JP2002204574A

JP2002204574A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002204574A
Application number: JP2000404690A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-12-28
Filing date: 2000-12-28
Publication date: 2002-07-19

Abstract

(57)【要約】【課題】安定したＺＶＳ動作を確保する。【解決手段】一次側に電圧共振形コンバータを備え、
二次側には並列共振回路を備え、スイッチング周波数制
御方式により安定化を図る構成を採る複合共振形コンバ
ータにおいて、高電圧発生回路を設ける。そして、高電
圧発生回路のフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
oについては、絶縁コンバータトランスの一次巻線Ｎ1に
対して並列に接続するようにしている。これによって、
スイッチング出力電流は、フライバックトランスＦＢＴ
の一次巻線Ｎoと、絶縁コンバータトランスの一次巻線
Ｎ1とに分流されるようにしている。これによっては、
スイッチング素子に流れるべき電流について、ＺＶＳ動
作領域のマージンを拡大することができるために、安定
したＺＶＳ動作を確保することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図６の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤDが接続され
る。ここで、並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得られるリーケージ
インダクタンスＬ1と共に、一次側並列共振回路を形成
しており、これによって電圧共振形コンバータとしての
動作が得られるようになっている。そして、スイッチン
グ素子Ｑ1のベースに対しては、駆動巻線ＮB−共振コン
デンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲBから成る自励発振駆
動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1には、この
自励発振駆動回路にて発生される発振信号を基とするベ
ース電流が供給されることでスイッチング駆動される。
なお、起動時においては整流平滑電圧Ｅｉのラインから
起動抵抗Ｒｓを介してベースに流れる起動電流によって
起動される。

【０００６】また、この場合には、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタ−エミッタ間に接続されるクランプダイオ
ードＤDに加えて、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エ
ミッタ間に対してもクランプダイオードＤD1が接続され
る。

【０００７】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。

【０００８】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップＧを形成することで、所要の結合係数による疎
結合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られに
くいようにしている。

【０００９】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【００１０】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１１】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１２】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１３】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として、二次側直流出力電圧ＥO2は、制御回路１
の動作電源として分岐出力される。

【００１４】制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変の直流電流を、制御電流として、直
交型制御トランスＰＲＴの制御巻線Ｎｃに流すようにさ
れる。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可変され
ることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、駆動
巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように制御する
ことになる。これによって、自励発振駆動回路における
駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振回路の共
振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ周波数が可変制御されることになる。このようにして
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変され
ることで、二次側直流出力電圧が一定となるように制御
される。つまり、電源の安定化が図られる。なお、本明
細書では、このような動作による定電圧制御について、
「スイッチング周波数制御方式」ともいうことにする。

【００１５】ここで、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2の
各負荷電力Ｐｏ１，Ｐｏ２について、Ｐｏ１≫Ｐｏ２の
関係が成立しているとして、最大負荷電力時の条件であ
る場合には、上記図５に示す回路においては、図７に示
す動作波形が得られる。ここで、図７（ａ）には、一次
側並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる並列共振電
圧Ｖ1が示されている。この並列共振電圧Ｖ1は、図示す
るように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴON
は０レベルで、オフとなる期間ＴOFFには、正弦波状の
パルスが得られる波形となる。

【００１６】また、スイッチング素子Ｑ1とクランプダ
イオードＤD1との並列回路に流れるスイッチング電流Ｉ
ｃｐは、図７（ｂ）に示されるようにして、期間ＴOFF
では０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず負極性方向
のダンパー電流が流れ、この後に正極性方向によってコ
レクタ電流が流れる波形となる。クランプダイオードＤ
D1に流れるダンパー電流ＩD2は、図７（ｃ）に示すよう
にして、期間ＴONにおいて、図７（ｂ）のスイッチング
電流Ｉｃｐにおけるダンパー電流期間に対応して正極性
の波形が得られるものとなる。これらの波形から分かる
ように、図７（ａ）に示す並列共振電圧Ｖ1は期間ＴOFF
のみに得られ、一方、図７（ｂ）（ｃ）に示すスイッチ
ング電流Ｉｃｐ、ダンパー電流ＩD2は期間ＴON内にのみ
得られるものとなっており、したがって、いわゆるＺＶ
Ｓ(Zero Voltage Switching)動作が正常に得られている
ものである。

【００１７】ところで、上記図５に示した電源回路を例
えばテレビジョン受像器に搭載することとした場合、二
次側直流出力電圧としては、各種回路部ごとに異なるレ
ベルの電源電圧を供給するため、上記図５に示した二次
側直流出力電圧ＥO1（＝１３５Ｖ），ＥO2（＝１５Ｖ）
以外にも、さらに他種類の二次側直流出力電圧を生成し
て出力する必要がある。

【００１８】この場合の、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの二次側の構成例を、図８に示す。なお、この図にお
いて図５と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図に依れば、二次側直流出力電圧ＥO1〜ＥO5ま
での５種類の直流電圧を生成するようにされていること
がわかる。

【００１９】二次側直流出力電圧ＥO1としては、図５と
同様の回路構成によって得られている。つまり、二次巻
線Ｎ2に対して接続される、整流ダイオードＤO1，平滑
コンデンサＣO1から成る半波整流回路によって、二次側
直流出力電圧ＥO1を得ている。また、二次巻線Ｎ2のタ
ップ出力に対しては、整流ダイオードＤO2及び平滑コン
デンサＣO2を接続したうえで、平滑コンデンサＣO2と後
述する平滑コンデンサＣO3とを直列接続する。これによ
って、整流ダイオードＤO2，平滑コンデンサＣO2−ＣO3
の直列接続回路からなる整流電流経路を形成し、平滑コ
ンデンサＣO2−ＣO3の両端に１５Ｖの二次側直流出力電
圧ＥO2を得る。そして、上記二次側直流出力電圧ＥO2の
ためのタップ出力と二次巻線Ｎ2の巻始め端部間に対し
てさらにセンタータップを設け、このセンタータップに
対して、図示するように整流ダイオードＤO3，平滑コン
デンサＣO3からなる半波整流回路を備えることで、７．
５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO3を得る。

