JP6439409B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明はスイッチング電源装置に関し、特に第１の直流電圧が印加されたトランスの一次側に接続された半導体スイッチをスイッチング動作させることによりトランスの二次側に第２の直流電圧を出力するようにしたスイッチング電源装置に関する。

絶縁型スイッチング電源装置は、数十ワット以下の小容量電力向けでは、フライバック方式のものが一般的に適用されている。フライバック方式のスイッチング電源装置は、一次側と二次側とで巻線の向きもしくはタップの取り方を逆にして逆特性としたトランスを用い、トランスの一次側の巻線に直列に接続された半導体スイッチをスイッチング動作させてトランスの一次側の電力を二次側に伝達する。すなわち、半導体スイッチのオン期間の間に電流が流れることでトランスにエネルギが蓄えられ、半導体スイッチがオフに切り換わると、蓄えられたエネルギがトランスの二次側の巻線からダイオードを通じて出力される。

このフライバック方式のスイッチング電源装置の二次側の出力電圧を安定化させる方式としては、二次側の出力電圧変動をフォトカプラで一次側の制御回路にフィードバックする二次側制御方式が知られている（たとえば、非特許文献１参照）。また、トランスの二次側の巻線と同じ極性の補助巻線を利用して二次側の巻線の電圧変動を補助巻線で間接的に検出して一次側の制御回路にフィードバックする一次側制御方式が知られている（たとえば、特許文献１参照）。

二次側制御方式では、二次側の出力電圧変動をシャントレギュレータで検出し、その検出した出力電圧変動をフォトカプラを介して一次側へフィードバックして、出力電圧を安定化させている。しかし、この二次側制御方式のスイッチング電源装置は、出力電圧の安定化のためにシャントレギュレータおよびフォトカプラを含め、多くの部品を必要としているため、最近では、部品点数を削減できる一次側制御方式が注目されている。

図７は従来の一次側制御方式を採用したフライバック方式のスイッチング電源装置の一例を示す回路図、図８は従来の負荷急変時の動作図、図９はノイズ低減機能を有するフライバック方式のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。

このスイッチング電源装置は、直流入力電圧Ｖｉｎを受ける端子１１，１２を有し、この端子１１，１２には、平滑用のコンデンサＣ１が接続されている。このコンデンサＣ１には、トランスＴの一次巻線ＮｐとＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）からなる半導体スイッチＳ１との直列接続回路が並列に接続されている。半導体スイッチＳ１には、このスイッチング電源装置を制御する制御回路１３が接続されている。

トランスＴは、制御回路１３の電源を得るために補助巻線Ｎａｕｘを有している。この補助巻線Ｎａｕｘには、ダイオードＤ１およびコンデンサＣ２による整流平滑回路が接続され、その出力電圧は、制御回路１３に供給されている。補助巻線Ｎａｕｘは、また、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路が並列に接続され、抵抗Ｒ１，Ｒ２の共通接続部を制御回路１３に接続してフィードバック信号を供給することで一次側制御を行っている。

トランスＴの二次巻線Ｎｓには、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ３による整流平滑回路が接続され、端子１４，１５に直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力するように構成されている。端子１４，１５には、また、軽負荷時または無負荷時に直流出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するのを抑えるダミー抵抗Ｒ３が接続されている。

なお、このスイッチング電源装置における一次側回路の基準電位は、一次側グランドＰＧＮＤに接続され、また、二次側回路の基準電位は、二次側グランドＳＧＮＤに接続されている。

以上の構成のスイッチング電源装置において、端子１１，１２に直流入力電圧Ｖｉｎが供給されると、その直流入力電圧Ｖｉｎは、コンデンサＣ１により平滑化され、トランスＴの一次巻線Ｎｐおよび半導体スイッチＳ１による直列回路に印加される。ここで、制御回路１３が半導体スイッチＳ１をオン制御すると、トランスＴの一次巻線Ｎｐに電流が流れてトランスＴにエネルギが蓄えられる。次に、制御回路１３が半導体スイッチＳ１をオフ制御すると、トランスＴに蓄えられたエネルギが開放され、二次巻線ＮｓからダイオードＤ２を通じて電流が流れる。この電流は、コンデンサＣ３により平滑化されて、直流出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

