JP2006211877A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 装置全体を大型化することなく放熱効率を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】 サージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１と共振用インダクタ４とにより、ＬＣ直列共振を起こさせる。整流回路５のダイオード５１，５２に加わるサージ電圧を抑止し、消費電力を低減する。また、リンギング抑止回路８を、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方に設ける。整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑止し、熱抵抗の高い部位（トランス３や共振用インダクタ４など）での熱集中を防止することができる。よって、発生した熱がリンギング抑止回路８へと熱分散し、スイッチング電源装置全体の放熱効率が向上する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、入力直流電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に係わり、特にスイッチング動作に伴うサージ電圧を抑止するための回路（スナバ回路）を備えたスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチ回路のスイッチング動作により入力直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出す方式である。スイッチ回路のスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。

この種のスイッチング電源装置においては、電力伝送ラインに直列に出力整流ダイオードが接続される。したがって、この出力整流ダイオードによる損失を低減させることは、スイッチング電源装置の効率を向上させる上で、極めて有効である。

出力整流ダイオードの損失を低減させるには、順方向電圧降下の小さいダイオードを使用すればよい。ところが、順方向電圧降下の低いダイオードは逆方向耐電圧も低い。このため、出力整流ダイオードとして、順方向電圧降下の低いダイオードを使用する場合には、特に、逆方向電圧を抑制する必要がある。

この種のスイッチング電源装置において、逆方向電圧として最も考慮しなければならないのは、スイッチ回路のオン・オフ動作に伴う、寄生要素に起因したサージ（スパイク）電圧である。サージ電圧は出力整流ダイオードに対して、逆方向電圧として印加される。このようなサージ電圧を抑制する手段として、従来より、いわゆるスナバ回路が知られている。

例えば、特許文献１には、コンデンサや抵抗器、ダイオードを用いたスナバ回路（Ｒスナバ回路、ＲＣスナバ回路、ＲＣＤスナバ回路）が開示されている。

また、例えば本出願人は特許文献２において、ＬＣ共振を利用したスナバ回路を提案している。このスナバ回路によればＬＣ共振を利用することで、上記サージ電圧を所定の電圧以下まで抑止することができる。

特開２００２−２０９３８３号公報 特許第３４００４４３号公報

しかしながら、上記特許文献１および特許文献２のスナバ回路では、確かに出力整流ダイオードに印加されるサージ電圧は抑制される（例えば、図２３の符号Ｗ１１）ものの、例えば図２３の符号Ｗ１２で示したように、高周波の電圧振幅（リンギング）は依然として残存してしまう。このような高周波成分のリンギングは、トランスやインダクタ（リーケージインダクタを含む）におけるコアロス、または配線における高周波抵抗によって熱へと変換されることで、これらの部位での発熱の要因となる。

ここで一般に、半導体や抵抗器などにおいては放熱器による放熱が容易である一方、トランスやインダクタなどにおいてはそれらの巻線構造に起因して熱抵抗が高くなる傾向にあることから、放熱効率が低下してしまい、十分な放熱を確保するのは容易ではない。そこで従来は、熱抵抗の高いトランスやインダクタに対しても十分な放熱を確保するために、これらトランスやインダクタを大型化することで熱抵抗を下げる手法や、同様にトランスやインダクタを大型化することで磁束密度を下げ、トランスやインダクタでのコアロスを低減することにより発熱を抑制する手法がとられていた。

このように、出力整流ダイオードに対して高周波のリンギングが加わっている従来の技術では、装置全体を大型化することなく放熱効率を向上させるのは困難であり、改善の余地があった。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、装置全体を大型化することなく放熱効率を向上させることが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、交流電圧を変圧するトランスと、このトランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスに供給するスイッチング回路と、トランスの２次側に設けられ、トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、共振用の第１のコンデンサを含んで構成され、整流回路に接続されたサージ電圧抑止回路と、このサージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタと、上記第１のコンデンサおよび上記共振用インダクタのうちの少なくとも一方に並列に接続されたリンギング抑止回路とを備えたものである。

本発明のスイッチング電源装置では、サージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと共振用インダクタとが協動してＬＣ直列共振回路として機能することにより、整流回路に加わるサージ電圧が抑止される。また、ＬＣ直列共振回路を構成している第１のコンデンサおよび共振用インダクタのうちの少なくとも一方にリンギング抑止回路が並列に接続されていることにより、整流回路に加わる高周波のリンギングが抑止される。したがって、高周波のリンギングがリンギング抑止回路において熱へと変換され、この部分における発熱が促進されることにより、熱抵抗の高いトランスや共振用インダクタでの発熱が抑制される。