【００２０】また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終
わり端部側に対して所定巻数の昇圧用巻線Ｎ3を追加的
に巻き上げるようにして形成する。そして、この昇圧用
巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして整流ダイオー
ドＤO4及び平滑コンデンサＣO4を接続し、平滑コンデン
サＣO4の負極端子は、平滑コンデンサＣO1の正極端子と
接続することで、平滑コンデンサＣO4−ＣO1の直列接続
回路が得られるようにしている。これにより、整流ダイ
オードＤO4，平滑コンデンサＣO4−ＣO1の直列接続回路
からなる整流電流経路を形成し、平滑コンデンサＣO4−
ＣO1の両端に２００Ｖの二次側直流出力電圧ＥO4を得
る。

【００２１】さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2（及び
昇圧用巻線Ｎ3）とは独立して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側に、独立二次巻線Ｎ4を巻装するよう
にしている。そして、この独立二次巻線Ｎ4に対して図
示するように、整流ダイオードＤO5，平滑コンデンサＣ
O5からなる半波整流回路を備えることで、２４Ｖの二次
側直流出力電圧ＥO5を得る。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ここで、上記図８に示
したようにして、比較的多数の二次側直流出力電圧を生
成出力する構成を採った場合には、先に図７と同一部位
の波形は、図９（ａ）〜（ｃ）に示すものとなる。ここ
で、図９（ｂ）及び図９（ｃ）のスイッチング電流Ｉｃ
ｐ、及びダンパー電流ＩD2の波形に示されるように、ダ
ンパー期間に流れる電流の絶対値レベルが、図７（ｂ）
（ｃ）に示した場合よりも低くなっているのが分かる。
これは、ＺＶＳ動作領域のマージンが少なくなることを
意味する。

【００２３】例えば、上記した二次側直流出力電圧ＥO5
は、音声出力回路用とされるのであるが、出力音声レベ
ルが低下するなどして負荷電力が減少すると、図９
（ａ）（ｂ）（ｃ）に示した各波形は、それぞれ図９
（ｄ）（ｅ）（ｆ）に示す状態に変化する。つまり、図
９（ｆ）に示すようにして、クランプダイオードＤD1に
流れるべきダンパー電流ＩD2は流れなくなる。また、図
９（ｄ）（ｅ）に示すようにして、並列共振電圧Ｖ1及
びスイッチング電流Ｉｃｐは、共に異常動作波形とな
る。つまり、ＺＶＳ動作が正常に行われない状態となる
ものである。このような異常動作によっては、電力損失
が著しく増加し、これによる発熱の上昇により例えばス
イッチング素子Ｑ1等の素子が破壊に至るおそれがあ
る。

【００２４】このための対策としては、二次側並列共振
コンデンサＣ2のキャパシタンスを増加することで、二
次側並列共振回路の共振周波数を低く設定すればよいの
ではあるが、この場合には、二次巻線Ｎ2及び二次側並
列共振コンデンサＣ2に流れる電流が増加して対応可能
な最大負荷電力が低下してしまう。そこで、例えば絶縁
コンバータトランスＰＩＴの二次側に巻装される巻線の
ターン数を増加させるか、或いは一次巻線Ｎ1のターン
数を減少させることで、一次側と二次側の巻線比をより
おおきなものとすれば、最大負荷電力を確保することが
可能とはなる。しかし、この場合には、電力変換効率が
低下することとなり、また、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴとスイッチング素子Ｑ1との電力損失が増加して発
熱量がおおきなものとなってしまう。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を解決するために、スイッチング電源回路として次
のように構成する。つまり、自励発振によりスイッチン
グ駆動されることで、入力される直流入力電圧をスイッ
チングするスイッチング素子を備えて形成されるスイッ
チング手段と、一次側に得られる上記スイッチング手段
の出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスと、
絶縁コンバータトランスが備える一次側巻線と、一次側
並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチン
グ手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次
側並列共振回路とを備える。また、絶縁コンバータトラ
ンスに備えられる複数の二次側巻線のうち、少なくとも
１つの二次側巻線に対して二次側並列共振コンデンサを
並列に接続することで形成される二次側並列共振回路
と、上記複数の二次側巻線に得られる交番電圧を入力し
て整流動作を行うことで低圧とされる複数の二次側直流
出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段
を備える。また、絶縁コンバータトランスの一次巻線に
対して並列に接続されることで、上記スイッチング手段
の出力が入力される高圧用一次巻線と、この高圧用一次
巻線によって励起されることで、高圧とされる所要のレ
ベルの昇圧交番電圧が励起される高圧用二次巻線とを備
える高圧出力トランスと、昇圧交番電圧を入力して高圧
とされる所要のレベルの直流高電圧を生成して出力する
直流高電圧生成手段とを備える。また、補助スイッチン
グ素子を備えて、二次側並列共振回路に得られる交番電
圧をクランプするようにして設けられるアクティブクラ
ンプ回路と、直流高電圧のレベルに応じて、上記スイッ
チング手段のスイッチング素子のスイッチング周波数制
御を行うことで上記直流高電圧についての定電圧化制御
を行うようにされる第１の定電圧制御手段を設ける。さ
らに、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記補助
スイッチング素子の導通角についての可変制御を行うこ
とで、二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行う
ようにされる第２の定電圧制御手段を備えることとし
た。

【００２６】上記構成としては、一次側においては自励
式の電圧共振形コンバータが備えられることで、そのた
めの一次側並列共振回路を有し、二次側には、二次側巻
線及び二次側並列共振コンデンサとにより形成される二
次側並列共振回路とが備えられた、いわゆる複合共振形
スイッチングコンバータの構成を基礎とする。そのうえ
で、直流高電圧を生成するための高圧出力トランスを付
加するようにしており、この高圧出力トランスは、絶縁
コンバータトランスの一次巻線と並列に、その高圧用一
次巻線を接続することで、一次側スイッチングコンバー
タのスイッチング出力を得るようにされる。このように
して、絶縁コンバータトランスの一次巻線に対してイン
ダクタンス成分（高圧用一次巻線）が接続されることに
よっては、結果的に、スイッチング素子に流入する電流
についてのＺＶＳ動作領域のマージンを確保することが
可能とされる。

