JPH11356042A - 電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換効率が低く、広範囲条件での動作が
困難であった。 【解決手段】 スイッチングトランジスタ１２のオンデ
ューティは、抵抗１４により検出された電流値により規
定される。オフデューティは帰還巻き線５のフライバッ
ク電圧が供給される抵抗１８、コンデンサ１６に応じて
制御される。このため、パルスのオンデューティが数％
から９０％以上の広い範囲で動作可能である。入力電圧
が上昇したり、負荷が軽くなった場合、フライバック電
圧が変化し、発振周波数が低下する。このため、スイッ
チングトランジスタ１２のスイッチング回数も低下する
ため、スイッチング損失が減少する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば電子機器の
電力供給装置として使用されるスイッチング電源に係わ
り、特に、自励方式の電圧変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、自励方式のスイッチング電源と
しては、ボルテージモードの動作方式が使用されてい
る。この動作方式は例えばトランスの一次巻線側に設け
られたスイッチングトランジスタのブロッキング発振動
作を利用してトランスの二次巻線に出力電圧を誘起さ
せ、この出力電圧の変動を検出し、この検出した電圧値
に応じて発振周波数を制御する。この他にボルテージモ
ードの他励式電圧変換装置、あるいは出力電流の変動を
検出し、この検出した電流値に応じて発振周波数を制御
するカレントモードの他励式電圧変換装置とがある。こ
のうちカレントモードの他励式電圧変換装置は、ＰＷＭ
（パルス幅変調）方式を用いた電圧変換装置として知ら
れている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＰＷ
Ｍ方式の電圧変換装置は発振周波数が一定であり、出力
電圧の変動に応じて、パルス信号のデューティ比が変化
するように制御されている。このため、スイッチングト
ランジスタのスイッチング回数も一定であるため、スイ
ッチング損失が一定となる。したがって、例えば入力電
圧が上昇したり、負荷が軽くなった場合においても、電
力変換効率が向上しないとうい問題を有している。

【０００４】また、ＰＷＭ方式の電圧変換装置は発振周
波数が一定であるため、負荷が軽くなった場合において
も、出力電圧が所定の電圧以下とはならない。したがっ
て、出力電圧を広範囲に制御することができない。近
時、電子機器においては、待機時における電力消費を低
減することが望まれている。しかし、従来の電圧変換装
置は、広範囲な動作が不可能であるため、待機時の出力
電圧を十分に低下させることができず、電力消費を抑え
ることが困難であった。

【０００５】さらに、無負荷状態等において、出力電圧
の異常な上昇を検知する過電圧検出回路を有する電圧変
換装置の場合、過電圧検出回路が動作すると発振回路が
停止される。このため、過電圧が解消された場合におい
ても、自動的に復帰することができない。したがって、
復帰するためには電源を再投入する必要があり、操作性
が良好でなかった。

【０００６】一方、過電圧検出回路を持たない電圧変換
装置の場合、無負荷状態となることを防止するため、ダ
ミー負荷が設けられている。このため、過電圧において
も発振が停止することはないが、ダミー負荷により電力
変換効率を向上することが困難であった。

【０００７】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的とするところは、電力変換効
率が高く、広範囲な条件での動作が可能な電圧変換装置
を提供しようとするものである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するため、一次巻き線、二次巻き線、及び二次側に設
けられた帰還巻き線とを有し、前記一次巻き線の一端に
電源が接続され、前記二次巻き線に整流回路が接続され
たトランスと、前記トランスの一次巻き線に電流通路の
一端が接続されたスイッチング素子と、前記スイッチン
グ素子の電流通路の他端に接続され、前記スイッチング
素子に流れる電流を検出し、この検出した電流に対応し
た電圧を出力する電流検出手段と、出力電極が前記スイ
ッチング素子のゲートに接続され、制御電極に前記電流
検出手段の出力電圧が供給され、前記電流検出手段によ
り検出された電流が所定値となると導通して前記スイッ
チング素子を非導通とする第１のトランジスタと、前記
第１のトランジスタの制御電極と前記帰還巻き線の相互
間に接続され、前記帰還巻き線に発生された電圧に応じ
て前記第１のトランジスタのオン期間を制御する回路
と、前記帰還巻き線に接続され、前記帰還巻き線に発生
された電圧を充電するコンデンサと、制御電極に前記コ
ンデンサの充電電圧が供給され、出力電極が前記スイッ
チング素子のゲートに接続され、前記コンデンサの充電
電圧に応じて前記スイッチング素子を導通させる第２の
トランジスタとを具備している。

【０００９】また、本発明は、一次巻き線、二次巻き
線、及び二次側に設けられた帰還巻き線とを有し、前記
一次巻き線の一端に電源が接続され、前記二次巻き線に
第１の整流回路が接続されたトランスと、前記トランス
の一次巻き線に電流通路の一端が接続された第１のスイ
ッチング素子と、前記第１のスイッチング素子の電流通
路の他端に接続され、前記第１のスイッチング素子に流
れる電流を検出する電流検出手段と、電源端子が前記帰
還巻き線に接続され、前記帰還巻き線に発生された電圧
により動作される制御回路であり、この制御回路は、所
定周期の三角波を発生する発振回路と、前記発振回路に
より発生された三角波と基準電圧を比較し、パルス幅変
調された信号を出力する比較器と、前記比較器の出力信
号をラッチし、このラッチした信号を前記第１のスイッ
チング素子のゲートに供給するラッチ回路と、前記ラッ
チ回路に接続され、前記電流検出手段により検出された
電流が所定値となると前記ラッチ回路をリセットする電
流検出回路とを有し、前記整流回路の出力電圧を検出
し、検出した出力電圧に応じた信号を発生する信号発生
回路と、前記発振回路に接続され、前記信号発生回路に
より発生された信号に応じて、前記発振回路の発振周波
数を制御する周波数制御回路とを具備している。

【００１０】さらに、本発明の電圧変換装置は、電圧変
換回路を構成する回路部品が配設される印刷配線基板
と、この印刷配線基板が直接接触され、ハウジングを構
成する金属構造体と、前記金属構造体の外周部を覆う絶
縁性の皮膜とを具備している。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図1 は、本発明の第1 の実
施例を示すものであり、カレントモードの自励式電圧変
換装置を示している。入力端子１ａ、１ｂには直流電源
Ｅが接続される。入力電源が交流の場合は、入力端子１
ａ、１ｂの前に図示せぬ整流回路を接続すればよい。入
力端子１ａにはトランス（電圧変成器）２の一次巻き線
３の一端が接続される。このトランス２は二次巻き線
４、及びトランス２の二次側に設けられた帰還巻き線５
を有している。前記二次巻き線４の一端と他端の相互間
には整流用のダイオード６、及び平滑用のコンデンサ７
が接続され、このコンデンサ７の両端には出力端子８
ａ、８ｂがそれぞれ接続されている。これら出力端子８
ａ、８ｂの相互間にはスナバ回路を構成するダイオード
９、１０が直列接続され、これらダイオード９、１０の
接続ノードと前記一次巻き線３の他端との相互間にはコ
ンデンサ１１ａが接続されている。また、帰還巻き線５
と前記出力端子８ｂとの相互間にはコンデンサ１１ｂが
接続されている。これらコンデンサ１１ａ、１１ｂはス
イッチング時に発生するノイズにより充電され、この充
電電圧はダイオード９、１０により電力に変換される。