二次巻線Ｎｓに電圧が発生するとき、補助巻線Ｎａｕｘにも二次巻線Ｎｓに発生する電圧（直流出力電圧ＶｏｕｔにダイオードＤ２の順方向電圧が加算された電圧）に比例した電圧が発生し、その電圧は、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧される。抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電圧信号は、直流出力電圧Ｖｏｕｔに相当するフィードバック信号として制御回路１３の端子ＶＳ１に供給される。制御回路１３は、半導体スイッチＳ１を制御するゲート信号Ｖｇを端子ＯＵＴに出力する。このとき、制御回路１３は、端子ＶＳ１に供給される電圧信号に基づいて半導体スイッチＳ１をオン・オフにするゲート信号の周期やオン時比率を変化させ、直流出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる。すなわち、軽負荷時または無負荷時のように直流出力電圧Ｖｏｕｔがほとんど変化しない場合、制御回路１３は、半導体スイッチＳ１のゲート信号Ｖｇのオン幅を（最小のものに）固定するとともに周期を長く（周波数を低く）して消費電力を低減する。一方、負荷が重くなって直流出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、制御回路１３は、端子ＶＳ１に供給される電圧に応じて半導体スイッチＳ１のゲート信号Ｖｇの周期を短く（周波数を高く）変化させ、場合によっては最高周波数に達するとオン時比率を大きくするＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い、二次側回路へ供給するエネルギを増加させる。

ここで、スイッチング電源装置が軽負荷または無負荷で動作しているときに、重負荷に急変したときの動作について説明する。図８に示したように、スイッチング電源装置が軽負荷または無負荷で動作しているとき、出力電流Ｉｏｕｔは、微小電流が流れ、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、ほぼ一定の電圧に制御されている。また、半導体スイッチＳ１は、長い周期Ｔａのゲート信号Ｖｇによるスイッチング動作を行い、上記微小電流により消費されるエネルギを補充する。

軽負荷または無負荷の状態から重負荷の状態に急変すると、出力電流Ｉｏｕｔは、負荷に応じた値に急増し、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、低下していく。この負荷急変による直流出力電圧Ｖｏｕｔの低下は、半導体スイッチＳ１の次のスイッチング動作のときに制御回路１３の端子ＶＳ１に印加された信号によって検出され、制御回路１３は、ゲート信号Ｖｇを短い周期Ｔｂに変化させる。これにより、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、次第に上昇して所定の値の電圧に復帰する。なお、直流出力電圧Ｖｏｕｔの低下（ΔＶｏｕｔ）の程度は、軽負荷または無負荷時の周期Ｔａのどのタイミングで負荷急変が起きたかによって変化する。つまり、負荷急変が起きたタイミングがゲート信号Ｖｇのパルス出力の直後に近いほど直流出力電圧Ｖｏｕｔの低下（ΔＶｏｕｔ）が小さく、次のパルス出力に近くなるほど負荷急変の検出遅れが生じて直流出力電圧Ｖｏｕｔの低下（ΔＶｏｕｔ）が大きくなる。なお、重負荷から軽負荷または無負荷への負荷急変については、ゲート信号Ｖｇは、短い周期（高周波）から長い周期（低周波）に変化されるので、負荷急変の検出に遅れが生じることはなく、直流出力電圧Ｖｏｕｔの上昇（ΔＶｏｕｔ）は小さいものとなる。

スイッチング電源装置は、また、半導体スイッチＳ１のスイッチング動作に伴ってＥＭＩ（Electro-Magnetic Interference）ノイズを発生するが、このようなＥＭＩノイズを低減することが一般に行われている（たとえば、非特許文献１、特許文献２参照）。

図９に示すスイッチング電源装置には、非特許文献１および特許文献２に記載されているようなノイズ低減機能を有している。すなわち、このスイッチング電源装置では、トランスＴにおいて、互いにフローティング状態にある一次側の一次側グランドＰＧＮＤと二次側の二次側グランドＳＧＮＤとの間にコンデンサＣ４を挿入している。これにより、半導体スイッチＳ１のスイッチング動作に伴って発生するＥＭＩノイズは、その発生源の直近の一次側グランドＰＧＮＤから、コンデンサＣ４を介して、負荷側のフレームグランドである二次側グランドＳＧＮＤに落とされ、減衰される。

特開２０１３−１１６０２６号公報（段落〔０００３〕〜〔０００５〕，図１０） 特開平６−９８５３９号公報（段落〔００１４〕〜〔００１８〕，図１）

フェアチャイルドセミコンダクタ、"AN-6756＿JA FAN6756の低待機電力フライバック電源への応用"、[online]、2012年3月22日、Fairchild Semiconductor Corporation、[平成26年9月1日検索]、インターネット<URL: https://www.fairchildsemi.co.jp/an/AN/AN-6756.pdf>