【００２７】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータ
を備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共
振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
また、この図に示される電源回路は、ディスプレイデバ
イスとしてＣＲＴ（陰極線管）を備えるテレビジョン受
像機、モニタディスプレイ装置、プロジェクタ装置など
に搭載されるものである。

【００２８】この図に示す電源回路においては、商用交
流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を
得るための整流平滑回路として、［整流ダイオードＤｉ
1，Ｄｉ2，平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2］を図示する接
続形態によって接続することで倍電圧整流回路が形成さ
れている。この倍電圧整流回路では、直列接続された平
滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端に、交流入力電圧ＶAC
の２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成して一次側電
圧共振形コンバータに対して供給する。本実施の形態に
おいて、このようにして交流入力電圧ＶACの２倍に対応
する整流平滑電圧Ｅｉを得るようにしているのは、後述
するようにして、高圧発生回路４０によって、所要レベ
ルの直流高電圧ＥHVを得る必要があるために、一次側並
列共振電圧Ｖ1のピークレベルとして１０００Ｖ程度が
必要であるため、電圧共振形コンバータへの入力電圧レ
ベルとそても相応の高レベルが必要とされることに依
る。

【００２９】この電源回路に備えられる電圧共振形のス
イッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1
を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッ
チング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ
（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。

【００３０】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースは、起動抵抗ＲSを介して平滑コンデンサ
Ｃｉ1（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されてお
り、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るよう
にしている。

【００３１】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉ2の負極（１次側アース）間には、ク
ランプダイオードＤDが接続され、これにより、スイッ
チング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の経路を
形成するようにされている。また、スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の一端と接続され、エミッタは接地される。

【００３２】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒ
は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1側のインダクタンスＬ1と
により電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形
成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、ス
イッチング素子Ｑ1のオフ時には、この並列共振回路の
作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ1
は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形
の動作が得られるようになっている。

【００３３】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、スイッチング周波数制御方式による定電圧制
御のために設けられる。この直交形制御トランスＰＲＴ
の構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有す
る２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合
するようにして立体型コアを形成する。そして、この立
体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に
共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御
巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮB
に対して直交する方向に巻装して構成される。

【００３４】この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共
振電流検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉ1の正極（整
流平滑電圧Ｅｉライン）と絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、ス
イッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1
を介して共振電流検出巻線ＮDに伝達される。直交形制
御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮDに
得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動
巻線ＮBに誘起されることで、駆動巻線ＮBにはドライブ
電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧
は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介して、ドライブ電
流としてスイッチング素子Ｑ1のベースに出力される。
これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の
共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイ
ッチング動作を行うことになる。

【００３５】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図３に示すよう
に、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２
を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア
が備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分割
ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚に
対しては図のようにギャップＧを形成するようにしてい
る。これによって、所要の結合係数による疎結合が得ら
れるようにしている。なお、本実施の形態の電源回路に
ついては、後述するようにして、二次側に巻装される巻
線としては、二次巻線Ｎ2のみではなく、二次巻線Ｎ2を
巻き上げて形成される昇圧用巻線Ｎ3、及び二次巻線Ｎ2
に対して独立して巻装される独立二次巻線Ｎ4が巻装さ
れるのであるが、ここでは、説明の便宜上、図示を省略
している。但し、これらの巻線Ｎ3，Ｎ4もまた、例えば
実際には分割ボビンＢにおいて、二次巻線Ｎ2が巻回さ
れる分割領域に巻装されているものである。ギャップＧ
は、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁
脚よりも短くすることで形成することが出来る。また、
結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合
の状態を得るようにしており、その分、飽和状態が得ら
れにくいようにしている。

【００３６】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、図１に示すようにスイッチン
グ素子Ｑ1のコレクタと接続され、巻終わり端部は、共
振電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極
（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。従って、一次
巻線Ｎ1に対しては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ出力が供給されることで、スイッチング周波数に対応
する周期の交番電圧が発生する。

【００３７】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次側に
巻装された各巻線（Ｎ2，Ｎ3，Ｎ4）に発生する。この
場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ2のリー
ケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2のキャパシタンスとによって二次側並列共振回路が
形成される。この二次側並列共振回路により、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となり、従って、
二次側においては電圧共振動作が得られることとなる。
即ち、この電源回路としても、一次側にはスイッチング
動作を電圧共振形とするための並列共振回路を備え、二
次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路を備え
た「複合共振形スイッチングコンバータ」の構成を採
る。

【００３８】そして、本実施の形態の電源回路として
は、例えばテレビジョン受像器に搭載されるものとされ
る。これに対応して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側では、図示するようにして、二次側直流出力電圧
ＥO1〜ＥO5までの５種類の二次側直流出力電圧を生成し
て出力するようにされる。そして二次側において二次側
直流出力電圧ＥO1〜ＥO5を生成するための構成としては
次のようになっている。

【００３９】先ず、二次側並列共振コンデンサＣ2が並
列接続される二次巻線Ｎ2に対しては、その巻終わり側
に対して、整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO1
から成る半波整流回路が備えられることで、平滑コンデ
ンサＣO1の両端に１３５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO1を
得るようにされる。

【００４０】そして、二次巻線Ｎ2の巻始め側におい
て、図示するようにして２つのタップ出力を設け、この
タップ出力の巻始め側にあるほうをセンタータップとし
てアースに接地する。そして、［整流ダイオードＤO2，
平滑コンデンサＣO2］から成る半波整流回路と、［整流
ダイオードＤO3，平滑コンデンサＣO3］から成る半波整
流回路を図示するように接続することで、半波整流回路
［整流ダイオードＤO2，平滑コンデンサＣO2］によって
は、＋１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO2を得て、半波整
流回路［整流ダイオードＤO3，平滑コンデンサＣO3］に
よっては、−１５Ｖの二次側直流出力電圧ＥO3を得るよ
うにされる。