【００１２】一方、前記一次巻き線３の他端は、例えば
ＮチャネルＭＯＳトランジスタからなるスイッチングト
ランジスタ１２のドレインに接続されている。このスイ
ッチングトランジスタ１２のゲートは起動用の抵抗１３
を介して一次巻き線３の一端に接続され、ソースは電流
検出手段としての例えば抵抗１４を介して、前記入力端
子１ｂと帰還巻き線５の一端との接続ノードに接続され
る。この抵抗１４とスイッチングトランジスタ１２との
接続ノードにはダイオード１５のアノードが接続されて
いる。このダイオード１５のカソードはコンデンサ１６
を介して帰還巻き線５の他端に接続されている。このコ
ンデンサ１６とダイオード１５の接続ノードはＮＰＮト
ランジスタ１７のベースに接続されている。このトラン
ジスタ１７のベースは抵抗１８を介して帰還巻き線５の
他端に接続されるとともに、抵抗１９を介して帰還巻き
線５の一端及び入力端子１ｂに接続されている。トラン
ジスタ１７のエミッタは入力端子１ｂに接続され、コレ
クタはダイオード２０のカソードに接続され、このダイ
オード２０のアノードは電流増幅回路を構成するＮＰＮ
トランジスタ２１のエミッタ及び前記スイッチングトラ
ンジスタ１２のゲートに接続されている。前記トランジ
スタ２１のコレクタは抵抗２２を介してベースに接続さ
れている。このトランジスタ２１のコレクタはコンデン
サ２３を介して前記入力端子１ｂに接続されている。こ
のコンデンサ２３と前記トランジスタ２１のコレクタと
の相互間にはダイオード２４のカソードが接続され、こ
のダイオード２４のアノードは前記帰還巻き線５の他端
に接続されている。さらに、前記コンデンサ２３と前記
トランジスタ２１のコレクタとの相互間にはツェナーダ
イオード２５のカソードが接続されている、このツェナ
ーダイオード２５のアノードは抵抗２６を介して前記ト
ランジスタ１７のベースに接続されている。

【００１３】上記構成において動作について説明する。
入力端子１ａ、１ｂに電源が供給されると、起動抵抗１
３を介してスイッチングトランジスタ１２のゲートにゲ
ート電圧が印加される。このため、スイッチングトラン
ジスタ１２がオンとなる。すると、トランス２の一次巻
き線３、スイッチングトランジスタ１２を介して抵抗１
４に電流が流れ、その両端に電位差が生じる。この電位
差はダイオード１５を経てトランジスタ１７のベースに
供給される。ベースの電圧が所定の遷移電圧に達する
と、このトランジスタ１７がオンとなり、コレクタに接
続されているダイオード２０を介してスイッチングトラ
ンジスタ１２のゲート電圧を引き下げ、このスイッチン
グトランジスタ１２をオフとする。スイッチングトラン
ジスタ１２がオンであったとき、トランス２の一次巻き
線３に流れた電流により、トランス２のコアに磁気エネ
ルギーが蓄積される。この磁気エネルギーはスイッチン
グトランジスタ１２がオフし、一次巻き線３に電流が流
れなくなると同時に二次巻き線４にフライバック電圧を
発生する。この電圧はダイオード６、コンデンサ７によ
り整流され、直流出力電力として出力端子８ａ、８ｂに
出力される。

【００１４】前記フライバック電圧は、帰還巻き線５に
も発生する。この帰還巻き線５に発生したフライバック
電圧は、抵抗１８、コンデンサ１９によって、トランジ
スタ１７のベースに正帰還される。このトランジスタ１
７は帰還巻き線５に電圧が発生している間、オン状態に
保持される。このため、スイッチングトランジスタ３の
オフ状態も保持される。

【００１５】さらに、前記帰還巻き線５に発生した電圧
は、ダイオード２４を介してコンデンサ２３に充電され
る。トランス２のコアに蓄積された磁気エネルギーが放
出され、帰還巻き線５の電圧が低下すると、トランジス
タ１７がオフとなる。すると、トランジスタ２１のベー
スにコンデンサ２３より抵抗２２を介してベース電流が
供給され、トランジスタ２１がオンする。このため、前
記スイッチングトランジスタ１２のゲートにトランジス
タ２１を介してゲート電圧が印加されるため、このスイ
ッチングトランジスタ１２が再びオンとされる。以後、
このような動作が繰り返される。

【００１６】一方、ツェナーダイオード２５と抵抗２６
は過電圧検出回路を構成している。前記帰還巻き線５に
発生するフライバック電圧は出力電圧に比例する。この
電圧がツェナーダイオード２５に設定された電圧を越
え、ツェナーダイオード２５に電流が流れると、トラン
ジスタ１７はその間オンする。このため、スイッチング
トランジスタ１２のオフ期間が長くなり、出力電圧が設
定電圧に保持される。

【００１７】上記第１の実施例によれば、スイッチング
トランジスタ１２のオンデューティは、抵抗１４により
検出された電流値により規定され、オフデューティは帰
還巻き線５のフライバック電圧が供給される抵抗１８、
コンデンサ１６に応じて制御される。このため、パルス
のオンデューティが数％から９０％以上の広い範囲で動
作可能である。しかも、この回路は入力電圧が上昇した
り、負荷が軽くなった場合、フライバック電圧が変化
し、この電圧の変化に応じてトランジスタ１７、２１の
オン、オフタイミングが変化し、発振周波数が低下す
る。このため、スイッチングトランジスタ１２のスイッ
チング回数も低下するため、スイッチング損失が減少す
る。したがって、例えば入力電圧が上昇したり、負荷が
軽くなった場合、電力変換効率が向上する利点を有して
いる。

【００１８】前記オフデューティは抵抗１８、又はコン
デンサ１６を単独で使用することによっても設定するこ
とができる。しかし、抵抗１８とコンデンサ１６を用い
ることにより、極めて周期の長いスイッチング動作を設
定することができる。

【００１９】また、発振周波数が一定ではないため、出
力電圧が負荷の大小に応じて変化する。したがって、出
力電圧を広範囲に制御することができる。例えば負荷が
軽くなった場合、それに応じて極めて長い周期で発振さ
せることができる。このため、電子機器の待機時におけ
る出力電圧を十分に低下させることができ、電力消費を
抑えることが可能である。

【００２０】さらに、ツェナーダイオード２５及び抵抗
２６からなる過電圧検出回路により、無負荷状態等によ
る出力電圧の異常な上昇を検知すると、過電圧検出回路
により、トランジスタ１７のオン期間が長くされる。こ
のため、確実に過電圧から回路を保護できる。しかも、
出力電圧が低下すると、ツェナーダイオード２５がオフ
となって、トランジスタ１７の制御を停止する。このた
め、過電圧が解消された場合、自動的に復帰できる。

【００２１】図２（ａ）は、この実施例の回路を待機モ
ードの４Ｗ級の電源に適用した場合における効率特性を
示し、図２（ｂ）はその出力電圧特性を示している。図
２（ａ）から明らかなように、出力が０．２Ｗに低下し
ても７５％以上の効率を有している。また、４Ｗ級の電
源の場合、交流入力電圧が１００Ｖ以上において約８０
乃至８４％の効率を有し、交流入力電圧が１００Ｖより
低い８０Ｖに低下した場合においても、約７８％程度の
高い効率を得ることができる。

【００２２】また、図２（ｂ）から明らかなように、出
力が４Ｗ、１Ｗ、０．２Ｗの何れの場合においても、交
流入力電圧が８０Ｖから２６０Ｖの広い範囲で出力電圧
を１２Ｖ一定に保持することができ、安定な動作が可能
である。

