JP2003061350A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
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Abstract
のに適したスイッチング電源装置を提供する。 【解決手段】 直流である入力電圧を交流電圧に変換す
るスイッチング回路及び交流電圧を整流して直流である
出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部5と、主
回路部5の動作を制御する制御回路6と、主回路部5よ
り供給される負荷電流の急変を検出する負荷急変検出回
路7とを備え、負荷急変検出回路7は、出力電圧を受け
る第1及び第2のフィルタ40、41と、第1及び第2
のフィルタ40、41の出力に基づいて負荷急変検出信
号S4を生成する検出信号生成手段とを含む。これによ
り、抵抗やカレントトランス等を用いて出力電流を直接
検出する場合に生じる電力損失や動作遅延が発生するこ
とがない。また、負荷急変検出信号S4を適切に用いる
ことにより、過渡応答性の大幅な改善が可能となる。
Description
装置に関し、特に、負荷電流が急激に変動しうる負荷を
駆動するのに適したスイッチング電源装置に関する。
て、いわゆるDC/DCコンバータが知られている。代
表的なDC/DCコンバータは、スイッチング回路を用
いて直流入力を一旦交流に変換した後、トランスを用い
てこれを変圧(昇圧または降圧)し、さらに、出力回路
を用いてこれを直流に変換する装置であり、これによっ
て入力電圧とは異なる電圧を持った直流出力を得ること
ができる。
は、制御回路によって出力電圧が検出され、これに基づ
いてスイッチング回路によるスイッチング動作が制御さ
れる。これにより、スイッチング電源装置が駆動すべき
負荷には安定した動作電圧が供給される。
流(スイッチング電源装置から見れば出力電流)が急激
に変動する負荷を駆動する場合、従来のスイッチング電
源装置においては、出力電圧を安定的に保持することは
困難であった。
グ・ユニット)やDSP(デジタル・シグナル・プロセ
ッサ)は、動作電圧が低く、且つ、活性状態においては
大電流を必要とし、非活性状態においては僅かな電流し
か必要としないことから、従来のスイッチング電源装置
においては、出力電流の急激な変動によって出力電圧が
大きく変動してしまうおそれがあった。しかも、CPU
やDSPは非常に高速な動作を行うデバイスであること
から、出力電圧が変動した場合に、速やかにこれを安定
させなければ、CPUやDSPの誤動作を招くおそれが
ある。
急激に変動しうる負荷を駆動するのに適したスイッチン
グ電源装置を提供することである。
激な変動に起因する出力電圧の変動が低減されたスイッ
チング電源装置を提供することである。
流の急激な変動を効率的に検出することができる手段を
備えたスイッチング電源装置を提供することである。
直流である入力電圧を交流電圧に変換するスイッチング
回路及び前記交流電圧を整流して直流である出力電圧を
生成する出力回路を有する主回路部と、前記主回路部の
動作を制御する制御回路と、前記主回路部より供給され
る負荷電流の急変を検出する負荷急変検出回路とを備
え、前記負荷急変検出回路は、前記出力電圧を受ける第
1及び第2のフィルタと、前記第1及び第2のフィルタ
の出力に基づいて負荷急変検出信号を生成する検出信号
生成手段とを含むことを特徴とするスイッチング電源装
置によって達成される。
び第2のフィルタの出力に基づいて、主回路部より供給
される負荷電流の急変を検出しているので、抵抗やカレ
ントトランス等を用いて出力電流を直接検出する場合に
生じる電力損失や動作遅延が発生することがない。ま
た、負荷急変検出信号を適切に用いることにより、過渡
応答性の大幅な改善が可能となる。
記第1及び第2のフィルタの時定数が互いに異なる。
は、前記第1及び第2のフィルタがローパスフィルタ及
びハイパスフィルタのいずれか一方からなる。
は、前記検出信号生成手段が、前記第1のフィルタの出
力を一方の入力端に受け前記第2のフィルタの出力を他
方の入力端に受けるコンパレータを含む。
は、通常状態における前記第1及び第2のフィルタの出
力レベルが互いに異なる。
は、前記検出信号生成手段が、前記第1及び第2のフィ
ルタの出力レベル差を増幅する演算増幅器と、前記演算
増幅器の出力が所定のしきい値電圧を超えたことに応答
して前記負荷急変検出信号を活性化するコンパレータと
を含む。
第1及び第2のフィルタの出力レベル差を増幅する演算
増幅器を用いていることから、より高精度且つ安定的に
負荷急変状態を検出することができる。
いては、前記所定のしきい値電圧が前記出力電圧に連動
する。
れば、出力電圧の目標電圧が変更された場合であって
も、負荷急変検出回路内の制御を変更する必要がない。
いては、通常状態における前記第1及び第2のフィルタ
の出力レベルが実質的に等しい。
は、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに連動
する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前
記負荷急変検出回路が、前記負荷急変検出信号の活性化
に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを変動させ
る手段をさらに含む。
ば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。これにより、例えば、負荷としてCP
UやDSPを駆動する場合であっても、電源電圧の変動
に基づくこれらの誤動作を効果的に防止することができ
る。
は、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに連動
する電圧を入力端に受け、前記負荷急変検出信号に基づ
いて特性が切り替えられる可変増幅器を少なくとも有す
る。
も、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
は、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに連動
する電圧をそれぞれ入力端に受ける互いに特性の異なる
複数の増幅器と、それぞれ対応する前記増幅器の出力に
基づいて対応する制御信号群を生成する複数のPWM制
御回路と、前記負荷急変検出信号に基づいて前記複数の
制御信号群からいずれか一つの制御信号群を選択しする
セレクタとを少なくとも有し、これにより、選択された
制御信号群に基づいて前記主回路部の動作を制御する。
も、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
は、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに連動
する電圧をそれぞれ入力端に受ける互いに特性の異なる
複数の増幅器と、前記負荷急変検出信号に基づいて前記
複数の増幅器の出力からいずれか一つの出力を選択する
セレクタと、前記選択された出力に基づいて制御信号群
を生成するPWM制御回路とを少なくとも有し、これに
より前記制御信号群に基づいて前記主回路部の動作を制
御する。
も、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
は、前記制御回路は、前記負荷急変検出信号が活性状態
であることに応答して、前記主回路部の前記出力回路を
強制的に同期整流状態または同期整流動作の停止状態と
する。
も、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路及び前記交
流電圧を整流して直流である出力電圧を生成する出力回
路を有する主回路部と、前記主回路部の動作を制御する
制御回路と、前記主回路部より供給される負荷電流の急
変を検出する負荷急変検出回路とを備え、前記負荷急変
検出回路は、前記出力電圧を受ける第1乃至第3のフィ
ルタと、前記第1のフィルタの出力を一方の入力端に受
け前記第2のフィルタの出力を他方の入力端に受け、こ
れらに基づいて第1の負荷急変検出信号を生成する第1
のコンパレータと、前記第1のフィルタの出力を一方の
入力端に受け前記第3のフィルタの出力を他方の入力端
に受け、これらに基づいて第2の負荷急変検出信号を生
成する第2のコンパレータとを含むことを特徴とするス
イッチング電源装置によって達成される。
を生成する第1のコンパレータ及び第2の負荷急変検出
信号を生成する第2のコンパレータを用いていることか
ら、第1乃至第3のフィルタの特性を適切に設定すれ
ば、一方向の負荷急変状態(例えば、負荷状態の急増)
のみならず、逆方向の負荷急変状態(例えば、負荷状態
の急減)を検出することが可能となる。また、第1乃至
第3のフィルタの特性を適切に設定すれば、負荷急変の
程度に応じた検出を行うことも可能となる。これによ
り、これら第1及び第2の負荷急変検出信号を適切に用
いることにより、過渡応答性の大幅な改善が可能とな
る。
常状態における前記第1及び第2のフィルタの出力レベ
ルが互いに異なり、通常状態における前記第1及び第3
のフィルタの出力レベルが互いに異なる。
は、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに連動
する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前
記負荷急変検出回路が、前記第1の負荷急変検出信号の
活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一
方向に変動させ、前記第2の負荷急変検出信号の活性化
に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方
向とは逆の方向に変動させる手段をさらに含む。
ば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路及び前記交
流電圧を整流して直流である出力電圧を生成する出力回
路を有する主回路部と、前記主回路部の動作を制御する
制御回路と、前記主回路部より供給される負荷電流の急
変を検出する負荷急変検出回路とを備え、前記負荷急変
検出回路は、前記出力電圧を受ける第1及び第2のフィ
ルタと、前記第1及び第2のフィルタの出力レベル差を
増幅する演算増幅器と、前記演算増幅器の出力が第1の
しきい値電圧を超えたことに応答して第1の負荷急変検
出信号を活性化する第1のコンパレータと、前記演算増
幅器の出力が第2のしきい値電圧を超えたことに応答し
て第2の負荷急変検出信号を活性化する第2のコンパレ
ータとを含むことを特徴とするスイッチング電源装置に
よって達成される。
を生成する第1のコンパレータ及び第2の負荷急変検出
信号を生成する第2のコンパレータを用いていることか
ら、第1及び第2のしきい値電圧を適切に設定すれば、
一方向の負荷急変状態(例えば、負荷状態の急増)のみ
ならず、逆方向の負荷急変状態(例えば、負荷状態の急
減)を検出することが可能となる。また、第1及び第2
のしきい値電圧を適切に設定すれば、負荷急変の程度に
応じた検出を行うことも可能となる。これにより、これ
ら第1及び第2の負荷急変検出信号を適切に用いること
により、過渡応答性の大幅な改善が可能となる。
記第1及び第2のしきい値電圧がいずれも前記出力電圧
に連動する。
れば、出力電圧の目標電圧が変更された場合であって
も、負荷急変検出回路内の制御を変更する必要がない。
は、前記第1のしきい値電圧は通常状態における前記演
算増幅器の出力レベルよりも低く、且つ、前記第2のし
きい値電圧は通常状態における前記演算増幅器の出力レ
ベルよりも高い。
ば、一方向の負荷急変状態(例えば、負荷状態の急増)
のみならず、逆方向の負荷急変状態(例えば、負荷状態
の急減)を検出することができる。
は、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに連動
する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有し、前
記負荷急変検出回路が、前記第1の負荷急変検出信号の
活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを一
方向に変動させ、前記第2の負荷急変検出信号の活性化
に応答して前記増幅器の前記入力端のレベルを前記一方
向とは逆の方向に変動させる手段をさらに含む。
ば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
は、前記第1及び第2のしきい値電圧はいずれも、通常
状態における前記演算増幅器の出力レベルよりも低い或
いは高い。
負荷急変の程度に応じた検出を行うことができる。
いては、前記制御回路が、前記出力電圧若しくはこれに
連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくとも有
し、前記負荷急変検出回路が、前記第1の負荷急変検出
信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベ
ルを一方向に第1の速度で変動させ、前記第2の負荷急
変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端