【００４１】また、この場合には、二次巻線Ｎ2の巻終
わり端部側に対して所定巻数の昇圧用巻線Ｎ3を追加的
に巻き上げるようにして形成する。そして、この昇圧用
巻線Ｎ3に対しては、図示するようにして整流ダイオー
ドＤO4及び平滑コンデンサＣO4を接続する。ここで、平
滑コンデンサＣO4の負極端子は、平滑コンデンサＣO1の
正極端子と接続されることで、平滑コンデンサＣO4−Ｃ
O1の直列接続回路が得られるようになっている。従って
この場合にも、半波整流回路［整流ダイオードＤO4，平
滑コンデンサＣO4］を、半波整流回路［整流ダイオード
ＤO1，平滑コンデンサＣO1］に対して積み上げるように
して形成していることになる。そして、整流ダイオード
ＤO4−平滑コンデンサＣO4−ＣO1の整流電流経路によっ
て、半波整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣO4
−平滑コンデンサＣO1の直列接続回路の両端には、２０
０Ｖの二次側直流出力電圧ＥO4が得られる。

【００４２】さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2（及び
昇圧用巻線Ｎ3）とは独立して、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側に、所定ターン数の独立二次巻線Ｎ4
を巻装するようにしている。そして、この独立二次巻線
Ｎ4に対して図示するように、整流ダイオードＤO5，平
滑コンデンサＣO5からなる半波整流回路を備えること
で、２４Ｖの二次側直流出力電圧ＥO5を得る。

【００４３】ここで、上記二次側直流出力電圧ＥO1〜Ｅ
O5の用途について例を挙げておく。二次側直流出力電圧
ＥO1（＝１３５Ｖ）は水平偏向回路系に供給され、二次
側直流出力電圧ＥO2，Ｅ03（＝±１５Ｖ）はアナログ信
号回路系、デジタル信号回路系に供給される。二次側直
流出力電圧ＥO4（＝２００Ｖ）は映像出力回路系に、二
次側直流出力電圧ＥO5（＝２４Ｖ）は音声出力回路系に
それぞれ供給される。また、第１制御回路１Ａにおいて
は、二次側直流出力電圧ＥO1を検出電圧及び制御回路１
の動作電源として利用する。

【００４４】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側にはアクティブクランプ回路２が備えられる。アク
ティブクランプ回路２は、補助スイッチング素子Ｑ2，
クランプコンデンサＣCL，クランプダイオードＤD2を備
えている。この場合、補助スイッチング素子Ｑ2につい
てはＭＯＳ−ＦＥＴが選定される。また、クランプダイ
オードＤD2には、ＭＯＳ−ＦＥＴとしての補助スイッチ
ング素子Ｑ2が内蔵するボディダイオードを用いるよう
にされる。また、補助スイッチング素子Ｑ2を駆動する
ための駆動回路系は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
二次側に巻装される駆動巻線Ｎｇに対して、コンデンサ
Ｃｇ−抵抗Ｒｇを接続したＬＣＲ直列共振回路を接続す
ることで形成される。また、この場合には、バイアス抵
抗Ｒ11が補助スイッチング素子Ｑ2のゲートと二次側ア
ース間に挿入される。

【００４５】また、補助スイッチング素子Ｑ2のドレイ
ンはクランプコンデンサＣCLを介して、二次巻線Ｎ2の
巻始め側の端部に接続される。また、補助スイッチング
素子Ｑ2のドレインは二次側アースに対して接地され
る。また、クランプダイオードＤD2は、そのアノードが
補助スイッチング素子Ｑ2のドレインに接続され、カソ
ードが補助スイッチング素子Ｑ2のソースに接続される
ことで、補助スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間に
流れるクランプ電流の経路を形成するようにしている。
このように、本実施の形態のアクティブクランプ回路２
としては、上記補助スイッチング素子Ｑ2及びクランプ
ダイオードＤD2から成るスイッチング回路に対して、ク
ランプコンデンサＣCLを直列に接続して成るものとされ
る。そして、このようにして形成される回路を二次巻線
Ｎ2//二次側並列共振コンデンサＣ2からなる二次側並列
共振回路に対して、さらに並列に接続して構成されるも
のである。

【００４６】第１制御回路１Ａでは、二次側直流出力電
圧ＥO1のレベル変化に応じて可変のバイアス電圧を、補
助スイッチング素子Ｑ2のゲートに対して印加する。こ
れによっては、スイッチング動作（オン／オフ動作）を
行う補助スイッチング素子Ｑ2の導通角（オン期間）を
制御する動作が得られる。クランプコンデンサＣCLに
は、二次側並列共振回路を形成する二次側並列共振コン
デンサＣ2に充電されるべき電流が分流して流れるよう
にされるが、補助スイッチング素子Ｑ2の導通角が可変
制御されれば、クランプコンデンサＣCLに流れる電流量
が変化するので、これに伴って二次側並列共振コンデン
サＣ2への充電電流量が変化する。このようにして二次
側並列共振コンデンサＣ2への充電電流量が変化するこ
とで、二次側並列共振回路に得られる交番電圧（並列共
振電圧）のレベルも変化する。そして、並列共振電圧が
変化することで、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルも可
変制御されることになる。このようにして、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの二次側に得られる直流出力電圧の
安定化が図られる。

【００４７】そして、本実施の形態の電源回路において
は、これまで説明してきた構成に対して高圧発生回路４
０が備えられる。この高圧発生回路４０は、所要の高圧
とされるレベルによる、ＣＲＴのアノード電圧を生成す
るために設けられる。

【００４８】高圧発生回路４０は、フライバックトラン
スＦＢＴと、その二次側に設けられる高圧整流回路とを
備えて形成され、上記スイッチング素子Ｑ1のスイッチ
ング出力が、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ
oに対して伝達される。