【００２３】図３（ａ）は、この実施例の回路を４６Ｗ
級のＡＣアダプターに適用した場合における効率特性を
示し、図３（ｂ）はその出力電圧特性を示している。図
３（ａ）から明らかなように、出力が４６Ｗ、１６Ｗ、
４Ｗの何れの場合も７５％以上の効率を有している。特
に、４６Ｗの出力の場合、交流入力電圧が１００Ｖ以上
において約８８％以上の高い効率を得ることができる。

【００２４】また、図３（ｂ）から明らかなように、出
力が４６Ｗ、１６Ｗ、４Ｗの何れの場合においても、交
流入力電圧が８０Ｖから２６０Ｖの広い範囲で出力電圧
を１６Ｖ一定に保持することができ、安定な動作が可能
である。

【００２５】図４、図５は第１の実施例の変形例を示す
ものであり、図１の要部を取り出して示している。図
４、図５において、図１と同一部分には同一符号を付し
異なる部分についてのみ説明する。

【００２６】図４において、スイッチングトランジスタ
１２と電流検出用の抵抗１４との接続ノードには抵抗４
１の一端が接続され、この抵抗４１の他端は前記ダイオ
ード１５を介してトランジスタ１７のベースに接続され
ている。さらに、抵抗４１とダイオード１５の接続ノー
ドと前記コンデンサ２３の他端との間には抵抗４２が接
続され、抵抗４３とツェナーダイオード４４の直列回路
が抵抗４２に並列に接続されている。前記抵抗４１、４
２はレベルシフト回路を構成し、抵抗１４の抵抗値を低
下させることにより、抵抗１４による電力損失の低減を
図っている。また、抵抗４３とツェナーダイオード４４
は電圧検出回路を構成している。この電圧検出回路は前
記レベルシフト回路のシフト量を制御し、パルス幅を制
御することにより、出力電圧を制御可能としている。

【００２７】図５は、電流増幅回路を構成するトランジ
スタ２１のベース・エミッタ間に、ＰＮＰトランジスタ
５１のベース・エミッタを接続している。このトランジ
スタ５１のコレクタはコンデンサ５２を介して前記トラ
ンジスタ１７のベースに接続されるとともに、抵抗５３
を介して前記入力端子１ｂに接続されている。

【００２８】このような構成によっても、第１の実施例
と同様の効果を得ることができる。しかも、この構成の
場合、コンデンサ５２により、トランジスタ１７のベー
スに正帰還を掛けている。したがって、スイッチングト
ランジスタ１２のゲートに供給される電圧波形に遅れが
生じないため、効率をさらに２％程度向上できる利点を
有している。

【００２９】さらに第１の実施例においては、帰還巻き
線５に発生した電圧により、出力電圧を制御する場合に
ついて説明したが、出力回路に電圧検出回路を設け、こ
の電圧検出回路により検出した電圧をホトカプラ等によ
りトランスの一次側の回路に伝えることにより、高精度
の電圧制御が可能となる。

【００３０】また、帰還巻き線５の極性を反転し、この
帰還巻き線５に発生した電圧をコンデンサを介して前記
トランジスタ１７のコレクタに供給しても上記と同様に
動作させることができる。しかも、図１に示す回路は、
出力端が短絡するような状況では帰還巻き線５にフライ
バック電圧が発生しないため、動作を継続することがで
きない。しかし、帰還巻き線５の極性を逆にすると、出
力端が短絡状態でも帰還電圧が発生する。このため、動
作を継続することが可能となる。

【００３１】さらに、前記電流検出手段としては、抵抗
１４を用いたが抵抗に限定されるものではなく、カレン
トトランス、スイッチング素子のオン抵抗や電流検出用
の周知のインテリジェントＭＯＳＦＥＴを使用すること
も可能である。前記カレントトランスを使用する場合、
前記スイッチングトランジスタ１２のソースをカレント
トランスの例えば中間タップに接続し、このカレントト
ランスの一端から出力される電流を抵抗により所要の電
圧に変換して用いればよい。また、前記スイッチング素
子のオン抵抗を使用する場合、スイッチングトランジス
タ１２より、電流容量が小さく十分な耐圧を有するＭＯ
Ｓトランジスタのゲート、ドレインをスイッチングトラ
ンジスタ１２のゲート、ドレインに接続し、このＭＯＳ
トランジスタのソースから出力される電流を抵抗により
所要の電圧に変換して用いればよい。このような電流検
出手段を用いれば、抵抗１４に比べて電力損失を低減で
きる。

【００３２】次に、この発明の第２の実施例について、
図６を参照して説明する。第２の実施例は、上記回路を
既存の集積回路を用いて構成している。従来のスイッチ
ング方式の電圧変換装置において、出力電圧の制御は、
パルス幅（ＰＷＭ）制御が主として用いられ、このパル
ス幅制御の一部に周波数（ＦＭ）制御が用いられてい
た。しかし、パルス幅制御、又は周波数制御単独では、
入力電圧の変動、及び負荷の変動による広範囲な動作条
件を満足することが困難であった。第２の実施例は、パ
ルス幅制御、又は周波数制御単独では、困難であった広
範囲な動作条件における出力電圧の制御を可能としてい
る。

【００３３】図６において、入力端子１ａ、１ｂには直
流電源Ｅが接続される。入力電源が交流の場合は、入力
端子１ａ、１ｂの前に図示せぬ整流回路を接続すればよ
い。入力端子１ａにはトランス（電圧変成器）６１の一
次巻き線６２の一端が接続される。このトランス６１は
二次巻き線６３、及びトランス６１の二次側に設けられ
た帰還巻き線６４を有している。前記一次巻き線６２の
他端は例えばＮチャネルＭＯＳトランジスタからなるス
イッチングトランジスタ６５、電流検出用の抵抗６６を
介してに入力端子１ｂに接続されている。

【００３４】前記トランス６１の二次巻き線６３の一端
と他端の相互間には整流用のダイオード６７、及び平滑
用のコンデンサ６８が接続され、このコンデンサ６８の
両端は出力端子８ａ、８ｂにそれぞれ接続されている。
これら出力端子８ａ、８ｂの相互間にはフォトカプラ６
９を構成する発光ダイオード６９ａと電圧検出回路（Ｄ
Ｔ）７０が直列接続されている。この電圧検出回路７０
は出力電圧を検出し、出力電圧が設定値に達すると発光
ダイオード６９ａを発光させ、信号を後述するフォトダ
イオード６９ｂに伝える。

【００３５】さらに、出力端子８ａ、８ｂの相互間には
スナバ回路を構成するダイオード７０、７１の直列回路
及び、ダイオード７３、７４の直列回路が接続されてい
る。前記ダイオード７０、７１の接続ノードと一次巻き
線６２の他端の相互間にはコンデンサ７２が接続され、
ダイオード７３、７４の接続ノードと二次巻き線６３の
一端との相互間にはコンデンサ７５が接続されている。
さらに、ダイオード７４のアノードと入力端子１ｂの相
互間にはコンデンサ７６が接続されている。トランス６
１はスイッチングトランジスタ６５がスイッチング動作
する際に、スパイク電圧やノイズを発生する。従来、こ
れらスパイク電圧やノイズはスナバ回路により吸収し、
熱エネルギーに変換して放出していた。この実施例で
は、これらスパイク電圧やノイズをコンデンサ７２、７
５に充電し、ダイオード７０、７１、７３、７４で直流
電圧に変換して電力として取り出している。