本発明のスイッチング電源装置では、上記共振用インダクタがトランスの１次側に設けられ、上記第１のコンデンサがトランスの２次側に設けられているように構成すること可能である。この場合において、上記リンギング抑止回路が、トランスの１次側および２次側のうちの高圧側に配されているように構成することが好ましい。

本発明のスイッチング電源装置では、上記サージ電圧抑止回路が、さらに第１のダイオードと回生用インダクタとを含むように構成することが可能である。

本発明のスイッチング電源装置では、上記リンギング抑止回路が、抵抗器とリンギング抑止用の第２のコンデンサとを含んで構成されているようにすることが可能である。この場合において、上記スイッチング回路が、スイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路またはフォワード型スイッチング回路であり、上記リンギング抑止回路における抵抗器および第２のコンデンサが互いに直列接続されているように構成することが可能である。

なお、本発明において、「サージ電圧抑止回路」とは、サージ電圧を抑止する機能を有する回路を意味する。また、「リンギング抑止回路」とは、高周波のリンギングを抑止する機能を有する回路を意味し、トランスや共振用インダクタよりも熱抵抗が低くなるように構成することが可能である。これらの回路は一般に、スナバ回路と呼ばれる。「回生用インダクタ」における「回生用」とは、サージ電圧抑止回路における共振用の第１のコンデンサに蓄えられた電気エネルギー（電荷）を放出して利用に供し得る状態とするための、という意味である。また、「ＬＣ直列共振回路」とは、インダクタとコンデンサとが直列に配列された共振回路をいう。

共振用インダクタが「１次側に設けられ」とは、インダクタまたはそれと等価な構造がトランスの１次側に設けられていることを意味するが、この場合には、トランスを介して２次側に等価的なインダクタンスが存在することになり、この等価なインダクタンスとサージ電圧抑止回路のコンデンサとが協働してＬＣ直列共振回路を接続することになる。なお、共振用インダクタは、コイル部品を実際に配置してよいが、これに代えて（あるいはこれと共に）、トランスのリーケージインダクタンスや配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。

また、リンギング抑止回路が「１次側および２次側のうちの高圧側に配され」とは、例えば、このスイッチング電源装置が降圧回路の場合は１次側に配され、逆に昇圧回路の場合は２次側に配されることを意味する。

本発明のスイッチング電源装置によれば、サージ電圧抑止回路の第１のコンデンサと共振用インダクタとによりＬＣ直列共振を起こさせるようにしたので、整流回路に加わるサージ電圧を抑止することができ、消費電力を低減することができる。また、リンギング抑止回路を所定の位置に設けることにより、整流回路に加わる高周波のリンギングを抑止するようにしたので、熱抵抗の高い部位での熱集中を防止してリンギング抑止回路へと熱分散させることができ、装置全体の放熱効率を向上させることができる。よって、放熱器を小さくしても十分な放熱を確保することができ、装置全体を小型化することも可能となる。また、放熱器の大きさをそのまま保った場合には、装置全体がより高温まで耐え得るようになることから、装置の動作温度範囲を拡大することも可能となる。さらに、整流回路に加わる高周波のリンギングを抑制することができることから、装置内で発生するノイズを低減することも可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

[第１の実施の形態]
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、図示しない高圧バッテリから供給される高圧の入力直流電圧Ｖinを、より低い出力直流電圧Ｖoutに変換して、図示しない低圧バッテリに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、後述するようにセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置である。

このスイッチング電源装置は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられたインバータ回路１および平滑コンデンサ２と、１次側巻線３１および２次側巻線３２，３３を有するトランス３と、インバータ回路１と１次側巻線３１との間に設けられた共振用インダクタ４とを備えている。１次側高圧ラインＬ１Ｈの入力端子Ｔ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌの入力端子Ｔ２との間には、図示しない高圧バッテリから出力される入力直流電圧Ｖinが印加されるようになっている。このスイッチング電源装置はまた、トランス３の２次側に設けられた整流回路５と、この整流回路５に接続されたサージ電圧抑止回路６と、このサージ電圧抑止回路６に接続された平滑回路７とを備えている。

インバータ回路１は、高圧バッテリから出力される入力直流電圧Ｖinをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路であり、本発明における「スイッチング回路」の一具体例に対応する。このインバータ回路１は、図示しない制御回路から供給されるスイッチング信号（図示せず）によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子としては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。