【００４９】フライバックトランスＦＢＴにおいては、
図示するように、一次側には一次巻線Ｎoが巻装され
る。また、二次側には、二次巻線として、５組の昇圧巻
線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されてい
る。一次巻線Ｎoは、図示するようにその巻始め端部が
後述するリンギング抑制回路２のインダクタＬ10−共振
電流検出巻線ＮDを介して平滑コンデンサＣｉの正極端
子（整流平滑電圧Ｅｉライン）と接続され、巻終わり端
部は、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに接続される。
このような接続形態によっては、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して、フライバックトラン
スＦＢＴの一次巻線Ｎo（インダクタンスＬo）が並列に
接続されているものと見ることができる。また、昇圧巻
線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、分割されて各々独立した
状態でコアに巻装されている。これら昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5は、一次巻線Ｎoに対して逆極性となるように巻装
されていることで、フライバック動作が得られるように
なっている。

【００５０】また、さらに本実施の形態の場合には、一
次巻線Ｎoの巻始め端部と、共振電流検出巻線ＮDを介し
た平滑コンデンサＣｉ1の正極端子（整流平滑電圧Ｅｉ
ライン）との間に対して、リンギング抑制回路２が直列
に挿入される。つまり、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線Ｎoに対して、リンギング抑制回路２が直列に
接続されるようにして設けられるものである。

【００５１】このリンギング抑制回路２は、図示するよ
うにして、インダクタＬ10、コンデンサＣ10、及び抵抗
Ｒ10を備える。インダクタＬ10は、一次巻線Ｎoの巻始
め端部と、共振電流検出巻線ＮDを介した平滑コンデン
サＣｉ1の正極端子との間に対して直列に挿入される。
そして、このインダクタＬ10に対して、コンデンサＣ10
−抵抗Ｒ10の直列接続回路が並列に接続される。つま
り、いわゆるＬＣＲ並列共振回路を形成しているもので
あり、このＬＣＲ並列共振回路が、一次巻線Ｎoに対し
て直列に接続されている態様を採っているものである。
なお、このリンギング抑制回路２の動作については後述
する。

【００５２】上記昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV
4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流ダ
イオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と
直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されている。つまり、多段型整流回路を形成する。そし
て、これら５組の半波整流回路から成る多段型整流回路
に対して平滑コンデンサＣOHVが並列に接続されること
で、二次側整流平滑回路を形成することになる。

【００５３】但し、本実施の形態においては、図示する
ように、昇圧巻線ＮHV5の巻始め端部と、平滑コンデン
サＣOHVの負極端子間に対して、図示するように、高圧
整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5と同一の導通方向によっ
て、追加高圧整流ダイオードＤHV6を直列に接続してい
る。つまり、二次側整流平滑回路の整流電流経路内にお
ける、多段型整流回路の最下段に対して追加高圧整流ダ
イオードＤHV6を設けているものである。なお、追加高
圧整流ダイオードＤHV6を設けたことによる作用効果に
ついては後述する。

【００５４】上記した二次側整流平滑回路の動作として
は次のようになる。つまり、フライバックトランスＦＢ
Ｔの二次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、高圧整流ダイオード
ＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダイオードＤHV6）に
より整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電すると
いう動作が行われる。これによって、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。そ
して、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られた直流
電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることになる。こ
の直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴのアノード電圧とし
て利用される。

【００５５】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、第２制御回路１Ｂに対して接続され
る。つまり本実施の形態においては、第２制御回路１Ｂ
に対しては、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵
抗Ｒ1−Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力さ
れることになる。

【００５６】第２制御回路１Ｂは、直流高電圧ＥHVの変
化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）
レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに
巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御
する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを
含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発
振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。こ
れは、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可
変する動作となり、この動作によってフライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて一次側から二次側に伝送されるエネ
ルギーが変化する。これにより、直流高電圧ＥHVについ
て所要の一定レベルが保たれるように制御が行われる。
つまり、この図に示す回路においては、スイッチング周
波数制御方式によって直流高電圧ＥHVの安定化を図って
いる。

【００５７】また、図４及び図５の断面図により、本実
施の形態としてのフライバックトランスＦＢＴの構造例
を示しておく。先ず、図４に示すフライバックトランス
ＦＢＴでは、例えばフェライト材による２つのＵ型コア
ＣＲ１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせる
ことでＵ−Ｕ型コアＣＲが形成される。そして、Ｕ型コ
アＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ型コアＣＲ２の磁脚端部との
対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設ける
ようにされる。そして、図示するように、Ｕ−Ｕ型コア
ＣＲの一方の磁脚に対して、低圧巻線ボビンＬＢと高圧
巻線ボビンＨＢとを取付けることで、これら低圧巻線ボ
ビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対して、それぞれ一
次巻線Ｎoと昇圧巻線ＮHV(1〜5）を分割して巻装するよ
うにしている。この場合、低圧巻線ボビンＬＢには一次
巻線Ｎoが巻装され、高圧巻線ボビンＨＢには昇圧巻線
ＮHVが巻装される。この時、高圧巻線ボビンＨＢには、
例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々を絶縁した状
態で巻装する必要があるため、昇圧巻線ＮHVの巻き方
は、各昇圧巻線ＮHVを所定回数巻装して得られる２つの
巻線層ごとに層間フィルムＦを挿入して巻き上げる、い
わゆる層間巻きとされている。そのうえで、上記Ｕ−Ｕ
型コアＣＲ、一次巻線Ｎo、及び昇圧巻線ＮHVとについ
て、例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充填
することで、これらの絶縁を確保する。

【００５８】そして、上記のようにして昇圧巻線ＮHV(1
〜5）を巻装したうえで、回路的には図１に示した態様
が得られるように、各昇圧巻線ＮHV(1〜5）に対して高
圧整流ダイオードＤHV(1〜5)を接続して取り付ける。ま
た、本実施の形態においては、上記高圧整流ダイオード
ＤHV(1〜5)と共に、図１に示した追加高圧整流ダイオー
ドＤHV6も接続して取り付けが行われることになる。