【００３６】一方、制御回路７７は、例えば三角波を発
生する発振回路７７ａ、ＰＷＭ（パルス幅変調）比較器
７７ｂ、ＰＷＭラッチ回路７７ｃ、電流検出回路７７
ｄ、増幅器７７ｅ、電圧発生回路７７ｆとにより構成さ
れている。この制御回路７７は、例えば三菱電気株式会
社製の電源用集積回路（Ｍ５１９７８Ｐ，ＦＰ）を用い
ることができる。第１の電源端子Ｖｃｃと入力端子１ａ
の相互間には起動用の抵抗７８が接続されている。この
抵抗７８は電源投入時に起動用の電力を制御回路７７に
供給する。第１の電源端子Ｖｃｃとトランス６１の帰還
巻き線６４の一端との相互間にはダイオード７９が接続
されている。このダイオード７９のカソードと入力端子
１ｂの相互間にはコンデンサ８０が接続されている。制
御回路７７は、起動後、帰還巻き線６４に発生した電圧
をダイオード７９とコンデンサ８０とにより整流して生
成された電圧により動作される。また、制御回路７７の
第２の電源端子ＧＮＤは前記入力端子１ｂに接続され、
信号出力端子７７ｇは前記スイッチングトランジスタ６
５のゲートに接続されている。さらに、制御回路７７の
信号入力端子７７ｈはスイッチングトランジスタ６５と
電流検出用の抵抗６６との接続ノードに接続されてい
る。この抵抗６６により検出された電流値は電流検出回
路７７ｄに供給される。

【００３７】前記発振回路７７ａは３つの入力端子７７
ｉ、７７ｊ、７７ｋを有しており、これら入力端子７７
ｉ、７７ｊ、７７ｋと前記入力端子１ｂの相互間には、
抵抗８１、８２、コンデンサ８３がそれぞれ接続されて
いる。これら抵抗８１、８２、コンデンサ８３は発振回
路７７ａの発振周波数を設定するものであり、抵抗８１
はコンデンサ８３の放電時間を設定し、パルス信号のオ
フ周期を制御する。抵抗８２はコンデンサ８３の充電時
間を設定し、パルス信号のオン周期を制御する。

【００３８】前記フォトカプラの受光部を構成するフォ
トダイオード６９ｂは入力端子７７ｉと前記電圧発生回
路７７ｆが接続される出力端子７７ｌの相互間に接続さ
れている。このフォトダイオード６９ｂは、電圧発生回
路７７ｆから供給される電圧によりバイアスされ、前記
発光ダイオード６９ａからの光を受け、受光信号強度に
応じた電流を発生する。この発生された電流は抵抗８１
に供給される。この電流はコンデンサ８３の放電時間を
伸延する。このため、フォトダイオード６９ｂの出力電
流によりパルス信号のオフデューティを広げ、出力端子
８ａ、８ｂから出力される出力電圧を下げる作用をす
る。

【００３９】前記発振回路７７ａの出力端はＰＷＭ比較
器７７ｂの一方入力端に接続されている。このＰＷＭ比
較器７７ｂの他方入力端には基準電圧Ｖｒｅｆが供給さ
れている。このＰＷＭ比較器７７ｂは基準電圧Ｖｒｅｆ
と発振回路７７ａから供給される三角波信号とを比較
し、矩形波からなるパルス信号を出力する。このＰＷＭ
比較器７７ｂの出力信号はＰＷＭラッチ回路７７ｃに供
給され、ラッチされる。このＰＷＭラッチ回路７７ｃは
電流検出回路７７ｄに接続されている。この電流検出回
路７７ｄは基準値を有し、前記抵抗６６により検出され
たスイッチングトランジスタ６５に流れる電流がこの基
準値に達するとリセット信号を発生する。このリセット
信号は前記ＰＷＭラッチ回路７７ｃに供給される。ＰＷ
Ｍラッチ回路７７ｃは電流検出回路７７ｄから出力され
るリセット信号に応じてリセットされる。このＰＷＭラ
ッチ回路７７ｃにラッチされた信号は増幅器７７ｅを介
してスイッチングトランジスタ６５のゲートに供給され
る。

【００４０】上記構成において、制御回路７７が起動さ
れ、スイッチングトランジスタ６５が信号出力端子７７
ｇから出力される信号によりオンとされると、トランス
６１の一次巻き線６２、及び抵抗６６に電流が流れる。
この電流はほぼ台形状の信号である。抵抗６６の電位差
が電流検出回路７７ｄに設定された基準値に達すると、
電流検出回路７７ｄはリセット信号を出力する。ＰＷＭ
ラッチ回路７７ｃはこのリセット信号に応じて、ラッチ
していた信号をリセットする。このため、増幅器７７ｅ
の出力信号はローレベルとなり、スイッチングトランジ
スタ６５はオフとなる。この結果、一次巻き線６２及び
二次巻き線６３にフライバック電圧が発生する。この二
次巻き線６３に発生した電圧は整流され、出力電圧とし
て出力端子８ａ、８ｂに出力される。

【００４１】上記第２の実施例によれば、スイッチング
トランジスタ６５に流れる電流を抵抗６６により検出
し、この電流により電流検出回路７７ｄがＰＷＭラッチ
回路７７ｃを制御し、スイッチングトランジスタ６５を
制御している。このため、スイッチングトランジスタ６
５に流れる電流のピークが一定値を超えないようにスイ
ッチングトランジスタ６５のオンデューティを制御でき
る。したがって、入力電圧の変動に対して出力電圧を安
定化できる。

【００４２】さらに、出力端子８ａ、８ｂの相互間に設
けた電圧検出回路７０およびフォトカプラ６９を介して
三角波発振回路７７ａの発振周波数を制御することによ
り、スイッチングトランジスタ６５のオフデューティを
制御している。したがって、負荷変動に応じて出力電圧
を安定化できる。

【００４３】このように、上記第２の実施例によれば、
従来パルス幅制御、又は周波数制御単独では困難であっ
た広範囲にわたる入力電圧の変動及び負荷変動に対する
出力電圧の制御が可能となる。

【００４４】しかも、トランス６１の二次側にダイオー
ド７０、７１、７３、７４及びコンデンサ７２、７５を
設け、スパイク電圧やノイズをコンデンサ７２、７５に
充電し、ダイオード７０、７１、７３、７４で直流電圧
に変換して電力として取り出している。したがって、変
換効率を一層向上できる。

【００４５】また、ダイオード７０、７１を用いること
により、スパイク電圧やノイズ以外の通常のスイッチン
グエネルギーもトランスを経ることなく出力回路に伝え
られるため、同一出力を得るために従来より容量の小さ
なトランスを使用することが可能である。

【００４６】尚、電力伝達の一方の通路はコンデンサ７
６によって形成されている。このコンデンサ７６は通常
用いられるＥＭＩ防止用のコンデンサがその役割を担う
ことができる。

【００４７】図７は、第２の実施例を変形した本発明の
第３の実施例を示すものである。図７において図６と同
一部分については同一符号を付している。また、その他
の回路構成は図６と同様であるため省略している。

【００４８】図７において、スイッチングトランジスタ
（以下、第１のスイッチングトランジスタと称す）６５
のソースはトランス６１の一次巻き線６２の中間タップ
に接続されている。この第１のスイッチングトランジス
タ６５のドレインには電流検出用の抵抗６６が接続さ
れ、ゲートは遅延回路（ＤＬ）８４を介して制御回路７
７の信号出力端子に接続されている。前記トランス６１
の一次巻き線６２の他端には、ダイオード８５を介し
て、例えばＭＯＳトランジスタからなる第２のスイッチ
ングトランジスタ８６のソースが接続されている。この
第２のスイッチングトランジスタ８６のドレインは入力
端子１ｂに接続され、ゲートは前記制御回路７７の信号
出力端子に接続されている。