スイッチング素子Ｓ１はトランス３の１次側巻線３１の一端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子Ｓ２は１次側巻線３１の他端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓ３は１次側巻線３１の他端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子Ｓ４は１次側巻線３１の一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。上記した共振用インダクタ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の接続点と１次側巻線３１の一端との間に接続されている。

インバータ回路１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３１およびスイッチング素子Ｓ２を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子Ｓ３、１次側巻線３１、共振用インダクタ４およびスイッチング素子Ｓ４を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。

トランス３の一対の２次側巻線３２，３３はセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧを介して出力端子Ｔ４に導かれている。つまり、このスイッチング電源装置はセンタタップ型のものである。このトランス３は、インバータ回路１によって変換された交流電圧を降圧し、一対の２次側巻線３２，３３の各端部Ａ，Ｂから、互いに１８０度位相が異なる交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２を出力するようになっている。なお、この場合の降圧の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２，３３との巻数比によって定まる。

なお、共振用インダクタ４は、コイル部品を実際に配置してもよいが、これに代えて（これと共に）、トランス３のリーケージインダクタンス（図示せず）や配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。この共振用インダクタ４は、後述するように（図５）、トランス３を介して２次側に等価なインダクタンス成分［Ｌ１／（ｎ／２）²］を生じさせ、この等価なインダクタンス成分とサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１とが協働してＬＣ直列共振回路を構成することになる。

整流回路５は、一対のダイオード５１，５２からなる単相全波整流型のものである。ダイオード５１のアノードは２次側巻線３２の一端Ａに接続され、ダイオード５２のアノードは２次側巻線３３の一端Ｂに接続されている。ダイオード５１，５２の各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路５はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス３の交流出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の各半波期間をそれぞれダイオード５１，５２によって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。

サージ電圧抑止回路６は、コンデンサ６１と、ダイオード６２と、回生用インダクタ６３とを含んで構成される。コンデンサ６１およびダイオード６２は、出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に直列に接続されている。具体的には、コンデンサ６１の一端が接地ラインＬＧに接続され、他端がダイオード６２のカソードに接続されている。また、ダイオード６２のアノードは、出力ラインＬＯに接続されている。コンデンサ６１は、１次側に設けられた共振用インダクタ４と協働してＬＣ直列共振回路を構成するものであり、本発明における「第１のコンデンサ」に対応する。また、回生用インダクタ６３は、コンデンサ６１およびダイオード６２の接続点Ｅと出力ラインＬＯとの間に、ダイオード６２と並列に接続されている。このような構成によりサージ電圧抑止回路６は、インバータ回路１におけるスイッチング動作に伴って生ずるサージ電圧を抑止する機能を有するようになっている。なお、ダイオード６２は、本発明における「第１のダイオード」の一具体例に対応する。

平滑回路７は、チョークコイル７１と平滑コンデンサ７２とを含んで構成されている。チョークコイル７１は、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端はサージ電圧抑止回路６の回生用インダクタ６３の一端（出力ラインＬＯ側の端点）に接続され、その他端は出力ラインＬＯの出力端子Ｔ３に接続されている。平滑コンデンサ７２は、出力ラインＬＯ（具体的には、チョークコイル７１の他端）と接地ラインＬＧとの間に接続されている。接地ラインＬＧの端部には、出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成により平滑回路７では、整流回路５で整流された直流電圧を平滑化して出力直流電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ（図示せず）に給電するようになっている。

リンギング抑止回路８は、抵抗器８１とコンデンサ８２とを含んで構成される。抵抗器８１およびコンデンサ８２は、共振用インダクタ４に並列に接続されている。具体的には、抵抗器８１の一端が共振用インダクタ４の一端（スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の接続点側の端点）に接続され、その他端がコンデンサ８２の一端に接続されている。また、コンデンサ８２の他端は、共振用インダクタ４の他端（１次側巻線３１の一端側の端点）に接続されている。このような構成によりリンギング抑止回路８は、後述するように整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑止する機能を有するようになっている。なお、コンデンサ８２は、本発明における「第２のコンデンサ」の一具体例に対応する。

また、このリンギング抑止回路８が配置される位置としては、図１に示した位置には限られず、図２に示したように、サージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１に並列に接続するようにしてもよく、また図３に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のそれぞれに並列に接続（それぞれ、リンギング抑止回路８Ａ，８Ｂ）するようにしてもよい。すなわち、リンギング抑止回路８は、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方に並列に接続するようにすればよい。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング電源装置の全体動作を説明する。

インバータ回路１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される入力直流電圧Ｖinをスイッチングして交流電圧を作り出し、これをトランス３の１次側巻線３１に供給する。トランス３の２次側巻線３２，３３からは、変圧（ここでは、降圧）された交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２が取り出される。