従来の一次側制御方式を採用したフライバック方式のスイッチング電源装置では、半導体スイッチがスイッチング動作をしないと二次側の出力電圧を検出して一次側へフィードバックすることができない。特に、軽負荷時または無負荷時での動作の場合、半導体スイッチのスイッチング動作の周期が長いことから、長い周期の間に負荷が重負荷に急変すると、その負荷の急変は、次のスイッチング動作のときまで検出することができない。このため、負荷の急変から次のスイッチング動作により出力電圧の低下が検出されて短い周期によるスイッチング動作を始めるまでに検出遅れが発生し、負荷急変のタイミングによっては出力電圧が過渡的に大きく低下してしまうことがあるという問題点があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、軽負荷時または無負荷時で動作しているときに重負荷への急変が生じた場合の負荷応答を改善して、出力電圧の低下を抑制できるようにした、一次側制御方式のスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明では上記の課題を解決するために、スイッチング電源装置が提供される。このスイッチング電源装置は、直流電圧が入力される一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、一次巻線に直列に接続されてスイッチング動作を行う半導体スイッチと、二次巻線に接続された整流平滑回路により直流出力電圧を出力する出力電圧生成回路と、補助巻線に接続されて出力電圧生成回路の直流出力電圧に相当する出力電圧検出信号を生成して出力する出力電圧検出部と、出力電圧検出信号を受けて半導体スイッチをスイッチング制御させることにより直流出力電圧を安定化させる制御信号を出力する制御回路と、出力電圧生成回路に接続され直流出力電圧が急激に低下する方向に変化する負荷急変を検出して負荷急変検出信号を制御回路に出力する負荷急変検出部と、を備えている。ここで、負荷急変検出部は、一端が出力電圧生成回路の二次側グランドに接続され、他端がトランスの一次側回路の一次側グランドに接続された第１のコンデンサと、一端が第１のコンデンサの他端に接続されたインピーダンス素子と、一端がインピーダンス素子の他端に接続され、他端が出力電圧生成回路の電圧出力端子に接続された第２のコンデンサとを有し、インピーダンス素子の両端に発生する信号を負荷急変検出信号とし、インピーダンス素子は、第３のコンデンサまたは第３のコンデンサと抵抗との並列回路のいずれかである。また、制御回路は、負荷急変検出信号を受けたとき、半導体スイッチをスイッチング制御させて出力電圧検出部が負荷急変検出信号を受けた後の直流出力電圧を検出可能にしたことを特徴とする。

上記構成のスイッチング電源装置は、制御回路が負荷急変検出信号を受けて半導体スイッチをスイッチング制御することで、一次側にある出力電圧検出部が二次側の直流出力電圧の状態を直ちに知り得る状態になるため、負荷応答が改善されるという利点がある。

負荷急変検出部は、ノイズ対策のために設けたコンデンサを利用して二次側の直流出力電圧の状態を一次側へフィードバックするように構成することで、簡単な構成で実現することができる。

第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の負荷急変時において、負荷急変検出部のインピーダンス素子として単独のコンデンサを選択した場合の要部動作波形図である。 出力電流を急変させたときの直流出力電圧の変動幅の実験値例を示す図である。 制御回路の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置における可変周波数発振器の特性図である。 第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する図である。 従来の一次側制御方式を採用したフライバック方式のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。 従来の負荷急変時の動作図である。 ノイズ低減機能を有するフライバック方式のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、一次側制御方式を採用したフライバック方式のスイッチング電源装置に適用した場合を例に図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の説明において、図中の回路の端子名とその端子における電圧、信号等は、同じ符号を用いることがある。

図１は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の一例を示す回路図、図２は第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の負荷急変時において、負荷急変検出部のインピーダンス素子として単独のコンデンサを選択した場合の要部動作波形図、図３は出力電流を急変させたときの直流出力電圧の変動幅の実験値例を示す図である。なお、図１において、図７に示した回路中の構成要素と同じまたは均等の構成要素については、同じ符号を付してある。

このスイッチング電源装置は、直流入力電圧Ｖｉｎを受ける端子１１を有し、この端子１１は、コンデンサＣ１の一方の端子に接続されるとともに、トランスＴの一次巻線Ｎｐの一方の端子に接続されている。コンデンサＣ１の他方の端子は、電位が一次側グランドＰＧＮＤの電位に等しい端子１２に接続されている。トランスＴの一次巻線Ｎｐの他方の端子は、ＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチＳ１のドレインに接続されている。半導体スイッチＳ１のソースは、トランスＴの一次巻線Ｎｐに流れる電流を検出する抵抗Ｒ４を介して端子１２に接続されるとともに、制御回路１３の端子ＣＳに接続されている。半導体スイッチＳ１のゲートは、制御回路１３の端子ＯＵＴに接続されている。

トランスＴは、補助巻線Ｎａｕｘを有し、その一方の端子は、ダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードは、コンデンサＣ２の一方の端子と、制御回路１３の端子ＶＣＣとに接続されている。コンデンサＣ２の他方の端子は、補助巻線Ｎａｕｘの他方の端子と、制御回路１３の端子ＧＮＤと、端子１２とに接続されている。

補助巻線Ｎａｕｘは、また、その両端子に並列に抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路が接続され、直流出力電圧Ｖｏｕｔの変化を監視する出力電圧検出部１６を構成している。抵抗Ｒ１，Ｒ２の共通接続部は、制御回路１３の端子ＶＳ１に接続されている。

