 2018-07-13 | 2020-01-16 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | コンバータ装置、制御切り替え方法及びプログラム |
JP2021182795A (ja) * | 2020-05-18 | 2021-11-25 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
-
2001
- 2001-08-17 JP JP2001248258A patent/JP2003061347A/ja active Pending
Cited By (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005051994A (ja) * | 2003-07-16 | 2005-02-24 | Nippon Soken Inc | 2トランス型dc−dcコンバータ及びdc−dcコンバータ |
JP4542844B2 (ja) * | 2003-07-16 | 2010-09-15 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 2トランス型dc−dcコンバータ |
US7825765B2 (en) | 2003-07-16 | 2010-11-02 | Denso Corporation | DC-DC converter |
JP2010226839A (ja) * | 2009-03-23 | 2010-10-07 | Denso Corp | リモートセンシング電位検出型車両用電源装置 |
JP2014155384A (ja) * | 2013-02-12 | 2014-08-25 | Denso Corp | 電力変換装置 |
US9577535B2 (en) | 2013-02-12 | 2017-02-21 | Denso Corporation | Power conversion apparatus |
WO2020012814A1 (ja) * | 2018-07-13 | 2020-01-16 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | コンバータ装置、制御切り替え方法及びプログラム |
JP2020014275A (ja) * | 2018-07-13 | 2020-01-23 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | コンバータ装置、制御切り替え方法及びプログラム |
JP7136613B2 (ja) | 2018-07-13 | 2022-09-13 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | コンバータ装置、制御切り替え方法及びプログラム |
JP2021182795A (ja) * | 2020-05-18 | 2021-11-25 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
JP7342786B2 (ja) | 2020-05-18 | 2023-09-12 | 株式会社デンソー | 電力変換装置 |
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