整流回路５は、この交流電圧をダイオード５１，５２によって整流する。これにより、センタタップＣ（接地ラインＬＧ）とダイオード５１，５２の接続点Ｄとの間に整流出力が発生する。

平滑回路７は、センタタップＣ（接地ラインＬＧ）とダイオード５１，５２の接続点Ｄとの間に生じる整流出力を平滑化して、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力直流電圧Ｖoutを出力する。この出力直流電圧Ｖoutは図示しない低圧バッテリに給電され、その充電に供される。

次に、図４〜図８を参照して、本発明の特徴であるサージ電圧抑止回路６およびリンギング抑止回路８の動作について説明する。

図４に示したように、インバータ回路１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンになると、スイッチング素子Ｓ１からスイッチング素子Ｓ２の方向に電流Ｉc10が流れ、トランス３の２次側巻線３２，３３に現れる電圧ＶＯ１，ＶＯ２がダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびサージ電圧抑止回路６のダイオード６２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。

このとき、ダイオード５１、ダイオード６２、コンデンサ６１およびトランス３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩc1が形成され、コンデンサ６１への充電（エネルギーの蓄積）が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加される。この充電ループＩc1において、１次側の共振インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcは、ＬＣ共振電圧に従って上昇する。

図５は、上記したＬＣ直列共振回路の等価回路を表すものである。等価回路は、共振用インダクタ４によって２次側に生ずるインダクタンス成分［Ｌ１／（ｎ／２）²］と、コンデンサ６１の容量［Ｃ］と、電源電圧［Ｖin／（ｎ／２）］とにより構成される。この等価回路によると、コンデンサ６１の端子間電圧Ｖcは、次の式（１）で表される。
Ｖc＝２×Ｖin×（１−ｃｏｓωｔ）／ｎ …（１）
但し、ω＝１／（Ｌ１×Ｃ／（ｎ／２）²）^1/2
ここで、Ｌ１は共振用インダクタ４のインダクタンス値であり、Ｃはコンデンサ６１の容量である。ｎは、２次側巻線３３の巻数Ｎ２に対する１次側巻線３１の巻数Ｎ１の巻数比（Ｎ１／Ｎ２）である。なお、２次側巻線３３の巻数Ｎ３に対する１次側巻線３１の巻数Ｎ１の巻数比（Ｎ１／Ｎ３）も同様にｎであるとする。

充電ループＩc1において、ダイオード６２の電圧降下分を無視すれば、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcとほぼ等しくなる。コンデンサ６１の端子電圧Ｖcは、上記したように、共振用インダクタ４に起因するインダクタンス成分とコンデンサ６１とにより定まるＬＣ共振電圧によって上昇する。このため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdの最大値（ピーク値）Ｖdmは、上記の式（１）から明らかなように、次の式（２）で示される値になる。
Ｖdm＝２×Ｖin×（１−ｃｏｓπ）／ｎ
＝４×Ｖin／ｎ …（２）

このように、ダイオード５２に印加される逆電圧ＶdをＬＣ共振作用によって式（２）の値以下に抑制できるので、ノイズを少なく（サージ電圧を低く）することができる。また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdを抑制できるので、ダイオード５２として、順方向電圧降下が比較的小さいものを使用することが可能になり、この結果、ダイオード５２による損失を低減し、エネルギー消費の少ない高効率のスイッチング電源装置を得ることができる。

また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値（４×Ｖin／ｎ）になると、ダイオード６２が非導通となることで、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされる。すると図４に示したように、コンデンサ６１に蓄積されたエネルギーのうちの一部が、一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放電されようとする。したがって、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcが下降することからダイオード６２が再び導通し、充電ループＩc1によってコンデンサ６１への充電が行われようとする。このようにして、コンデンサ６１への微小充電およびコンデンサ６１からの微小放電により上記したＬＣ共振作用が繰り返されようとすることで、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdにおいて、前述した高周波のリンギングが発生することとなる。

ここで、本実施の形態のスイッチング電源装置では、前述のように共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方に（図１の例では、共振用インダクタ４に）、リンギング抑止回路８が並列接続していることから、このような高周波のリンギングが抑止される。このように、１次側の共振インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサ６１とによるＬＣ共振作用によって、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdを抑制する一方、このリンギング抑止回路８によって高周波のリンギングを抑止するようにしたことで、高周波のリンギングがリンギング抑止回路において熱へと変換され、この部分における発熱が促進されることにより、熱抵抗の高いトランス３や共振用インダクタ４での発熱が抑制される。よって、熱抵抗の高い部位での熱集中を防止し、リンギング抑止回路８へと熱分散させることができ、スイッチング電源装置全体の放熱効率を向上させることができる。