【００４９】一次巻き線６２の中間タップまでの巻き数
は、第２の実施例と同様である。すなわち、この実施例
において、一次巻き線６２の巻き数は中間タップから他
端までの分だけ第２の実施例と比べて多くされている。

【００５０】前記第２のスイッチングトランジスタ８６
は耐電圧が第１のスイッチングトランジスタ６５とほぼ
同様であり、電流容量が第１のスイッチングトランジス
タ６５と比べて小さなトランジスタである。第２のスイ
ッチングトランジスタ８６は制御回路７７から出力され
るパルス信号のオンサイクルの初めに第１のスイッチン
グトランジスタ６５より先にオンとなり、一次巻き線６
２の終端の電位をゼロ電位に引き下げる機能を有してい
る。この後、第１のスイッチングトランジスタ６５は遅
延回路８４を介して、第２のスイッチングトランジスタ
８６より若干遅れてオンする。

【００５１】スイッチング方式の電圧変換装置におい
て、スイッチング損失の多くは、オンサイクルの初めに
スイッチング素子のドレインに残留する電荷が浪費され
ることによる。スイッチング素子のドレインがゼロ電圧
の時にスイッチングを行うゼロ電圧スイッチングを行う
ことができれば、この損失をほぼ無くすことが可能であ
る。しかし、広い動作条件の全範囲において、ゼロ電圧
スイッチングを行うことはかなり困難である。

【００５２】しかし、第３の実施例において、電流容量
が小さく、ドレインの静電容量が小さい第２のスイッチ
ングトランジスタ８６をオンサイクルの初めにオンさ
せ、一次巻き線６２の終端をゼロ電圧に引き下げ、第１
のスイッチングトランジスタ６５のドレイン電圧をスイ
ッチング損失が無視できる程度まで下げている。このた
め、ほぼゼロ電圧スイッチングを行うことができ、第１
のスイッチングトランジスタ６５のドレインに残留して
いた電荷は一次巻き線６２の中間タップと他端までの巻
き線を流れて放電することにより、電力として再生され
る。

【００５３】また、第２のスイッチングトランジスタ８
６のドレインの静電容量が極めて小さいため、オンサイ
クルに移行する時に発生するスイッチング損失も無視で
きる程度に小さい。したがって、総合的な電力損失及び
ノイズの発生を大きく低減することができる。

【００５４】上記第３の実施例では、第１のスイッチン
グトランジスタ６５が一次巻き線６２の中間タップに接
続された場合について説明した。しかし、第１、及び第
２のスイッチングトランジスタ６５、８６をそれぞれ適
当な巻き数の独立した巻き線に接続しても第３の実施例
と同様の効果を得ることができる。その他、電気的、磁
気的に第３の実施例と等価な巻き線構造を使用すること
が可能である。

【００５５】図８は、第２の実施例を変形した本発明の
第４の実施例を示すものである。図８は、図６と同様の
構成の回路を２つ直列接続した構成である。すなわち、
電圧変換回路が１つの場合、トランス６１の二次巻き線
６３に発生する出力パルスを整流するために、コンデン
サ６８として大きい容量のコンデンサが必要となる。ま
た、電圧変換回路が１回にスイッチングする電力が大き
くなり、電力損失、ノイズの発生が大きくなる。

【００５６】第４の実施例はこうした問題を解決するた
め、２つの電圧変換回路を交互に動作させている。図８
において、入力端子１ａ、１ｂの相互間に第１の電圧変
換回路９１、第２の電圧変換回路９２が直列接続されて
いる。第１の電圧変換回路９１において、図６と同一部
分については同一符号に添え字ａを付し、第２の電圧変
換回路９２において、図６と同一部分については同一符
号に添え字ｂを付している。また、その他の回路構成は
図６と同様であるため省略している。入力端子１ａ、１
ｂの相互間には、コンデンサ９１ａ、９２ａが直列接続
されている。第１の電圧変換回路９１の電流検出用の抵
抗６６ａの他端は、コンデンサ９１ａ、９２ａの接続ノ
ードに接続されるとともに、第２の電圧変換回路９２の
一次巻き線６２ｂの一端に接続されている。第１の電圧
変換回路９１の二次巻き線６３ａの一端はダイオード６
７ａを介して出力端子８ａに接続され、第２の電圧変換
回路９２の二次巻き線６３ｂの一端はダイオード６７ｂ
を介して出力端子８ａに接続されている。第１の電圧変
換回路９１の二次巻き線６３ａの他端、及び第２の電圧
変換回路９２の二次巻き線６３ｂの他端は出力端子８ｂ
に接続されている。出力端８ａ、８ｂの相互間にはコン
デンサ６８が接続されている。

【００５７】第２の電圧変換回路９２のトランスの二次
側には帰還巻き線９３が設けられ、第１の電圧変換回路
９１のトランスの二次側には帰還巻き線９４が設けられ
ている。これら帰還巻き線９３、９４は第１、第２の電
圧変換回路９１、９２を交互に動作させる同期回路を構
成している。前記帰還巻き線９３の一端は抵抗６６ａと
一次巻き線６２ｂの接続ノードに接続され、他端は第１
の電圧変換回路９１の制御回路７７に接続されている。
前記帰還巻き線９４の一端は入力端１ｂに接続され、他
端は第２の電圧変換回路９２の制御回路７７に接続され
ている。各制御回路７７における接続位置は、例えば発
振回路７７ａの発振動作を開始、停止制御できる端子で
ある。これら帰還巻き線９３、９４は第１、第２の電圧
変換回路９１、９２を同期して制御する。すなわち、帰
還巻き線９３の出力信号により、第２の電圧変換回路９
２が動作している間、第１の電圧変換回路９１が停止さ
れ、帰還巻き線９４の出力信号により、第１の電圧変換
回路９１が動作している間、第２の電圧変換回路９２が
停止される。

【００５８】上記のようにして、２つの電圧変換回路を
交互に動作させることにより、トランス６１の二次巻き
線６３に発生する出力パルスの電流は１／２となる。こ
のため、第２の実施例と同一の平滑度の直流電圧を得る
ために必要なコンデンサの容量をほぼ１／２とすること
ができる。しかも、各電圧変換回路の１回のスイッチン
グ電力も１／２となり、電力損失及びノイズの発生も大
幅に低減できる利点を有している。

【００５９】図９は、第２の実施例を変形した本発明の
第５の実施例を示すものである。図９は、図６と同様の
構成の回路を２つ並列接続した構成である。すなわち、
図９において、入力端子１ａ、１ｂの相互間に第１の電
圧変換回路９１、第２の電圧変換回路９２が並列接続さ
れている。前記帰還巻き線９３の一端と、帰還巻き線９
４の一端は共に前記入力端１ｂに接続され、各他端は制
御回路７７ａ、７７ｂにそれぞれ接続されている。その
他、図８と同一部分には同一符号を付し、説明は省略す
る。この構成によっても第４の実施例と同様の効果を得
ることができる。

【００６０】図１０は、本発明の第６の実施例を示すも
のであり、この発明に例えばＭＯＳトランジスタを用い
た同期型整流回路を適用する場合を示している。従来の
同期型整流回路は、例えばトランスの二次側に発生され
る出力パルス信号によりＭＯＳトランジスタのゲートを
直接駆動するか、制御回路から出力されるスイッチング
トランジスタの駆動パルス信号をトランスを介してＭＯ
Ｓトランジスタのゲートを供給していた。