【００５９】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
４に示す構造のほか、図５に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図５において図４と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。なお、図４及び図５の各図には、低圧巻線ボビンＬ
Ｂの一部分割領域に対して三次巻線Ｎ3を巻装している
状態が示されているが、これは、例えば一次側において
低圧直流電圧を得るために、その源となる低圧交番電圧
を生成する三次巻線Ｎ3を巻装する必要がある場合に対
応しているものとされる。

【００６０】そして本実施の形態においては、上記図４
又は図５に示すフライバックトランスＦＢＴの構造を採
るようにされた上で、一次側の一次巻線Ｎoと二次側の
昇圧巻線ＮHV(1〜5）とでは、密結合の状態が得られる
ようにされているものである。

【００６１】図２の波形図は、上記図１に示した構成に
よる電源回路における要部の動作として、最大負荷電力
時における動作を示している。

【００６２】図２（ａ）に示されるようにして、一次側
並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる一次側並列共
振電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間Ｔ
ONにおいては０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおい
て正弦波状のパルスとなる波形が得られる。

【００６３】そして、フライバックトランスＦＢＴの一
次巻線Ｎoに流れる高圧側一次巻線電流Ｉ2としては、図
２（ｂ）に示されるようにして、１スイッチング周期内
において正極性と負極性とが得られる滑らかな波形が得
られるものである。また、このときに絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1
は、図２（ｃ）に示すものとなるが、これは、例えばフ
ライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoが挿入されな
い場合とほぼ同様の波形を保っており、この波形自体
は、ＺＶＳ動作領域のマージンが少ないものとなってい
る。

【００６４】そして、この場合においてスイッチング素
子Ｑ1のコレクタに流入する一次巻線電流Ｉ3は、上記高
圧側一次巻線電流Ｉ2と一次巻線電流Ｉ1とが合成された
ものとなり、図２（ｄ）に示す波形により流れるものと
なる。このような波形の一次巻線電流Ｉ3が得られる結
果、スイッチング素子Ｑ1のコレクタに流入するコレク
タ電流ＩQ1としては、図２（ｅ）に示すように、期間Ｔ
OFFでは０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず負極性
のダンパー電流期間の後に、コレクタに流入する正極性
のレベルが得られているものである。この図２（ｅ）の
波形からも分かるように、コレクタ電流Ｉｃｐは、正常
な波形形状を有しているようにされる。つまり、コレク
タ電流ＩｃｐについてＺＶＳ動作領域のマージンが拡大
される。そして、フライバックトランスＦＢＴの一次巻
線ＮoのインダクタンスＬｏの選定によっては、最小負
荷電力時においてスイッチング周波数が可変範囲の最高
値にまで上昇した状態となっても、コレクタ電流Ｉｃｐ
についてのＺＶＳ動作領域のマージンを確保することが
可能となり、結果としてスイッチング素子Ｑ1のＺＶＳ
動作を保証することが可能となるものである。

【００６５】また、本実施の形態の電源回路において
は、フライバックトランスＦＢＴを備える高圧発生回路
４０を有していることで、そのための電力損失自体は増
加するのではあるが、上記したようにしてＺＶＳが確保
されることで、例えば、高圧発生回路としての電源回路
と、絶縁コンバータトランスＰＩＴを備えた低圧の電源
電圧を供給するための電源回路とを個別に搭載する場合
よりも、入力電力を低減させ、結果的に電力変換効率の
向上を図ることが可能となる。つまり、本実施の形態で
は、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎoが追加
されることによってＺＶＳ動作領域のマージンの拡大を
図っていることから、二次側並列共振コンデンサＣ2の
キャパシタンスについて増加を図る必要がなく、二次側
並列共振回路としては高い共振周波数を維持させること
が可能とされる。そして、これによっては対応可能な最
大負荷電力も低下しないようにされる。このため、一次
巻線Ｎ1のターン数を増加して、対応可能な最大負荷電
力を図６に示した回路と同等程度に設定するのであれ
ば、一次巻線電流Ｉ1，Ｉ3、及びコレクタ電流Ｉｃｐの
レベルとしては、図６に示した回路の場合よりも低減さ
れることになる。また、二次巻線Ｎ2に流れる二次側並
列共振回路の共振電流レベルも低減される。つまり、ス
イッチング素子Ｑ1及び絶縁コンバータトランスＰＩＴ
においては、電力損失が低減することになっており、回
路全体として総合的にみた場合には、入力電力が低減し
ていることになるものである。

【００６６】また、図１に示したようにしてフライバッ
クトランスＦＢＴを設けた構成とした場合には、その一
次巻線Ｎoのリーケージインダクタンス（Ｌｏ）と昇圧
巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量Ｃｓとの成分によって形成
される共振回路の共振作用で、電源回路内に高次高調波
のリンギング電流が流れ、これが電力損失を増加させて
いる１要因となることが分かっている。そこで本実施の
形態にあっては、前述もしたように、フライバックトラ
ンスＦＢＴの二次側整流平滑回路において、多段型整流
回路の整流電流経路に対して追加高圧整流ダイオードＤ
HV6が設けるようにされる。これによっては、昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5の分布容量を小さくする作用を有してい
る。そして、この昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の分布容量が小
さくなると、高次高調波のリンギング電流の周波数ｆｏ
が高くなることになる。

【００６７】このようにしてリンギング電流の周波数
（共振周波数）ｆｏが高くなることで、主としては、二
次側に備えられる高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空
乏層容量に対してはリンギング電流が流れにくくなる。
そして、例えば本実施の形態では、リンギング電流成分
について周波数ｆｏ≒８００ＫＨｚ程度にまで上昇させ
るようにされるが、この場合には、上記スイッチング素
子Ｑ1、及び高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5の空乏層
容量には、ほとんどリンギング電流が流れないようにさ
れる。