次に、図６に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンからオフになると、トランス３の２次側巻線３３に現れる電圧［−ＶＯ２］は、ダイオード５２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタ６３は、コンデンサ６１に対する一方向性放電路Ｉdとして機能し、コンデンサ６１に蓄積されたエネルギーが一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。この結果、エネルギー効率が向上する。

次に、図７に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフからオンになると、スイッチング素子Ｓ３からスイッチング素子Ｓ４の方向に電流Ｉc20が流れ、トランス３の２次側巻線３２，３３に現れる電圧［−ＶＯ１］、［−ＶＯ２］がダイオード５２に対して順方向になる一方、ダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。

このとき、ダイオード５２、ダイオード６２、コンデンサ６１およびトランス３の２次側巻線３３の順に通る充電ループＩc2が形成され、コンデンサ６１への充電が行われる。一方、ダイオード５１には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc2において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５１に印加される逆電圧Ｖdは上記の式（２）の値以下に抑制される。

また、ダイオード５１に印加される逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされるが、共振用インダクタ４にリンギング抑止回路８が並列接続しているため、高周波のリンギングは抑止される。すなわち、高周波のリンギングがリンギング抑止回路８において熱へと変換され、この部分における発熱が促進されるため、熱抵抗の高いトランス３や共振用インダクタ４での発熱が抑制される。

最後に、図８に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンからオフになると、トランス３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このときも、回生用インダクタ６３は、コンデンサ６１に対する一方向性放電路Ｉdとして機能し、コンデンサ６１に蓄積されたエネルギーが一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

図９は、図１の整流回路５（ダイオード５１，５２）における逆電圧Ｖdの実測波形を表すものである。この図において、（Ａ）は従来のスイッチング電源装置における逆電圧Ｖdの電圧波形を示しており、（Ｂ）は本実施の形態のスイッチング電源装置における逆電圧Ｖdの電圧波形を示している。

このように、従来のスイッチング電源装置（図９（Ａ））においては、符号Ｗ１で示したように高周波のリンギングが出現している一方、本実施の形態のスイッチング電源装置（図９（Ｂ））においては、符号Ｗ２で示したように高周波のリンギングが抑止され、出現していないことが分かる。よって、本実施の形態のリンギング抑止回路８を設けることで、整流回路５（ダイオード５１，５２）における逆電圧（サージ電圧）Ｖdにおいて、実際に高周波のリンギングが抑止されることが分かる。なお、このようなリンギング抑止回路を設けることで、上記のようにスイッチング電源装置の放熱効率を向上させることができるが、その一例として、例えば装置の電圧条件やその部位の材質などの条件にもよるが、例えばトランスの温度を約１０〜２０度ほど下げることができる。

以上のように、本実施の形態では、サージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１と共振用インダクタ４とによりＬＣ直列共振を起こさせるようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わるサージ電圧を抑止することができ、消費電力を低減することができる。

また、リンギング抑止回路８を所定の位置（共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方）に設けることにより、整流回路５に加わる高周波のリンギングを抑止するようにしたので、熱抵抗の高い部位（例えば、トランス３や共振用インダクタ４）での熱集中を防止してリンギング抑止回路８へと熱分散させることができ、スイッチング電源装置全体の放熱効率を向上させることができる。よって、放熱するための部材を小さくしても十分な放熱を確保することができ、装置全体を小型化することも可能となる。また、放熱部材の大きさをそのまま保った場合には、装置全体がより高温まで耐え得るようになることから、装置の動作温度範囲を拡大することも可能となる。さらに、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制することができることから、装置内で発生するノイズを低減することも可能となる。