【００６１】しかし、出力パルス信号や、トランスを介
して供給される駆動パルス信号によりＭＯＳトランジス
タを駆動する場合、ＭＯＳトランジスタの動作に遅れが
生じる。すなわち、出力パルスの後縁で出力パルスの極
性が変わったにもかかわらず、ＭＯＳトランジスタがオ
ン状態を保持し続け、貫通電流が流れて電力損失を生じ
たり、出力短絡事故を発生する可能性を有している。そ
こで、この例では、ＭＯＳトランジスタの動作遅れを防
止し、ＭＯＳトランジスタの貫通電流を防止し得る同期
型整流回路を実現している。

【００６２】図１０は、第１の実施例に改良された同期
型整流回路を接続した場合を示しており、図１と同一部
分には同一符号を付している。また、図６に示す第２の
実施例にこの回路を適用することも可能である。

【００６３】図１０に示すように、トランス２の二次巻
き線４には、同期型整流回路１３１が接続され、二次巻
き線４と同一巻回方向とされた駆動巻き線４ａが設けら
れている。同期型整流回路１３１は、ＭＯＳトランジス
タ１３２と、このＭＯＳトランジスタ１３２を駆動する
微分回路１３３とにより構成されている。前記ＭＯＳト
ランジスタ１３２のソースはダイオード６のカソードに
接続され、ドレインはダイオード６のアノードに接続さ
れている。ＭＯＳトランジスタ１３２のドレインと前記
駆動巻き線４ａの相互間には微分回路１３３を構成する
コンデンサ１３４と抵抗１３５の直列回路が接続され、
これらコンデンサ１３４と抵抗１３５の接続ノードはＭ
ＯＳトランジスタ１３２のゲートに接続されている。

【００６４】上記構成において、スイッチングトランジ
スタ１２がオン、オフ動作を行うとトランス２の一次巻
き線３に断続して電流が流れ、二次巻き線４に電磁誘導
により一次巻き線と同じ周期でパルス電力を発生する。
二次巻き線４に発生した電力は、ＭＯＳトランジスタ１
３２、ダイオード６、コンデンサ７からなる整流回路に
より直流電力に変換され、出力端子８ａ、８ｂに供給さ
れる。

【００６５】一方、前記駆動巻き線４ａに発生したパル
ス電力は微分回路１３３を介して、ＭＯＳトランジスタ
１３２のゲートに供給される。この場合、ＭＯＳトラン
ジスタ１３２のゲートに供給されるパルス信号のパルス
幅は、駆動巻き線４ａに発生するパルス幅とは無関係
に、微分回路１３３を構成するコンデンサ１３４の容
量、及び抵抗１３５の抵抗値によって規定される。この
パルス信号のパルス幅を装置の動作中に出現する出力パ
ルス期間の最短期間に等しいか、それより短く設定す
る。この設定を何れとするかは任意である。微分回路１
３３から出力されるパルス信号のパルス幅が出力パルス
期間より短いため、ＭＯＳトランジスタ１３２は出力パ
ルスの極性が変化する前に必ずオフ状態に移行する。ダ
イオード６は、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードに
より代用することも可能であるが、ＭＯＳトランジスタ
１３２がオフ状態に移行した後の整流機能を分担する。

【００６６】上記第６の実施例によれば、ＭＯＳトラン
ジスタ１３２のゲートを出力パルスの周期より短い周期
のパルス信号により制御している。したがって、出力パ
ルスの後縁で出力パルスの極性が変わる以前に、ＭＯＳ
トランジスタがオフとなるため、貫通電流が生じること
を防止でき、電力損失の発生、及び出力短絡事故の発生
を防止できる。

【００６７】尚、上記第６の実施例では、微分回路１３
３を用いてパルス信号を発生したが、これに限らず、例
えばワンショットマルチバイブレータを使用してパルス
信号を発生することにより、一層確実な動作を行うこと
ができる。

【００６８】図１１は、本発明の第７の実施例を示すも
のである。この実施例は、図１０に示す回路をさらに改
良したものであり、図１１と同一部分には同一符号を付
す。図１１に示す回路は、駆動巻き線４ａに発生した電
力に応じて矩形波を発生する矩形波発生回路１４１を有
している。この矩形波発生回路１４１は駆動巻き線４ａ
の両端に抵抗１４２とコンデンサ１４３が直列接続さ
れ、これら抵抗１４２とコンデンサ１４３の接続ノード
にＮＰＮトランジスタ１４４のベースが接続されてい
る。このトランジスタ１４４のエミッタはダイオード６
のアノードに接続され、コレクタはダイオード１４５の
カソードに接続されるとともにＮＰＮトランジスタ１４
６のベースに接続されている。このトランジスタ１４６
のエミッタはＭＯＳトランジスタ１３２のゲートに接続
されるとともにダイオード１４５のアノードに接続さ
れ、コレクタは前記抵抗１４２と駆動巻き線４ａの接続
ノードに接続されている。

【００６９】上記構成において、スイッチングトランジ
スタ１２がオン、オフ動作を行うとトランス２の一次巻
き線３に断続して電流が流れ、二次巻き線４に電磁誘導
により一次巻き線と同じ周期でパルス電力を発生する。
二次巻き線４に発生した電力は、ＭＯＳトランジスタ１
３２、ダイオード６、コンデンサ７からなる整流回路に
より直流電力に変換され、出力端子８ａ、８ｂに供給さ
れる。

【００７０】出力パルスに応じて駆動巻き線４ａにパル
スが発生すると、矩形波発生回路１４１により矩形状の
パルス信号が発生される。すなわち、駆動巻き線４ａの
パルスに応じてコンデンサ１４３が充電され、この充電
電圧に応じてトランジスタ１４４が導通する。これに伴
い、ダイオード１４５が導通し、ＭＯＳトランジスタ１
３２のゲートの電荷を引き抜く、このため、ＭＯＳトラ
ンジスタ１３２がオフする。抵抗１４２とコンデンサ１
４３とにより、トランジスタ１４４のオンするタイミン
グを出力パルスの極性が変化するタイミングより短く設
定することにより、ＭＯＳトランジスタ１３２に貫通電
流が発生するこを防止できる。

【００７１】上記第７の実施例によれば、矩形波発生回
路１４１により、駆動巻き線４ａのパルスに応じて矩形
状のパルス信号を発生することができる。このため、Ｍ
ＯＳトランジスタ１３２を瞬時、且つ確実にオフ状態と
することができる。

【００７２】ところで、この種の電圧変換装置が適用さ
れるＡＣアダプターは、その回路を構成する部品がモー
ルド成型されたハウジングに収容されている。しかし、
近年、ＡＣアダプターの出力は増大する傾向が顕著であ
り、電力損失に伴う発熱量も増大する傾向を有してい
る。このため、回路部品から発生された熱を効率良く放
熱することができ、ＡＣアダプター内部の温度を適正に
保持することが可能なハウジングが望まれている。

【００７３】図１２、図１３は、本発明の第８の実施例
を示すものであり、本発明の電圧変換装置が適用される
ＡＣアダプターの外観を示している。図１２、図１３に
おいて、ハウジング１０１は金属構造体１０２、１０
３、枠状のモールド構造体１０４により構成されてい
る。金属構造体１０２、１０３は例えばアルミニウムか
らなる金属板１０５の表面に直接印刷配線基板１０６が
接着された構成とされている。例えば前記印刷配線基板
１０６の表面には前記電圧変換装置を構成するトランス
６１や、スイッチングトランジスタ６５、抵抗６６等が
配設されている。回路部品の配置はこれに限定されるも
のではなく、金属構造体１０２、１０３の両方の印刷配
線基板にそれぞれ回路部品を配設し、これら印刷配線基
板を例えばフレキシブル配線板により電気的に接続して
もよい。これら金属構造体１０２、１０３はモールド構
造体１０４に取着される。金属構造体１０２、１０３と
モールド構造体１０４との取着方法は、例えば接着剤を
用いた接着、例えば超音波を用いた圧着、例えばネジ止
め等を用いることができる。