のレベルを前記一方向に第2の速度で変動させる手段を
さらに含む。
ば、負荷状態の急変による出力電圧の急速な変化を速や
かに回復させることができることから、過渡応答性が大
幅に改善される。
本発明の好ましい実施態様について詳細に説明する。
るスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、一対の入力端子1及び2に
供給される直流入力電圧Vinを変圧し、所定の電圧を
有する出力電圧Voを一対の出力端子3及び4に供給す
る装置であり、主回路部5と、制御回路6と、負荷急変
検出回路7とを備えている。特に限定されるものではな
いが、一対の出力端子3及び4には、CPUやDSPの
ように低電圧(例えば1V)で動作する一方、大電流
(例えば、100A)を必要とする機器の電源端子が接
続される。CPUやDSPは、活性状態においては大電
流を必要とするものの、非活性状態においては僅かな電
流しか必要とせず、しかも、活性状態と非活性状態の切
り替わりが極めて高速であるという特質を有しており、
本実施態様にかかるスイッチング電源装置は、このよう
な特質を有する機器(負荷)を駆動するための電源とし
て好適に用いることができる。
10の1次側に設けられたハーフブリッジ型のスイッチ
ング回路と、トランス10の2次側に設けられたカレン
トダブラー型(倍電流型)の出力回路とを備える。
は、一対の入力端子1及び2間に直列に接続された第1
の入力コンデンサ11及び第2の入力コンデンサ12
と、一対の入力端子1及び2間に直列に接続された第1
のメインスイッチ13及び第2のメインスイッチ14
と、第1のメインスイッチ13を駆動するドライバ15
と、第2のメインスイッチ14を駆動するドライバ16
とを備えている。図1に示されるように、第1及び第2
の入力コンデンサ11、12の接続点と、第1及び第2
のメインスイッチ13、14の接続点との間には、トラ
ンス10の1次巻線が接続されている。また、第1及び
第2のメインスイッチ13、14としては、公知である
各種の素子若しくは回路を用いることができる。
出力端子3及び4間に直列に接続された第1のリアクト
ル17及び第1の整流スイッチ19と、一対の出力端子
3及び4間に直列に接続された第2のリアクトル18及
び第2の整流スイッチ20と、一対の出力端子3及び4
間に接続された出力コンデンサ21と、第1の整流スイ
ッチ19を駆動するドライバ22と、第2の整流スイッ
チ20を駆動するドライバ23とを備えている。図1に
示されるように、第1のリアクトル17及び第1の整流
スイッチ19の接続点と、第2のリアクトル18及び第
2の整流スイッチ20の接続点との間には、トランス1
0の2次巻線が接続されている。また、第1及び第2の
整流スイッチ19、20としては、公知である各種の素
子若しくは回路を用いることができる。
回路31と、絶縁回路32と、抵抗33及び34とを備
えている。
入力端(+)及び出力端を備えており、反転入力端
(−)とスイッチング電源装置の一方の出力端子3との
間には抵抗33が挿入されており、反転入力端(−)と
出力端との間には抵抗34が挿入されている。また、非
反転入力端(+)には、基準電圧Vrefが供給されて
いる。これにより、増幅器30の出力端に現れる制御信
号S1は、一方の出力端子3に現れる出力電圧Voに応
じて変化する。より具体的には、出力電圧Voが高けれ
ば高いほど増幅器30の出力端に現れる制御信号S1の
レベルは低下し、逆に、出力電圧Voが低ければ低いほ
ど増幅器30の出力端に現れる制御信号S1のレベルは
上昇する。
給される制御信号S1を受け、これに基づいて制御信号
a,bのパルス幅を制御する。より具体的には、PWM
制御回路31は、制御信号S1のレベルが高ければ高い
ほどこれら制御信号a,bのパルス幅を広げ(デューテ
ィを高くし)、逆に、制御信号S1のレベルが低ければ
低いほどこれら制御信号a,bのパルス幅を狭くする
(デューティを低くする)。ここで、制御信号a,b
は、それぞれ、第1のメインスイッチ13及び第2のメ
インスイッチ14のオン/オフを制御するために用いら
れる信号である。また、PWM制御回路31は、制御信
号a,bのパルス幅に応じて制御信号c,dを適切なパ
ルス幅に制御する。ここで、制御信号c,dは、それぞ
れ、第1の整流スイッチ19及び第2の整流スイッチ2
0のオン/オフを制御するために用いられる信号であ
る。
属する制御信号a,bを受け、これらをトランス10の
1次側に属する制御信号A,Bにそれぞれ変換する回路
である。特に限定されるものではないが、絶縁回路32
としては、トランスやフォトカプラ等を用いることがで
きる。
イバ15に供給され、制御信号Bはドライバ16に供給
され、制御信号cはドライバ22に供給され、制御信号
dはドライバ23に供給される。これらドライバは、対
応する制御信号が活性状態(例えばハイレベル)になる
と対応するスイッチを導通状態とし、逆に、対応する制
御信号が非活性状態(例えばローレベル)になると対応
するスイッチを非導通状態とする。
フィルタ41と、コンパレータ42と、トランジスタ4
3と、抵抗35とを備えている。
間に直列に接続された抵抗44及び45と、抵抗45に
対して並列に接続されたコンデンサ46とを備えてお
り、抵抗44と抵抗45の接続点の電位は制御信号S2
として用いられる。同様に、フィルタ41は、一対の出
力端子3及び4間に直列に接続された抵抗47及び48
と、抵抗48に対して並列に接続されたコンデンサ49
とを備えており、抵抗47と抵抗48の接続点の電位は
制御信号S3として用いられる。かかる構成により、フ
ィルタ40は、出力電圧Voを入力とし制御信号S2を
出力とするローパスフィルタ回路として機能し、フィル
タ41は、出力電圧Voを入力とし制御信号S3を出力
とするローパスフィルタ回路として機能する。
1のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的に
は、フィルタ40の方がフィルタ41よりも時定数が大
きくなるように設定されている。したがって、出力電圧
Voが変動した場合、フィルタ41の方がフィルタ40
よりも大きく変動する。さらに、出力電圧Voが安定し
ている場合、並びに、出力電圧Voが変動しているもの
のその変動の度合いが小さい場合には、フィルタ40の
出力である制御信号S2の方が、フィルタ41の出力で
ある制御信号S3よりも低レベルとなるように設定され
ている。このような特性の設定は、フィルタ40及び4
1を構成する抵抗44、45、47及び48、並びに、
コンデンサ46及び49の定数を適切に選択することに
よって行うことができる。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、非反転入
力端(+)には制御信号S2が供給され、反転入力端
(−)には制御信号S3が供給されている。これによ
り、制御信号S2のレベルが制御信号S3のレベルより
も低い場合には、コンパレータ42の出力である制御信
号S4はローレベルとなり、逆に、制御信号S2のレベ
ルが制御信号S3のレベルよりも高い場合には、コンパ
レータ42の出力である制御信号S4はハイレベルとな
る。ここで、制御信号S4は、負荷急変検出信号として
用いられる。
ではないが、NPN型のバイポーラトランジスタからな
り、そのベースには制御信号S4が供給される。また、
トランジスタ43のエミッタは出力端子4(GND)に
接続されており、トランジスタ43のコレクタは抵抗3
5を介して増幅器30の反転入力端(−)に接続されて
いる。
源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
尚、本明細書において「負荷急変状態」とは、出力電流
Ioが急激に変動している状態をいう。
電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング
図である。
力電流Ioの量が急激に増大した場合におけるスイッチ
ング電源装置の動作が示されており、これは、例えば一
対の出力端子3及び4に接続されている負荷がCPUや
DSPである場合に、かかるCPUやDSPが非活性状
態から活性状態に切り替わった場合にこのような現象が
発生する。
Ioの量は小さく、且つ、その変動がほとんどないこと
から、出力電圧Voは目標電圧を維持している。この場
合、フィルタ40の出力である制御信号S2の方が、フ
ィルタ41の出力である制御信号S3よりも低レベルと
なることから、コンパレータ42の出力である制御信号
S4はローレベルを維持する。これにより、トランジス
タ43はオフ状態となるので、増幅器30の反転入力端
(−)から見て、制御信号S5はハイインピーダンス状
態となる。したがって、時刻t0以前においては、負荷
急変検出回路7は、制御回路6の動作に実質的に何らの
影響も及ぼさない。
激な増加が始まると、これに伴って、出力電圧Voが急
激に低下し始める。出力電圧Voが急激に低下すると、
これを受けるフィルタ40は、その出力である制御信号
S2のレベルを低下させ、フィルタ41は、その出力で
ある制御信号S3のレベルを低下させる。この場合、出
力電圧Voの変動に対しては、フィルタ41の出力であ
る制御信号S3の方が、フィルタ40の出力である制御
信号S2よりも大きく変動するように設定されているこ
とから、時刻t1において、制御信号S2及び制御信号
S3のレベルの大小関係が逆転する。すなわち、制御信
号S2の方が制御信号S3よりも高レベルとなる。
る制御信号S4はハイレベルとなり、トランジスタ43
がオン状態となる。トランジスタ43がオン状態となる
と、制御信号S5のレベルは出力端子4(GND)の電
位(接地電位)となることから、増幅器30の反転入力
端(−)には、抵抗35を介して接地電位が供給され
る。
信号S1のレベルは急速に上昇し、典型的には、飽和レ
ベルまで上昇する。このため、制御信号S1を受けるP
WM制御回路31は、その出力である制御信号a,bの
パルス幅を実質的に最大値まで広げ、これにより、低下
していた出力電圧Voのレベルは、目標電圧に向かって
急速に上昇を始める。このような状態は、制御信号S2
及び制御信号S3のレベルの大小関係が再び逆転するま
で、すなわち、制御信号S2の方が制御信号S3よりも
低レベルとなるまで維持される。
方が制御信号S3よりも再び低レベルとなると、コンパ
レータ42の出力である制御信号S4はローレベルに戻
り、トランジスタ43は再びオフ状態となる。これによ
り、負荷急変検出回路7は、制御回路6の動作に実質的
に何らの影響も及ぼさなくなる。その後、時刻t4にお
いて出力電圧Voのレベルが目標電圧に復帰し、これに
より制御信号S1のレベルも安定状態となる。
イッチング電源装置においては、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させることが
できるので、過渡応答性が大幅に向上する。
チング電源装置から負荷急変検出回路7を削除した場合
の出力電圧Voの波形及び制御信号S1の波形が、それ
ぞれVo’及びS1’として示されている。図2から明
らかなように、本実施態様にかかるスイッチング電源装
置から負荷急変検出回路7を削除すると、負荷状態の急
変により出力電圧Voが急速に低下しても、制御信号S
1の上昇が緩やかであるため、出力電圧Voのレベルが
目標電圧に復帰するまでに長い時間を必要としている。
本例においては、時刻t5において出力電圧Voのレベ
ルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号S1のレベ
ルも安定状態となっている。
ング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電
圧Voが急速に低下した場合、負荷急変検出回路7がな
い場合に比べて、時刻t5−時刻t4にて与えられる時
間だけ早く出力電圧Voのレベルを目標電圧に復帰させ
ることが可能となる。
源装置の通常状態における動作について説明する。尚、
本明細書において「通常状態」とは、出力電流Ioが安
定しているか、変動している場合であってもその変動の
度合いが小さい状態、すなわち、負荷急変状態以外の状
態をいう。
電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図で
ある。図3には、時刻t6から時刻t7(時刻t7−時
刻t6>時刻t2−時刻t0)の間に出力電流Ioの量
が比較的緩やかに増加した場合におけるスイッチング電
源装置の動作が示されている。
かに増加する場合においては、これに伴なう出力電圧V
oの低下も緩やかであり、制御信号S2及び制御信号S
3のレベルの大小関係が逆転することはない。このた
め、コンパレータ42の出力である制御信号S4はロー
レベルを維持し、トランジスタ43はオフ状態を維持す
る。上述の通り、トランジスタ43がオフ状態である場
合には、負荷急変検出回路7は、制御回路6の動作に実
質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施態
様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通常
の動作を行うことができる。
スイッチング電源装置においては、負荷状態の急変によ
る出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させること