なお、本実施の形態のスイッチング電源装置では、共振用インダクタ４がトランス３の１次側に設けられている一方、サージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１がトランス３の２次側に設けられている場合について説明してきたが、例えば図１０および図１１に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１をいずれもトランス３の２次側に設け、これらの少なくとも一方にリンギング抑止回路８を並列接続するように構成してもよい。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。なお、図１０および図１１では、トランス３の２次側に設けた共振用インダクタを、２つの共振用インダクタ４Ａ，４Ｂにより構成（図１０では、それぞれに対してリンギング抑止回路８Ａ，８Ｂを並列接続している）しているが、例えばトランス３の２次側をいわゆるプッシュプルではない回路構成とした場合などは、１つの共振用インダクタ４により構成するようにしてもよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置では、共振用インダクタ４をトランス３の１次側に設け、サージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１をトランス３の２次側に設けるように構成した場合（例えば、図１，図２の構成）には、リンギング抑止回路８を、トランス３の１次側および２次側のうちの高圧側に配置するようにすることが好ましい。ここで高圧側とは、このスイッチング電源装置が降圧回路の場合は１次側、逆に昇圧回路の場合は２次側であることを意味する。すなわち、本実施の形態のスイッチング電源装置は前述のように降圧回路であることから、リンギング抑止回路８は、図２（２次側）よりも図１（１次側）の配置のほうが好ましい。ここで、高周波のリンギングを発生させるための共振電流は、１次側および２次側をまたいで流れていることから、リンギング抑止回路８の位置は原理的には１次側および２次側のどちらでもよいことになる。しかしながら、例えば図２のように、リンギング抑止回路８をサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１に並列接続するように構成した場合、トランス３の１次側巻線３１と２次側巻線３２，３３との巻数比（降圧回路なので、１次側の巻数のほうが大きい）に起因して、リンギング抑止回路８のコンデンサ８２の容量を、サージ電圧抑止回路６における共振用のコンデンサ６１よりも大きくする必要が生じる。よって、１次側（高圧側）に配置するほうが好ましいことになる。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置では、サージ電圧抑止回路の回路構成は、図１に示したもの（サージ電圧抑止回路６）には限られず、共振用のコンデンサを含んでいるのであれば、例えば図１２に示したような回路構成（サージ電圧抑止回路１６）でもよい。具体的には、サージ電圧抑止回路６におけるコンデンサ６１の代わりに２つのコンデンサ６１Ａ，６１Ｂを設け、これらコンデンサ６１Ａ，６１Ｂの一端を整流回路５におけるダイオード５１，５２のアノードにそれぞれ接続すると共に、それらの他端を互いにダイオード６２のカソード（接続点Ｅ）に接続するように構成したものである。このように構成した場合も、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

[第２の実施の形態]
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。

上記第１の実施の形態では、センタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明したが、本実施の形態では、センタタップ型アノードコモン接続のスイッチング電源装置について説明する。

図１３は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置では、整流回路５のダイオード５１のカソードがトランス３の２次側巻線３２の一端Ａに接続され、ダイオード５２のカソードが２次側巻線３３の一端Ｂに接続されている。ダイオード５１，５２の各アノード同士は、接続点Ｄにおいて互いに共通接続されると共に、接地ラインＬＧに接続されている。トランス３の２次側巻線３２と２次側巻線３３との接続点（センタタップＣ）は、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、このスイッチング電源装置は、センタタップ型のアノードコモン接続構造を有しており、トランス３の交流出力電圧の各半波期間をそれぞれダイオード５１，５２によって個別に整流し、整流電圧を得るようになっている。

接地ラインＬＧと出力ラインＬＯとの間には、サージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１、ダイオード６２および回生用インダクタ６３が、図１の場合と同様の態様で接続されている。また、共振用インダクタ４には、リンギング抑止回路８の抵抗器８１およびコンデンサ８２が、図１の場合と同様の態様で接続されている。その他の部分の構成は、図１の場合と同様である。

本実施の形態のスイッチング電源装置の動作は、基本的には第１の実施の形態の場合（図４〜図８）と同様である。

すなわち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、またはスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフからオンになると、それぞれダイオード５２，５１から２次側巻線３３，３２を通って、出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。また、ダイオード５２、トランス３の２次側巻線３３、ダイオード６２およびコンデンサ６１の順に通る充電ループＩc1、またはダイオード５１、トランス３の２次側巻線３２、ダイオード６２およびコンデンサ６１の順に通る充電ループＩc2がそれぞれ形成され、コンデンサ６１への充電が行われる。また、いずれの場合においても、ダイオード５１，５２にはそれぞれ逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc1，Ｉc2において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５１，５２に印加される逆電圧Ｖdは、前述の式（２）の値以下に抑制される。また、共振用インダクタ４にリンギング抑止回路８が並列接続しているため、高周波のリンギングは抑止され、熱抵抗の高いトランス３や共振用インダクタ４での発熱が抑制される。

一方、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、またはスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンからオフになると、それぞれ、ダイオード５１，５２から２次側巻線３２，３３を通って、出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。また、回生用インダクタ６３がコンデンサ６１に対する一方向性放電路Ｉdとして機能し、コンデンサ６１に蓄積されたエネルギーが一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、リンギング抑止回路８を所定の位置に設けることにより、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑止するようにしたので、熱抵抗の高い部位での熱集中を防止し、リンギング抑止回路８へと熱分散させることができる。よって、スイッチング電源装置全体の放熱効率を向上させることができる。