トランスＴは、二次巻線Ｎｓを有し、その一方の端子は、ダイオードＤ２のアノードに接続され、ダイオードＤ２のカソードは、コンデンサＣ３の一方の端子と、直流出力電圧Ｖｏｕｔを出力する電圧出力端子となる端子１４とに接続されている。コンデンサＣ３の他方の端子は、二次巻線Ｎｓの他方の端子と、電位が二次側グランドＳＧＮＤの電位に等しい端子１５とに接続されている。端子１４，１５には、また、軽負荷時または無負荷時に直流出力電圧Ｖｏｕｔが上昇するのを抑えるためのダミー抵抗Ｒ３が接続されている。ここで、ダイオードＤ２およびコンデンサＣ３を有する整流平滑回路およびダミー抵抗Ｒ３は、出力電圧生成回路を構成している。

トランスＴの二次巻線Ｎｓの他方の端子は、スイッチング電源装置のノイズ対策として使われるコンデンサＣ４の一方の端子に接続され、コンデンサＣ４の他方の端子は、一次側グランドＰＧＮＤの電位に等しい側の抵抗Ｒ４の端子に接続されている。このスイッチング電源装置では、さらに、コンデンサＣ４および抵抗Ｒ４の共通の接続部と二次側回路の端子１４との間に、並列接続されたコンデンサＣ５および抵抗Ｒ５からなるインピーダンス素子とコンデンサＣ６との直列回路が挿入されている。コンデンサＣ５および抵抗Ｒ５の並列回路とコンデンサＣ６との共通の接続部は、制御回路１３の端子ＶＳ２に接続されている。ここで、コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６および抵抗Ｒ５は、二次側の端子１４，１５の間に接続されていて、直流出力電圧Ｖｏｕｔの出力変動を検出する負荷急変検出部１７を構成する。図１ではインピーダンス素子として、コンデンサＣ５および抵抗Ｒ５からなる並列回路を示したが、インピーダンス素子としては単独のコンデンサＣ５もしくは単独の抵抗Ｒ５であってもよい。インピーダンス素子として何を選ぶかによって、負荷急変の検出原理が異なる。

インピーダンス素子として単独のコンデンサＣ５を選択した場合に直流出力電圧Ｖｏｕｔが変動すると、端子１４，１５の間における変動分（ΔＶｏｕｔ）は、コンデンサＣ６、コンデンサＣ５およびコンデンサＣ４により分圧され、コンデンサＣ５とコンデンサＣ６の接続点に現れる電圧信号が制御回路１３の端子ＶＳ２にフィードバックされる。たとえば、コンデンサＣ４，Ｃ５，Ｃ６の容量値をすべて等しくした場合、直流出力電圧Ｖｏｕｔの変動分（ΔＶｏｕｔ）は、三等分された負荷急変検出信号ＶＳ２（ΔＶｏｕｔ／３）が制御回路１３の端子ＶＳ２に入力される。

また、インピーダンス素子として単独の抵抗Ｒ５を選択した場合は、コンデンサＣ４とＣ６による合成コンデンサ、および抵抗Ｒ５からなる微分回路に直流出力電圧Ｖｏｕｔが入力される形となるので、この微分回路による直流出力電圧Ｖｏｕｔの微分波形が負荷急変検出信号ＶＳ２として制御回路１３の端子ＶＳ２に入力される。

また、インピーダンス素子としてコンデンサＣ５および抵抗Ｒ５からなる並列回路を選択した場合は、直流出力電圧Ｖｏｕｔの変動分（ΔＶｏｕｔ）の分圧信号と直流出力電圧Ｖｏｕｔの微分信号とが合成された信号が、負荷急変検出信号ＶＳ２として制御回路１３の端子ＶＳ２に入力される。

制御回路１３は、負荷急変検出部１７による負荷急変検出信号ＶＳ２を受けて負荷急変を判断するが、そのときの検出レベルは、実際に出力電流Ｉｏｕｔを変化させたときの直流出力電圧Ｖｏｕｔの変動幅に基づいて設定される。図３に示す実験値によれば、出力電流Ｉｏｕｔを約０アンペア（Ａ）から１．５アンペアに急変させたとき、および、約０アンペアから３アンペアに急変させたとき、いずれも、直流出力電圧Ｖｏｕｔの変動分（ΔＶｏｕｔ）は、−１ボルト（Ｖ）より下がっている（絶対値が１Ｖより大きい）。また、出力電流Ｉｏｕｔを１．５アンペアから３アンペアに急変させたときには、変動分（ΔＶｏｕｔ）が−０．５ボルトになっていることから、たとえば直流出力電圧Ｖｏｕｔの変動分（ΔＶｏｕｔ）の分圧のレベルにより軽負荷（出力電流Ｉｏｕｔ≒０Ｖ）からの負荷急変を検出する場合、検出レベルは、−０．２ボルト程度の設定で動作可能となる。直流出力電圧Ｖｏｕｔの微分波形を用いる場合も、同様に出力電流Ｉｏｕｔを変化させたときのデータに基づき回路定数を決定する。