ができることから、例えば、負荷としてCPUやDSP
を駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこ
れらの誤動作を効果的に防止することができる。
源装置においては、負荷急変状態を検出するためにロー
パスフィルタとしての機能を有するフィルタ40及び4
1を用いていることから、主回路部5のスイッチング動
作に伴って発生するリップル電圧変動を誤って負荷急変
状態と認識することによる誤動作を防止することができ
る。
急速な低下を速やかに回復させる方法としては、出力コ
ンデンサ21としてより大容量のコンデンサを用いる方
法も考えられるが、この場合、スイッチング電源装置全
体の大型化を招くとともに、コストを増大させてしま
う。これに対し、本実施態様にかかるスイッチング電源
装置においては、このような装置全体の大型化や、コス
トの増大を効果的に抑制しつつ、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させることが
できる。
いて説明する。
かかるスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング
電源装置と比べ、負荷急変検出回路7が負荷急変検出回
路50に置き換えられている点において異なる。その他
の構成については、図1に示したスイッチング電源装置
と同様であるので、重複する説明は省略する。
と、フィルタ51と、コンパレータ52と、トランジス
タ53と、抵抗54とを備えている。
間に直列に接続された抵抗55及び56と、抵抗56に
対して並列に接続されたコンデンサ57とを備えてお
り、抵抗55と抵抗56の接続点の電位は制御信号S6
として用いられる。かかる構成により、フィルタ51
は、出力電圧Voを入力とし制御信号S6を出力とする
ローパスフィルタ回路として機能する。フィルタ41の
回路構成及びその機能は上述の通りである。
1のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的に
は、より具体的には、フィルタ41の方がフィルタ51
よりも時定数が大きくなるように設定されている。した
がって、出力電圧Voが変動した場合、フィルタ51の
方がフィルタ41よりも大きく変動する。さらに、出力
電圧Voが安定している場合、並びに、出力電圧Voが
変動しているもののその変動の度合いが小さい場合に
は、フィルタ51の出力である制御信号S6の方が、フ
ィルタ41の出力である制御信号S3よりも低レベルと
なるように設定されている。このような特性の設定は、
フィルタ41及び51を構成する抵抗47、48、55
及び56並びに、コンデンサ49及び57の定数を適切
に選択することによって行うことができる。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、非反転入
力端(+)には制御信号S3が供給され、反転入力端
(−)には制御信号S6が供給されている。これによ
り、制御信号S6のレベルが制御信号S3のレベルより
も低い場合には、コンパレータ52の出力である制御信
号S7はハイレベルとなり、逆に、制御信号S6のレベ
ルが制御信号S3のレベルよりも高い場合には、コンパ
レータ52の出力である制御信号S7はローレベルとな
る。ここで、制御信号S7は、負荷急変検出信号として
用いられる。
ではないが、PNP型のバイポーラトランジスタからな
り、そのベースには制御信号S7が供給される。また、
トランジスタ53のエミッタは出力端子3(Vcc)に
接続されており、トランジスタ53のコレクタは抵抗5
4を介して増幅器30の反転入力端(−)に接続されて
いる。
源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング
図である。
に出力電流Ioの量が急激に減少した場合におけるスイ
ッチング電源装置の動作が示されており、これは、例え
ば一対の出力端子3及び4に接続されている負荷がCP
UやDSPである場合に、かかるCPUやDSPが活性
状態から非活性状態に切り替わった場合にこのような現
象が発生する。
流Ioの量は大きく、且つ、その変動がほとんどないこ
とから、出力電圧Voは目標電圧を維持している。この
場合、フィルタ51の出力である制御信号S6の方が、
フィルタ41の出力である制御信号S3よりも低レベル
となることから、コンパレータ52の出力である制御信
号S7はハイレベルを維持する。これにより、トランジ
スタ53はオフ状態となるので、増幅器30の反転入力
端(−)から見て、制御信号S8はハイインピーダンス
状態となる。したがって、時刻t10以前においては、
負荷急変検出回路50は、制御回路6の動作に実質的に
何らの影響も及ぼさない。
急激な減少が始まると、これに伴って、出力電圧Voが
急激に上昇し始める。出力電圧Voが急激に上昇する
と、これを受けるフィルタ41は、その出力である制御
信号S3のレベルを上昇させ、フィルタ51は、その出
力である制御信号S6のレベルを上昇させる。この場
合、出力電圧Voの変動に対しては、フィルタ51の出
力である制御信号S6の方が、フィルタ41の出力であ
る制御信号S3よりも大きく変動するように設定されて
いることから、時刻t11において、制御信号S3及び
制御信号S6のレベルの大小関係が逆転する。すなわ
ち、制御信号S6の方が制御信号S3よりも高レベルと
なる。
る制御信号S7はローレベルとなり、トランジスタ53
がオン状態となる。トランジスタ53がオン状態となる
と、制御信号S8のレベルは出力端子3(Vcc)の電
位(電源電位)となることから、増幅器30の反転入力
端(−)には、抵抗54を介して電源電位が供給され
る。
信号S1のレベルは急速に低下し、典型的には、最低レ
ベルまで低下する。このため、制御信号S1を受けるP
WM制御回路31は、その出力である制御信号a,bの
パルス幅を実質的に最小値まで狭め、これにより、上昇
していた出力電圧Voのレベルは、目標電圧に向かって
急速に低下を始める。このような状態は、制御信号S3
及び制御信号S6のレベルの大小関係が再び逆転するま
で、すなわち、制御信号S6の方が制御信号S3よりも
低レベルとなるまで維持される。
の方が制御信号S3よりも再び低レベルとなると、コン
パレータ52の出力である制御信号S7はハイレベルに
戻り、トランジスタ53は再びオフ状態となる。これに
より、負荷急変検出回路50は、制御回路6の動作に実
質的に何らの影響も及ぼさなくなる。その後、時刻t1
4において出力電圧Voのレベルが目標電圧に復帰し、
これにより制御信号S1のレベルも安定状態となる。
イッチング電源装置においては、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な上昇を速やかに回復させることが
できるので、過渡応答性が大幅に向上する。
チング電源装置から負荷急変検出回路50を削除した場
合の出力電圧Voの波形及び制御信号S1の波形が、そ
れぞれVo’及びS1’として示されている。図5から
明らかなように、本実施態様にかかるスイッチング電源
装置から負荷急変検出回路50を削除すると、負荷状態
の急変により出力電圧Voが急速に上昇しても、制御信
号S1の低下が緩やかであるため、出力電圧Voのレベ
ルが目標電圧に復帰するまでに長い時間を必要としてい
る。本例においては、時刻t15において出力電圧Vo
のレベルが目標電圧に復帰し、これにより制御信号S1
のレベルも安定状態となっている。
ング電源装置においては、負荷状態の急変により出力電
圧Voが急速に上昇した場合、負荷急変検出回路50が
ない場合に比べて、時刻t15−時刻t14にて与えら
れる時間だけ早く出力電圧Voのレベルを目標電圧に復
帰させることが可能となる。
源装置の通常状態における動作について説明する。
電源装置の通常状態における動作を示すタイミング図で
ある。図6には、時刻t16から時刻t17(時刻t1
7−時刻t16>時刻t12−時刻t10)の間に出力
電流Ioの量が比較的緩やかに減少した場合におけるス
イッチング電源装置の動作が示されている。
かに減少する場合においては、これに伴なう出力電圧V
oの上昇も緩やかであり、制御信号S3及び制御信号S
6のレベルの大小関係が逆転することはない。このた
め、コンパレータ52の出力である制御信号S7はハイ
レベルを維持し、トランジスタ53はオフ状態を維持す
る。上述の通り、トランジスタ53がオフ状態である場
合には、負荷急変検出回路50は、制御回路6の動作に
実質的に何らの影響も及ぼさない。したがって、本実施
態様にかかるスイッチング電源装置は、通常状態には通
常の動作を行うことができる。
スイッチング電源装置においては、負荷状態の急変によ
る出力電圧Voの急速な上昇を速やかに回復させること
ができることから、例えば、負荷としてCPUやDSP
を駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこ
れらの誤動作を効果的に防止することができる。
様について説明する。
態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング
電源装置と比べ、負荷急変検出回路7が負荷急変検出回
路60に置き換えられている点において異なる。その他
の構成については、図1に示したスイッチング電源装置
と同様であるので、重複する説明は省略する。
と、フィルタ41と、フィルタ51と、コンパレータ4
2と、コンパレータ52と、トランジスタ43と、トラ
ンジスタ53と、抵抗35及び54とを備えている。
上述の通りであり、それぞれ制御信号S3、S2及びS
6を生成する。また、コンパレータ42及び51も、上
述の通り、対応する制御信号をそれぞれ受け、これに基
づいて制御信号S4及びS7をそれぞれ生成する。さら
に、トランジスタ43も、上述の通り、制御信号S4が
ベースに供給されており、そのコレクタは抵抗35を介
して増幅器30の反転入力端(−)に接続されている。
同様に、トランジスタ53は、制御信号S7がベースに
供給されており、そのコレクタは抵抗54を介して増幅
器30の反転入力端(−)に接続されている。
フィルタ41よりも時定数が大きくなるように設定され
ており、且つ、フィルタ41の方がフィルタ51よりも
時定数が大きくなるように設定されている。したがっ
て、出力電圧Voが変動した場合、フィルタ41の方が
フィルタ40よりも大きく変動し、且つ、フィルタ51
の方がフィルタ41よりも大きく変動する。さらに、出
力電圧Voが安定している場合、並びに、出力電圧Vo
が変動しているもののその変動の度合いが小さい場合に
は、フィルタ40の出力である制御信号S2の方が、フ
ィルタ41の出力である制御信号S3よりも低レベルと
なるように設定されており、且つ、フィルタ51の出力
である制御信号S6の方が、フィルタ41の出力である
制御信号S3よりも低レベルとなるように設定されてい
る。
スイッチング電源装置においては、図1に示したスイッ
チング電源装置の作用と、図4に示したスイッチング電
源装置の作用の両方を得ることができる。つまり、負荷
状態の急変により出力電圧Voが急激に低下した場合に
あっては、コンパレータ42の出力である制御信号S4
が活性化する(ハイレベルとなる)ため、制御信号S1
のレベルを急速に上昇させることができ、一方、負荷状
態の急変により出力電圧Voが急激に上昇した場合にあ
っては、コンパレータ52の出力である制御信号S7が
活性化する(ローレベルとなる)ため、制御信号S1の
レベルを急速に低下させることができる。さらに、通常
状態においては、負荷急変検出回路60は、制御回路6
の動作に実質的に何らの影響も及ぼさない。
グ電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧
Voの急速な低下及び上昇を速やかに回復させることが
できる。したがって、例えば、負荷としてCPUやDS
Pを駆動する場合に、かかるCPUやDSPが活性状態
から非活性状態に切り替わった場合や、非活性状態から
活性状態に切り替わった際に生じる電源電圧の変動に基
づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
様について説明する。
態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチング
電源装置と比べ、負荷急変検出回路7が負荷急変検出回
路70に置き換えられている点において異なる。その他
の構成については、図1に示したスイッチング電源装置
と同様であるので、重複する説明は省略する。
と、フィルタ72と、演算増幅器73と、コンパレータ
74と、トランジスタ75と、抵抗76〜80とを備え
ている。
間に直列に接続された抵抗81及び82と、抵抗82に
対して並列に接続されたコンデンサ83とを備えてお
り、抵抗81と抵抗82の接続点の電位は制御信号S9
として用いられる。フィルタ72は、一対の出力端子3
及び4間に直列に接続された抵抗84及び85と、抵抗
85に対して並列に接続されたコンデンサ86とを備え
ており、抵抗84と抵抗85の接続点の電位は制御信号
S10として用いられる。かかる構成により、フィルタ
71は、出力電圧Voを入力とし制御信号S9を出力と
するローパスフィルタ回路として機能し、フィルタ72
は、出力電圧Voを入力とし制御信号S10を出力とす
るローパスフィルタ回路として機能する。