なお、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、リンギング抑止回路８は、第１の実施の形態の図２および図３に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方に並列に接続するようにすればよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、第１の実施の形態の図１０および図１１に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１をいずれもトランス３の２次側に設け、これらの少なくとも一方にリンギング抑止回路８を並列接続するように構成してもよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、サージ電圧抑止回路の回路構成は図１３に示したもの（サージ電圧抑止回路６）には限られず、共振用のコンデンサを含んでいるのであれば、例えば図１４，図１５に示したような回路構成（それぞれ、サージ電圧抑止回路２６，３６）でもよい。このように構成した場合も、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

[第３の実施の形態]
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態では、フォワード型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明する。

図１６は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。

本実施の形態のスイッチング電源装置は、１次側巻線３１と２次側巻線３２とを有するトランス１３を用いて構成されたフォワード型（一方向型）のスイッチング電源装置であり、トランス１３の１次側に、図１のインバータ回路１に代えて、１つのスイッチング素子Ｓ０からなるインバータ回路１１を備えている。このスイッチング電源装置はまた、トランス１３の２次側に設けられた整流回路１５と、この整流回路１５に接続されたサージ電圧抑止回路６と、このサージ電圧抑止回路６に接続された平滑回路７とを備えている。整流回路１５は、アノードがトランス１３の２次側巻線３２の一端Ａに接続されたダイオード５１と、アノードがトランス１３の２次側巻線３２の他端Ｃに接続されカソードがダイオード５１のカソードに接続点Ｄで共通接続されたダイオード５２とにより構成されたカソードコモン接続の構造を有する。

なお、サージ電圧抑止回路６、平滑回路７およびリンギング抑止回路８を始めとするその他の部分の構成は、図１の場合と同様である。

次に、図１７および図１８を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。

本実施の形態では、図１７に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオンになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧ＶＯ１は、ダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびサージ電圧抑止回路６のダイオード６２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、ダイオード５１、ダイオード６２、コンデンサ６１、およびトランス１３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩcが形成され、コンデンサ６１への充電が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加されるが、充電ループＩcにおいて、１次側の共振用インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサ６１とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは前述の式（２）以下の値に抑制される。

また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが前述の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcがピークホールドされるが、共振用インダクタ４にリンギング抑止回路８が並列接続しているため、高周波のリンギングは抑止される。すなわち、高周波のリンギングがリンギング抑止回路８において熱へと変換され、この部分における発熱が促進されるため、熱抵抗の高いトランス３や共振用インダクタ４での発熱が抑制される。

次に、図１８に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオフになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。この時、接地ラインＬＧからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタ６３は、コンデンサ６１に対する一方向性放電路Ｉdとして機能し、コンデンサ６１に蓄積されたエネルギーが一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。

以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１および第２の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、リンギング抑止回路８を所定の位置に設けることにより、整流回路１５のダイオード５２に加わる高周波のリンギングを抑止するようにしたので、熱抵抗の高い部位での熱集中を防止し、リンギング抑止回路８へと熱分散させることができる。よって、スイッチング電源装置全体の放熱効率を向上させることができる。

なお、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、リンギング抑止回路８は、第１の実施の形態の図２および図３に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方に並列に接続するようにすればよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、第１の実施の形態の図１０および図１１の場合と同様に例えば図１９に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１をいずれもトランス３の２次側に設け、これらの少なくとも一方にリンギング抑止回路８を並列接続するように構成してもよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、サージ電圧抑止回路の回路構成は図１６に示したもの（サージ電圧抑止回路６）には限られず、共振用のコンデンサを含んでいるのであれば、他の構成としてもよい。この場合も、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

[第４の実施の形態]
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施の形態では、フォワード型アノードコモン接続のスイッチング電源装置について説明する。

図２０は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、上記第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置（図１６）において、整流回路１５に代えて整流回路２５を備えたものである。この整流回路２５は、カソードがトランス１３の２次側巻線３２の一端Ｃに接続されたダイオード５１と、カソードがトランス１３の２次側巻線３２の他端Ａに接続されアノードがダイオード５１のアノードに接続点Ｄで共通接続されたダイオード５２とにより構成されたアノードコモン接続の構造を有する。サージ電圧抑止回路６、整流回路７およびリンギング抑止回路８を始めとするその他の部分の構成は、図１６の場合と同様である。