【００７４】モールド構造体１０４の対向する一対の側
面には開口１０４ａがそれぞれ設けられ、これら開口１
０４ａに図示せぬケーブルがそれぞれ挿通される。これ
らケーブルの一端は例えば前記入力端子１ａ、１ｂ、出
力端子８ａ、８ｂにそれぞれ接続される。図１３に示す
ように、金属構造体１０２、１０３、枠状のモールド構
造体１０４は、一体的に絶縁製の皮膜、例えばフィルム
１０７によって覆われる。このフィルム１０７は、例え
ばポリイミド、ポリエステル、エポキシ樹脂等各種安全
規格に適合した材質を用いることができる。この種のフ
ィルム１０７の膜厚は例えば５０μｍ程度とすることが
できる。また、このフィルム１０７はハウジング全体に
設ける必要はなく、金属部分を覆う構成としてもよい。
さらに、絶縁製の皮膜はフィルムに限定されるものでは
なく、絶縁性の樹脂や、塗料等を用いることも可能であ
る。

【００７５】上記第８の実施例によれば、金属板１０５
の表面に直接印刷配線基板１０６が設けられた金属構造
体１０２、１０３の前記印刷配線基板１０６に回路部品
を配設し、これら金属構造体１０２、１０３を絶縁製の
フィルム１０７により覆っている。このため、金属板１
０５をヒートシンクとすることができ、しかも、フィル
ム１０７は、膜厚を薄くすることができるため、良好な
放熱効果を得ることができる。

【００７６】また、ハウジング１０１の放熱効率が良好
であり、しかも、トランス６１を含む回路部品の形状が
小さいため、ハウジング１０１の容積を例えば１２０ｃ
ｃと小型化することができる。

【００７７】図１４は、本発明の第９の実施例を示すも
のである。この実施例において、ハウジング１１１は例
えばアルミニウムからなる金属構造体１１２、１１３を
有している。これら金属構造体１１２、１１３は断面が
コ字形とされ、これら金属構造体１１２、１１３を合体
することにより、回路部品を配置するためのスペースが
形成される。これら金属構造体１１２、１１３の両端部
に形成された開口部１１２ａ、１１３ａは、樹脂により
モールド成型された側壁１１４、１１５が取着される。
これら側壁１１４、１１５には図示せぬケーブルが挿通
される開口部１１４ａ、１１５ａが設けられている。前
記金属構造体１１２の表面には印刷配線基板１１６が直
接設けられ、この印刷配線基板１１６に前記電圧変換装
置を構成するトランス６１や、スイッチングトランジス
タ６５、抵抗６６等の回路部品が配置されている。前記
金属構造体１１２、１１３の外周部は、第８の実施例と
同様に、図示せぬ絶縁製のフィルムにより覆われる。第
９の実施例によっても第８の実施例と同様の効果を得る
ことができる。

【００７８】図１５、図１６は、本発明の第１０の実施
例を示すものである。この実施例において、ハウジング
１２１は例えばアルミニウムからなる金属構造体１２２
を有している。この金属構造体１２２は１枚の金属板を
折曲して、回路部品を配置するためのスペースが形成さ
れる。この金属構造体１２２の両端部に形成された開口
部１２２ａ、１２２ｂは、樹脂によりモールド成型され
た側壁１２３、１２４が取着されて閉塞される。これら
側壁１２３、１２４には図示せぬケーブルが挿通される
開口部１２３ａ、１２４ａが設けられている。前記金属
構造体１１２の表面には印刷配線基板１２５が直接設け
られ、この印刷配線基板１２５に前記電圧変換装置を構
成するスイッチングトランジスタ６５、抵抗６６等の回
路部品が配置されている。ここで、図１６に示すよう
に、印刷配線基板１２５には透口１２５ａが設けられ、
この透口１２５ａ内にトランス６１が配置され、トラン
ス６１の下面は金属構造体１２２の内面に接している。
さらに、前記金属構造体１２２の上面部には、開口部１
２２ｃが設けられている。この開口部１２２ｃは前記ト
ランス６１の上面部を露出する。トランス６１の上面部
と前記金属構造体１２２の上面部はほぼ同一の高さとさ
れている。トランス６１の上面部を含む前記金属構造体
１２２の外周部は、図１６に示すように、絶縁製のフィ
ルム１２６により覆われる。このフィルム１２６の材質
は第８の実施例と同様である。

【００７９】上記第１０の実施例によっても第８の実施
例と同様の効果を得ることができる。しかも、この実施
例の場合、トランス６１の下面を金属構造体１２２の内
面に接し、上面を金属構造体１２２の上面部に設けられ
た開口部１２２ｃから露出させ、このトランス６１の上
面と金属構造体１２２の外周部を絶縁製のフィルム１２
６により覆っている。このため、トランス６１から発生
する熱を効率よく放熱できる。なお、この発明は上記各
実施例に限定されるものではなく、発明の要旨を変えな
い範囲で種々変形実施可能なことは勿論である。

【００８０】

【発明の効果】以上、詳述したようにこの発明によれ
ば、電力変換効率が高く、広範囲な条件での動作が可能
な電圧変換装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第1 の実施例を示す回路図。

【図２】図２（ａ）は、第１の実施例の回路を待機モー
ドの電源に適用した場合における効率特性を示す図、図
２（ｂ）は待機モードの電源の出力電圧特性を示す図。

【図３】図３（ａ）は、第１の実施例の回路をＡＣアダ
プターに適用した場合における効率特性を示す図、図３
（ｂ）はＡＣアダプターの出力電圧特性を示す図。

【図４】第１の実施例の変形例を示すものであり、図１
の要部を取り出して示す回路図。

【図５】第１の実施例の変形例を示すものであり、図１
の要部を取り出して示す回路図。

【図６】本発明の第２の実施例を示す回路図。

【図７】本発明の第３の実施例を示すものであり、要部
のみを示す回路図。

【図８】本発明の第４の実施例を示すものであり、要部
のみを示す回路図。

【図９】本発明の第５の実施例を示すものであり、要部
のみを示す回路図。

【図１０】本発明の第６の実施例を示すものであり、要
部のみを示す回路図。

【図１１】本発明の第７の実施例を示すものであり、要
部のみを示す回路図。

【図１２】本発明の第８の実施例を示すものであり、本
発明の電圧変換装置が適用されるＡＣアダプターの外観
を示す分解斜視図。

【図１３】図１２に示す１３−１３線に沿った断面図。

【図１４】本発明の第９の実施例を示すものであり、本
発明の電圧変換装置が適用されるＡＣアダプターの外観
を示す分解斜視図。

【図１５】本発明の第１０の実施例を示すものであり、
本発明の電圧変換装置が適用されるＡＣアダプターの外
観を示す分解斜視図。

【図１６】図１２に示す１６−１６線に沿った断面図。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ…入力端子、 ２、６１…トランス、 ３、６２…一次巻き線、 ４、６３…二次巻き線、 ５…帰還巻き線、 ６…ダイオード、 ７…コンデンサ、 ８ａ、８ｂ…出力端子、 １２、６５、６５ａ、６５ｂ、８６、１３２…スイッチ
ングトランジスタ、 １３、７８…起動用の抵抗、 １４、６６、６６ａ、６６ｂ…電流検出用の抵抗、 １７、２１、５１、１４４、１６４…ＮＰＮトランジス
タ、 ７７…制御回路、 ９１、９２…第１、第２の電圧変換装置、 １０１、１１１、１２１…ハウジング、 １０２、１０３、１１２、１１３、１２２…金属構造
体、 １０４…モールド構造体、 １０６…印刷配線基板、 １０７、１２６…絶縁製のフィルム、 １２２ｃ…開口部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 3/338 Ｈ０２Ｍ 3/338 Ａ