2のフィルタ特性は互いに異なっている。より具体的に
は、より具体的には、フィルタ71の方がフィルタ72
よりも時定数が大きくなるように設定されている。した
がって、出力電圧Voが変動した場合、フィルタ72の
方がフィルタ71よりも大きく変動する。また、出力電
圧Voが安定している場合には、フィルタ71の出力で
ある制御信号S9とフィルタ72の出力である制御信号
S10とは、実質的に同じレベルとなるように設定され
ている。このような特性の設定は、フィルタ71及び7
2を構成する抵抗81、82、84及び85、並びに、
コンデンサ83及び86の定数を適切に選択することに
よって行うことができる。
反転入力端(+)及び出力端を備えており、反転入力端
(−)とフィルタ72との間には抵抗76が接続され、
反転入力端(−)と出力端との間には抵抗77が接続さ
れている。これにより、演算増幅器73は、抵抗76の
抵抗値と抵抗77の抵抗値との比によって増幅率が定め
られる反転増幅器として機能する。ここで、演算増幅器
73の非反転入力端(+)には制御信号S9が供給さ
れ、反転入力端(−)には制御信号S10が供給されて
いる。これにより、制御信号S10のレベルが、制御信
号S9のレベルに比べて低くなれば低くなるほど、演算
増幅器73の出力である制御信号S11のレベルは高く
なる。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、非反転入
力端(+)には制御信号S11が供給され、反転入力端
(−)には抵抗78及び79によって出力電圧Voが分
圧された電圧Vo1が供給されている。これにより、制
御信号S11のレベルが電圧Vo1のレベルよりも低い
場合には、コンパレータ74の出力である制御信号S1
2はローレベルとなり、逆に、制御信号S11のレベル
が電圧Vo1のレベルよりも高い場合には、コンパレー
タ74の出力である制御信号S12はハイレベルとな
る。尚、図8には示されていないが、電圧Vo1をより
安定させるためには、抵抗79に対して並列なコンデン
サを付加することが好ましい。ここで、制御信号S12
は、負荷急変検出信号として用いられる。
ではないが、NPN型のバイポーラトランジスタからな
り、そのベースには制御信号S12が供給される。ま
た、トランジスタ75のエミッタは出力端子4(GN
D)に接続されており、トランジスタ75のコレクタは
抵抗80を介して増幅器30の反転入力端(−)に接続
されている。
源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミング
図である。図9には、時刻t20から時刻t22の間に
出力電流Ioの量が急激に増大した場合におけるスイッ
チング電源装置の動作が示されている。
流Ioの量は小さく、且つ、その変動がほとんどないこ
とから、出力電圧Voは目標電圧を維持している。この
場合、フィルタ71の出力である制御信号S9と、フィ
ルタ72の出力である制御信号S10のレベルは実質的
に等しく、演算増幅器73の出力である制御信号S11
は所定のレベルで安定している。ここで、前記所定のレ
ベルとは、図9に示されるように、抵抗78及び79に
よって出力電圧Voが分圧された電圧Vo1よりも低
く、このため、コンパレータ74の出力である制御信号
S12はローレベルを維持する。これにより、トランジ
スタ75はオフ状態となるので、増幅器30の反転入力
端(−)から見て、制御信号S13はハイインピーダン
ス状態となる。したがって、時刻t20以前において
は、負荷急変検出回路70は、制御回路6の動作に実質
的に何らの影響も及ぼさない。
急激な増大が始まると、これに伴って、出力電圧Voが
急激に低下し始める。出力電圧Voが急激に低下する
と、これを受けるフィルタ71は、その出力である制御
信号S9のレベルを低下させ、フィルタ72は、その出
力である制御信号S10のレベルを低下させる。この場
合、出力電圧Voの変動に対しては、フィルタ72の出
力である制御信号S10の方が、フィルタ71の出力で
ある制御信号S9よりも大きく変動するように設定され
ているため、演算増幅器73の出力である制御信号S1
1のレベルはこれらの差に応じて上昇し、時刻t21に
おいて電圧Vo1を超えて上回る。
る制御信号S12はハイレベルとなり、トランジスタ7
5がオン状態となる。トランジスタ75がオン状態とな
ると、制御信号S13のレベルは出力端子4(GND)
の電位(接地電位)となることから、増幅器30の反転
入力端(−)には、抵抗80を介して接地電位が供給さ
れる。
信号S1のレベルは急速に上昇し、典型的には、飽和レ
ベルまで上昇する。このため、制御信号S1を受けるP
WM制御回路31は、その出力である制御信号a,bの
パルス幅を実質的に最大値まで広げ、これにより、低下
していた出力電圧Voのレベルは、目標電圧に向かって
急速に上昇を始める。このような状態は、演算増幅器7
3の出力である制御信号S11のレベルが、電圧Vo1
を再び下回るまで維持される。
oに連動して変化するが、図9において出力電圧Voの
変動の様子は拡大して示されており、このため、図9に
おいては、出力電圧Voの変動に伴う電圧Vo1の変動
の様子は省略されている。
1のレベルが電圧Vo1を再び下回ると、コンパレータ
74の出力である制御信号S12はローレベルに戻り、
トランジスタ75は再びオフ状態となる。これにより、
負荷急変検出回路70は、制御回路6の動作に実質的に
何らの影響も及ぼさなくなる。
イッチング電源装置においても、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させることが
できるので、過渡応答性が大幅に向上する。
チング電源装置から負荷急変検出回路70を削除した場
合の各種波形は示されていないが、上述した各実施態様
にかかるスイッチング電源装置と同様、負荷急変検出回
路70を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧V
oが急速に低下しても、制御信号S1の上昇が緩やかで
あるため、出力電圧Voのレベルが目標電圧に復帰する
までに長い時間が必要となる。
の変化が僅かであるため、演算増幅器73の出力である
制御信号S11のレベルが電圧Vo1を超えて上回るこ
とはない。このため、通常状態においては、コンパレー
タ74の出力である制御信号S12はローレベルを維持
し、トランジスタ75はオフ状態を維持する。上述の通
り、トランジスタ75がオフ状態である場合には、負荷
急変検出回路70は、制御回路6の動作に実質的に何ら
の影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかる
スイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行
うことができる。
スイッチング電源装置においては、負荷状態の急変によ
る出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させること
ができることから、例えば、負荷としてCPUやDSP
を駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこ
れらの誤動作を効果的に防止することができる。
電源装置においては、フィルタ71の出力である制御信
号S9のレベルとフィルタ72の出力である制御信号S
10のレベルとの差を、演算増幅器73によって増幅し
て制御信号S11を生成し、これをしきい値となる電圧
Vo1と比較していることから、図1に示したスイッチ
ング電源装置よりも、高精度且つ安定的に、負荷急変状
態を検出することができる。
電源装置においては、しきい値となる電圧Vo1を、出
力電圧Voに基づいて生成していることから、出力電圧
設定用VID(Voltage Identifica
tion)コードやドループ制御によって出力電圧Vo
の目標電圧が変更された場合であっても、これに伴う制
御信号S11のレベルの変化に電圧Vo1を自動追従さ
せることができる。このため、出力電圧Voの目標電圧
が変更された場合であっても、負荷急変検出回路70内
の制御を変更する必要がない。
様について説明する。
施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
かるスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチン
グ電源装置と比べ、負荷急変検出回路7が負荷急変検出
回路90に置き換えられている点において異なる。その
他の構成については、図1に示したスイッチング電源装
置と同様であるので、重複する説明は省略する。
荷急変検出回路70と類似の構成を有しており、負荷急
変検出回路70と比べて、コンパレータ74がコンパレ
ータ91に置き換えられ、トランジスタ75がトランジ
スタ92に置き換えられ、抵抗78〜80が抵抗93〜
95に置き換えられている点において異なる。その他の
構成については、図8に示し負荷急変検出回路70と同
様であるので、重複する説明は省略する。
非反転入力端(+)及び出力端を備えており、非反転入
力端(+)には制御信号S11が供給され、反転入力端
(−)には抵抗93及び94によって出力電圧Voが分
圧された電圧Vo2が供給されている。これにより、制
御信号S11のレベルが電圧Vo2のレベルよりも高い
場合には、コンパレータ91の出力である制御信号S1
4はハイレベルとなり、逆に、制御信号S11のレベル
が電圧Vo2のレベルよりも低い場合には、コンパレー
タ91の出力である制御信号S14はローレベルとな
る。尚、図10には示されていないが、電圧Vo2をよ
り安定させるためには、抵抗94に対して並列なコンデ
ンサを付加することが好ましい。ここで、制御信号S1
4は、負荷急変検出信号として用いられる。
ではないが、PNP型のバイポーラトランジスタからな
り、そのベースには制御信号S14が供給される。ま
た、トランジスタ92のエミッタは出力端子3(Vc
c)に接続されており、トランジスタ92のコレクタは
抵抗95を介して増幅器30の反転入力端(−)に接続
されている。
源装置の負荷急変状態における動作について説明する。
グ電源装置の負荷急変状態における動作を示すタイミン
グ図である。図11には、時刻t30から時刻t32の
間に出力電流Ioの量が急激に増大した場合におけるス
イッチング電源装置の動作が示されている。
流Ioの量は大きく、且つ、その変動がほとんどないこ
とから、出力電圧Voは目標電圧を維持している。この
場合、フィルタ71の出力である制御信号S9と、フィ
ルタ72の出力である制御信号S10のレベルは実質的
に等しく、演算増幅器73の出力である制御信号S11
は所定のレベルで安定している。ここで、前記所定のレ
ベルとは、図11に示されるように、抵抗93及び94
によって出力電圧Voが分圧された電圧Vo2よりも高
く、このため、コンパレータ91の出力である制御信号
S14はハイレベルを維持する。これにより、トランジ
スタ92はオフ状態となるので、増幅器30の反転入力
端(−)から見て、制御信号S15はハイインピーダン
ス状態となる。したがって、時刻t30以前において
は、負荷急変検出回路90は、制御回路6の動作に実質
的に何らの影響も及ぼさない。
急激な減少が始まると、これに伴って、出力電圧Voが
急激に上昇し始める。出力電圧Voが急激に上昇する
と、これを受けるフィルタ71は、その出力である制御
信号S9のレベルを上昇させ、フィルタ72は、その出
力である制御信号S10のレベルを上昇させる。この場
合、出力電圧Voの変動に対しては、フィルタ72の出
力である制御信号S10の方が、フィルタ71の出力で
ある制御信号S9よりも大きく変動するように設定され
ているため、演算増幅器73の出力である制御信号S1
1のレベルはこれらの差に応じて低下し、時刻t31に
おいて電圧Vo2を超えて下回る。
る制御信号S14はローレベルとなり、トランジスタ9
2がオン状態となる。トランジスタ92がオン状態とな
ると、制御信号S15のレベルは出力端子3(Vcc)
の電位(電源電位)となることから、増幅器30の反転
入力端(−)には、抵抗80を介して電源電位が供給さ
れる。
信号S1のレベルは急速に低下し、典型的には、最低レ
ベルまで低下する。このため、制御信号S1を受けるP
WM制御回路31は、その出力である制御信号a,bの
パルス幅を実質的に最小値まで狭め、これにより、上昇
していた出力電圧Voのレベルは、目標電圧に向かって
急速に低下を始める。このような状態は、演算増幅器7
3の出力である制御信号S11のレベルが、電圧Vo2
を再び超えて上回るまで維持される。
1のレベルが電圧Vo2を再び超えて上回ると、コンパ
レータ91の出力である制御信号S14はハイレベルに
戻り、トランジスタ92は再びオフ状態となる。これに
より、負荷急変検出回路90は、制御回路6の動作に実
質的に何らの影響も及ぼさなくなる。
イッチング電源装置においても、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な上昇を速やかに回復させることが
できるので、過渡応答性が大幅に向上する。
ッチング電源装置から負荷急変検出回路90を削除した
場合の各種波形は示されていないが、上述した各実施態
様にかかるスイッチング電源装置と同様、負荷急変検出
回路90を削除すると、負荷状態の急変により出力電圧
Voが急速に上昇しても、制御信号S1の低下が緩やか