本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１〜第３の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、リンギング抑止回路８を所定の位置に設けることにより、整流回路２５のダイオード５２に加わる高周波のリンギングを抑止するようにしたので、熱抵抗の高い部位での熱集中を防止し、リンギング抑止回路８へと熱分散させることができる。よって、スイッチング電源装置全体の放熱効率を向上させることができる。

なお、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、リンギング抑止回路８は、第１の実施の形態の図２および図３に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１のうちの少なくとも一方に並列に接続するようにすればよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、第３の実施の形態の図１９に示したように、共振用インダクタ４およびサージ電圧抑止回路６のコンデンサ６１をいずれもトランス３の２次側に設け、これらの少なくとも一方にリンギング抑止回路８を並列接続するように構成してもよい。

また、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、サージ電圧抑止回路の回路構成は図２０に示したもの（サージ電圧抑止回路６）には限られず、共振用のコンデンサを含んでいるのであれば、他の構成としてもよい。この場合も、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施の形態では、サージ電圧抑止回路６，１６，２６，３６におけるダイオード６２のカソードがいずれも、接地ラインＬＧとは接続していない（ダイオード６２が接地ラインＬＧから浮いている）場合について説明してきたが、前述のようにサージ電圧抑止回路の構成はこれらのものには限られず、例えば図２１および図２２に示したサージ電圧抑止回路４６のように、ダイオード６２のカソードが接地ラインＬＧと接続しているように構成してもよい。

また、上記実施の形態では、スイッチング電源装置の回路構成を具体的に挙げて説明したが、回路構成はこれに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を、８つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型、２つのスイッチング素子を用いたフォワード型、または２つもしくは４つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型により構成してもよい。また例えば、スイッチング素子全体を、フライバック型などの昇圧型などにより構成してもよい。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の他の構成を表す回路図である。 第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の他の構成を表す回路図である。 図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図４に示した状態におけるＬＣ直列共振回路の等価回路を表す回路図である。 図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。 図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。 図１のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。 図１の整流回路における逆電圧の実測波形を表す特性図である。 第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の他の構成を表す回路図である。 第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の他の構成を表す回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第２の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第２の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の他の構成を表す回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１６のスイッチング電源装置の動作を説明するための回路図である。 図１６のスイッチング電源装置の動作を説明するための他の回路図である。 第３の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 本発明の第４の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 本発明の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 本発明の変形例に係るスイッチング電源装置の他の構成を表す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の整流回路における逆電圧（サージ電圧）の実測波形を表す特性図である。

符号の説明

１…インバータ回路、２…平滑コンデンサ、３，１３…トランス、３１…１次側巻線、３２，３３…２次側巻線、４…共振用インダクタ、５，１５，２５…整流回路、５１，５２…ダイオード、６，１６，２６，３６，４６…サージ電圧抑止回路、６１…コンデンサ、６２…ダイオード、６３…回生用インダクタ、７…平滑回路、７１…チョークコイル、７２…平滑コンデンサ、８…リンギング抑止回路、８１…抵抗器、８２…コンデンサ、８３…ダイオード、Ｓ０，Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｉc0，Ｉc10，Ｉc20…１次側電流、Ｉc，Ｉc1，Ｉc2…充電ループ、Ｉd…放電路、Ｖd…逆電圧（サージ電圧）、Ｖin…入力直流電圧、Ｖout…出力直流電圧。

Claims (7)

1. 交流電圧を変圧するトランスと、
   前記トランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスに供給するスイッチング回路と、
   前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの交流出力電圧を整流する整流回路と、
   共振用の第１のコンデンサを含んで構成され、前記整流回路に接続されたサージ電圧抑止回路と、
   前記サージ電圧抑止回路の前記第１のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタと、
   前記第１のコンデンサおよび前記共振用インダクタのうちの少なくとも一方に並列に接続されたリンギング抑止回路と
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記共振用インダクタは前記トランスの１次側に設けられ、前記第１のコンデンサは前記トランスの２次側に設けられている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記リンギング抑止回路は、前記トランスの１次側および２次側のうちの高圧側に配されている
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記サージ電圧抑止回路は、さらに第１のダイオードと回生用インダクタとを含む
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記リンギング抑止回路は、抵抗器とリンギング抑止用の第２のコンデンサとを含んで構成されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング回路は、スイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路であり、
   前記リンギング抑止回路における前記抵抗器および前記第２のコンデンサは、互いに直列接続されている
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記スイッチング回路は、スイッチング素子を用いて構成されたフォワード型スイッチング回路であり、
   前記リンギング抑止回路における前記抵抗器および前記第２のコンデンサは、互いに直列接続されている
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。
   

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