【００６８】さらに本実施の形態においては、一次側に
対してリンギング抑制回路２が備えられる。このリンギ
ング抑制回路２は、前述のようにＬＣＲ共振回路を形成
して、一次巻線Ｎoに対して接続されるものである。一
次側においては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動
作に応じて、一次巻線Ｎoにはスイッチング出力として
の交番電流が流れるのであるが、このときに、一次巻線
Ｎoを介して流れるスイッチング出力電流に重畳される
こととなるリンギング電流成分は、リンギング抑制回路
２としてのＬＣＲ共振回路において共振電流として流れ
ることになる。これによって、主として一次側に流れる
電流に重畳されるリンギング成分は吸収、抑圧されるこ
とになる。また、この結果、例えばスイッチング素子Ｑ
1の空乏層容量にリンギング電流が流れることがないよ
うにもされる。

【００６９】このような動作は、先に説明した図２の波
形図にも現れている。つまり、図２（ｂ）（ｃ）（ｄ）
（ｅ）に示される各電流波形に重畳される高調波のリン
ギング成分としては僅かなものとなっており、期間ＴON
時においてレベル上昇する期間における波形部分につい
ては、ほとんどリンギング電流が重畳されない、直線的
なものとなっている。特に、図２（ｅ）に示されるコレ
クタ電流ＩQ1としては、期間ＴOFFにおける波形は、全
くリンギング成分が重畳されない０レベルが得られてい
るものである。

【００７０】本実施の形態としては、上述のようにして
空乏層容量にリンギング電流が流れないようにすること
で、大幅な電力損失の低減が図られ、結果として、電力
変換効率も大幅に向上させることが可能となるものであ
る。

【００７１】そしてまた、回路内に流れる電流に重畳さ
れるリンギング成分が抑制されることで、フライバック
トランスＦＢＴの出力インピーダンスも低下されるの
で、スイッチング周波数ｆｓの可変制御範囲を小さいも
のとしても、図６の回路と同等以上の電圧変動特性を得
ることが可能となる。

【００７２】以下、図１に示した本実施の形態の電源回
路の実験結果を示しておく。なお、この実験結果を得る
のにあたっては、次のように要部が選定されている。フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎo＝６０Ｔ昇圧巻線ＮHV（ＮHV1-ＮHV2-ＮHV3-ＮHV4-ＮHV5）＝５
３０Ｔ、一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1＝１３０
Ｔ二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ三次巻線Ｎ3＝２４Ｔ独立二次巻線Ｎ4＝９Ｔ二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１μＦクランプコンデンサＣCL＝０．３９μＦ

【００７３】そして、上記のようにして各部品を選定し
たうえでの条件は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、直流
高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、負荷変動としては、直流高
電流ＩHV＝２．１５ｍＡ〜０ｍＡ、直流高電圧ＥHVの負
荷ＰHV＝６８Ｗ〜０Ｗ、低圧の二次側直流出力電圧ＥO1
の負荷Ｐｏ＝１５０Ｗ〜１００Ｗとなる。

【００７４】係る条件下での特性として、最大負荷電力
２１８Ｗ時における電力変換効率は８８．２％、交流入
力電力は２４７．２Ｗとなり、最小負荷電力１００Ｗ時
における電力変換効率は８４．４％、交流入力電力＝１
１８．５Ｗという結果が得られている。また、一次側の
スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数ｆｓについ
ては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時における上記した
負荷変動範囲に対して、ｆｓ＝６０ＫＨｚ〜６５．５Ｋ
Ｈｚとなり、その制御量としては、僅か５．５ＫＨｚに
まで少ないものとすることができた。

【００７５】このようにして、本実施の形態の電源回路
は、テレビジョン受像機に搭載されるべき電源回路とし
て、低圧用の複数の電源電圧を生成する電源回路と、Ｃ
ＲＴのアノード電圧生成用の高圧レギュレータ回路とを
統合した構成を採ったうえで、上述のようにして、安定
したＺＶＳを得るようにされると共に、回路内を流れる
電流に重畳されるリンギング成分を抑制する構成を採っ
ている。つまり、テレビジョン受像機に搭載する電源回
路として、信頼性が高く、また、電力変換効率特性も良
好な電源回路を得ているものである。

【００７６】なお、上記実施の形態においては、一次側
に自励式共振コンバータを備えた構成の下で定電圧制御
を行うのにあたって直交形制御トランスが用いられてい
るが、この直交形制御トランスの代わりに、先に本出願
人により提案された斜交形制御トランスを採用すること
ができる。上記斜交形制御トランスの構造としては、こ
こでの図示は省略するが、例えば直交形制御トランスの
場合と同様に、４本の磁脚を有する２組のダブルコの字
形コアを組み合わせることで立体型コアを形成する。そ
して、この立体形コアに対して制御巻線ＮCと駆動巻線
ＮBを巻装するのであるが、この際に、制御巻線と駆動
巻線の巻方向の関係が斜めに交差する関係となるように
される。具体的には、制御巻線ＮCと駆動巻線ＮBの何れ
か一方の巻線を、４本の磁脚のうちで互いに隣り合う位
置関係にある２本の磁脚に対して巻装し、他方の巻線を
対角の位置関係にあるとされる２本の磁脚に対して巻装
するものである。そして、このような斜交形制御トラン
スを備えた場合には、駆動巻線を流れる交流電流が負の
電流レベルから正の電流レベルとなった場合でも駆動巻
線のインダクタンスが増加するという動作傾向が得られ
る。これにより、スイッチング素子をターンオフするた
めの負方向の電流レベルは増加して、スイッチング素子
の蓄積時間が短縮されることになるので、これに伴って
スイッチング素子のターンオフ時の下降時間も短くな
り、スイッチング素子の電力損失をより低減することが
可能になるものである。

【００７７】また、本実施の形態の回路においては、一
次側に備えられるべきスイッチングコンバータとして、
自励式とされて、シングルエンド方式を採る電圧共振形
コンバータを備えた場合を例に挙げたが、例えば他励式
の構成が採られても構わない。また、例えばスイッチン
グ素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式によ
る、自励式又は他励式の電圧共振形コンバータとされて
も構わないものである。