であるため、出力電圧Voのレベルが目標電圧に復帰す
るまでに長い時間が必要となる。
の変化が僅かであるため、演算増幅器73の出力である
制御信号S11のレベルが電圧Vo2を超えて下回るこ
とはない。このため、通常状態においては、コンパレー
タ91の出力である制御信号S14はハイレベルを維持
し、トランジスタ92はオフ状態を維持する。上述の通
り、トランジスタ92がオフ状態である場合には、負荷
急変検出回路90は、制御回路6の動作に実質的に何ら
の影響も及ぼさない。したがって、本実施態様にかかる
スイッチング電源装置は、通常状態には通常の動作を行
うことができる。
スイッチング電源装置においては、負荷状態の急変によ
る出力電圧Voの急速な上昇を速やかに回復させること
ができることから、例えば、負荷としてCPUやDSP
を駆動する場合であっても、電源電圧の変動に基づくこ
れらの誤動作を効果的に防止することができる。
電源装置においても、図8に示したスイッチング電源装
置と同様、フィルタ71の出力である制御信号S9のレ
ベルとフィルタ72の出力である制御信号S10のレベ
ルとの差を、演算増幅器73によって増幅して制御信号
S11を生成し、これをしきい値となる電圧Vo2と比
較していることから、図1に示したスイッチング電源装
置よりも、高精度且つ安定的に、負荷急変状態を検出す
ることができる。
電源装置においても、図8に示したスイッチング電源装
置と同様、しきい値となる電圧Vo2を、出力電圧Vo
に基づいて生成していることから、出力電圧設定用VI
Dコードやドループ制御によって出力電圧Voの目標電
圧が変更された場合であっても、これに伴う制御信号S
11のレベルの変化に電圧Vo2を自動追従させること
ができる。このため、出力電圧Voの目標電圧が変更さ
れた場合であっても、負荷急変検出回路90内の制御を
変更する必要がない。
様について説明する。
施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
かるスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチン
グ電源装置と比べ、負荷急変検出回路7が負荷急変検出
回路100に置き換えられている点において異なる。そ
の他の構成については、図1に示したスイッチング電源
装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
と、フィルタ72と、演算増幅器73と、コンパレータ
74と、コンパレータ91と、トランジスタ75と、ト
ランジスタ92と、抵抗76〜80、93〜95とを備
えている。
通りであり、それぞれ制御信号S9及びS10を生成す
る。また、演算増幅器73も、上述の通り、制御信号S
9及びS10を受け、これらのレベルの差を増幅した信
号である制御信号S11を生成する。さらに、コンパレ
ータ74及び91も、上述の通り、制御信号S11及び
対応する電圧Vo1またはVo2に基づいて制御信号S
12及びS14をそれぞれ生成する。さらに、トランジ
スタ75も、上述の通り、制御信号S12がベースに供
給されており、そのコレクタは抵抗80を介して増幅器
30の反転入力端(−)に接続されている。同様に、ト
ランジスタ92は、制御信号S14がベースに供給され
ており、そのコレクタは抵抗95を介して増幅器30の
反転入力端(−)に接続されている。
態における制御信号S11のレベルよりも高く、且つ、
電圧Vo2は定常状態における制御信号S11のレベル
よりも低くなるように設定されている。
るスイッチング電源装置においては、図8に示したスイ
ッチング電源装置の作用と、図10に示したスイッチン
グ電源装置の作用の両方を得ることができる。つまり、
つまり、負荷状態の急変によって出力電圧Voが急激に
低下した場合にあっては、コンパレータ74の出力であ
る制御信号S12が活性化する(ハイレベルとなる)た
め、制御信号S1のレベルを急速に上昇させることがで
き、一方、負荷状態の急変により出力電圧Voが急激に
上昇した場合にあっては、コンパレータ91の出力であ
る制御信号S14が活性化する(ローレベルとなる)た
め、制御信号S1のレベルを急速に低下させることがで
きる。さらに、通常状態においては、負荷急変検出回路
100は、制御回路6の動作に実質的に何らの影響も及
ぼさない。
グ電源装置においては、負荷状態の急変による出力電圧
Voの急速な低下及び上昇を速やかに回復させることが
できる。したがって、例えば、負荷としてCPUやDS
Pを駆動する場合に、かかるCPUやDSPが活性状態
から非活性状態に切り替わった場合や、非活性状態から
活性状態に切り替わった際に生じる電源電圧の変動に基
づくこれらの誤動作を効果的に防止することができる。
様について説明する。
施態様にかかるスイッチング電源装置の回路図である。
かるスイッチング電源装置は、図1に示したスイッチン
グ電源装置と比べ、負荷急変検出回路7が負荷急変検出
回路110に置き換えられている点において異なる。そ
の他の構成については、図1に示したスイッチング電源
装置と同様であるので、重複する説明は省略する。
負荷急変検出回路70と類似の構成を有しており、負荷
急変検出回路70と比べて、コンパレータ74が3つの
コンパレータ111〜113に置き換えられ、トランジ
スタ75が3つのトランジスタ114〜116に置き換
えられ、抵抗78及び79からなる直列体が抵抗117
〜120からなる直列体に置き換えられ、抵抗80が3
つの抵抗121〜123に置き換えられている点におい
て異なる。その他の構成については、図8に示し負荷急
変検出回路70と同様であるので、重複する説明は省略
する。
(−)、非反転入力端(+)及び出力端を備えており、
非反転入力端(+)には制御信号S11が供給され、反
転入力端(−)には抵抗117〜119と抵抗120に
よって出力電圧Voが分圧された電圧Vo3が供給され
ている。これにより、制御信号S11のレベルが電圧V
o3のレベルよりも高い場合には、コンパレータ111
の出力である制御信号S16はハイレベルとなり、逆
に、制御信号S11のレベルが電圧Vo3のレベルより
も低い場合には、コンパレータ111の出力である制御
信号S16はローレベルとなる。
(−)、非反転入力端(+)及び出力端を備えており、
非反転入力端(+)には制御信号S11が供給され、反
転入力端(−)には抵抗117及び118と抵抗119
及び120によって出力電圧Voが分圧された電圧Vo
4が供給されている。これにより、制御信号S11のレ
ベルが電圧Vo4のレベルよりも高い場合には、コンパ
レータ112の出力である制御信号S17はハイレベル
となり、逆に、制御信号S11のレベルが電圧Vo4の
レベルよりも低い場合には、コンパレータ112の出力
である制御信号S17はローレベルとなる。
端(−)、非反転入力端(+)及び出力端を備えてお
り、非反転入力端(+)には制御信号S11が供給さ
れ、反転入力端(−)には抵抗117と抵抗118〜1
20によって出力電圧Voが分圧された電圧Vo5が供
給されている。これにより、制御信号S11のレベルが
電圧Vo5のレベルよりも高い場合には、コンパレータ
113の出力である制御信号S18はハイレベルとな
り、逆に、制御信号S11のレベルが電圧Vo5のレベ
ルよりも低い場合には、コンパレータ113の出力であ
る制御信号S18はローレベルとなる。
のではないが、NPN型のバイポーラトランジスタから
なり、そのベースには制御信号S16が供給される。ま
た、トランジスタ114のエミッタは出力端子4(GN
D)に接続されており、トランジスタ114のコレクタ
は抵抗121を介して増幅器30の反転入力端(−)に
接続されている。
れるものではないが、NPN型のバイポーラトランジス
タからなり、そのベースには制御信号S17が供給され
る。また、トランジスタ115のエミッタは出力端子4
(GND)に接続されており、トランジスタ115のコ
レクタは抵抗122を介して増幅器30の反転入力端
(−)に接続されている。
されるものではないが、NPN型のバイポーラトランジ
スタからなり、そのベースには制御信号S17が供給さ
れる。また、トランジスタ116のエミッタは出力端子
4(GND)に接続されており、トランジスタ116の
コレクタは抵抗123を介して増幅器30の反転入力端
(−)に接続されている。
れらが並列に接続された場合の合成抵抗値が上記各実施
態様において用いた抵抗35、54、80、95と同程
度となるように設定することが望ましい。
Vo3〜Vo5をより安定させるためには、抵抗120
に対して並列なコンデンサを付加することが好ましい。
110においては、電圧Vo3、Vo4及びVo5の関
係が、Vo3<Vo4<Vo5となっていることから、
負荷状態の急変により出力電圧Voが低下した場合、そ
の低下の度合いに応じて、増幅器30の反転入力端
(−)と出力端子4(GND)との間の抵抗値を段階的
に変化させることができる。
ある制御信号S11のレベルが、S11<Vo3である
場合(定常状態)には、トランジスタ114〜116が
全てオフ状態となることから、増幅器30の反転入力端
(−)から見て、制御信号S19〜S21はハイインピ
ーダンス状態となる。したがって、この場合、負荷急変
検出回路110は、制御回路6の動作に実質的に何らの
影響も及ぼさない。
号S11のレベルが、Vo3<S11<Vo4である場
合には、トランジスタ114がオン状態となり、トラン
ジスタ115及び116がオフ状態となることから、増
幅器30の反転入力端(−)は、抵抗121を介して接
地電位が供給される。したがって、制御信号S1は抵抗
121の抵抗値で決まる電圧レベル(V1)まで上昇す
る。
信号S11のレベルが、Vo4<S11<Vo5である
場合には、トランジスタ114及び115がオン状態と
なり、トランジスタ116がオフ状態となることから、
増幅器30の反転入力端(−)は、並列な抵抗121及
び122を介して接地電位が供給される。したがって、
制御信号S1は並列な抵抗121及び122の合成抵抗
値(第1の合成抵抗値)で決まる電圧レベル(V2(>
V1))まで上昇する。この場合、かかる第1の合成抵
抗値は、抵抗121の抵抗値よりも低くなることから、
制御信号S1の上昇は、制御信号S11のレベルがVo
3<S11<Vo4である場合よりも速やかとなる。
信号S11のレベルが、S11>Vo5である場合に
は、トランジスタ114〜116が全てオン状態となる
ことから、増幅器30の反転入力端(−)は、並列な抵
抗121〜123を介して接地電位が供給される。した
がって、制御信号S1は並列な抵抗121〜123の合
成抵抗値(第2の合成抵抗値)で決まる電圧レベル(V
3(>V2))まで上昇する。この場合、かかる第2の
合成抵抗値は、上記第1の合成抵抗値よりも低くなるこ
とから、制御信号S1の上昇は、制御信号S11のレベ
ルがVo4<S11<Vo5である場合よりもさらに速
やかとなる。
グ電源装置においては、負荷状態の急変により出力電圧
Voが低下した場合、制御信号S1のレベルを出力電圧
Voの低下の度合いに応じた電圧レベルまで上昇させる
ことができる。これにより、本実施態様にかかるスイッ
チング電源装置においては、図8に示したスイッチング
電源装置よりも、負荷状態の急変によって急速に低下し
た出力電圧Voの回復をより高精度に行うことができ
る。
装置においては、3個のコンパレータ111〜113を
用いることによって、負荷状態の急変によって急速に低
下した出力電圧Voの回復速度を3段階に制御している
が、コンパレータの数はあくまで一例であり、2個ある
いは4個以上のコンパレータを用いても構わない。
急変検出回路70に含まれるコンパレータ74を、図1
3に示した負荷急変検出回路110においては互いにし
きい値の異なる複数のコンパレータ111〜113に置
き換えているのと同様に、図10に示した負荷急変検出
回路90に含まれるコンパレータ91を互いにしきい値
の異なる複数のコンパレータに置き換えても構わない。
このような負荷急変検出回路を用いれば、負荷状態の急
変により出力電圧Voが上昇した場合、制御信号S1の
レベルを出力電圧Voの上昇の度合いに応じた電圧レベ
ルまで低下させることができる。すなわち、図10に示
したスイッチング電源装置よりも、負荷状態の急変によ
って急速に上昇した出力電圧Voの回復をより高精度に
行うことができる。
負荷急変検出回路100に含まれるコンパレータ74を
互いにしきい値の異なる複数のコンパレータに置き換え
るとともに、コンパレータ91を互いにしきい値の異な
る複数のコンパレータに置き換えても構わない。このよ
うな負荷急変検出回路を用いれば、負荷状態の急変によ
り出力電圧Voが低下した場合に、制御信号S1のレベ
ルを出力電圧Voの低下の度合いに応じた電圧レベルま
で上昇させることができるとともに、負荷状態の急変に
より出力電圧Voが上昇した場合に、制御信号S1のレ
ベルを出力電圧Voの上昇の度合いに応じた電圧レベル
まで低下させることができる。すなわち、図12に示し
たスイッチング電源装置よりも、負荷状態の急変によっ
て急速に低下または上昇した出力電圧Voの回復をより
高精度に行うことができる。尚、この場合、コンパレー
タ74を置き換えるコンパレータの数と、コンパレータ
91を置き換えるコンパレータの数とが一致している必
要はなく、これらの数が互いに異なっていても構わな
い。
イッチング電源装置においては、負荷急変検出回路によ