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一次巻き線、二次巻き線、及び二次側に
   設けられた帰還巻き線とを有し、前記一次巻き線の一端
   に電源が接続され、前記二次巻き線に整流回路が接続さ
   れたトランスと、 前記トランスの一次巻き線に電流通路の一端が接続され
   たスイッチング素子と、 前記スイッチング素子の電流通路の他端に接続され、前
   記スイッチング素子に流れる電流を検出し、この検出し
   た電流に対応した電圧を出力する電流検出手段と、 出力電極が前記スイッチング素子のゲートに接続され、
   制御電極に前記電流検出手段の出力電圧が供給され、前
   記電流検出手段により検出された電流が所定値となると
   導通して前記スイッチング素子を非導通とする第１のト
   ランジスタと、 前記第１のトランジスタの制御電極と前記帰還巻き線の
   相互間に接続され、前記帰還巻き線に発生された電圧に
   応じて前記第１のトランジスタのオン期間を制御する回
   路と、 前記帰還巻き線に接続され、前記帰還巻き線に発生され
   た電圧を充電するコンデンサと、 制御電極に前記コンデンサの充電電圧が供給され、出力
   電極が前記スイッチング素子のゲートに接続され、前記
   コンデンサの充電電圧に応じて前記スイッチング素子を
   導通させる第２のトランジスタとを具備することを特徴
   とする電圧変換装置。
2. 【請求項２】 一次巻き線、二次巻き線、及び二次側に
   設けられた帰還巻き線とを有し、前記一次巻き線の一端
   に電源が接続され、前記二次巻き線に第１の整流回路が
   接続されたトランスと、 前記トランスの一次巻き線に電流通路の一端が接続され
   た第１のスイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子の電流通路の他端に接続さ
   れ、前記第１のスイッチング素子に流れる電流を検出す
   る電流検出手段と、 電源端子が前記帰還巻き線に接続され、前記帰還巻き線
   に発生された電圧により動作される制御回路であり、こ
   の制御回路は所定周期の三角波を発生する発振回路と、 前記発振回路により発生された三角波と基準電圧を比較
   し、パルス幅変調された信号を出力する比較器と、 前記比較器の出力信号をラッチし、このラッチした信号
   を前記第１のスイッチング素子のゲートに供給するラッ
   チ回路と、 前記ラッチ回路に接続され、前記電流検出手段により検
   出された電流が所定値となると前記ラッチ回路をリセッ
   トする電流検出回路とを有し、 前記整流回路の出力電圧を検出し、検出した出力電圧に
   応じた信号を発生する信号発生回路と、 前記発振回路に接続され、前記信号発生回路により発生
   された信号に応じて、前記発振回路の発振周波数を制御
   する周波数制御回路とを具備することを特徴とする電圧
   変換装置。
3. 【請求項３】 前記二次巻き線に設けられ、前記一次巻
   き線に発生したノイズを整流する第２の整流回路とを具
   備することを特徴とする請求項２記載の電圧変換装置。
4. 【請求項４】 前記第１のスイッチング素子のゲートに
   設けられ、前記ラッチ回路の出力信号を遅延する遅延回
   路と、前記一次巻き線の他端に電流通路の一端が接続さ
   れ、ゲートに前記ラッチ回路の出力信号が供給され、前
   記第１のスイッチング素子より速く導通し、電流容量が
   第１のスイッチング素子より小さい第２のスイッチング
   素子とを具備することを特徴とする請求項２記載の電圧
   変換装置。
5. 【請求項５】 電源が供給される第１、第２の入力端子
   の相互間に直列に接続された第１、第２の電圧変換回路
   を有し、前記第１、第２の電圧変換回路はそれそれ、 一次巻き線、二次巻き線、及び二次側に設けられた帰還
   巻き線とを有するトランスと、 前記トランスの一次巻き線に電流通路の一端が接続され
   た第１のスイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子の電流通路の他端に接続さ
   れ、前記第１のスイッチング素子に流れる電流を検出す
   る電流検出手段と、 電源端子が前記帰還巻き線に接続され、前記帰還巻き線
   に発生された電圧により動作される制御回路であり、こ
   の制御回路は所定周期の三角波を発生する発振回路と、 前記発振回路により発生された三角波と基準電圧を比較
   し、パルス幅変調された信号を出力する比較器と、 前記比較器の出力信号をラッチし、このラッチした信号
   を前記第１のスイッチング素子のゲートに供給するラッ
   チ回路と、 前記ラッチ回路に接続され、前記電流検出手段により検
   出された電流が所定値となると前記ラッチ回路をリセッ
   トする電流検出回路とを有し、 前記各二次巻き線に接続された整流回路と、 前記第１、第２の電圧変換回路の制御回路に設けられ、
   前記第１、第２の電圧変換回路を交互に動作させる同期
   回路とを具備することを特徴とする電圧変換装置。
6. 【請求項６】 電源が供給される第１、第２の入力端子
   の相互間に並列に接続された第１、第２の電圧変換回路
   を有し、前記第１、第２の電圧変換回路はそれそれ、 一次巻き線、二次巻き線、及び二次側に設けられた帰還
   巻き線とを有するトランスと、 前記トランスの一次巻き線に電流通路の一端が接続され
   た第１のスイッチング素子と、 前記第１のスイッチング素子の電流通路の他端に接続さ
   れ、前記第１のスイッチング素子に流れる電流を検出す
   る電流検出手段と、 電源端子が前記帰還巻き線に接続され、前記帰還巻き線
   に発生された電圧により動作される制御回路であり、こ
   の制御回路は所定周期の三角波を発生する発振回路と、 前記発振回路により発生された三角波と基準電圧を比較
   し、パルス幅変調された信号を出力する比較器と、 前記比較器の出力信号をラッチし、このラッチした信号
   を前記第１のスイッチング素子のゲートに供給するラッ
   チ回路と、 前記ラッチ回路に接続され、前記電流検出手段により検
   出された電流が所定値となると前記ラッチ回路をリセッ
   トする電流検出回路とを有し、 前記各二次巻き線に接続された整流回路と、 前記第１、第２の電圧変換回路の制御回路に設けられ、
   前記第１、第２の電圧変換回路を交互に動作させる同期
   回路とを具備することを特徴とする電圧変換装置。
7. 【請求項７】 前記整流回路に並列接続されたＭＯＳト
   ランジスタと、 前記二次巻き線の出力パルスに応じて、前記出力パルス
   の周期より短い周期のパルス信号を発生し、前記ＭＯＳ
   トランジスタのゲートに供給するパルス信号発生回路と
   を具備することを特徴とする請求項１、２、５、６のい
   ずれかに記載の電圧変換装置。
8. 【請求項８】 電圧変換回路を構成する回路部品が配設
   される印刷配線基板と、 この印刷配線基板が直接接触され、ハウジングを構成す
   る金属構造体と、 前記金属構造体の外周部を覆う絶縁性の皮膜とを具備す
   ることを特徴とする電圧変換装置。
9. 【請求項９】 前記金属構造体は電圧変換回路を構成す
   るトランスの上面が挿通される開口部を有することを特
   徴とする請求項８記載の電圧変換装置。