以上の構成のスイッチング電源装置において、端子１１，１２に直流入力電圧Ｖｉｎを受けると、その直流入力電圧Ｖｉｎは、コンデンサＣ１により平滑化され、トランスＴの一次巻線Ｎｐ、半導体スイッチＳ１および抵抗Ｒ４による直列回路に印加される。ここで、制御回路１３が半導体スイッチＳ１をオンにするゲート信号Ｖｇを出力すると、半導体スイッチＳ１はオンにされてトランスＴの一次巻線Ｎｐに電流が流れ、トランスＴにエネルギが蓄えられる。このとき、トランスＴの二次巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎａｕｘに生起される誘導電流は、ダイオードＤ２，Ｄ１の向きが逆なので流れることはない。

次に、制御回路１３が半導体スイッチＳ１をオフにするゲート信号Ｖｇを出力して半導体スイッチＳ１がオフされると、トランスＴに蓄えられたエネルギが開放され、二次巻線ＮｓからダイオードＤ２を通じて電流が流れる。この電流は、コンデンサＣ３により平滑化されて、直流出力電圧Ｖｏｕｔとなる。

二次巻線Ｎｓに電流が流れたとき、補助巻線Ｎａｕｘにも二次巻線Ｎｓを流れる電流相当の電流が流れ、その電流は、ダイオードＤ１を通じて流れ、コンデンサＣ２で平滑化されて、制御回路１３の端子ＶＣＣに供給される電源電圧ＶＣＣとなる。補助巻線Ｎａｕｘの電圧は、出力電圧検出部１６の抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧され、分圧された出力電圧検出信号ＶＳ１が直流出力電圧Ｖｏｕｔに相当する信号として制御回路１３の端子ＶＳ１に供給される。制御回路１３は、端子ＶＳ１に供給される出力電圧検出信号ＶＳ１に基づいて半導体スイッチＳ１をオン・オフにするゲート信号Ｖｇの周期やオン時比率を変化させ、直流出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる。すなわち、軽負荷時または無負荷時のように直流出力電圧Ｖｏｕｔがほとんど変化しない場合、制御回路１３は、半導体スイッチＳ１のゲート信号Ｖｇを最小のオン幅に固定し、周期を長く（周波数を低く）して消費電力を低減している。一方、負荷が重くなって直流出力電圧Ｖｏｕｔが低下していくと、制御回路１３は、端子ＶＳ１に供給される電圧に応じて半導体スイッチＳ１のゲート信号Ｖｇを固定された最小のオン幅でその周期を短く（周波数を高く）変化させ、端子１４，１５へ供給するエネルギを増加させる。場合によっては、周波数が最高周波数に達すると、制御回路１３はゲート信号Ｖｇのオン時比率を大きくするＰＷＭ制御を行う。

ここで、スイッチング電源装置が軽負荷または無負荷で動作しているときに、重負荷に急変したときの動作について説明する。図２に示したように、スイッチング電源装置が軽負荷または無負荷で動作しているとき、出力電流Ｉｏｕｔは、微小電流が流れ、直流出力電圧Ｖｏｕｔは、ほぼ一定の電圧に制御されている。また、半導体スイッチＳ１は、長い周期のゲート信号Ｖｇによってスイッチング動作されている。なお、図２は、負荷急変検出部１７のインピーダンス素子として単独のコンデンサＣ５を選択した場合の波形図である。

この軽負荷または無負荷の状態で動作しているときに、負荷状態が重負荷に急変すると、出力電流Ｉｏｕｔは、負荷に応じた値に急増し、これに伴い直流出力電圧Ｖｏｕｔは、低下していく。この負荷急変による直流出力電圧Ｖｏｕｔ低下の変化分は、負荷急変検出部１７によって分圧され、その分圧された負荷急変検出信号ＶＳ２が制御回路１３の端子ＶＳ２に入力される。制御回路１３は、負荷急変検出信号ＶＳ２を受けてトリガ信号Ｖｔｒｉｇを生成し、半導体スイッチＳ１を１回だけにオン・オフにするゲート信号Ｖｇを出力する。半導体スイッチＳ１がオンからオフに切り換わったとき、制御回路１３は、出力電圧検出部１６から直流出力電圧Ｖｏｕｔに相当する出力電圧検出信号ＶＳ１を受けることによって直流出力電圧Ｖｏｕｔの状態を検出することができる。このとき、直流出力電圧Ｖｏｕｔが負荷急変により低下していることが判明するので、制御回路１３は、直流出力電圧Ｖｏｕｔを所定の値の電圧まで復帰させるべくゲート信号Ｖｇの周期を短く（周波数を高く）変化させ、場合によっては、さらにはオン時比率を拡大させる。なお、負荷急変検出部１７は、軽負荷または無負荷から重負荷への負荷急変だけでなく、重負荷から軽負荷または無負荷への負荷急変をも検出するが、制御回路１３は、重負荷から軽負荷または無負荷への負荷急変の検出についてはこれを無視する。これは、重負荷時のスイッチング周波数がそもそも高いために、重負荷から軽負荷または無負荷への負荷急変に対する応答が十分に速いことによる。