って負荷急変状態が検出された場合、制御回路6に含ま
れる増幅器30の反転入力端(−)のレベルを制御する
ことによって出力電圧Voの速やかな回復を実現してい
るが、本発明において、負荷急変検出回路が負荷急変状
態を検出した場合に、出力電圧Voを速やかに回復させ
る方法としてはこれに限定されず、他の方法を用いて出
力電圧Voの速やかな回復を実現しても構わない。
源装置に適用可能な他の制御回路130の回路図であ
る。
は、可変増幅器131と、PWM制御回路31と、絶縁
回路32とを備えている。
制御端(CONT)を備えており、入力端には出力電圧
Voが与えられ、制御端(CONT)には図1に示した
負荷急変検出回路7からの制御信号S4が与えられる。
また、可変増幅器131の出力端からの出力は制御信号
S1として用いられる。可変増幅器131は、制御端
(CONT)に与えられる制御信号S4のレベルによっ
てそのゲインが変化する。具体的には、制御端(CON
T)に与えられる制御信号S4がローレベルである場合
には、可変増幅器131のゲインは第1のゲイン(通常
ゲイン)となり、制御端(CONT)に与えられる制御
信号S4がハイレベルである場合には、可変増幅器13
1のゲインは第1のゲインよりも高い第2のゲインとな
る。
変により出力電圧Voが急速に低下した場合に活性化
(ハイレベル)されることから、通常状態においては可
変増幅器131のゲインは第1のゲインとなり、負荷急
変状態においては可変増幅器131のゲインは第2のゲ
インとなる。これにより、負荷状態の急変により出力電
圧Voが急速に低下した場合には、可変増幅器131の
出力である制御信号S1は速やかに上昇し、図1に示し
たスイッチング電源装置と同様、負荷状態の急変による
出力電圧Voの急速な低下を速やかに回復させることが
できる。
しては、主回路部5と制御回路130からなる閉ループ
の伝達関数が出力電圧Voが発振する限界値を超えるよ
うな高いゲインに設定しても構わない。可変増幅器13
1がこのような高いゲインで動作すると、いずれは出力
電圧Voが発振してしまうが、制御信号S4が活性化す
るのは、負荷急変状態における僅かな期間のみであるこ
とから、実質的に出力電圧Voが発振することはない。
T)に供給すべき信号は制御信号S4のみならず、制御
信号S7、S12またはS14であっても構わない。
110のように、出力電圧Voの変化の度合いに応じて
段階的に発生する制御信号S16〜S18を利用する場
合、可変増幅器131としては、これら段階的に発生す
る制御信号に応じて、ゲインを段階的(制御信号S16
〜S18を利用する場合には4段階)に変化させること
のできる可変増幅器を用いることが好ましい。
他の方法について説明する。
源装置に適用可能な他の制御回路140の回路図であ
る。
は、第1の増幅器141と、第2の増幅器142と、第
1のPWM制御回路143と、第2のPWM制御回路1
44と、セレクタ145と、絶縁回路32とを備えてい
る。
141と第2の増幅器142のゲインは互いに異なる。
具体的には、第2の増幅器142のゲインは、第1の増
幅器141のゲインよりも高く設定されている。また、
第1のPWM制御回路143は、第1の増幅器141か
らの出力である制御信号S1−1を受け、これに基づい
て制御信号a1,b1,c1,d1のパルス幅を制御
し、第2のPWM制御回路144は、第2の増幅器14
2からの出力である制御信号S1−2を受け、これに基
づいて制御信号a2,b2,c2,d2のパルス幅を制
御する。これら制御信号a1,b1,c1,d1,a
2,b2,c2,d2は全てセレクタ145に供給され
る。セレクタ145は、選択端(SELECT)を備
え、選択端(SELECT)に与えられる制御信号S4
がローレベルである場合には、制御信号a1,b1,c
1,d1を選択してこれらを出力し、逆に、選択端(S
ELECT)に与えられる制御信号S4がハイレベルで
ある場合には、制御信号a2,b2,c2,d2を選択
してこれらを出力する。
変により出力電圧Voが急速に低下した場合に活性化
(ハイレベル)されることから、通常状態においてはセ
レクタ145によって制御信号a1,b1,c1,d1
が選択され、負荷急変状態においてはセレクタ145に
よって制御信号a2,b2,c2,d2が選択される。
これにより、負荷状態の急変により出力電圧Voが急速
に低下した場合には、図1に示したスイッチング電源装
置と同様、負荷状態の急変による出力電圧Voの急速な
低下を速やかに回復させることができる。
は、主回路部5と制御回路140からなる閉ループの伝
達関数が出力電圧Voが発振する限界値を超えるような
高いゲインに設定しても構わない。さらに、セレクタ1
45の選択端(SELECT)に供給すべき信号は制御
信号S4のみならず、制御信号S7、S12またはS1
4であっても構わない。
110のように、出力電圧Voの変化の度合いに応じて
段階的に発生する制御信号S16〜S18を利用する場
合、増幅器とPWM制御回路からなる組を、これら段階
的に発生する制御信号に応じて3組以上(制御信号S1
6〜S18を利用する場合には4組)設けることが好ま
しい。
さらに他の方法について説明する。
源装置に適用可能なさらに他の制御回路150の回路図
である。
は、第1の増幅器141と、第2の増幅器142と、セ
レクタ151と、PWM制御回路31と、絶縁回路32
とを備えている。
T)を備え、選択端(SELECT)に与えられる制御
信号S4がローレベルである場合には、第1の増幅器1
41の出力である制御信号S1−1を選択してこれらを
PWM制御回路31に供給し、逆に、選択端(SELE
CT)に与えられる制御信号S4がハイレベルである場
合には、第2の増幅器142の出力である制御信号S1
−1を選択してこれらをPWM制御回路31に供給す
る。
制御回路140とほぼ同様の動作を行うことができる。
さらに他の方法について説明する。
源装置に適用可能なさらに他の制御回路160の回路図
である。
は、増幅器161と、PWM制御回路162と、絶縁回
路32とを備えている。
り供給される制御信号S1を受け、これに基づいて制御
信号a,b,c,dのパルス幅を制御する回路である
が、すでに説明したPWM制御回路31とは異なり、第
1の制御端(MODE1)及び第2の制御端(MODE
2)を備えている。第1の制御端(MODE1)には制
御信号S4が与えられ、第2の制御端(MODE2)に
は制御信号S7が与えられる。PWM制御回路162
は、第1の制御端(MODE1)が活性化すると、増幅
器161より供給される制御信号S1のレベルに関わら
ず、制御信号c,dを制御信号a,bに同期して活性化
し、これにより、主回路部5に含まれる整流回路を同期
整流状態とする。一方、PWM制御回路162は、第2
の制御端(MODE2)が活性化すると、増幅器161
より供給される制御信号S1のレベルに関わらず、制御
信号c,dを非活性状態とし、これにより、主回路部5
に含まれる整流回路の同期整流動作を停止させる。
制御端(MODE1)及び第2の制御端(MODE2)
がいずれも活性化していない状態(通常状態)において
は、増幅器161より供給される制御信号S1のレベル
に基づいて、主回路部5に含まれる整流回路を同期整流
状態とし、或いは、同期整流動作を停止させる。主回路
部5に含まれる整流回路を同期整流状態とした場合、第
1の整流スイッチ19及び第2の整流スイッチ20が備
えるボディーダイオード(図示せず)の電圧降下に基づ
く損失をなくすことができる一方、第1の整流スイッチ
19及び第2の整流スイッチ20のゲート容量に対する
充放電に基づく損失が発生し、同期整流動作を停止させ
た場合、第1の整流スイッチ19及び第2の整流スイッ
チ20のゲート容量に対する充放電に基づく損失をなく
すことができる一方、第1の整流スイッチ19及び第2
の整流スイッチ20が備えるボディーダイオード(図示
せず)の電圧降下に基づく損失が発生する。かかる観点
より、主回路部5に含まれる整流回路を同期整流状態と
するか動作停止状態とするかは、出力電流Ioの量によ
って定められ、出力電流Ioが所定値を超えている場合
には、主回路部5に含まれる整流回路は同期整流状態と
され、出力電流Ioが所定値未満である場合には、同期
整流動作は停止される。
上述の通り、第1の制御端(MODE1)が活性化する
と、主回路部5に含まれる整流回路を強制的に同期整流
状態とし、第2の制御端(MODE2)が活性化する
と、主回路部5に含まれる整流回路の同期整流動作を強
制的に停止させる。これは、整流回路を同期整流状態と
した方が、出力電圧Voをより速やかに上昇させること
ができ、整流回路の同期整流動作を停止させた方が、出
力電圧Voをより速やかに低下させることができるとい
う技術的知見に基づく。
変により出力電圧Voが急速に低下した場合に活性化
(ハイレベル)されることから、制御回路160を用い
れば、出力電圧Voが急速に低下した場合に、主回路部
5に含まれる整流回路を強制的に同期整流状態とするこ
とによって、負荷状態の急変による出力電圧Voの急速
な低下を速やかに回復させることができる。また、上述
の通り、制御信号S7は負荷状態の急変により出力電圧
Voが急速に上昇した場合に活性化(ハイレベル)され
ることから、制御回路160を用いれば、出力電圧Vo
が急速に上昇した場合に、主回路部5に含まれる整流回
路の同期整流動作を強制的に停止させることによって、
負荷状態の急変による出力電圧Voの急速な上昇を速や
かに回復させることができる。
(MODE1)に供給すべき信号は制御信号S4のみな
らず、制御信号S12であっても構わない。同様に、P
WM制御回路162の第2の制御端(MODE2)に供
給すべき信号は制御信号S4のみならず、制御信号S1
4であっても構わない。
イッチング電源装置においては、負荷急変検出回路に含
まれるフィルタとして、ローパスフィルタ回路を用いて
いるが、本発明において、負荷急変検出回路に含まれる
フィルタがローパスフィルタであることは必須でなく、
時定数が適切に設定されている限り、これらが図18に
示されるようなハイパスフィルタであっても構わない。
スイッチング電源装置においては、主回路部5の1次側
回路としてハーフブリッジ型のスイッチング回路を用
い、主回路部5の2次側回路としてカレントダブラー型
(倍電流型)の出力回路を用いているが、本発明におい
て、主回路部5の1次側回路及び2次側回路はこれらに
限定されず、他の回路を用いても構わない。
装置に適用可能な他の1次側回路としては、フルブリッ
ジ型回路やプッシュプル型回路を用いることができる。
また、本発明にかかるスイッチング電源装置に適用可能
な他の2次側回路としては、フォワード型回路やセンタ
ータップ型回路、ブリッジ型回路を用いることができ
る。
スイッチング電源装置においては、主回路部5として、
1つのトランス10と、1つの1次側回路と、1つの2
次側回路とを備える回路を用いているが、本発明におい
ては、トランス、1次側回路及び2次側回路からなる組
を複数組を用い、これらの位相を互いにずらして駆動し
ても構わない。
となく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲内で種
々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含
されるものであることはいうまでもない。
に示したスイッチング電源装置においては、演算増幅器
73の出力である制御信号S11のレベルとの比較に、
出力電圧Voを分圧して生成した電圧Vo1乃至電圧V
o5を用いているが、これら電圧Vo1乃至電圧Vo5
の代わりに、所定の基準電圧を用いても構わない。但
し、電圧Vo1乃至電圧Vo5の代わりに所定の基準電
圧を用いた場合、制御回路6によって出力電圧Voの目
標電圧が変更された場合には、これに応じて基準電圧の
レベルを変更する必要がある。
源装置においては、制御回路6、130、140、15
0及び160に含まれる増幅器30、141、142、
161及び可変増幅器131の入力端に出力電圧Voが
直接供給されているが、これら入力端には、出力電圧V
oに連動する電圧、例えば、複数の抵抗の直列体を用い
て出力電圧Voを分圧した電圧を供給しても構わない。
負荷状態の急変による出力電圧Voの急速な低下及び/
または上昇を速やかに回復させることができることか
ら、過渡応答性が大幅に改善されたスイッチング電源装
置を提供することができる。これにより、本発明による
スイッチング電源装置によれば、CPUやDSPのよう
に負荷電流の変化が急激である負荷を駆動する場合であ
っても、これらの誤動作を効果的に防止することができ
る。
装置によれば、出力電圧Voを監視することによって負
荷急変状態を間接的に検出していることから、抵抗やカ
レントトランス等を用いて出力電流Ioを直接検出する
場合に生じる電力損失や動作遅延が発生することがな
い。このため、スイッチング電源装置の出力コンデンサ
21をスイッチング電源装置の本体から比較的離れて配
置された負荷の近傍に配置し、出力電圧Voの検出点を
負荷の近傍とするいわゆるリモートセンシング方式によ
る電圧検出を行う場合に適したスイッチング電源装置を
提供することができる。
グ電源装置の回路図である。
態における動作を示すタイミング図である。
おける動作を示すタイミング図である。
チング電源装置の回路図である。
態における動作を示すタイミング図である。
おける動作を示すタイミング図である。