【００７８】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
電圧共振形コンバータを備え、二次側には並列共振回路
を備え、スイッチング周波数制御方式により安定化を図
る構成を採る複合共振形コンバータに対して、高電圧発
生回路を設けている。そして、高電圧発生回路のフライ
バックトランスＦＢＴの高圧用一次巻線については、絶
縁コンバータトランスの一次巻線に対して並列に接続す
るようにしている。これによって、スイッチング出力電
流は、フライバックトランスＦＢＴの高圧用一次巻線
と、絶縁コンバータトランスの一次巻線とに分流される
ようにしている。これによっては、スイッチング素子に
流れるべき電流について、ＺＶＳ動作領域のマージンを
拡大することができるために、安定したＺＶＳ動作を確
保することが可能となる。また、インダクタンスの挿入
によってＺＶＳ動作を確保するようにしていることで、
二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスを増加させ
る必要はなくなるのであるが、この結果、特に最大負荷
電力時における電力変換効率の向上及び入力電力の低減
が図られることとなる。また、これに伴って、絶縁コン
バータトランスと電圧共振形コンバータを形成するスイ
ッチング素子の発熱も有効に抑えられることとなる。

【００７９】そして、上記構成のもとで、直流高電圧を
生成するための多段型整流回路の整流電流経路に対し
て、直列に追加高圧整流ダイオード素子を直列に設ける
ようにして、フライバックトランスの構造に起因して発
生するリンギング電流の高周波化を図ることで、リンギ
ング電流の発生を抑制するようにされている。また、フ
ライバックトランスの一次巻線に対して直列に接続する
ことで、一次巻線を介して流れるスイッチング出力電流
に重畳されるリンギング電流成分をここに流し込んで、
吸収、抑制するようにもされる。

【００８０】このようにしてリンギング電流成分を抑制
することによっては、電力変換効率をさらに向上させる
ことが可能となるものである。また、これによっても、
電圧共振形コンバータを形成するスイッチング素子の発
熱を抑制し、さらには、フライバックトランス（高圧出
力トランス）の発熱も抑制することが可能である。

【００８１】そしてまた、リンギング電流が抑制される
ことで、直流高電圧の電圧変動特性の劣化も防がれるた
めに、安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範
囲も小さくて済み、例えばそれだけ回路設計が容易とな
るという利点も有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路における
要部の動作を示す波形図である。

【図３】絶縁コンバータトランスの構造を示す断面図で
ある。

【図４】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
フライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が層間
巻きされる場合を示す断面図である。

【図５】本実施の形態の高電圧安定化回路に備えられる
フライバックトランスの構造例として、昇圧巻線が分割
巻きされる場合を示す断面図である。

【図６】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図７】図６に示すスイッチング電源回路における要部
の動作を示す波形図である。

【図８】図６に示すスイッチング電源回路について、テ
レビジョン受像器に対応した二次側の構成例を示す回路
図である。

【図９】図８に示す二次側の構成を採る場合の、要部の
動作を示す波形図である。

【符号の説明】１Ａ第１制御回路、１Ｂ第２制御回路、２リンギ
ング抑制回路、２０アクティブクランプ回路、Ｑ1 ス
イッチング素子、Ｃｒ一次側並列共振コンデンサ、Ｄ
D,ＤD2 クランプダイオード、Ｃ2 二次側並列共振コ
ンデンサ、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、Ｎ1 一
次巻線、ＰＲＴ直交型制御トランス、ＮC 制御巻
線、ＮB 駆動巻線、ＮD 共振電流検出巻線、ＣB 共
振コンデンサ、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4，ＤO5 二次側
整流ダイオード、ＣO1，ＣO2，ＣO3，ＣO4，ＣO5 二次
側平滑コンデンサ、ＦＢＴフライバックトランス、Ｌ1
0インダクタ、Ｃ10 コンデンサ、Ｒ10 抵抗、ＮHV1〜
ＮHV5 昇圧巻線、ＤHV1〜ＤHV5 高圧整流ダイオー
ド、ＤHV6 追加高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コン
デンサ、

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｗ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】自励発振によりスイッチング駆動される
ことで、入力される直流入力電圧をスイッチングするス
イッチング素子を備えて形成されるスイッチング手段
と、一次側に得られる上記スイッチング手段の出力を二次側
に伝送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスが備える一次側巻線と、一
次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッ
チング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる
一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスに備えられる複数の二次側
巻線のうち、少なくとも１つの二次側巻線に対して二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、上記複数の二次側巻線に得られる交番電圧を入力して整
流動作を行うことで、低圧とされる複数の二次側直流出
力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段
と、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に対して並列に
接続されることで、上記スイッチング手段の出力が入力
される高圧用一次巻線と、この高圧用一次巻線によって
励起されることで、高圧とされる所要のレベルの昇圧交
番電圧が励起される高圧用二次巻線とを備える高圧出力
トランスと、上記昇圧交番電圧を入力して高圧とされる所要のレベル
の直流高電圧を生成して出力する直流高電圧生成手段
と、補助スイッチング素子を備えて、上記二次側並列共振回
路に得られる交番電圧をクランプするようにして設けら
れるアクティブクランプ回路と、上記直流高電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手
段のスイッチング素子のスイッチング周波数制御を行う
ことで上記直流高電圧についての定電圧化制御を行うよ
うにされる第１の定電圧制御手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記補助ス
イッチング素子の導通角についての可変制御を行うこと
で、上記二次側直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる第２の定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記直流高電圧生成手段は、分割された上記高圧用二次巻線ごとに整流ダイオードを
直列に挿入することで、上記昇圧交番電圧を整流する多
段型整流回路と、この多段型整流回路の整流出力を平滑
化する平滑コンデンサを備えることで、高圧とされる所
要のレベルの直流高電圧を生成して出力すると共に、上
記多段型整流回路の整流電流経路に対して直列に挿入さ
れるダイオード素子を設けて形成される、ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧安定化回路。
【請求項３】インダクタ、コンデンサ及び抵抗素子に
より形成され、上記高圧用一次巻線に対して直列に接続
される並列共振回路が設けられることを特徴とする請求
項１に記載のスイッチング電源回路。