図４は制御回路の構成例を示す回路図である。
制御回路１３は、出力電圧検出部１６によって検出された出力電圧検出信号ＶＳ１をサンプリングして保持するサンプルホールド回路ＳＨを有し、そのサンプルホールド回路ＳＨの出力端子は、エラーアンプＥＡの反転入力端子に接続されている。エラーアンプＥＡの非反転入力端子は、基準電圧Ｖｒｅｆを出力する基準電圧源Ｖｒｅｆの正極端子に接続され、基準電圧源Ｖｒｅｆの負極端子は、一次側グランドＰＧＮＤに接続されている。エラーアンプＥＡの出力端子は、可変周波数発振器ＯＳＣ、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子およびコンパレータＣＰ２の第１の反転入力端子に接続されている。可変周波数発振器ＯＳＣの出力端子は、ワンショット回路ＯＳ１の入力端子に接続され、ワンショット回路ＯＳ１の出力端子は、フリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓに接続されている。

コンパレータＣＰ１の反転入力端子は、基準電圧Ｖ０１を出力する基準電圧源Ｖ０１の正極端子に接続され、基準電圧源Ｖ０１の負極端子は、一次側グランドＰＧＮＤに接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子は、ワンショット回路ＯＳ１のディスエーブル端子に接続されている。

コンパレータＣＰ２の非反転入力端子は、抵抗Ｒ４によって検出された一次側電流検出信号ＣＳを受け、第２の反転入力端子は、基準電圧Ｖ０２を出力する基準電圧源Ｖ０２の正極端子に接続されている。基準電圧源Ｖ０２の負極端子は、一次側グランドＰＧＮＤに接続されている。コンパレータＣＰ２の出力端子は、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒに接続されている。フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑは、ＯＲ回路ＯＲ１の一方の入力端子に接続されている。

負荷急変検出部１７からの負荷急変検出信号ＶＳ２は、コンパレータＣＰ３の反転入力端子に入力され、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子は、基準電圧Ｖ０３を出力する基準電圧源Ｖ０３の正極端子に接続されている。基準電圧源Ｖ０３の負極端子は、一次側グランドＰＧＮＤに接続されている。コンパレータＣＰ３の出力端子は、ワンショット回路ＯＳ２に接続され、ワンショット回路ＯＳ２の出力端子は、ＯＲ回路ＯＲ１の他方の入力端子に接続されている。ＯＲ回路ＯＲ１の出力端子は、ドライバ回路ＤＲＶの入力端子に接続され、ドライバ回路ＤＲＶの出力端子は、制御回路１３の端子ＯＵＴに接続されている。

以上の構成の制御回路において、サンプルホールド回路ＳＨによってホールドされた出力電圧検出信号ＶＳ１と基準電圧源Ｖｒｅｆとの差が増幅された誤差信号が、フィードバック信号ＶＦＢとしてエラーアンプＥＡから出力される。このフィードバック信号ＶＦＢは、可変周波数発振器ＯＳＣに入力され、可変周波数発振器ＯＳＣは、フィードバック信号ＶＦＢの大きさに応じた周波数のパルス信号を出力する。

なお、コンパレータＣＰ１とワンショット回路ＯＳ１のディスエーブル端子は後述の第２の実施の形態において使われるもので、本第１の実施の形態においてはないものとする。

コンパレータＣＰ２は、一次側電流検出信号ＣＳをフィードバック信号ＶＦＢと基準電圧Ｖ０２のうちの小さい方の信号（電圧）と比較し、一次側電流検出信号ＣＳの方が小さいときはローレベルの信号を出力し、一次側電流検出信号ＣＳがフィードバック信号ＶＦＢと基準電圧Ｖ０２のうちの小さい方の信号（電圧）に達するとハイレベルの信号を出力してフリップフロップＦＦ１をリセットする。このとき、フリップフロップＦＦ１の出力端子Ｑより出力される信号は、ＯＲ回路ＯＲ１を介してドライバ回路ＤＲＶに供給され、端子ＯＵＴからゲート信号Ｖｇとして出力される。