スイッチング電源装置の回路図である。
スイッチング電源装置の回路図である。
態における動作を示すタイミング図である。
るスイッチング電源装置の回路図である。
変状態における動作を示すタイミング図である。
るスイッチング電源装置の回路図である。
るスイッチング電源装置の回路図である。
可能な他の制御回路130の回路図である。
可能なさらに他の制御回路140の回路図である。
可能なさらに他の制御回路150の回路図である。
可能なさらに他の制御回路160の回路図である。
ではないが、PNP型のバイポーラトランジスタからな
り、そのベースには制御信号S7が供給される。また、
トランジスタ53のエミッタは出力端子3(Vo)に接
続されており、トランジスタ53のコレクタは抵抗54
を介して増幅器30の反転入力端(−)に接続されてい
る。
る制御信号S7はローレベルとなり、トランジスタ53
がオン状態となる。トランジスタ53がオン状態となる
と、制御信号S8のレベルは出力端子3(Vo)の電位
(電源電位)となることから、増幅器30の反転入力端
(−)には、抵抗54を介して電源電位が供給される。
ではないが、PNP型のバイポーラトランジスタからな
り、そのベースには制御信号S14が供給される。ま
た、トランジスタ92のエミッタは出力端子3(Vo)
に接続されており、トランジスタ92のコレクタは抵抗
95を介して増幅器30の反転入力端(−)に接続され
ている。
る制御信号S14はローレベルとなり、トランジスタ9
2がオン状態となる。トランジスタ92がオン状態とな
ると、制御信号S15のレベルは出力端子3(Vo)の
電位(電源電位)となることから、増幅器30の反転入
力端(−)には、抵抗80を介して電源電位が供給され
る。
されるものではないが、NPN型のバイポーラトランジ
スタからなり、そのベースには制御信号S18が供給さ
れる。また、トランジスタ116のエミッタは出力端子
4(GND)に接続されており、トランジスタ116の
コレクタは抵抗123を介して増幅器30の反転入力端
(−)に接続されている。
Claims (22)
- 【請求項1】 直流である入力電圧を交流電圧に変換す
るスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流で
ある出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部と、
前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主回路
部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急変検
出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出力電
圧を受ける第1及び第2のフィルタと、前記第1及び第
2のフィルタの出力に基づいて負荷急変検出信号を生成
する検出信号生成手段とを含むことを特徴とするスイッ
チング電源装置。 - 【請求項2】 前記第1及び第2のフィルタの時定数が
互いに異なることを特徴とする請求項1に記載のスイッ
チング電源装置。 - 【請求項3】 前記第1及び第2のフィルタがローパス
フィルタ及びハイパスフィルタのいずれか一方からなる
ことを特徴とする請求項1または2に記載のスイッチン
グ電源装置。 - 【請求項4】 前記検出信号生成手段が、前記第1のフ
ィルタの出力を一方の入力端に受け前記第2のフィルタ
の出力を他方の入力端に受けるコンパレータを含むこと
を特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項5】 通常状態における前記第1及び第2のフ
ィルタの出力レベルが互いに異なることを特徴とする請
求項4に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項6】 前記検出信号生成手段が、前記第1及び
第2のフィルタの出力レベル差を増幅する演算増幅器
と、前記演算増幅器の出力が所定のしきい値電圧を超え
たことに応答して前記負荷急変検出信号を活性化するコ
ンパレータとを含むことを特徴とする請求項1乃至3の
いずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項7】 前記所定のしきい値電圧が前記出力電圧
に連動することを特徴とする請求項6に記載のスイッチ
ング電源装置。 - 【請求項8】 通常状態における前記第1及び第2のフ
ィルタの出力レベルが実質的に等しいことを特徴とする
請求項6または7に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項9】 前記制御回路が、前記出力電圧若しくは
これに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なくと
も有し、前記負荷急変検出回路が、前記負荷急変検出信
号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベル
を変動させる手段をさらに含むことを特徴とする請求項
1乃至8のいずれか1項に記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項10】 前記制御回路が、前記出力電圧若しく
はこれに連動する電圧を入力端に受け、前記負荷急変検
出信号に基づいて特性が切り替えられる可変増幅器を少
なくとも有することを特徴とする請求項1乃至8のいず
れか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項11】 前記制御回路が、前記出力電圧若しく
はこれに連動する電圧をそれぞれ入力端に受ける互いに
特性の異なる複数の増幅器と、それぞれ対応する前記増
幅器の出力に基づいて対応する制御信号群を生成する複
数のPWM制御回路と、前記負荷急変検出信号に基づい
て前記複数の制御信号群からいずれか一つの制御信号群
を選択しするセレクタとを少なくとも有し、これによ
り、選択された制御信号群に基づいて前記主回路部の動
作を制御することを特徴とする請求項1乃至8のいずれ
か1項に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項12】 前記制御回路が、前記出力電圧若しく
はこれに連動する電圧をそれぞれ入力端に受ける互いに
特性の異なる複数の増幅器と、前記負荷急変検出信号に
基づいて前記複数の増幅器の出力からいずれか一つの出
力を選択するセレクタと、前記選択された出力に基づい
て制御信号群を生成するPWM制御回路とを少なくとも
有し、これにより前記制御信号群に基づいて前記主回路
部の動作を制御することを特徴とする請求項1乃至8の
いずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項13】 前記制御回路は、前記負荷急変検出信
号が活性状態であることに応答して、前記主回路部の前
記出力回路を強制的に同期整流状態または同期整流動作
の停止状態とすることを特徴とする請求項1乃至8のい
ずれか1項に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項14】 直流である入力電圧を交流電圧に変換
するスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流
である出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部
と、前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主
回路部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急
変検出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出
力電圧を受ける第1乃至第3のフィルタと、前記第1の
フィルタの出力を一方の入力端に受け前記第2のフィル
タの出力を他方の入力端に受け、これらに基づいて第1
の負荷急変検出信号を生成する第1のコンパレータと、
前記第1のフィルタの出力を一方の入力端に受け前記第
3のフィルタの出力を他方の入力端に受け、これらに基
づいて第2の負荷急変検出信号を生成する第2のコンパ
レータとを含むことを特徴とするスイッチング電源装
置。 - 【請求項15】 通常状態における前記第1及び第2の
フィルタの出力レベルが互いに異なり、通常状態におけ
る前記第1及び第3のフィルタの出力レベルが互いに異
なることを特徴とする請求項14に記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項16】 前記制御回路が、前記出力電圧若しく
はこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なく
とも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第1の負荷急
変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端
のレベルを一方向に変動させ、前記第2の負荷急変検出
信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベ
ルを前記一方向とは逆の方向に変動させる手段をさらに
含むことを特徴とする請求項14または15に記載のス
イッチング電源装置。 - 【請求項17】 直流である入力電圧を交流電圧に変換
するスイッチング回路及び前記交流電圧を整流して直流
である出力電圧を生成する出力回路を有する主回路部
と、前記主回路部の動作を制御する制御回路と、前記主
回路部より供給される負荷電流の急変を検出する負荷急
変検出回路とを備え、前記負荷急変検出回路は、前記出
力電圧を受ける第1及び第2のフィルタと、前記第1及
び第2のフィルタの出力レベル差を増幅する演算増幅器
と、前記演算増幅器の出力が第1のしきい値電圧を超え
たことに応答して第1の負荷急変検出信号を活性化する
第1のコンパレータと、前記演算増幅器の出力が第2の
しきい値電圧を超えたことに応答して第2の負荷急変検
出信号を活性化する第2のコンパレータとを含むことを
特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項18】 前記第1及び第2のしきい値電圧がい
ずれも前記出力電圧に連動することを特徴とする請求項
17に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項19】 前記第1のしきい値電圧は通常状態に
おける前記演算増幅器の出力レベルよりも低く、且つ、
前記第2のしきい値電圧は通常状態における前記演算増
幅器の出力レベルよりも高いことを特徴とする請求項1
7または18に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項20】 前記制御回路が、前記出力電圧若しく
はこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なく
とも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第1の負荷急
変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端
のレベルを一方向に変動させ、前記第2の負荷急変検出
信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端のレベ
ルを前記一方向とは逆の方向に変動させる手段をさらに
含むことを特徴とする請求項19に記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項21】 前記第1及び第2のしきい値電圧はい
ずれも、通常状態における前記演算増幅器の出力レベル
よりも低い或いは高いことを特徴とする請求項17また
は18に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項22】 前記制御回路が、前記出力電圧若しく
はこれに連動する電圧を入力端に受ける増幅器を少なく
とも有し、前記負荷急変検出回路が、前記第1の負荷急
変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記入力端
のレベルを一方向に第1の速度で変動させ、前記第2の
負荷急変検出信号の活性化に応答して前記増幅器の前記
入力端のレベルを前記一方向に第2の速度で変動させる
手段をさらに含むことを特徴とする請求項21に記載の
スイッチング電源装置。
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9042128B2 (en) | 2011-12-01 | 2015-05-26 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply |
Families Citing this family (38)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6778012B2 (en) | 2002-05-13 | 2004-08-17 | Jam Technologies, Llc | Polyphase impedance transformation amplifier |
JP2004343164A (ja) * | 2003-05-13 | 2004-12-02 | Renesas Technology Corp | 通信用半導体集積回路および無線通信システム |
JP3963905B2 (ja) * | 2004-04-26 | 2007-08-22 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | スイッチング電源装置 |
JP4430531B2 (ja) * | 2004-12-28 | 2010-03-10 | 株式会社日立製作所 | 双方向絶縁型dc−dcコンバータ |
US7449874B2 (en) * | 2005-10-11 | 2008-11-11 | Analog Devices, Inc. | System and method for voltage control of adjustable regulators |
US9197132B2 (en) | 2006-12-01 | 2015-11-24 | Flextronics International Usa, Inc. | Power converter with an adaptive controller and method of operating the same |
TWI365442B (en) * | 2008-04-09 | 2012-06-01 | Realtek Semiconductor Corp | Audio signal processing method |
CN102342008B (zh) | 2009-01-19 | 2016-08-03 | 伟创力国际美国公司 | 用于功率转换器的控制器 |
US9077248B2 (en) | 2009-06-17 | 2015-07-07 | Power Systems Technologies Ltd | Start-up circuit for a power adapter |
CN101997413B (zh) * | 2009-08-12 | 2014-03-05 | 台达电子工业股份有限公司 | 具有同步整流器的电源转换器及同步整流器的控制方法 |
CN102082519B (zh) * | 2009-11-30 | 2013-12-25 | 艾默生网络能源系统北美公司 | 一种开关电源的控制方法及装置 |
US8976549B2 (en) | 2009-12-03 | 2015-03-10 | Power Systems Technologies, Ltd. | Startup circuit including first and second Schmitt triggers and power converter employing the same |
US9246391B2 (en) | 2010-01-22 | 2016-01-26 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller for providing a corrected signal to a sensed peak current through a circuit element of a power converter |
US20110239008A1 (en) * | 2010-03-26 | 2011-09-29 | Lam Kean W | Power Adapter Having a Universal Serial Bus Hub |
US8981589B2 (en) * | 2010-08-24 | 2015-03-17 | GM Global Technology Operations LLC | Switched battery and capacitor arrangement and related operating methods |
US20130016535A1 (en) * | 2011-07-12 | 2013-01-17 | Power Systems Technologies, Ltd. | Controller for a Power Converter and Method of Operating the Same |
WO2013182249A1 (en) | 2012-06-08 | 2013-12-12 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Controlling a switched mode power supply with maximised power efficiency |
US8860394B2 (en) * | 2012-06-28 | 2014-10-14 | Intersil Americas LLC | Fast dynamic voltage response for voltage regulators with droop control |
US9190898B2 (en) | 2012-07-06 | 2015-11-17 | Power Systems Technologies, Ltd | Controller for a power converter and method of operating the same |
KR20140042310A (ko) * | 2012-09-28 | 2014-04-07 | 엘지디스플레이 주식회사 | Dc-dc 변환기 제어 회로와 이를 이용한 영상 표시장치 및 그 구동방법 |
US9240712B2 (en) | 2012-12-13 | 2016-01-19 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter |
US9300206B2 (en) | 2013-11-15 | 2016-03-29 | Power Systems Technologies Ltd. | Method for estimating power of a power converter |
DE102013224959A1 (de) * | 2013-12-05 | 2015-06-11 | Robert Bosch Gmbh | Spannungsversorgung für Verbraucher in Fahrzeugen |
US9584018B2 (en) | 2014-05-08 | 2017-02-28 | Rohm Powervation Limited | Method for controlling a DC-to-DC converter |
JP6554325B2 (ja) | 2014-08-01 | 2019-07-31 | ローム株式会社 | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータおよびそのフィードバック回路、その同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 |
JP6374261B2 (ja) * | 2014-08-01 | 2018-08-15 | ローム株式会社 | 絶縁同期整流型dc/dcコンバータおよびその同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器 |
JP6439409B2 (ja) * | 2014-11-27 | 2018-12-19 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
CN104821708B (zh) * | 2015-05-13 | 2017-03-15 | 无锡芯朋微电子股份有限公司 | 提升原边反馈电源系统eft抗扰度的电路结构 |
CN107885304B (zh) * | 2015-10-22 | 2021-03-30 | 深圳拓邦股份有限公司 | 一种电压突变检测电路 |
FR3047815B1 (fr) * | 2016-02-11 | 2018-03-09 | STMicroelectronics (Alps) SAS | Dispositif de commande d'un courant dans une charge de caracteristique courant-tension inconnue |
CN105978315B (zh) * | 2016-06-16 | 2019-03-22 | 成都芯源系统有限公司 | 供电电源及其控制方法 |
CN108880258B (zh) * | 2017-05-12 | 2021-03-23 | 通嘉科技股份有限公司 | 应用于电源转换器的二次侧的控制器及其操作方法 |
CN107749713B (zh) * | 2017-10-16 | 2020-01-21 | 成都芯源系统有限公司 | 负载响应改善单元、开关型功率变换器及其控制方法 |
US10268222B1 (en) * | 2017-10-25 | 2019-04-23 | Nanya Technology Corporation | Electronic system for adjusting operating voltage |
CN108173414B (zh) * | 2017-12-29 | 2020-04-21 | 成都芯源系统有限公司 | 多相变换器及其负载电流瞬态上升检测方法 |
CN108880244A (zh) * | 2018-07-12 | 2018-11-23 | 苏州舜唐新能源电控设备有限公司 | 电动汽车dc-dc变换器同步整流控制电路 |
CN109327010B (zh) * | 2018-11-30 | 2024-01-02 | 浙江梧斯源通信科技股份有限公司 | 一种电子保险丝电路 |
JP7044093B2 (ja) * | 2019-05-08 | 2022-03-30 | 横河電機株式会社 | 過電圧保護回路及び電源装置 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5406468A (en) | 1993-09-02 | 1995-04-11 | Motorola, Inc. | Method for minimizing output transient responses in a power supply |
US6064187A (en) | 1999-02-12 | 2000-05-16 | Analog Devices, Inc. | Voltage regulator compensation circuit and method |
US6069807A (en) | 1999-09-15 | 2000-05-30 | Lucent Technologies Inc. | Compensation circuit method of operations thereof and converter employing the same |
US6232755B1 (en) | 2000-01-31 | 2001-05-15 | Intel Corporation | Switching voltage regulator that adjusts a timing in response to a load transient |
JP4810775B2 (ja) * | 2001-08-03 | 2011-11-09 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | Dc−dcコンバータ |
US6541948B1 (en) * | 2001-12-04 | 2003-04-01 | National Semiconductor Corporation | Voltage regulator and method using high density integrated inductors and capacitors for radio frequency suppression |
-
2001
- 2001-08-17 JP JP2001248255A patent/JP3571012B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-08-16 US US10/219,679 patent/US6717390B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-08-19 CN CN02142055A patent/CN1407701A/zh active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9042128B2 (en) | 2011-12-01 | 2015-05-26 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1407701A (zh) | 2003-04-02 |
JP3571012B2 (ja) | 2004-09-29 |
US20030039129A1 (en) | 2003-02-27 |
US6717390B2 (en) | 2004-04-06 |
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