半導体スイッチＳ１の制御としては、ワンショット回路ＯＳ１からのパルスによりフリップフロップＦＦ１がセットされると半導体スイッチＳ１がオンして一次側電流検出信号ＣＳが増加する。増加した一次側電流検出信号ＣＳがフィードバック信号ＶＦＢと基準電圧Ｖ０２のうちの小さい方の信号（電圧）に達するとフリップフロップＦＦ１がリセットされて半導体スイッチＳ１がオフする。このオフ状態は、次にワンショット回路ＯＳ１からパルスが出力されるまで継続する。この動作の繰り返しによって半導体スイッチＳ１のオン・オフ動作が制御される。なお、基準電圧Ｖ０２は過電流レベルを設定する電圧である。

負荷急変検出部１７からの負荷急変検出信号ＶＳ２は、コンパレータＣＰ３によって基準電圧Ｖ０３と比較され、負荷急変検出信号ＶＳ２が検出されないときは、ワンショット回路ＯＳ２をトリガする信号は発生しない。負荷急変検出信号ＶＳ２が基準電圧Ｖ０３を超えると（下回ると）、コンパレータＣＰ３から、ハイレベルの信号が出力される。これにより、ワンショット回路ＯＳ２は、ワンショットのトリガ信号Ｖｔｒｉｇを出力し、ＯＲ回路ＯＲ１およびドライバ回路ＤＲＶを介して半導体スイッチＳ１を１回だけ強制的にオン・オフさせる。これにより、半導体スイッチＳ１をオフしたときに、制御回路１３が直流出力電圧Ｖｏｕｔに相当する出力電圧検出信号ＶＳ１を受けることになるので、直流出力電圧Ｖｏｕｔの状態を負荷急変直後に検出することが可能になる。

図５は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置における可変周波数発振器の特性図、図６は第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の動作を説明する図である。なお、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置は、図１に示した第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置と同じ構成を有するが、可変周波数発振器ＯＳＣの特性を変更している。すなわち、第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の可変周波数発振器ＯＳＣは、最高周波数以下では単純にフィードバック信号ＶＦＢの大きさに応じた周波数のパルス信号を発振し、出力している。

この第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置では、可変周波数発振器ＯＳＣは、フィードバック信号ＶＦＢのレベル範囲に応じてスイッチング周波数ｆｓを変更している。すなわち、図５および図６に示したように、スイッチング周波数ｆｓの最高周波数は、可変周波数発振器ＯＳＣ内で６５キロヘルツ（ｋＨｚ）の周波数に設定されており、フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ１以上では６５ｋＨｚの固定周波数で発振している。なお、場合によっては、スイッチング周波数ｆｓが最高周波数に達すると、オン時比率を変えるＰＷＭ制御を行う。フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ１から閾値Ｖｔｈ２まで低下する範囲は、フィードバック信号ＶＦＢに比例してスイッチング周波数ｆｓが６５ｋＨｚ〜２５ｋＨｚの範囲で発振する可変周波数領域に設定されている。フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ２から閾値Ｖｔｈ３まで低下する範囲は、スイッチング周波数ｆｓが２５ｋＨｚ一定で発振する最低周波数領域に設定されている。そして、フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３以下の範囲は、発振しないバースト動作領域に設定されている。

フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３以下になるとスイッチング動作が停止される機能は、可変周波数発振器ＯＳＣに設けずとも、上述のコンパレータＣＰ１とワンショット回路ＯＳ１のディスエーブル端子を用いることにより実現できる。すなわち、可変周波数発振器ＯＳＣはフィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ２以下では常に最低周波数の信号を出力するものとし、コンパレータＣＰ１の反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ０１の値をＶｔｈ３に等しくすればよい。これにより、フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３以下になるとコンパレータＣＰ１の出力、すなわちワンショット回路ＯＳ１のディスエーブル端子がローレベルとなり、ワンショット回路ＯＳ１がディスエーブルされてその動作が停止される。従い、フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３以下になるとフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが入力されなくなるので、スイッチング動作が停止される。

上記の構成により、軽負荷状態において直流出力電圧Ｖｏｕｔが上昇してフィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３以下になるとスイッチング動作が停止され、スイッチング動作が停止した状態で時間が経過すると、直流出力電圧Ｖｏｕｔが低下してフィードバック信号ＶＦＢが大きくなり、再度、２５ｋＨｚの発振が行われて直流出力電圧Ｖｏｕｔが復帰し、フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３以下になる。軽負荷状態の間は、このような間欠動作が繰り返し行われる。このように、可変周波数発振器ＯＳＣは、２５ｋＨｚより低い周波数、特に、可聴周波数域（１ｋ〜２０ｋＨｚ）を含む領域での発振を行わない。このため、待機運転のような軽負荷状態においては、２５ｋＨｚより低い周波数での発振停止による待機電力低下と可聴域の騒音発生がない。また、スイッチング動作を行わない期間を設けているので、低負荷時のスイッチング動作によるエネルギ損失を抑制することができる。

なお、第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の可変周波数発振器ＯＳＣは、フィードバック信号ＶＦＢが閾値Ｖｔｈ３を境に間欠動作を行うが、これを２つの発振器を用いて構成してもよい。すなわち、可変周波数発振器ＯＳＣは、可変周波数のパルスを発振する第１の発振器と、たとえば１０Ｈｚ程度の周波数でオン期間の短いパルスを発振する第２の発振器とを有し、可変周波数のパルスとオン期間の短いパルスとの論理積を取る構成とする。これにより、可変周波数発振器ＯＳＣは、軽負荷のときに、１０Ｈｚ（１００ミリ秒）の間にたとえば３個のパルスを出力するような固定周波数のバースト動作を行うことができる。本発明により軽負荷または無負荷から重負荷への負荷急変に対する応答が十分に速くなることで、２つの発振器を用いた可変周波数発振器ＯＳＣの構成を可能にしている。

１１，１２ 端子
１３ 制御回路
１４，１５ 端子
１６ 出力電圧検出部
１７ 負荷急変検出部
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６ コンデンサ
ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３ コンパレータ
ＣＳ 一次側電流検出信号
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＤＲＶ ドライバ回路
ＥＡ エラーアンプ
ＦＦ１ フリップフロップ
Ｉｏｕｔ 出力電流
Ｎａｕｘ 補助巻線
Ｎｐ 一次巻線
Ｎｓ 二次巻線
ＯＲ１ ＯＲ回路
ＯＳ１，ＯＳ２ ワンショット回路
ＯＳＣ 可変周波数発振器
ＰＧＮＤ 一次側グランド
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗
Ｒ３ ダミー抵抗
Ｓ１ 半導体スイッチ
ＳＧＮＤ 二次側グランド
ＳＨ サンプルホールド回路
Ｔ トランス
Ｖｔｒｉｇ トリガ信号
Ｖ０１，Ｖ０２，Ｖ０３ 基準電圧源
ＶＣＣ 電源電圧
ＶＦＢ フィードバック信号
ＶＳ１ 出力電圧検出信号
ＶＳ２ 負荷急変検出信号
Ｖｇ ゲート信号
Ｖｉｎ 直流入力電圧
Ｖｏｕｔ 直流出力電圧
Ｖｒｅｆ 基準電圧源
Ｖｔｈ１，Ｖｔｈ２，Ｖｔｈ３ 閾値
ｆｓ スイッチング周波数
Ｔａ スイッチング周期（軽負荷、低周波）
Ｔｂ スイッチング周期（重負荷、高周波）

Claims (4)

1. 直流電圧が入力される一次巻線、二次巻線および補助巻線を有するトランスと、
   前記一次巻線に直列に接続されてスイッチング動作を行う半導体スイッチと、
   前記二次巻線に接続された整流平滑回路により直流出力電圧を出力する出力電圧生成回路と、
   前記補助巻線に接続されて前記出力電圧生成回路の前記直流出力電圧に相当する出力電圧検出信号を生成して出力する出力電圧検出部と、
   前記出力電圧検出信号を受けて前記半導体スイッチをスイッチング制御させることにより前記直流出力電圧を安定化させる制御信号を出力する制御回路と、
   前記出力電圧生成回路に接続され前記直流出力電圧が急激に低下する方向に変化する負荷急変を検出して負荷急変検出信号を前記制御回路に出力する負荷急変検出部と、
   を備え、
   前記負荷急変検出部は、一端が前記出力電圧生成回路の二次側グランドに接続され、他端が前記トランスの一次側回路の一次側グランドに接続された第１のコンデンサと、一端が前記第１のコンデンサの他端に接続されたインピーダンス素子と、一端が前記インピーダンス素子の他端に接続され、他端が前記出力電圧生成回路の電圧出力端子に接続された第２のコンデンサとを有し、前記インピーダンス素子の両端に発生する信号を前記負荷急変検出信号とし、
   前記インピーダンス素子は、第３のコンデンサまたは前記第３のコンデンサと抵抗との並列回路のいずれかであり、
   前記制御回路は、前記負荷急変検出信号を受けたとき、前記半導体スイッチをスイッチング制御させて前記出力電圧検出部が前記負荷急変検出信号を受けた後の前記直流出力電圧を検出可能にしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記負荷急変検出部の前記第１のコンデンサは、前記出力電圧生成回路の二次側グランドと前記トランスの一次側回路の一次側グランドとの間に接続されて前記半導体スイッチのスイッチング動作に伴って発生するノイズを低減するために設けられるノイズ低減用のコンデンサを利用していることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御回路は、前記直流出力電圧が安定しているほど周波数が低く、前記直流出力電圧が低下しているほど周波数が高い前記制御信号を出力していることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
4. 前記制御回路は、可聴域を含む低い周波数域では前記制御信号の発振を停止するようにしたことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。

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